DE2655237C3

DE2655237C3 - Switching device with transistors

Info

Publication number: DE2655237C3
Application number: DE19762655237
Authority: DE
Inventors: Dieter Dipl.-Ing. 8520 Erlangen Hassler
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1976-12-06
Filing date: 1976-12-06
Publication date: 1980-01-10
Also published as: FR2373194A1; DE2655237A1; DE2655237B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltvorrichtung mit Transistoren zum Schalten elektrischer Signale, insbesondere der Sende- und Empfangssignale der Ultraschallschwinger eines Ultraschall-Strahlersystems, wobei in einer Schaltstrecke wenigstens zwei Transistoren gegensinnig zusammengeschaltet sind und den Leitstrecken der Transistoren Dioden parallelgeschaltet sind, die jeweils in Gegenrichtung zur Leitstrecke des zugehörigen Transistors gepolt sind.The invention relates to a switching device with transistors for switching electrical signals, in particular the transmission and reception signals of the ultrasonic transducers of an ultrasonic emitter system, wherein at least two transistors are connected together in opposite directions in a switching path and the Conductive paths of the transistors are connected in parallel with diodes, each in the opposite direction to the conductive path of the associated transistor are polarized.

Solche Schaltungsvorrichtungen sind beispielsweise aus der Zeitschrift »Elektronische Rundschau« Nr. 12, 1959, Seite 439 sowie auch aus der FR-PS 20 50 557 oder auch DE-AS 12 70 103 vorbekannt.Such switching devices are, for example, from the magazine "Electronic Rundschau" No. 12, 1959, page 439 and also from FR-PS 20 50 557 or also DE-AS 12 70 103 previously known.

In der Ultraschalltechnik sollen beim Einsatz von Ultraschall-Strahlersystemen die Schwingerelemente sowohl während des Sendevorgangs als auch beim Empfang nach vorgebbaren Mustern elektrisch zu- bzw. abgeschaltet werden können. Dies erfordert jedoch die Bewältigung großer Pegelunterschiede bezüglich Strom und Spannung, da beim Senden hohe, beim Empfang hingegen extrem niedrige Signalwerte zu erwarten und im Sperrfall zudem hohe Sperrspannungswerte erwünscht sind. Darüber hinaus ist auch zu fordern, daß das Übersprechen von einer Schaltleitung auf eine Signalleitung sowie auch das Eigenrauschen der Schalter sehr klein sind. Speziell für die Zuordnung der Schaltvorrichtungen zu einem Ultraschall-Strahlersystem muß außerdem der Platz- und Energiebedarf wegen der großen Anzahl der erforderlichen Ansteuer= schalter niedrig gehalten werden, um den Einbau in einem handgehaltenen Gerät zu ermöglichen. Letztere Forderung dürfte nur mit Integrationstechnik möglich sein.In ultrasound technology, when using ultrasound emitter systems, it should be possible to electrically switch the transducer elements on and off both during the transmission process and during reception according to predeterminable patterns. However, this requires coping with large level differences in terms of current and voltage, since high signal values are to be expected when transmitting, but extremely low signal values are to be expected when receiving, and high blocking voltage values are also desired in the case of blocking. In addition, it is also required that the crosstalk from a switching line to a signal line and also the inherent noise of the switches are very small. Especially for the assignment of the switching devices to an ultrasonic emitter system, the space and energy requirements must also be kept low because of the large number of control switches required in order to enable installation in a hand-held device. The latter requirement should only be possible with integration technology.

Aufgabe vorliegender Erfindung ist es, eine Schaltvorrichtung dahingehend auszubilden, daß vorstehende Bedingungen erfüllt werden.The object of the present invention is to develop a switching device in such a way that the above Conditions are met.

Die Aufgabe wird mit einer Schaltvorrichtung der eingangs genannten Art erfindungsgemäB gelöst durch die gegensinnige Zusammenschaltung von zwei bipolaren Transistoren in der Schaltstrecke in dem Sinne, daß in Abhängigkeit von der Polarität des zu schaltenden Signals immer ein Transistor normal, der andere hingegen invers leitend ist, und durch eine solche Bemessung der Bauelemente, daß Amplituden des zu schaltenden Signalstromes, die unterhalb einer Amplitudenschwelle iiegen, unverzerrt und ohne Mitwirkung in der Dioden übertragen werden, wobei hingegen bei Amplituden über der Schwelle die Schwellspannung jener Diode überschritten wird, die dem invers leitenden Transistor parallelgeschaltet ist, so daß diese Diode dann die Weiterleitung des hochamplitudigen Signal-Stromes übernimmtThe task is with a switching device of the initially mentioned type according to the invention solved by the opposing interconnection of two bipolar transistors in the switching path in the sense that Depending on the polarity of the signal to be switched, one transistor is always normal, the other on the other hand is inversely conductive, and by such Dimensioning of the components that amplitudes of the signal current to be switched, which lie below an amplitude threshold, undistorted and without involvement in of the diodes are transmitted, whereby, however, the threshold voltage for amplitudes above the threshold that diode is exceeded, which is connected in parallel to the inversely conducting transistor, so that this diode then the forwarding of the high-amplitude signal stream takes over

