DE2553868A1

DE2553868A1 - Schaltungsanordnung zur umwandlung einer eingangsgleichspannung in eine konstante ausgangsspannung

Info

Publication number: DE2553868A1
Application number: DE19752553868
Authority: DE
Inventors: Manuel De Aguirre
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1974-12-03
Filing date: 1975-11-29
Publication date: 1976-06-10
Also published as: FR2293824B1; ES443175A1; NL7415728A; BE836206R; FR2293824A1; CH607444A5

Description

25538^8

Patentanwalt
Dipl.Pb.ys. Leo Thul
Stuttgart

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

M. De Aguirre -2

Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer Eingangsgleichspannung in eine konstante Ausgangsspannung

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Umwandlung einer Eingangsgleichspannung in eine konstante Aus gangs spannung nach dem Impulslängenmodulationsverfahren mit einer Steuerschaltung zur Ableitung einer Steuer spannung, mit einer Kompensationsschaltung, die durch die Eingangsgleichspannug gespeist wird und mit der Steuerschaltung gekoppelt ist, wobei diese Kompensationsschaltung einen durch die Eingangsgleichspannung gespeisten Sägezahnspannungsgenerator, eine diesen Generator synchrnosierende und die Frequenz dieses Generators bestimmende Synchronisierungsschaltung, und eine Umwandlungsschaltung aufweist, der die Eingangsgleichspannung, die Sägezahnspannung und die Steuerspannung zugeführt werden, die ferner die Eingangsgleichspannung in eine Spannung aus rechteckförmigen Impulsen umwandelt, die dieselbe Frequenz wie die Sägezahnspannung und dieselbe Amplitude wie die Eingangsgleichspannung hat und deren Mittelwert ein Maß für die Ausgangsspannung ist, und die ferner die Impulslänge dieser rechteckförmigen Impulse abhängig von der St euer spannung und der Eingangsgleichspannung im Sinne einer Konstanthaltung der Ausgangs spannung beeinflußt. Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der belgischen Patentschrift 818 413 bekannt.

Krü/Sd

26.11.75 -/_

609824/0307

ORIGINAL INSPECTED

Ein Nachteil dieser bekannten Schaltungsanordnung besteht darin, daß eine externe Synchroni sie rungs schaltung benötigt wird, die T rigger impulse mit der erwähnten Frequenz an den Sägezahnspannung sgener a tor zur Synchrnosierung der Sägezahnspannung mit den Triggerimpulsen abgibt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, bei der keine externe Synchronisierungsschaltung benötigt wird. Dies wird gemäß der Erfindung dadurch erreicht, daß die Kompensationsschaltung einen, durch die Eingangsgleichspannung gespeisten, zweiten Generator aufweist, der eine eine Funktion der. Eingangsgleichspannung bildende Spannung erzeugt, und daß die Synchronisierungsschaltung einen Komparator aufweist, der mit dem zweiten Generator und dem Sägezahnspannungsgenerator gekoppelt ist, der die vom zweiten Generator erzeugte Spannung mit der vom Sägezahnspannungsgenerator erzeugten Spannung,

"vergleicht und der die Frequenz der Sägezahnspannung aufgrund dieses SpannungsVergleichs bestimmt.

Eine vorteilhafte Ausbildung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahnspannungsgenerator eine lineare Sägezahnspannung erzeugt, wobei die Steigung der ansteigenden Flanke proportional mit der Größe der Eingangsgleichspannung verläuft, daß die Umwandlungsschaltung so ausgebildet ist, daß die Impulslänge der erzeugten rechteckförmigen Impulse abhängig von dieser Steigung ist, und daß die durch den zweiten Generator erzeugte Spannung der Eingangsgleichspannung proportional ist.

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Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahnspannungsgenerator einen Kondensator und einen diesem Kondensator parallelgeschalteten Schalter aufweist, wobei an dem Kondensator die Sägezahnspannung auftritt, und daß der Komparator diesen Schalter zur Erzielung der Frequenz der Sägezahnspannung steuert, wobei der Scahlter bei seinem Ansprechen den Kondensator kurzschließt.

Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Generator durch einen von der Eingangsgleichspannung gespeisten Spannungsteiler gebildet ist, an dessen Abgriff die genannte proportionale Spannung abgreifilsar ist, daß der Komparator einen Transistor aufweist, deseen Basis-Emitter-Strecke zwischen diesem Abgriff und dem Abgriff eines aus einem Kondensator und einem Widerstand gebildeten, einen Teil des Sägezahnspannungsgenerators darstellenden und durch die Eingangsgleichspannung gespeisten Spannungsteilers liegt, und daß der Schalter durch einen weiteren Transistor gebildet ist, dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors, dessen Kollektor mit der Basis des ersten Transistors und dessen Emitter mit dem dem Abgriff abgewandten Anschluß des Kondensators verbunden ist, wobei der erste Transistor leitend gesteuert wird, wenn die Spannungen an den Abgriffen der Spannungsteiler im wesentlichen gleich sind, und dann beide Transistoren einander bis zur Entladung des Kondensators im leitenden Zustand halten. Dabei ist die Zeitkonstante des den Sägezahnspannungsgenerator darstellenden Spannungsteilers aus einem Widerstand und einem Kondensator viel größer als die Periodendauer der Sägezahnspannung, so daß dieser Kondensator während der ansteigenden Flanke der Sägezahnspannung linear geladen wird. Der Kondensator wird

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mittels des Schalters kurzgeschlossen, wenn der Kornparator den Schalter zum Ansprechen bringt. Die Periodendauer der so gewonnenen linearen Sägezahnspannung bleibt konstant, weil die Amplitude dieser Sägezahnspannung proportional zur Steigung der Sägezahnspannung unabhängig vom Wert der Steigung bleibt.

Der eine solche Sägezahnspannung konstanter Periodendauer und damit konstanter Frequenz erzeugende Generator ist besonders für die Verwendung in impulslängenmodulierten Spannungswandlern gemäß der Erfindung vorteilhaft, insbesondere dann, wenn ein derartiger Spannungswandler in Verbindung mit anderen Schaltungen verwendet wird, die innerhalb eines vorbestimmten, nicht die Sägezahnfrequenz enthaltenden Frequenzbereichs arbeiten, weil andernfalls mit einer Sägezahnfrequenzänderung eine gegenseitige Beeinflussung stattfinden könnte. Darüberhinaus können die erwähnte Steigung und die dieser Steigung proportionale Spannung mit einfachen Mitteln proportional zur Eingangsgleichspannung des impulslängenmodulierten Spannungswandlers gemacht werden, so daß demzufolge die Periode der Sägezahnspannung unabhängig vom Wert der Ein.gangsgleichspannung konstant bleibt.

Die vorerwähnten und andere Merkmale der Erfindung werden nun anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Schaltungsanordnung zur

Darstellung des Prinzips der Arbeitsweise eines impulslängenmodulierten Spannung s wandle rs gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ein Spannungs-Zeit-Diagramm, das sich auf die

Arbeitsweise des Spannung s wandle rs nach Fig. 1 bezieht, und

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Fig. 3 eine ausführliche Schaltungsanordnung eines

Spannungswandlers, wie er schematisch in Fig. 1 dargestellt ist.

Der impulslängenmodulierte Spannungswandler in Fig. 1 weist eine Kompensationsschaltung CL, ein Filter FI mit einer Drosselspule L und einem Kondensator C2 und außerdem eine Steuerschaltung. CLC auf. Ein Lastwiderstand RL ist an Ausgangsanschlüsse Oo ., Ol des Spannungswandlers angeschlossen, der ferner Eingangsan-SchL-üsse Io, Il aufweist. Eine Eingangsgleichspannung V, wird an diese Eingangsanschlüsse angelegt, wobei der Anschluß Il positives .Potential gegenüber dem geerdeten Anschluß Io aufweist.

