DE2448408C2 - Schaltungsanordnung zur Herabsetzung der Im Zusammenhang mit dem Einschalten eines Halbleiterschalters auftretenden Verlustleistung - Google Patents

Description

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408 ••eschaltet ist. die für die auf ein Abschalten des Halbleiterschalter an der Induktanz liegende Spannung in Durchlaßrichtung beansprucht ist. und wobei dem" Kondensator ein Verbraucher parallel schahbar ist.

Es ist bereits eine Schaltungsanordnung mit einer wenigstens einen Halbleiterschalter und eine Induktanz"enthaltenden Reihenschaltung bekannt (DT-AS R) 49 962), bei der die Reihenschaltung an einer Gleichspannungsquelle liegt und bei der über die genannte Induktanz eine stabilisierte Ausgangsgleichspannun« abgebbar ist. Die betreffende Schaltungsanordnung weist ferner eine zu der genannten Induktanz und einem mit dieser in Reihe liegenden Kondensator parallel geschaltete Diode auf. Diese Diode ist so gepolt, daß sie lediglich für eine auf eine Abschaltung des Halbleiterschalters an der genannten Induktanz auftretende Spannung in Durchlaßrichtung beansprucht ist. Durch die genannte Diode wird somit verhindert, daß der betreffende Halbleiterschalter durch die an der genannten Induktanz auftretenden induktiven Abschaltspannungen beschädigt wird. Die betreffende Diode wirkt nämlich für an der genannten Induktanz auftretende induktive Abschaltspannungen gewissermaßen als Ableitelement. Auf Grund der Sperrverzögerungszeit der betreffenden Diode diese Zeit liegt in typischer Weise bei 0,5 rjts ■- besitzt die bekannte Schaltungsanordnung jedoch eine relativ hohe Einscnaltverlustleitung. Betragt z. B. die Strom-

anstiegszeit ' des Halbleiterschalters 16A,>s, so

tritt bei einer Sperrverzögerungszeit von r, = 0,5 us und einer Speisegleichsjwnnung von U = 400 V eine Spitzenverlustleistung P₁ bei dem Halbleiterschalter auf von

A = ^d/' ■ f, ■ V = ^I6A · 0.5 as · 400 V = 3,2 kW .
¹ df as

Die mittlere Einschaltverlustleistung P₁ des betreffenden Halbleiterschalters beträgt dann bei einer Schaltfrequenz /, =30kHz des Halbleiterschalters

und damit einer Periodendauer von T₁ = -,-- = 33 as:

df

I6A

•jiS

0.5 as

400 V

0,5 as
33 as

= 24 W.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Herabsetzung der im Zusammenhang 6ο ■lit dem Einschalten eines Halbleiterschalters auf-Iretenden Verlustleistung, wobei der Halbleiterschalter mit seiner Schaltstrecke über die Reihenschaltung einer Induktanz und eines Kondensators in einer Speisespannungsquelle liegt und mit seiner Steuerelektrode an einer insbesondere durch eine Taktschaltung gebildeten Steuerschaltung angeschlossen ist, wobei der genannten Reihenschaltung eine Diode parallel Damit besitzt also die betrachtete bekannte Schaltungsanordnung eine relativ hohe Einschaltverlustleistung.

Zur Herabsetzung der im Zusammenhang mit dem Einschalten eines Halbleiterschalters bei einer Schaltungsanordnung der zuvor betrachteten bekannten Art auftretenden Verlustleistung könnte man zwischen der Schaltstrecke des Halbleiterschalters und der genannten Reihenschaltung, bestehend aus Induktanz und Kondensator, eine Parallelschaltung einfügen, bestehend aus einer weiteren Induktanz und einem Reihenglied eines Widerstands und einer Diode oder einer Zenerdiode und einer Diode. Die Diode des genannten Reihengliedes wäre dann lediglich für die an der genannten weiteren Induktanz auf ein Abschalten des Halbleiterschalters hin liegende Spannung in Durchlaßrichtung beansprucht. Die genannte Ze-

ierdiode ist in dem lall, daß die mit ihr in Reihe leschaliete Diode in Durchlaßrichtung beansprucht si. in Spernchtung betriehen. In diesem IaH ergibt ,ich eine miniere Einsehallverlustleistung P₁ für den Halbleiterschalter entsprechend der Beziehung