Bipolare Transistoren, deren Einsatz in Verbindung mit einer Schaltvorrichtung der eingangs aufgeführten Art des Standes der Technik durch vorliegende Erfindung erstmalig vorgeschlagen wird, besitzen bekanntlich eine hohe Stromleitfähigkeit (z. B. bis 100 mA bei Stromieitzeiten bis zu ca. 1 usec). Hinsichtlich der Stromleitfähigkeit eignen sich also derartige bipolare Transistoren sehr wohl für die Bewältigung hoher Pegelunterschiede bezüglich Strom und Spannung. Bisher ungelöstes Problem des an sich erwünschten Einsatzes bipolarer Schalter war jedoch, daß positive und negative Spannungsanteile einer Betriebswechselspannung nicht gleichzeitig zu sperren waren bzw. im leitenden Zustand der Transistoren nicht beide Stromrichtungen gleichzeitig zugelassen sein konnten. Vorliegende Erfindung löst das Problem in einfachster Weise. Bei bipolaren Transistoren, die einen geforderten maximalen Kollektorstrom (beispielsweise von 100 mA) mit nicht zu kleiner Stromverstärkung führen J5 können, liegt die Basis-Emitter-Sperrspannung bei kleinen Werten (z.B. 5 bis 10V). Lediglich die Kollektor-Basis- und Kollektor-Emitter-Spannung erreichen in einer Richtung jeweils hohe Sperrspannungswerte. Die gegensinnige Zusammenschaltung wenig- stens zweier bipolarer Transistoren bewirkt also hohe Sperrspannungswerte sowohl für positive als auch negative Spannungsrichtung. Die Übernahme zu sperrender Spannungsteile erfolgt dabei im Sperrzustand der Schaltvorrichtung hinsichtlich positiver Spannun- ■»> gen am einen Transistor und hinsichtlich negativer Spannungen entsprechend am anderen Transistor. Die Gegetteinanderschaltung bei Normalbetrieb des einen und gleichzeitigen Inversbetrieb des anderen Transistors ist an sich zwar nachteilig, da bei Inversbetrieb des w Transistors in unerwünschtem Maße die Stromverstärkung sinkt. Das Problem wird jedoch beseitigt durch die Dioden parallel zu den Leitstrecken der gegensinnig geschalteten Transistoren. Der Effekt dieser Dioden ist, daß sich zwar in der Nähe des Nullpunktes jeder <> durchgeschaltete Transistor wie ein ohmscher Widerstand mit niedrigem Widerstandswert (ζ. B. ca. 3 Ohm) verhält; kleine Ströme, wie sie beispielsweise gemäß eingangsseitiger Ausfahrungen in der Ultraschalltechnik im Empfangsfall von Ultraschallsignalen vorkom- ho men, können unverzerrt und ohne Mitwirkung der Dioden übertragen werden. Steigt der Strom hingegen an und erreicht er entsprechend Amplituden, wie sie beispielsweise im Sendefall auftreten, wird jedoch früher oder später die Schwellspannung jeweils der dem invers leitenden Transistor parallelgeschalteten Diode überschritten und diese Diode übernimmt dann die Weiterleitung des hocharaplitudigen Signalstromes.Bipolar transistors, their use in conjunction with a switching device of the type mentioned at the beginning of the prior art by the present Invention is proposed for the first time, are known to have a high electrical conductivity (z. B. up to 100 mA with current times up to approx. 1 usec). With regard to the conductivity, these are therefore suitable bipolar transistors for coping with high level differences in terms of current and voltage. However, the previously unsolved problem of the use of bipolar switches, which is desirable per se, was that positive and negative voltage components of an operating AC voltage could not be blocked at the same time or in the conductive state of the transistors, both current directions could not be allowed at the same time. The present invention solves the problem in the simplest possible way. In the case of bipolar transistors that have a required maximum collector current (for example of 100 mA) with a current gain that is not too small lead to J5 the base-emitter reverse voltage is at low values (e.g. 5 to 10V). Only that Collector-base and collector-emitter voltages each reach high reverse voltage values in one direction. The opposing interconnection little- at least two bipolar transistors thus causes high reverse voltage values for both positive and negative voltage direction. The transfer of voltage parts to be blocked takes place in the blocked state the switching device with regard to positive voltage ■ »> conditions on one transistor and, with regard to negative voltages, correspondingly on the other transistor. the Inverse connection in normal operation of one transistor and simultaneous inverse operation of the other transistor is inherently disadvantageous, since in inverse operation of the w Transistor to an undesirable extent the current gain drops. However, the problem is eliminated by the Diodes parallel to the conductive lines of the oppositely connected transistors. The effect of these diodes is that every <> Connected transistor like an ohmic resistor with a low resistance value (ζ. B. approx. 3 Ohm) behaves; small currents, as they occur, for example, according to experience on the input side in ultrasound technology when receiving ultrasound signals men, can be transmitted undistorted and without the involvement of the diodes. On the other hand, if the current increases on and it reaches corresponding amplitudes as they occur, for example, in the transmission case, however sooner or later the threshold voltage of the diode connected in parallel with the inversely conducting transistor exceeded and this diode then takes over the forwarding of the high-polarity signal current.

Weitere Vorteile und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführur.gsbeispielen anhand der Zeichnung in Verbindung mit den Unteransprüchen. Es zeigtFurther advantages and details of the invention emerge from the following description of FIG Exemplary embodiments based on the drawing in conjunction with the subclaims. It shows

F i g. 1 ein Ultraschall-Strahlersystem im schematischen Aufbau,F i g. 1 an ultrasonic emitter system in a schematic structure,

Fig.2 ein Ansteuerkonzept zur Ansteuerung der Wandlerelemente eines Ultraschall-Strahlersystems mit Serien- und Kurzschlußschaltern,2 shows a control concept for controlling the Transducer elements of an ultrasonic emitter system with series and short-circuit switches,

Fig.3, 4 Ausführungsformen von Serien- bzw. Kurzschlußschaltern jremäß der Erfindung,3, 4 embodiments of series or short-circuit switches according to the invention,

F i g. 5, 6 vorteilhafte Ausgestaltungen von Schaltern gemäß den F i g. 3 und 4.F i g. 5, 6 advantageous embodiments of switches according to FIGS. 3 and 4.

In der Fig. 1 besteht das Ultraschall-Strahlersystem aus einer Vielzahl von an der Vorderfläche eines Trägerteiles T (z.B. Applikatorgehäuse) in Reihe nebeneinander und in Spalten 5Pl, 5P2 ... SPN übereinander angeordneten Ultraschallwandlerelementen. Jede Reihe hintereinander angeordneter Wandlerelemente umfaßt beispielsweise ca. 120 Einzelelemente. Die Zahl übereinander angeordnet Reihen beträgt vorzugsweise drei. Jeweils drei übererianderiiegende Wandlerelemente bilden eine Spalte des Strahlersystems. Da jede Wandlerelementreihe aus ca. 120 Elementen besteht, umfaßt das Ultraschall-Strahlersystem ''-so insgesamt 120 Spalten zu jeweils drei übereinander angeordneten Wandlerelementen. Beim Strahlersystem der F i g. 1 sind lediglich die drei übereinanderliegenden Wandlerelemente der ersten Wandlerelementspalte 5Pl auf der Sinken Seite des Strahlersystems mit Wl, W 2 und W3 bezeichnet Die Durchnumerierung der weiteren Wandlerelemente würde für die jeweils nächstfolgenden Spalten jedoch entsprechend verlaufen.In FIG. 1, the ultrasonic emitter system consists of a large number of ultrasonic transducer elements arranged one above the other in rows on the front surface of a carrier part T (eg applicator housing) and in columns 5Pl, 5P2 ... SPN. Each row of transducer elements arranged one behind the other comprises, for example, approximately 120 individual elements. The number of rows arranged one above the other is preferably three. Three overlying transducer elements each form a column of the radiator system. Since each row of transducer elements consists of approx. 120 elements, the ultrasonic emitter system comprises a total of 120 columns, each with three transducer elements arranged one above the other. In the case of the radiator system in FIG. 1, only the three superimposed transducer elements of the first transducer element column 5Pl on the sink side of the radiator system are denoted by W1, W 2 and W3.