Die Kompensationsschaltung CL besteht aus einem ersten Komparator Al, der zwei Schalter S2 und S3 steuert, aus einem zweiten Komparator A 2, der einen Schalter Sl steuert, und aus einer an die Eingangsanschlüsse Io, Il angeschlossenen Reihenschaltung aus einem Kondensator Cl und einer Stromquelle Cs. Die Stromquelle Cs gibt einen Strom ab, der proportional zur Eingangsspannung V. ist. "Wenn der Schalter S2 geöffnet wird, so schließt gleichzeitig der Schalter S3. Wenn andererseits der Schalter S2 geschlossen wird, so öffnet gleichzeitig der Schalter Sl. Die Komparatoren Al und A2 weisen Referenzeingänge e' 1 und e^J 2 auf. Der Referenz eingang e' 1 ist mit der Steuerschaltung CLC verbunden, während der Referenzeingang e' 2 in nicht dargestellter Weise mit einer Spannung s quelle verbunden ist, die eine Spannung kV.

Ci 2.

erzeugt, die proportional zur Eingangs spannung V. ist. Der zweite Eingang el des Komparators Al und der andere Eingang e2 des Komparators A2 sind an den gemeinsamen Verbindungspunkt der Stromquelle Cs und des Kondensators Cl angeschlossen, wobei diesem Kondensator der Schalter Sl parallel liegt.

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M. De Aguirre -2

Die Steuerschaltung CLC dient zur Ableitung einer der Regelabweichung proportionalen Spannung und weist einen Transistor TRl auf, dessen Emitter über eine Zenerdiode Z mit dem geerdeten Anschluß Oo verbunden ist. Die Basis dieses Transistors ist an den gemeinsamen Verbindungspunkt zweier Widerstände Rl₁ R2 angeschlossen, die einen an die Ausgangsanschlüsse Oo, Ol angeschlossenen Spannungsteiler bilden. Der Kollektor des Transistors TRl ist über einen Widerstand R3 mit dem Ausgangs ans chluß Ol verbunden. Die Spannung am gemeinsamen Verbindungspunkt des Widerstandes R3 und des Kollektors des Transistors TRl bildet eine der Regelabweichung proportionale Spannung V und zugleich die Referenz spannung am Eingangsanschluß e' 1 des Komparators Al.

Das Prinzip der Arbeitsweise des Spannungswandlers wird nun anhand der Fig. 1 und 2 beschrieben. In dieser Beschreibung wird nicht das Einschwingungsphänomen berücksichtigt, das beim Anlegen der Eingangsgleichspannung V. auftritt. Es wird vielmehr angenommen, daß im. eingeschwungenen Zustand eine Ausgangsgleichspannung V am Lastwiderstand RL auftritt, wenn eine Eingangsgleichspannung V. an den Eingangsanschlüssen IO , Il angelegt ist. Die Ausgangs spannung V , die sich beispielsweise aufgrund von Eingangsgleichspannungsänderungen ändern möge, wird aufgrund der Tatsache konstant gehalten, daß die Spannung V an die Kompensationsschaltung CL angelegt ist, welche im Sinne einer Stabilisierung der Aus gangs spannung wirkt, wie es noch später beschrieben wird. Diese Spannung V ändert sich umgekehrt proportional mit der Ausgangs spannung V. . Der Spannungsteiler Rl, R2 ist so eingestellt, daß das Potential am gemeinsamen Verbindungspunkt J dieser Widerstände größer bleibt als die

Zenerspannung V der Zenerdiode Z innerhalb der Änderungsgrenzen ζ

der Aus gang s spannung V . Der Basisstrom des Transistors TRl, der mit der Ausgangs spannung V ansteigt oder abnimmt, ändert

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M. De Aguirre -2 -Ύ-

sich gegenüber der Spannung V in umgekehrter Richtung. Wie später noch gezeigt wird, entspricht ein besonderer Ausgangsspannungswert V einem besonderen Spannungswert V , der wiederum durch die richtige Einstellung des Spannungsteilers Rl, R2 für eine gegebene Zenerspannung V bestimmt ist.