I,

η
ι,

η- T₁

wobei sich /, aus der Beziehung /, = . · i, ergibt;

π ist die gemessene Anstiegsver/ögerungszeii der Speisegleichspannung an der Induktanz der diese und den Kondensator umfassenden Reihenschaltung. Der ii-W'ert liegt in t\pischer Weise bei 0.1 is. Bei Verwendung einer weiteren Induktanz mit einer Induktivität von L = 30 M und unter Zugrundelegung einer Speisegleichspannung von L' = -UX) V sowie einer Sperrverzögerungszeil von r, = 0.5 us für die der genannten Reihenschaltung aus Induktanz und Kondensator paralielgeschaltete Diode erhält man im vorliegenden Fall somit:

-UK)V 6.66 A 0.1 us 0 1 is

2 2 ()..·>-js 33 ts

0.4 W.

Dieser Wert der Einschaltverlustleistung für de-i Halbleiterschalter bedeutet eine Verringerung auf' „_ö der Einschaltverlustleistung bei der eingangs be- \o trachteten bekannten Schaltungsanordnung.

Obwohl durch die vorstehend erwähnten Parallelschaltungen zwischen dem Halbleiterschalter und der Reihenschaltung, bestehend aus Induktanz und Kondensator, die Einschaltverlustleistung des Halbleiterschalters auf einen relativ geringen Wert herabgesetzt worden ist, bringt jedoch die betreffende Parallelschaltung eine zusätzliche Verlustleistung mit sich. Diese Verlustleistung setzt sich aus zwei Teilverlustleistungen zusammen. Die eine Teilverlustleistung tritt in der Einschaltphase des Halbleiterschalters auf: sie

beträgt P_{1 Ein} = ^L (/, - /_u)² · /,; hierin bedeutet L

die Induktivität der genannten weiteren Induktanz, Z₁ der den Halbleiterschalter durchfließende Strom und /,, der die zu der genannten Reihenschaltung gehörende Induktanz durchfließende Strom. Die andere Teilverlustleistung tritt in der Ausschallphase des Halbleiterschalters auf: sie beträgt

- ' ι ■ ι ² ■ f

Damit beträgt die Summe der durch die genannte Parallelschaltung bzw. der durch das Reihenglied (Diode und Widerstand oder Diode und Zenerdiode) dieser Parallelschaltung verursachten Verlustleistung Pv unter Zugrundelegung einer Induktivität L= 30 μΗ, eines Spitzenstroms Z₁ = 6,66 A. eines die zu der genannten Reihenschaltung gehörende Induktanz durchfließenden Stroms /_u = 4 A somit Pv = 10.4 W.

Dieser Wert ist relativ hoch.

Durch die zuvor genannte Parallelschaltung, bestehend aus einer weiteren Induktanz und einer Reihenschaltung aus Diode und Zenerdiode oder Diode und Widerstand, tritt außerdem beim Abschalten des Halbleiterschalters, d.h. beim Überführen des Halbleiterschalters in den nichtleitenden Zustand, an dessen mil der genannten Parallelschaltung verbundenen Elektrode eine an sich nicht erwünschte induktive Abschallspannuni: auf.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe /u eirund·.·, die im Zusammenhang nut dem Einschalten eines Halbleiterschalters bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art auftretende Verlustleistung herabzusetzen.

Cielöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe bei einer Schaltungsanoi dnung der eingangs genannten Art ertindungsgemäß dadurch, daü zwischen der genannten Reihenschaltung und der Schaiistreeke des Ifalbleiterschalters eine Zusatzschallung eingefügt ist. bestehend aus einer weiteren Reihenschaltung mit einer weiteren Induktanz und einer weiteren Diode, die nach dem Einschalten und nach dem Ausschalten des Halbleiterschalters jeweils in Durchlaßrichtung beansprucht ist. und daß mit dieser weiteren Reiherischaltung der Zusatzschaltung ein Kondensator verbunden ist, der über die weitere Diode durch die in der weiteren induktanz ji-ueils gespeicherte Energie aufladbar ist.

Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß sie mit relativ geringem schaltungstechnischen Aufwand die im Zusammenhang mit dem Einschalten eines Halbleiterschalters bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art auftretende Verlustleistung wesentlich herabzusetzen gestattet und darüber hinaus das Auftreten von schädlichen Abschaltspannungen an dom Halbleiterschalter vermeidet.

Gemäß einer zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung ist der Kondensator mit seiner einen Belegung an der der weiteren Induktanz abgewandten Elektrode der genannten weiteren Diode und mit seiner anderen Belegung an einer Anzapfung der weiteren Induktanz angeschlossen. Hierdurch ergibt sich der Vorteil einer besonders wirksamen Herabsetzung der im Zusammenhang mit dem Einschalten eines Halbleiterschalters bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art auftretenden Verlustleistung.

Von Vorteil bei der zuvor betrachteten zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung ist gemäß einer noch weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung, wenn dem Kondensator eine Diode parallel geschaltet ist. die für den im Einschaltzustand des Halbleiterschalters über dessen Schaltstrecke fließenden Strom in Durchlaßrichtung beansprucht ist. Hierdurch ergibt sich der Vorteil, daß durch die betreffende Diode im Einschaltzustand des Halbleiterschalters ein St:omfluß nur in einem Teil der genannten weiteren Induktanz auftritt, wodurch sichergestellt ist, daß beim überführen des Halbleiterschalters in den Ausschaltzustand an diesem keine eine schädliche Höhe besitzende Abschaltspannung auftritt.

Gemäß einer noch weiteren zweckmäßigen Ausgestaltung der Erfindung sind die Induktanzen durch Drosselspulen gebildet. Hierdurch ergibt sich de: Vorteil eines besonders geringen schaltungstechni sehen Aufwands für die betreffenden Induktanzen.

Gemäß einer noch weiteren zweckmäßigen Aus gestaltung der Erfindung sind in den einzelnen Schal tungszweigen gesonderte Dämpfungswiderstände ein gefügt. Hierdurch ergibt sich der Vorteil, daß mit be sonders geringem schaltungstechnischem Aufwanc parasitäre Schwingungen in der genannten Schal tungsanordnung vermieden werden können.

Λ η Hand von Zeichnungen wird die brtindiing nachstehend an einem Alisführungsbeispiel näher erläutert.

F i g. I zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung:

F i g. 2 zeigt in einem Diagramm den Verlauf von an verschiedenen Schaltungspunkten bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 auftretenden Spannungen bzw. Strömen.

Die in Fig. I dargestellte Schaltungsanordnung _[0 enthält einen als Halbleiterschalter dienenden Transistor 1 vom npn-Leitfähigkeitstyp. Dieser Transistor 1 ist mit seiner als Schaltstrecke dienenden Kollektor-Emitter-Strecke zwischen einem eine positive Speisespannung + L' führenden Schaltungspunkt und über _T5 eine nachstehend noch näher erläuterte Zusatzschaltung 2 mit dem einen Ende einer Reihenschaltung verbunden, bestehend aus einer Induktanz 4 und einem Kondensator 5. der mit seiner der mit der Induktanz 4 verbundenen Belegung abgewandten Belegung an Masse liegt. Dem Kondensator 5 ist ein durch einen Widerstand angedeuteter Verbraucher 7 parallel schaltbar. Zwischen dem Verbindungspunkt der durch eine Drosselspule gebildeten Induktanz 4 und der Zusatzschaltung 2 einerseits und Masse andererseits liegt eine Diode 6. Diese Diode 6 ist so gepolt, daß sie für die auf ein Abschalten des Transistors 1. d. h. die auf ein überführen dieses Transistors 1 in den nichtleitenden Zustand an der Drosselspule 4 liegende Spannung in Durchlaßrichtung beansprucht ist. Bezüglich des Transistors 1 sei noch bemerkt, daß dieser mit seiner Basis an einer Steuerschaltung 3 angeschlossen ist. die insbesondere durch eine Taktschaltung gebildet sein kann. Die betreffende Steuerschaltung mag der Basis des Transistors 1 Steuerimpulse. z.B. mit einer Frequenz von 3OkHz zuführen, im Rhythmus derer der betreffende Transistor 1 in den leitenden Zustand bzw. Einschaltzustand und nichtleitenden Zustand bzw. Ausschaltzustand gesteuert wird.