In der Fig.2 ist nun das Ansteuerkonzept für die jeweils drei übereinanderliegenden Wandlerelemente einer jeden Spalte anhand der Wandlerelemer.te Wl, W 2, W 3 der ersten Spalte 5Pl schematisch näher erläutert. Parallel hierzu liegen entsprechend die weiteren Wandlerspalten 5P2 bis SPN entsprechend Fig. 1. Zum Zu- bzw. Wegschalten einzelner WandlereleiTiente, beispielsweise der Wandlerelementspalte 5Pl im Sende- bzw. Empfangsfall, dienen nun den Wandlerelementen jeweils zugeordnete Schalter 51 bis 56. Davon stellen die Schalter 51. 53 und 55 hinsichtlich der Wandlerelemente Wl, W2, W3 jeweils Serienschalter dar, während die Schalter 52, 54, 56 sogenannte Kurzschlußhalter sind. Die Ansteuerung der einzelnen Schalter 51 bis 56 erfolgt in der üblichen Weise durch ein erstes Schieberegister (nicht dargestellt) mit der Ansteuerleitung A 1. Im Schemaaufbau der F i g. 2 bezeichnet ferner der Buchstabe 5 den Sender zur Ansteuerung einzelner Wandlerelemente. Die Einschaltung des Senders 5 erfolgt wiederum über Serienschalter 57 mit zugehörigem Kurzschlußschalter 58. Die Ansteuerung erfolgt durch ein zweites Schieberegister (nicht dargestellt) über die Ansteuerleitung A 2. Der Signalempfänger der Anordnung gemäß der Fig.2 ist mit Ebezeichnet. Als Empfangsschalter dient ein Serienscnalter 59. In der Anordnung gemäß F i g, 2 arbeiten Serienschalter und KurzschluBschalter eines jeden Schalterpaares 51 bis 56 beispielsweise im Gegentakt betrieb, d. h. ist ein Serienschalter geschlossen, so ist der zugehörige Kurzschlußschalter immer offen oder umgekehrt. Mit dem Prinzipschema der F i g. 2 ergibt sich damit folgendes Ansteuerkonzept: Im Sendefall ist der Serienschalter 57 immer geschlossen, während hingegen der Kurzschlußschalter 58 immerIn FIG. 2, the control concept for the three superimposed transducer elements of each column is now schematically explained in more detail with reference to the transducer elements W1, W 2, W 3 of the first column 5Pl. Parallel to this are the other converter columns 5P2 to SPN according to FIG 51, 53 and 55 each represent series switches with regard to the transducer elements W1, W2, W3, while the switches 52, 54, 56 are so-called short-circuit holders. The individual switches 51 to 56 are controlled in the usual way by a first shift register (not shown) with control line A 1. In the schematic structure of FIG. 2, the letter 5 also denotes the transmitter for controlling individual transducer elements. The transmitter 5 is switched on again via a series switch 57 with an associated short-circuit switch 58. It is controlled by a second shift register (not shown) via the control line A 2. The signal receiver of the arrangement according to FIG. A series switch 59 serves as the receiving switch. In the arrangement according to FIG. With the principle diagram of FIG. 2 thus results in the following control concept: In the case of transmission, the series switch 57 is always closed, while the short-circuit switch 58 is always closed

geöffnet ist. Ebenso geöffnet ist der Empfangsschalter 59. Je nach Ansteuerkonzept der Wandlerelemente WX bis WS sind auch die Serienschalter 51, 53 oder 55 geschlossen, während die Kurzschlußschalter 52. 54,56 bei zugeordnetem geschlossenem Serienschalter jeweils geöffnet sind. Im Empfangsfall ergeben sich umgekehrte Verhältnisse, d.h., offen sind S7 und weiterhin 58 sowie je nach Tiefenlage der zu erwartenden Echosignale einzelne Serien- oder Kurzschlußschalter 51 bis 56. Geschlossen sind auf jeden Fall der Empfangsschalter 59 sowie die Komplemente der geöffneten Schalter 51 bis 56.is open. The receiving switch 59 is also open. Depending on the control concept of the transducer elements WX to WS , the series switches 51, 53 or 55 are also closed, while the short-circuit switches 52, 54, 56 are each open when the series switch is associated with it. In the case of reception, the situation is reversed, that is, S7 and 58 are open and, depending on the depth of the expected echo signals, individual series or short-circuit switches 51 to 56 are closed.