In der Kompensationsschaltung CL wird der Kondensator Cl mit einem Strom geladen, der proportional zur Eingangsgleichspannung V. ist und der der Stromquelle Cs entnommen wird. Solange als der Spannungsabfall am Kondensator Cl kleiner als die Spannung V ist, sind der Schalter S2 geöffnet und der Schalter S3 geschlossen. Wenn jedoch der Spannungsabfall den Spannungswert V erreicht, steuert der Komparator A 1 diese Schalter so, daß der Schalter S2 geschlossen und der Schalter S3 geöffnet wird- Wenn der Spannungsabfall am Kondensator Cl den

Wert k_V. > V erreicht, dann läßt der Komparator A2 2 ι ' on

den Schalter Sl ansprechen, wobei der Kondensator Cl schnell entladen wird und danach die Komparatoren Al und A2 wieder in den Anfangszustand zurückkehren, so daß die Schalter Sl, S2 wieder geöffnet werden und der Schalter S3 wieder geschlossen wird. Der Kondensator Cl wird nun wieder geladen und der oben beschriebene Vorgang wiederholt sich von neuem. Deshalb ist der Spannungsabfall an diesem Kondensator Cl abhängig von der Zeit eines Sägezahnspannung mit der Amplitude k₉V. und der Periode T, die notwendigerweise konstant ist. Wenn unterstellt wird, daß die Eingangsgleichspannung sich langsam ändert, kann angenommen werden, daß diese Eingangsgleichspannung sich nicht während der erwähnten Periode T ändert, so daß der Ladestrom während dieser Periode im wesentlichen konstant ist.

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M. De Aguirre -2 - σ -

Aus den· folgenden Formeln
IT = C₁V

V = k„V. ,

worin I der im wesentliche konstante und proportional zur Spannung V. verlaufende Ladestrom und V der Spannungsabfall am Kondensator Cl ist, erhält man

^k2 ■-.·'·■

T* ■ —. ' Γ*" ■ Ilι Ii ι ι

Ik

Während eines Zeitintervalls t (Fig. 2) der Periode T , in der der Schalter S3 geschlossen ist, wird die Eingangsgleichspannung V. an den offenen Schalter S2 gelegt, und während des üblichen Zeitintervalls T-t der Periode T wird der Schalter S2 geschlossen on ^ö

und wird der Schalter S3 geöffnet, so daß eine rechteckförmige Spannung mit einer Periode T und einer Amplitude V. während eines Zeitintervalls t an das Filter FI angelegt wird. Mit diesem

on

Filter wird der Mittelwert der rechteckförmigen Spannung gebildet, wobei die Wechselspannungsanteile durch die Wirkung der Drosselspule L verschwinden, die einen verhältnismäßig großen induktiven Wert aufweist. Wenn die Verluste in der Schaltung vernachlässigt

,. -,. /Mittelwert „

werden, dann ist die diesem entsprechende Spannung die Ausgangsspannung V , die am Lastwider stand RL auftritt.

Es ist leicht zu erkennen, daß einem besonderen Ausgangsspannungswert V ein besonderer Spannungswert V entspricht und daß die Ausgangsspannung V unabhängig von der Eingangsspannung V. ist. Der mittlere Spannungswert V ist abgeleitet aus folgender Gleichung:

V . T = V. · t (2)

ο ι on ^v '

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Aus Fig. 2 kann folgende Beziehung abgeleitet werden:

t
on

Durch Kombination der beiden Gleichungen ( 2) und (3) erhält man:

V = k,V {4)

on 2 ο * '

Die Ausgangs spannung V ist unabhängig von der Eingangs spannung V. »nd den Änderungen dieser Eingangs spannung, weil die Spannung V

nur durch die Arbeitsbedingungen des Transistors TRl in der Steuerschaltung CLC bestimmt werden. Diese Arbeitsbedingungen hängen nur von der Ausgangsspannung V und den Parameterwerten der in der Steuerschaltung CLC verwendeten Bauelemente ab.

Wie oben erwähnt wurde, ändert sich die Spannung V umgekehrt

^c on

proportional zur Ausgangs spannung V , die sich aufgrund von Eingangs spannung s änderung en ändern möge. Aus Fig. 2, die die lineare Ladekurve des Kondensators Cl in Abhängigkeit von der Zeit für eine Periode T zeigt, ist zu erkennen, daß bei der Zunahme der Eingangsgleichspannung vom Wert V. auf den Wert V' · die Spannung V vom Wert V auf den Wert V' und die Zeit t

on on on on

vom Wert t auf den Wert t' abnehmen, so daß demzufolge die on on ^ö

Ausgangs spannung wieder abnimmt. Es ist klar, daß eine Abnahme der Eingangsgleichspannung eine entgegengesetzte Wirkung hat, so daß eine Stabilisierung der Ausgangs spannung erreicht wird.