Die Zusatzschaltung 2. die zwischen dem Emitter des Transistors und dem mit der Kathode der Diode 6 verbundenen Ende der Drosselspule 4 liegt, enthält eine ebenfalls durch eine Drosselspule 16 gebildete Induktanz, mit der eine Diode 11 in Reihe geschaltet ist. Diese Diode 11 ist. wie noch ersichtlich werden wird, jeweils lediglich nach dem Einschalten und nach dem Ausschalten des Transistors 1 in Durchlaßrichtung beansprucht.

Die Drosselspule 16 weise eine Anzapfung 14 auf. die vorzugsweise eine Mittelanzapfung der betreffenden Drosselspule ist. Dadurch ist die Drosselspule 16 in zwei Teilwicklungen 8 und 9 unterteilt. Diese Teilwicklungen 8 und 9 der Drosselspule 16 besitzen, wie dies durch an entsprechenden Stellen der betreffenden Teilwicklungen 8 und 9 eingezeichneten Punkten angedeutet ist, den gleichen Wicklungssinn.

Mit der Anzapfung 14 der Drosselspule 16 ist ein Kondensator 13 mit seiner einen Belegung verbunden. Mit seiner anderen Belegung ist der Kondensator 13 an dem Verbindungspunkt der Kathode der Diode 11 mit dem einen Ende der Drosselspule 4 und der Kathode 6 verbunden. Der Kondensator 13 bildet zusammen mit der Drosselspule 16 einen über die Diodell gewissermaßen entkoppelten Schwingkreis. Parallel zu dem Kondensator 13 liegt eine Diode 15. Die Diode 15 ist so gepolt, daß sie für einen die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 1 und die Tcilvvickliing 8 der Drosselspule 16 durchfließenden Strom in Durchlaßrichtung beansprucht ist.

Nachdem zuvor der Aufbau der in F i g. I dargestellten Schaltungsanordnung erläutert worden ist. sei nunmehr die Arbeitsweise dieser Schaltungsanordnung näher betrachtet. Hierzu sei das in 1·'i g. 2 dargestellte Diagramm herangezogen. In F i g. 2 ist der Verlauf von an verschiedenen Schaltungspunklen der in Fig. I dargestellten Schaltungsanordnung auftretenden Spannungen bzw. Strömen dargestellt. Die Spannungen sind dabei jeweils mit einem Buchstaben »l^;« und einer nachfolgenden Zahl bezeichnet, die den entsprechenden Schaitungspunkt in der Schaltungsanordnung nach Fig. I angibt. Die Ströme sind mit »/« und einer nachfolgenden Zahl bezeichnet, die den entsprechenden Schaltungspunkt in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 angibt, in welchem der jeweilige Strom fließt.

Zu einem Zeitpunkt fO. der im linken Teil der F i g. 2 angenommen ist, möge der Transistor 1 in seinen leitenden Zustand bzw. Einschaltzustand gebracht sein. Damit steigt die Spannung U₁₁ an dem Schaltungspunkt 17 in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 von OV auf die Speisespannung + C an. Der betreffende Spannungsanstieg erfolgt dabei innerhalb einer bestimmten Zeitspanne fr, die als Anstiegsverzögerungszeit in typischer Weise bei 0.1 as liegt.

Auf Grund des Spannungsanstiegs an dem Schaltungspunkt 17 bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. I fließt durch die Drosselspule 16 ein Strom, der mit /,„ bezeichnet ist. Dieser Strom fließt dabei durch die Teilwicklung 8 der betreffenden Drosselspule 16 sowie die in Durchlaßrichtung beanspruchte Diode 15 und die Diode 6 nach Masse. Obwohl die Diode 6 für einen derartigen Stromfluß an sich in Sperrichtung gepolt ist, fließt durch sie der genannte Strom, und zwar auf Grund der Sperrverzögerungszeit der Diode 6. Diese Sperrverzögerungszeit, die in Fig. 2 mit f6 angegeben ist, möge bei 0,5 μs liegen. Innerhalb dieser Zeitspanne steigt der Strom /,„ und damit auch der in dem Schaltungspunkt 17 in der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 1 fließende Strom Z₁-, auf einen maximalen Wert l_nmx von z.B. 6,66 A an.