GemäB der Erfindung ergeben sich nun an den jeweiligen Serien- bzw. Parallelschaltern nach Sende- und Empfangsfail unterschiedliche Bedingungen. Im Sendefall sollte jeder geschlossene Serienschalter mindestens kurzzeitig, z. B. für I μ$εο. hohe Stromleitfähigkeit im Bereich von beispielsweise 10OmA aufwei-According to the invention, different conditions now arise at the respective series or parallel switches after the send and receive failures. When sending, each closed series switch should at least briefly, e.g. B. for I μ $ εο. high current conductivity in the range of, for example, 10OmA

n_: 1.1 n_ 11..1-..1...I. it»- :_j ι i:_n_: 1.1 n_ 11..1 - .. 1 ... I. it »-: _j ι i: _

3CIl. UCl gCM~llllS93l.lll.IM I dl Ol IU I3tl IfXI It I 3IfIIlC JtUUtII UIt3CIl. UCl gCM ~ llllS93l.lll.IM I dl Ol IU I3tl IfXI It I 3IfIIlC JtUUtII UIt Stromleitfähigkeit ca. Vi₀ dieses Wertes, d. h. allenfalls 10 mA, betragen. Die geöffneten Schalter sollten jedoch jeweils hohe Sperrspannung mindestens im Bereich 40 V unipolar bzw. ±20 V bipolar aufweisen. In den Srhaltmomenten der Sende- und Empfangsphasen soll ein Übersprechen von der Ansteuerleitung des Schalters auf die Signalleitung weitgehend vermieden werden. Im Sendefall wird von den jeweils geschlossenen Schaltern niedriger Durchlaßwiderstand, z. B. < 10 Ohm, gefordert, um Sendespannungsverluste möglichst klein, die Sperrdämpfung hingegen möglichst groß zu halten. Diese Forderungen gelten sinngemäß auch für den Empfangsfall. Zusätzlich wird auch noch niedriges Rauschen bei geschlossenem Schalter gefordert. Der geöffnete Schalter sollte relativ niedrige Kapazität aufweisen. Es muß nämlich beachtet werden, daß parallel zu einem einzigen Wandlerelementplättchen als Signalquelle viele geöffnete Schalter parallel liegen können. Bei zu hoher Kapazität des geöffneten Einzelschalters ergibt sich eine Gesamtkapazität sämtlicher geöffneter Schalter, die eine unerwünschte hohe Belastung der gesamten Wandleranordnung darstellt. Sende- bzw. Empfangssignale werden hierdurch unnötig stark bedämpftConductivity is approximately Vi _{0 of} this value, ie at most 10 mA. However, the open switches should each have a high reverse voltage in the range of at least 40 V unipolar or ± 20 V bipolar. In the stopping moments of the transmit and receive phases, crosstalk from the control line of the switch to the signal line should be largely avoided. In the transmission case, the respective closed switches lower forward resistance, z. B. <10 ohms, required to keep transmission voltage losses as small as possible, but keep the blocking attenuation as large as possible. These requirements apply mutatis mutandis to the case of receipt. In addition, low noise is also required when the switch is closed. The open switch should have a relatively low capacity. It must be noted that many open switches can be parallel to a single transducer element plate as a signal source. If the capacitance of the open individual switch is too high, there is a total capacitance of all open switches, which represents an undesirably high load on the entire converter arrangement. Transmit and receive signals are unnecessarily attenuated

Schalter, die diese Bedingungen bereits in gutem Maße erfüllen, sind in den F i g. 3 und 4 dargestellt. Der Schalter der Fig.3 ist dabei in typischer Kurzschlußschalter, während der Schalter nach der F i g. 4 den Serienschalter darstellt Jeder der beiden Schalter ist dabei im Grundkonzept der Erfindung gleichartig aufgebaut Es enthält jeder der Schalter also insgesamt zwei bipolare Transistoren 7Ί und T2, die in der dargestellten Weise gegeneinander geschaltet sind. Parallel zu den Leitstrecken der Transistoren TX bzw. TI liegen gemäß der Erfindung die Dioden D1 bzw. DZ Die Ansteuerung der Transistoren Ti und Tl erfolgt über Ansteuerwiderstände RX, RZ, R 3 und RA sowie Halbleiterdioden D3 und D4. Das Schaltkonzept ist relativ einfach. Im Sperrzustand der Schalteranordnung werden hohe positive Spannungen durch den Transistor T2 und die Dioden D 2 unf D 3 abgeblockt Bei negativen Spannungen erfolgt im Sperrzustand hingegen Abblockung durch den Transistor TX sowie die Dioden Dl und DA. Soll der Schalter hingegen durchgeschaltet werden, d. h. sollen die Transistoren Tl und T2 in den leitenden Zustand gesteuert werden, ergibt sich je nach Polarität der Spannung U, Stromdurchschaltung bei hohen Signalspannungen für positive Anteile über die Diode D1, die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 7"2 nach Masse. Bei negativen Anteilen ergibt sich ein Strompfad entsprechend über die Diode D 2, die Kollektor-Emitter-Strekke des Transistors 7Ί zur Signalquelle. Die sich auf -, beide Transistoren verteilenden Basis-Steuerströme fließen im ersteren Fall, d. h. bei positiver Signalspannung, unmittelbar gegen Masse, bei negativer Spannung hingegen in umgekehrter Richtung zur Signalquelle ab. Das einseitige Abfließen eines Signalstromes unmitlelSwitches which already meet these conditions to a good extent are shown in FIGS. 3 and 4 shown. The switch of FIG. 3 is a typical short-circuit switch, while the switch according to FIG. 4 represents the series switch. Each of the two switches is constructed in the same way in the basic concept of the invention. Each of the switches thus contains a total of two bipolar transistors 7Ί and T2, which are connected to one another in the manner shown. According to the invention, the diodes D 1 and DZ are parallel to the conductive paths of the transistors TX and TI . The control of the transistors Ti and Tl takes place via control resistors RX, RZ, R 3 and RA and semiconductor diodes D3 and D 4. The switching concept is relative simple. In the blocking state of the switch arrangement, high positive voltages are blocked by the transistor T2 and the diodes D 2 and D 3. In the blocking state, however, blocking occurs by the transistor TX and the diodes D1 and DA. If, however, the switch is to be switched through, ie the transistors Tl and T2 are to be switched to the conductive state, depending on the polarity of the voltage U, current through-connection at high signal voltages for positive components via the diode D 1, the collector-emitter path of the results Transistor 7 "2 to ground. With negative components, a current path results accordingly via the diode D 2, the collector-emitter path of the transistor 7Ί to the signal source in the case of positive signal voltage, directly to ground, in the case of negative voltage, however, in the opposite direction to the signal source bar gegen Masse erfolgt jedoch lediglich beim Kurzschlußschalter gemäß der Fig.3. Beim Serienschalter gemäß Fig.4 besteht hingegen Anschluß des Signalweges einerseits unmittelbar an die Signalquelle und andererseits an die Last d. h. Wandlerelemente W.bar against mass, however, only takes place when Short circuit switch according to Fig.3. In the case of the series switch according to FIG. 4, however, there is connection of the Signal path on the one hand directly to the signal source and on the other hand to the load d. H. Converter elements W.