In der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 enthalten die schematisch in Fig. 1 dargestellten Teile folgende Schaltungen:

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1) Der Schalter S2 weist eine Diode D7 auf, während der Schalter S3 durch einen Transistor T6 gebildet ist. Dieser Transistor wird durch einen Transistor T5 gesteuert, der im leitenden Zustand den Transistor T6 in den Sperrzusitand über eine RC-Schaltung versetzt, die Widerstände RIl, R12 und einen Kondensator C7 aufweist.

2) Der Komparator Al weist Transistoren T3, T4 , Dioden D5, D6 und Widerstände R8, Rl4 auf.

3) Der Komparator A2 besteht aus zwei Transistoren Tl, T2, Dioden D2, D3, D4 und Widerständen R6, R7.

4) Die Schaltung für den Sägezahnspannungsgenerator weist einen Kondensator C3 und einen verhältnismäßig hochohmigen Widerstand R9 auf. Dieser Widerstand begrenzt den Ladestrom auf einen im wesentlichen konstanten Wert, der wenigstens während eines Zeitintervalls T proportional der Eingangsgleich spannung V. ist, wie vorher erläutert wurde.

5) Das Filter FI weist eine Drosselspule L2 auf, die mit einem Oszillator IV verbunden ist. Dieser Oszillator besteht aus einem Transformator TrI mit den Windungen Wl bis W6/ aus Transistoren T7, T8, aus Dioden DlO, DIl, aus Kondensatoren C4 und C5 und aus Widerständen Rl5 , Rl 6,. R17 und R 18.

6) Die Steuerschaltung CLC weist eine Gleichrichter schaltung auf, die einen Kondensator C6 und Dioden D12, D13 enthält, welche an die Wicklung W5 des Transformators TrI angeschlossen sind. Diese Steuerschaltung enthält ferner einen Transistor T9, dessen Basis mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt J' zweier Widerstände R19, R20 verbunden ist. Diese Widerstände bilden einen an die Ausgangsanschlüsse O'o, O' 1 angeschlossenen Spannungsteiler. Ferner weist die

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Steuerschaltung eine Zenerdiode Zl auf, die zwischen dem Emitter des Transistors T9 und dem Ausgangsanschluß O'o angeordnet ist. Ferner ist eine Licht abgebende Diode D14 zwischen dem Kollektor des Transistors T9 und dem Ausgangsanschluß O* 1 angeschlossen. Diese Diode bildet einen Teil eines optoelektronischen Koppler^, dessen Fototransistor T14 zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors T4 angeordnet ist.

Eine Eingangsgleichspannung V. oder eine entsprechende Batteriespannung ist an die Eingangsanschlüsse IO₁ I' 1 angelegt, wobei der Anschluß I* 1 negatives Potential gegenüber dem geerdeten Anschluß I* ο aufweist. Die Ausgangsspannung V wird an den Ausgangsanschlüssen O'o, O'1 abgenommen, an die der nicht gezeigte Lastwider stand angeschlossen ist.

Der Kollektor des Transistors T6 ist einerseits über eine Drosselspule L 2 an den Oszillator IV und andererseits an die Anode der Diode D7 angeschlossen, deren Kathode geerdet ist. Der Kollektor des Transistors T5 ist einerseits über die genannte RC-Schaltung RH, Rl2, C7 mit der Basis des Transistors T6 und andererseits über einen Widerstand RIO mit dem Kollektor des Transistors T4 verbunden. Der Kollektor des Transistors T4 ist auch an eine Gleichrichterschaltung angeschlossen, die aus einem Kondensator C8 und zwei Dioden D8, D9 besteht, wobei diese Dioden an die Wicklung W6 des Transformators TrI angeschlossen sind. Die Emitter der beiden Transistoren T5 und T6 und der eine Anschluß des Widerstandes R13 sind über eine Eingangsdrossel spule Ll eines Eingangsfilte.rs an den negatives Potential führenden Eingangsanschluß Il angeschlossen . Dieses Eingangsfilter