Solange im Falle des Serienschalters der Fig. 4 der Steuerkreis für die Transistoren potentialfrei an die Signalleitung angeschlossen werden kann (Prinzip des floating input), ergeben sich keine Probleme bezüglichAs long as in the case of the series switch of FIG Control circuit for the transistors can be connected to the signal line potential-free (principle of floating input), there are no problems with ^lnc Α ί»β·»*»»ι^ lnc Α ί »β ·» * »» ι

einfacheren Schaltungstechnik mil Oleichstromkopplung angesteuert werden, so muß entweder der Signalgenerator 5 oder der Verbraucher W (oder beide) eine Gleichstromverbindung nach Masse aufweisen, über die die Ansteuerströme abfließen können. Ansimpler circuit technology with direct current coupling, either the Signal generator 5 or the consumer W (or both) have a direct current connection to ground, through which the control currents can flow. At dererseits muß jedoch auch schaltungsgemäß gewähr leistet sein, daß auch bei extrem hoher Signalspannung ein Aiisteuerstrom fließen kann. Beim Serienschalter der F i;', 4 ist daher eine mögliche Ansteuerschaltung gestrichelt angedeutet die neben dem eigentlichenon the other hand, however, the circuit must also be guaranteed ensure that an auxiliary control current can flow even with extremely high signal voltages. At the series switch the F i; ', 4 is therefore a possible control circuit indicated by dashed lines next to the actual

so Ansteuertransistor T% (der auch bei der Ansteuerung des Kurzschlußschalters gemäß Fig.3 vorgesehen ist; eine Konstantstromqueile, bestehend aus einem weiteren Transistor Γ5 mit Teilerwiderständen R 7, R 8. Γ9, einer normalen Halbleiterdiode D5 und einer Zenerdiso control transistor T% (which is also provided for the control of the short-circuit switch according to Figure 3; a constant current source, consisting of a further transistor Γ5 with divider resistors R 7, R 8. Γ9, a normal semiconductor diode D5 and a Zenerdi ode D 6, umfaßt. Die Konstantstromquelle wird von einer Speise- oder Versorgungsspannung betrieben, die um einige Volt größer ist als die höchst vorkommende Signalspannung des Senders 5. Bei Betrieb des Ultraschall-Strahlersystems beträgt die Versorgungsor D 6. The constant current source is operated by a supply voltage that is a few volts higher than the highest signal voltage of the transmitter 5. When the ultrasonic emitter system is in operation, the supply is spannung vorzugsweise U, = U_s + 15 Volt Durch die Konstantregelung des Steuerstroms wird verhindert, daß der Basisstrom signalspar.nungsabhängig wird.voltage preferably U, = U _s + 15 volts The constant regulation of the control current prevents the base current from becoming dependent on the signal saving.

Bei letztgenanntem Ansteuerkonzept entstehen bei hohen Versorgungsspannungen gewöhnlich auch hoheWith the latter control concept, high supply voltages usually also result in high voltages Verlustleistungen in der Ansteuerschaltung. Der Steuerstrom muß nämlich je nach den Erfordernissen des höchsten vorkommenden Signalstroms ausgelegt werden, so daß das Produkt aus Strom und Spannung, d. h. die Verlustleistung, groß wird. Wenn nun jedoch, wie esPower losses in the control circuit. The control current must namely depending on the requirements of the highest signal current occurring, so that the product of current and voltage, i. H. the power dissipation becomes large. If, however, like it bei der speziellen Anwendung des Schalters bei der Ultraschall-Plus-Echo-Metliode der Fall ist i- der Sendephase nur für sehr kurze Zeit ein hoher Signalstrom zu fließen hat, während hingegen in der Empfangsphase fiber eine wesentlich längere Zeitin the special application of the switch in the Ultrasound plus echo method is the case A high signal current only has to flow for a very short time in the transmission phase, whereas in the Reception phase over a much longer period of time lediglich niedrige Empfangsströme auftreten, wäre es vorteilhaft die hohe Versorgungsspannung samt hohem Steuerstrom nur während der kurzen Sendephase bereitzustellen, in der langen Empfangsphase hingegen die Spannungs- und Stromwerte entsprechend aufonly low receiving currents occur, it would be the high supply voltage and the high control current are advantageous only during the short transmission phase in the long reception phase, on the other hand, the voltage and current values accordingly niedrigere Werte zu steuern. Gemäß vorteilhafter Ausgestaltung der Ausführungsbeispiele nach den Fig.3 und 4 könnte dies anstelle Eingriff in der externen Steuerung (z. B. Versorgungsspannung immer größer als Signalspannung) durch Selbststeuerungcontrol lower values. According to an advantageous embodiment of the embodiments according to 3 and 4 could do this instead of intervening in the external control (e.g. always supply voltage greater than signal voltage) through self-control bewältigt werden. In einem solchen FaO kann auf eine hohe Versorgungsgleichspannung verachtet werden, weil der Signalgenerator mit hohen Stromwerten selbst den Steuerstrom liefert. Man erhält dann eine optimalebe mastered. In such a situation one can High DC supply voltage are despised because the signal generator itself has high current values supplies the control current. You then get an optimal one

Anpassung des Steuerstromes an den jeweiligen Bedarf. Eine Schaltungsmodifikation, die diesen Bedingungen genügt, d. h. die Selbststeuerung vorsieht, ist in der F i g. 5 angedcu'et. Die Schaltungsordnung nach der F i g. 5 unterscheidet sich von der bisherigen Anordnung der F i g. 3 und 4 insbesondere durch zwei weitere gegeneinandergeschaltete komplementäre Transistoren T3 w-'i TA. Wird die Signalspanniing t/, jetzt größer als die Ve^rsorgungsspannung U, (z. B. bei U, = 20 V), so sind die Transistoren Tl und Γ2 ausgeschaltet. An ihrer Stelle übernehmen jetzt die Transistoren T3 und T 4 wechselweise die Ströme. Ist der Strom positiv, so ergibt sich ein Strompfad über die Diode D 1, den Transistor T 4 und die Diode DS zur Last W. Im umgekehrten Fall ergibt sich der Strom weg über die Diode D 2, den Transistor T3 und die Diode DT. Bei Signalspannungen kleiner als die Versorgungsspannung ίΛ sind T3 und T 4 außer Betrieb, während entsprechend T2 bzw. D 2 und D 1 leitend sind. Bei kleinen Strömen und Spannungen (Empfangsfall; arbeitet die Schaltvorrichtung unverändert wie auch bei den F i g. 3 und 4. Die Sperrphase übernehmen bei positiven Spannungen die Transistoren Tl, TA und TS sowie die Dioden D 2, D 3 und D10. Bei negativen Spannungen ergibt sich gleiches hinsichtlich der Transistoren Ti, T3 und T6 sowie der Dioden D1 und DA. Von den neu eingefügten Halbleiterdioden Dl bis DlO sind die Dioden D9 und DlO reine Entkoppeldioden. Die Dioden Dl und D8 dienen hingegen zur Verminderung des Kapazitätswertes des geöffneten Schalters bei Parallelschaltung der Transistoren T3 und TA zu den Transistoren TX und T2. Die Transistoren TS und T6 sind digital arbeitende Schalttransistoren. Bezüglich der Integrierfähigkeit hat die Schaltungsanordnung gemäß F i g. 5 jedoch den Nachteil, daß komplementäre Transistoren gerade in jenen Zweigen benötigt werden, die hohe Ströme führen. Die integrierbaren (lateralen; pnp-Transistoren erreichen nun jedoch nur bei kleinen Strömen annehmbare Stromverstärkungswerte. Sie sollten daher möglichst nur im Logikteil der Schaltvorrichtung eingesetzt werden. Letzteres geschieht in der Schaltungsmodifikation der Fig.6. Ein wesentlicher Untersciiicu zwischen ucr Suiiaiiuiigbaiiui ünuiig der F ι g. 6 und jener der Fig.5 besteht darin, daß unter Wegfall der Dioden Dl und D8 die Kollektoren der Transistoren 7"3 und TA nunmehr direkt an die Basen der Transistoren TX und T2 angekoppelt sind. Bei kleinen Strömen bzw. Spannungen (Empfangsfall) spielen die Transistoren T3 und TA keine Rolle, d. h. die Schaltung entspricht dem Grundkonzept der F i g. 3 und 4. Bei großen positiven Momentanspannungen fließt jedoch bei eingeschaltetem Schalter (Transistor T5 leitend; ein Strom über die Diode DX, den Transistor TA, den ohmschen Widerstand ff 13 und die Diode DIl zum Transistor TS. Dadurch wird der Transistor TA in den leitenden Zustand gebracht. Der Transistor T2 arbeitet daraufhin wie eine Diode. Der Basisstrom für den Transistor T2 wird also vom Wechselstromgenerator selbst gelierfert, wobei jedoch der Hauptstrom weiterhin durch D1 und T2 fließt. Bei ausgeschaltetem Schalter iioemehmen die Bauelemente D 3, T2, TA, D12 und D 2 die Sperrspannung. Wegen der Symmetrie der Schaltung erübrigt sich die Beschreibung für die umgekehrte Stromflußrichtung bei negativen Momentanspannungen. Die Verzerrungsgrenze der Schaltung liegt wie vorher bei zwei Dioden-Schweüspannungcn. Die Kapazität jeweils ausgeschalteter Transistoren T3 und TA addiert sich allerdings zu ca. TYo (je nach GrößeAdjustment of the control current to the respective requirement. A circuit modification which satisfies these conditions, ie provides for self-control, is shown in FIG. 5 indicated. The circuit arrangement according to FIG. 5 differs from the previous arrangement of FIG. 3 and 4 in particular by two further complementary transistors T3 w-'i TA that are connected against one another. If the Signalspanniing t /, now greater than the supply voltage Ve ^r U (z. B. at U = 20 V), transistors Tl and off are Γ2. In their place, the transistors T3 and T 4 now alternately take over the currents. If the current is positive, there is a current path through the diode D 1, the transistor T 4 and the diode DS to the load W. In the opposite case, the current results through the diode D 2, the transistor T3 and the diode DT. With signal voltages lower than the supply voltage ίΛ, T3 and T 4 are out of operation, while T2 or D 2 and D 1 are conductive. In the case of small currents and voltages (reception case; the switching device works unchanged as in FIGS. 3 and 4. The blocking phase is taken over by the transistors T1, TA and TS and the diodes D 2, D 3 and D 10 in the case of positive voltages negative voltages results equal in terms of the transistors Ti, T3 and T6 and the diode D 1 and DA. of the newly inserted semiconductor diodes Dl to DLO, the diodes D 9 and DLO pure decoupling diodes. the diodes Dl and D8, however, serve to reduce the capacitance value of the open switch when the transistors T3 and TA are connected in parallel with the transistors TX and T2. The transistors TS and T6 are digital switching transistors. With regard to the integration capability, however, the circuit arrangement according to FIG which carry high currents, but the integrable (lateral; pnp transistors) only achieve small currents en acceptable current gain values. If possible, they should therefore only be used in the logic part of the switching device. The latter happens in the circuit modification of Fig. 6. A major underciiicu between ucr Suiiaiiuiigbaiiui ünuiig der F ι g. 6 and that of FIG. 5 consists in that, with the elimination of the diodes Dl and D8, the collectors of the transistors 7 "3 and TA are now coupled directly to the bases of the transistors TX and T2 . With small currents or voltages (reception case) play the transistors T3 and TA not matter, ie, the circuit corresponds to the basic concept of the F i g 3 and 4. for large positive instantaneous voltages but flows conductive when the switch (transistor T5;. a current through the diode DX, the transistor TA, the ohmic Resistor ff 13 and the diode DIl to the transistor TS. This brings the transistor TA into the conductive state. The transistor T2 then works like a diode. The base current for the transistor T2 is thus supplied by the alternator itself, but the main current continues through . D1 and T2 flows If the switch is, the components D 3, T2, TA, D12 and D 2 iioemehmen the reverse voltage. Because of the symmetry of the circuit is needless the description for the reverse current flow direction with negative instantaneous voltages. As before, the distortion limit of the circuit is two diode welding voltages. However, the capacitance of each of the switched-off transistors T3 and TA adds up to approx. TYo (depending on the size von ff i oder R A) zum schon vorhandenen Sperrwert. Da die Transistoren 7*3 und TA jedoch keine großen Ströme zu führen haben, können sie auch relativ kapazitätsarm ausgebildet werden. Mit der Schaltungsfrom ff i or RA) to the existing lock value. However, since the transistors 7 * 3 and TA do not have to carry large currents, they can also be designed to have a relatively low capacitance. With the circuit anordnung gemäß der F i g. 6 ergibt sich darüber hinaus auch noch folgender Vorteil: Wie vorstehend bereits angedeutet, kann der Basis-Ansteuerstrom u. U. auf die Analogsignale störenden Einfluß ausüben. Dies gilt insbesondere im Empfangsfall bei schwachen Signalen.arrangement according to FIG. 6 also results also has the following advantage: As already indicated above, the base control current can, under certain circumstances, be based on the Analog signals exert a disruptive influence. This is especially true when receiving weak signals.