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weist noch im Quer zweig einen Kondensator C2 auf. Die Basis des Transistors T5 ist einerseits an den anderen Anschluß des Widerstandes R13 und andererseits an den Kollektor des Transistors T3 angeschlossen. Die Emitter beider Transistoren T3 und T4 liegen über einen Widerstand R8 am geerdeten Eingangsanschluß I' o. Der Emitter des Fototransistors T14 ist einerseits über die Diode D6 mit der Basis des Transistors T4 und andererseits über den Widerstand R14 mit der Gleichrichte rschaltung.C8, D8, D9 gekoppelt. Die Basis des Transistors T3 ist über die Diode D 5 mit dem gemeinsamen Verbindungspunkt des Kondensators C3 und des Widerstandes R9 verbunden. Der Spannungsteiler C3, R9 liegt dem Kondensator C2 parallel. Der genannte gemeinsame Verbindungspunkt des Spannungsteilers C3, R9 ist auch über die Diode D4 an den Emitter des Transistors T2 angeschlossen, während der Kollektor des Transistors T2 einerseits über die Reihenschaltung der Dioden D2, D3 und andererseits über die Reihenschaltung der Widerstände R6, R7 mit dem geerdeten Eingangsanschluß I' O verbunden ist. Die Reihenschaltung der Widerstände R6, R7 bilden einen Spannungsteiler, der zur Einstellung der Bas is vor spannung für den Transistor Tl dient, dessen Emitter mit dem geerdeten Eingangsanschluß I' O verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Tl ist mit dem Abgriff eines Spannungsteilers verbunden, der dem Kondensator C2 parallel liegt und der aus den Widerständen R4, R5 besteht. Mit diesem Abgriff ist auch die Basis des Transistors T2 und die Anode der Diode Dl verbunden, deren Kathode an den Kollektor des Transistors T6 angeschlossen ist.

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Der Oszillator IV umfaßt zwei monostabile Sperrschwinger. Ein solcher Oszillator ist im belgischen Patent 784 950 beschrieben.

Der Oszillator IV arbeitet in folgender Weise. Wenn einer der beiden Transistoren T7, T8 leitend wird, wird der andere Transistor aufgrund der Tatsache gesperrt, daß die Wicklungen Wl, ¥2 .und ¥3, W4 entgegengesetzte Magnetflüsse erzeugen, wie es durch die Punkte angedeutet ist. Während der Zeitspanne, in der die Transistoren T7, T8 leitend .sind, steigt der Magnetisierungsstrom an, bis der maximal mögliche Kollektorstrom erreicht ist. In diesem Moment findet eine Potentialumkehr an den Wicklungen des Transformators TrI statt, so daß der leitende Transistor gesperrt wird, während der gesperrte Transistor leitend wird. Die RC-Glieder R17, C4 und R.18, C5 unterstützen die leitenden Transistoren insoweit, daß sie schneller in den Sperrzustand gelangen, während die Dioden DlO, DIl die Basis-Emitter-Strecken dieser Transistoren vor zu hohen Sperrspannungen schützen. Es sei darauf hingewiesen, daß bei Benutzung eines solchen Oszillators IV mehrere stabilisierte Ausgangs spannungen dadurch erreicht werden können, daß der Transformator TrI mit einer Anzahl Ausgangswindungen versehen wird, die ähnlich wie die Wicklung W5 wirken. Es ist klar, daß nur eine dieser Aus gangs wicklungen mit einer Steuerschaltung versehen werden kann.

Die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung in Figur 3 wird im folgenden beschrieben.

Wenn zu Beginn Batteriespannung an die Eingangsanschlüsse ΐ'ο,Ι' angelegt wird, wird der Oszillator IV über den leitenden Transistor T6 und die Drosselspule L2 gespeist, so daß der Oszillator IV zu schwingen beginnt. Der Transistor T6 ist leitend, weil ein

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Strom über den Widerstand R8 , den leitenden Transistor T4» die Widerstände RIO, RIl und über die Basis-Emitter-Strecke

/fließt
des Transistors T6. Sobald der Oszillator IV schwingt, wird der Basisstrom des Transistors T6 durch die Gleichrichter schaltung D8, D9 , C8 aufrechterhalten. Der Spannungsabfall am Widerstand R8 bildet die Referenzspannung des Komparators Al. Der Transistor T3 ist noch nicht leitend, weil vorausgesetzt ist, daß der Spannungsabfall am Kondensator C3 noch nicht die oben genannte Referenzspannung erreicht hat. Nach einer Zeit t erreicht der Spannungsabfall am Kondensator C3 einen Wert, der der Summenspannung aus dem Spannungsabfall am Widerstand R8 und den Spannungsabfällen an der durchgeschalteten Diode D 5 und der durchgeschalteten Basis-Emitter-Strecke des Transistors T3 entspricht, so daß also der Transistor T3 leitend wird. Damit ■wird auch der Transistor T5 in denteitenden Zustand versetzt, der wiederum den Transistor T6 sperrt. Dieser Vorgang wird durch die RC-Schaltung RlI, R12, C7 beschleunigt. Die in der Drosselspule L2 gespeicherte Energie wird nun über die Diode D7 an den Oszillator IV abgegeben, der somit seine Schwingungstätigkeit fortsetzt. Der Transistor T6 bleibt solange gesperrt, wie der Transistor T5 leitend ist, d.h. solange, wie der Spannungsabfall am Kondensator C3 sich unterhalb der genannten Summenspannung befindet. Wenn der Spannungsabfall am Kondensator C3 nun einen Werterreicht, der einer zweiten Summen spannung aus dem Spannungsabfall am Widerstand R4 des Spannungsteilers R4, R5, aus dem Spannungsabfall an der durchgeschalteten Basis-Emitter-Strecke des Transistors T2 und aus dem Spannungsabfall an der durchgeschalteten Diode D4 entspricht, so -wird der Transistor T2 leitend.

Daher wird dex Transistor Tl ebenfalls leitend.» der wiederum den

/Τ2
Transistor im leitenden Zustand hält. Über die Transistoren Tl₁TZ

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wird der Kondensator C3 schnell entladen. Demzufolge werden die Transistoren T3 und T5 gesperrt, so daß der Transistor T6 wieder leitend wird und der Transistor T2 über die Diode Dl

C3
gesperrt wird. Der Kondensator/ wird wieder geladen, und der

oben beschriebene Vorgang wird wiederholt.

Eine Stabilisierung der Aus gangs spannung V wird mittels des optoelektronischen Kopplers erreicht, der aus der Licht emittierenden Diode Dl4 und dem Fototransistor T14 besteht. "Wenn beispielsweise die Ausgangs spannung ansteigt, nimmt auch der Lichtstrom der Diode D 14 zu, so daß auch der Strom im Fototransistor T14 zunimmt. Diese Stromzunahme verursacht wiederum eine Abnahme des Absolutwerts der Referenzspannung im Komparator Al, wodurch wiederum eine Abnahme der Ausgangsspannung bewirkt wird.

Die Dioden D4, D5 und D6 schützen die Steuerstrecken der Transistoren TZ, T3 und T4 vor zu hohen Sperrspannungen, während die Dioden D2, D3 für die Begrenzung des Basisstroms im Transistor Tl vorgesehen sind.