to Gerade im Empfangsfall wird jedoch der Basisstrom unabhängig von der Signalspannung extern eingeprägt. Dies ergibt jedoch nun die Möglichkeit, eine Eliminierung des Basisstromes aus der Signalleitung durch Subraktion eines entsprechend gleich großen Stromes.However, especially when receiving, the base current is impressed externally regardless of the signal voltage. However, this now makes it possible to eliminate the base current from the signal line Subtraction of a correspondingly equal current.

IS Hierzu dienen ein Zusatztransistor Tl nebst einem Widerstand ff 20 in der Schaltungsanordnung gemäß Fig.6. Der Transistor Tl ist nur dann leitend, wenn über den Transistor T6 Steuerstrom an die Transistoren Tl und T2 geliefert wird. Der eingeprägte Steuerstrom IS An additional transistor Tl and a resistor ff 20 in the circuit arrangement according to FIG. 6 are used for this purpose. The transistor Tl is only conductive when control current is supplied to the transistors Tl and T2 via the transistor T6. The applied control current wird in der Größe dabei im wesentlichen von der Versorgungsspannung U, und den Widerständen R 2 und ff 3 bestimmt Der Widerstand ff 20 ist nun in seiner Größe so gewählt, daß der über ihn fließende Teilstrom gerade gleich der Summe der beiden mittels Transistoris essentially determined in size by the supply voltage U, and the resistors R 2 and ff 3. The resistor ff 20 is now selected in its size so that the partial current flowing through it is exactly equal to the sum of the two by means of the transistor T6 und den Widerständen ff 2 bzw. A3 eingeprägten Steuerströme für die Transistoren TX und T2 ist (Stromsenke). Die beiden Dioden D13 und D14 dienen hierbei zur Kompensation des Temperaturganges der Dioden D2 und D4 und der Basis-Emitter-Strecken derT6 and the resistors ff 2 or A3 impressed control currents for the transistors TX and T2 (current sink). The two diodes D 13 and D14 are used to compensate for the temperature response of the diodes D2 and D4 and the base-emitter paths of the Transistoren TX und TZ Mit der genannten Kompensationsschaltung ist eine Unterdrückung des Störeinflusses des Basis-Ansteuerstromes um ca. 20 bis 30 dB möglich. Die Vorsehung einer Konstantstromquelle, bestehend aus dem Transistor Tl und dem WiderstandTransistors TX and TZ With the mentioned compensation circuit it is possible to suppress the interference of the base drive current by approx. 20 to 30 dB. The provision of a constant current source , consisting of the transistor Tl and the resistor ff 20, ermöglicht ferner auch die Kompensation sogenannter Offset-Spannungen der Transistoren Tl und T2. Bekanntlich beträgt diese Offset-Spannung bei normaler Betriebsart des Transistors Tl oder T2 einige mV, z. B. 5 mV. In Inversrichtung liegt hingegen dieserff 20, also enables so-called offset voltages of the transistors Tl to be compensated and T2. As is known, this offset voltage is at normal operating mode of the transistor T1 or T2 a few mV, z. B. 5 mV. On the other hand, this is in the inverse direction Spannungswert bei ca. 'Λο des Normalwertes, also beispielsweise bei ca. 03 mV. Vorteilhaft ist es also, det. Basis-Ansteuerstrom durch die jeweilige Kollektordimie des Transistors Ti oder T2 anzuleiten (inversbetrieb). Zu diesem Zwecke kann nun gemäß VorschlagVoltage value at approx. Ο of the normal value, for example at approx. 03 mV. So it is beneficial, det. Guide the base control current through the respective collector dimension of the transistor Ti or T2 (inverse operation). For this purpose, according to the proposal der Fig.6 die Leitungsverbindung zwischen dem Widerstand ff 20 und dem Punkt PX der Schaltungsanordnung abgetrennt und statt dessen der Widerstand ff 20 mit dem Punkt P 2 zwischen den beiden Dioden D X und D 2 (gestrichelt angedeutet; verbunden werden.6 the line connection between the resistor ff 20 and the point PX of the circuit arrangement is separated and instead the resistor ff 20 is connected to the point P 2 between the two diodes DX and D 2 (indicated by dashed lines.

Durch diese Schaltungsmaßnahme wird nun das Potential im Punkt P2 durch die Stromquelle so lange abgesenkt, bis der eingestellte Strom erreicht ist. Die Basisströme der Transistoren Ti und T2 fließen dann zwangsläufig durch die Kollektordioden und zuAs a result of this circuit measure, the potential at point P2 is now lowered by the current source until the set current is reached. The base currents of the transistors Ti and T2 then inevitably flow through the collector diodes and to geringem Teil auch noch durch die Basiswiderstände ff 1 bzw. ff 4. Lediglich ein ganz geringer Fehlerstrom, der durch nicht ganz exakte Einstellung der Konstantstromquellen entstehen kann, fließt dann noch über die Emitterdioden. Aufgrund der Gegeneinanderschaltungto a small extent also by the base resistances ff 1 or ff 4. Only a very small fault current, which can arise due to the inaccurate setting of the constant current sources, then still flows through the Emitter diodes. Due to the mutual connection der Transistoren Tl und T2 im erfindungsgemäßen Sinne ergibt sich somit auch eine Kompensation der Offset-Spannungen bei den dargestellten zusätzlichen Schaltungsmaßnahmen der F i g. 6.of the transistors T1 and T2 in the sense of the invention thus also results in a compensation of the Offset voltages in the additional circuit measures shown in FIG. 6th