7 Patentansprüche

2 Blatt Zeichnungen mit

3 Figuren

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Claims

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Patentansprüche

/ 1.jSchaltungsanordnung zur Umwandlung einer Eingangsgleich- ^— spannung in eine konstante Ausgangsspannung nach dem Impulslängenmodulationsverfahren mit einer Steuerschaltung zur Ableitung einer Steuerspannung, mit einer Kompensationsschaltung, die durch die Eingangsgleichspannung gespeist, wird und mit der Steuerschaltung gekoppelt ist, wobei diese Kompensationsschaltung einen durch die Eingangsgleichspannung gespeisten Sägezahnspannungsgenerator, eine diesen Generator synchroniserende und die Frequenz dieses_#Generators bestimmende Synchronisierungsschaltung und eine Umwandlungsschaltung aufweist, der die Eingangsgleichspannung, die Sägezahnspannung und die Steuerspannung zugeführt werden, die ferner die Eingangsgleichspannung in eine Spannung aus reehteckförmigen • Impulsen umwandelt, die dieselbe Frequenz wie die Sägezahnspannung und dieselbe Amplitude wie die Eingangsgleichspannung hat und deren Mittelwert ein Maß für die Ausgangsspannung ist, und die ferner die Impulslänge dieser reehteckförmigen Impulse abhängig von der Steuerspannung und der Eingangsgleichspannung im Sinne einer Kosntanthaltung der Ausgangsspannung beeinflußt, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationsschaltung (CL) einen durch die Eingangsgleichspannung gespeisten, zweiten Generator (R4, R5) aufweist, der eine eine Funktion der Eingangsgleichspannung bildende Spannung erzeugt, und daß die Synchronisierungsschaltung einen Komparator (A2) aufweist, der mit dem zweiten Generator und dem Sägezahnspannungsgenerator (Cs, Cl) gekoppelt ist der die vom zweiten Generator erzeugte Spannung mit der vom Sägezahnspannungsgenerator erzeugten Spannung vergleicht und der die Frequenz der Sägezahnspannung aufgrund dieses Spannungsvergleichs bestimmt.

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2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Sagezahnspannungsgenerator eine lineare Sägezahnspannung erzeugt, wobei die Steigung der ansteigenden Planke proportional mit der Größe der Eingangsgleichspannung verläuft, daß die Umwandlungsschaltung so ausgebildet ist, daß die Impulslänge der erzeugten rechteckförmigen Impulse abhängig von dieser Steigung ist und daß die durch den zweiten Generator erzeugte Spannung der Eingangsgleichspannung proportional ist.
3· Schaltungsanordnung nach Anspruch I₃ dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der linearen Sägezahnspannung konstant ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch I₃ dadurch gekennzeichnet, daß der Sagezahnspannungsgenerator einen Kondensator (Cl) und einen diesem Kondensator parallelgeschalteten Schalter (Sl) aufweist, wobei an dem Kondensator die Sägezahnspannung auftritt, und daß der Komparator (A2) diesen Schalter (Sl) zur Erzielung der Frequenz der Sägezahnspannung steuert, wobei der Schalter bei seinem Ansprechen den Kondensator kurzschließt.
5. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 2 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Generator durch einen von der Eingangsgleichspannung gespeisten Spannungsteiler (R4, R5) gebildet ist, an dessen Abgriff die genannte proportionale Spannung abgreifbar ist, daß der Komparator (A2) einen Transistor (T2) aufweist, dessen Basis-Emitter-Strecke zwischen diesem Abgriff und dem Abgriff eines aus einem Kondensator (C3) und einem Widerstand (R9) gebildeten, einen Teil des Sägezahnspannungsgenerators darstellenden und durch die Eingangsgleichspannung gespeisten Spannungsteilers liegt, und daß der Schalter (Sl) durch einen weiteren Transistor (Tl)

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gebildet ist, dessen Basis mit dem Kollektor des ersten Transistors, dessen Kollektor mit der Basis des ersten Transistors und dessen Emitter mit dem dem Abgriff abgewandten Anschluß des Kondensators (03) verbunden ist, wobei der erste Transistor leitend gesteuert wird, wenn die Spannungen an den Abgriffen der Spannungsteiler im wesentlichen gleich sind, und dann beide Transistoren einander bis zur Entladung des Kondensators im leitenden Zustand halten.

Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (CLC) mittels eines optoelektrisch^ Kopplers (Tl4, Dl4) mit der Kompensationsschaltung (CL) gekoppelt ist und daß die Steuerspannung mit Hilfe des lichtempfangenden Elements (Tl4) dieses Kopplers erzeugt wird, während das lichtabgebende Element (D14) dieses Kopplers an den Ausgang der Steuerschaltung angeschlossen ist.

Sehaltunganordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sie ein Filter (PI) und einen Oszillator (IV) aufweist, der mit Hilfe eines an die Steuerschaltung (CLC) angeschlossenen Transformators (TrI) gebildet ist, wobei das Filter zwischen der Kompensationsschaltung (CL) und dem Oszillator liegt, der mit einer Spannung solcher Größe gepeist wird, die dem Mittelwert der aus der rechteckförmigen Spannung durch das Filter ausgefilterten Spannung entspricht.
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