Bei den Schaltvorrichtungen der F i g. 3 bis 6 sind dieIn the switching devices of FIG. 3 to 6 are the

bipolaren Transistoren Tl bzw. T2 in der GegeneinandcrschakuRg RoflcKtorscitig miteinander verbunden. Selbstverständlich bietet sich bei Bedarf aber auch eine solche Gegeneinanderschaltung an, wo jeweils diebipolar transistors T1 and T2 in the GegeneinandcrschakuRg RoflcKtorscitig connected to each other. Of course, if necessary, there is also such a counter-circuit, where the

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Emitter beider Transistoren miteinander verbunden sind. Auch diese Schaltungsmöglichkeit Fällt selbstverständlich mit unter die Erfindung. Entsprechendes gilt auch für solche Modifikationen, in denen beispielsweise auch der Widerstand R 2 durch eine Transistorstromquelle ersetzt wird. Hiermit ergibt sich die Möglichkeit der spannungsunabhängigen freien Ansteuerung. Insbesondere kann durch Variation der Basisspannung des Stromquellentraasistors die Ansteuereinströmung der bipolaren Transistoren von extern frei gewählt werden.Emitter of both transistors are connected to each other. This circuit option is of course also covered by the invention. The same applies to modifications in which, for example, resistor R 2 is also replaced by a transistor current source. This results in the possibility of voltage-independent free control. In particular, by varying the base voltage of the current source traasistor, the control inflow of the bipolar transistors can be freely selected externally.

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So kann die Störschwelle für Störspannungen (z. B. Schaltknacks) a"> den Bedarfsfall entsprechend angepaßt werden; beispielsweise kann also bei geringer Anforderung an Stromleitfähigkeit und hoher Anforderung an Störfreiheit ein niedriger, bei umgekehrten Verhältnissen hingegen ein höherer Ansteuerstromwert gewählt werden. Die genannten Vorteile lassen sich in derselben Weise auch hinsichtlich des Transistors 77 in Verbindung mit dem Widerstand R 20 bei entsprechender Modifikation erreichen.The interference threshold for interference voltages (e.g. switching clicks) a "> can be adapted accordingly as required; for example, a lower control current value can be selected for low conductivity requirements and high requirements for freedom from interference, whereas a higher control current value can be selected for reverse conditions Advantages can also be achieved in the same way with regard to the transistor 77 in connection with the resistor R 20 with an appropriate modification.

Hierzu 2 Blatt ZeichnungenFor this purpose 2 sheets of drawings

Claims

Patent claims:

1. Switching device with traasistors for switching electrical signals, in particular the transmission and reception signals of the ultrasonic transducers of an ultrasonic emitter system, at least two transistors being connected in opposite directions in a switching path and diodes being connected in parallel to the conductive paths of the transistors, each in the opposite direction to the conductive path of the associated Transistors are polarized, characterized by the opposing interconnection of two bipolar transistors (Ti, T2) in the switching path in the sense that, depending on the polarity of the signal to be switched, one transistor is always normal, the other is inversely conductive, and through Such a dimensioning of the components that amplitudes of the signal current to be switched which are below an amplitude threshold are transmitted undistorted and without the involvement of the diodes (Di, D2) , whereas the threshold voltage of that diode is exceeded at amplitudes above the threshold th, which is connected in parallel to the inversely conducting transistor, so that this diode then takes over the forwarding of the high-amplitude signal current

2. Switching device according to claim 1, characterized in that a control current source is used to control the transistors (Ti, T2) which, at least in the case of the series circuit, is connected to ground on one side

3. Switching device according to claim 2, characterized in that the control current source comprises a constant current source (T5, H 7 b ^; s Ä9, D 5, D 6) for the control current

4. Switching device according to claim 3, characterized in that the supply voltage (U,) of the constant current source has a voltage value greater than the highest expected signal voltage value ([/ ^.

5. Switching device according to claim 2 or 3, characterized in that the supply voltage (U,) of the control current source is at a voltage value less than the highest expected signal voltage value (LJ ₁ ) and that the bipolar transistors (Ti, T2) bypass switching means (T3, T4 ) are assigned, which close a signal current path to bypass the bipolar transistors (Ti, T2) for the time period in which the signal voltage (U ₁ ) exceeds the supply voltage value fV,) in each case.

6. Switching device according to claim 5, characterized in that at signal voltage values (Us) less than the supply voltage (U,) of the control current source, the bridging switching means ff 3, 7 "4) are blocked, the bipolar transistors (Ti, T2), however, each in the sense the switching of signal currents can be activated.

7. Switching device according to claim 5 or 6, <* characterized in that the bridging switching means according to the bipolar transistors (Ti, T2 ) contain oppositely connected complementary transistors (7 * 3, T4).

8. A switching device according to claim 8, characterized by ^h 'in that the complementary transistors (T3, T4) are the collector side in common emitter coupling, however, the emitter side via blocking diodes (Dl, D 8) connected to the emitters of complementary-coupled bipolar transistors (Ti, T2) in the collector coupling .

9. Switching device according to claim 8, characterized in that with collector or emitter coupling of the bipolar transistors (Ti, T2), the complementary transistors (T3, TA) are always connected between the collectors and bases of the bipolar transistors (Ti, T2) , so that be ^{: with a} high signal voltage, one of the complementary transistors (T3, T4) is always switched to the conductive state and the bipolar transistor (Ti, T2) assigned to it is switched to diode operation

10. Switching device according to claim 9, characterized in that in the control circuit for the bipolar transistors (Ti, T2) an additional current generator (- U _n Tl, R 20) is present which the base control currents of the bipolar transistors (Ti, T2) have a current of about superimposed in opposite directions on the sum of the base currents

11. Switching device according to claim 10, characterized in that the additional current generator (- U _n Tl, R 20) on the bipolar transistors (Ti, T2) in the symmetry connection between the two, the conductive paths of the transistors (Ti, T2) parallel-connected diodes ( Di, D 2) is coupled.