Auf Grund des innerhalb der Anstiegsverzögerungszeitspanne ir durch die Teilwicklung8 der Drosselspule 16 fließenden Stroms bildet sich an der Teilwicklung 9 der betreffenden Drosselspule 16 eine Spannung solcher Polarität aus. daß der in F i g. 1 mit 10 bezeichnete Verbindungspunkt der Teilwicklung9 der Drosselspule 16 und der Anode der Diode 11 ein Potential von - U führt. Dies zeigt der Verlauf der Spannung LZ₁₀ in Fig. 2. Die Diode 11 ist somit gesperrt. Nach Ablauf der Anstiegsverzögerungszeitspanne fr bleibt an dem Verbindungspunkt 10 gemäß Fig. 1 die Spannung — U erhalten. Eine Änderung tritt erst am Ende der Diodensperrverzögerungszeit f6 der Diode 6 ein.

Nach Ablauf der Diodensperrverzögerungszeit i6 der Diode 6 gelangt diese in den Sperrzustand. Dies hat zur Folge, daß der Strom Z₁₇ absinkt, und zwar auf einen Wert /₄. Dieser Wert /₄ ist der Wert des die Drosselspule 4 durchfließenden Stroms. Außerdem steigt die Spannung an den Schaltungspunkten 10,12 und 14 bei der Schaltungsanordnung gemäß F i g-1 jeweils auf den Wert der Speisespannung + Γ an. Die in der Induktivität der Teilwickluns 8 der Drossel-

C f ** U t U O

(P

>puic 16 gespeicherte Energie, die
chung

,ich aus der C!lei-

¹M l.i

ergibt, bewirkt über die Teilw icklimg 9 der Drosselspule 16 sowie die nunmehr in Durchlaßrichtung beanspruchte Diode 11 eine solche Aufladung des Kondensators 13. daß an dessen mit der Drossclspulc4 verbundener Belegung eine Spannunusanhebung auftritt. Diese Spannungsanhebung isi in I^; i g. 2 mit κ 12α bezeichnet: diese Spannungsanhebimg ergibt sich aus der Gleichung

i/I2i/ = 2 ■ \ (/„ - /₄I :

hierin bedeutet /₉ der die Teilwicklung 9 der Drosselspule 16 durchfließende Strom. /₄ der die Drosselspule durchfließende Strom und \ der Kreiswiderstand des die Induktivität der Teilwicklung 9 der Drosselspule 16 und die Kapazität des Kondensators 13 umfassenden Schwingkreises. Dabei gilt

C₁₃

Hierin bedeutet L₉ die Induktivität der Teilwicklung 9 der Drosselspule 16 und C₁, die Kapazität des Kondensators 13.

Auch an den Schaltungspunkten IO und 14 treten innerhalb der gerade betrachteten Zeitspanne Spannungshebungen auf. wie dies in F i g. 2 veranschaulich: ist. Der Wert dieser Spannungsanhebungen beträgt jedoch jeweils etwa (Z₉ — Z₄) \ ; die betreffenden Spannungsanhebungen sind damit jeweils nur halb so hoch wie die Spannungsanhebung am Schaltunnspunkt 12 bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1.

Durch die zuvor erläuterte Zusatzschaltung 2 in der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 1 tritt bei einem Stromfluß von lediglich 50% der Periode in dem die Diodell umfassenden Schwingkreis eine Verlustleistung P_; entsprechend folgender Beziehung auf:

P-,

U ~

Hierin bedeutet /₄ der die Drosselspule 4 durchfließende Strom, der im angenommenen Beispiel bei 4A liegen mag. und U_n die Diodenflußspannung der Diodell. Diese Diodenflußspannung U_n liegt in typischer Weise bei 1.2 V. Unter Zugrundelegung der gerade angegebenen Werte ergibt sich eine Verlustleistung P₂ zu

P₂ % 4 A · y 1.2 V = 2.4 W.

Dieser Wert der durch die Zusatzschaltung 2 hervorgerufenen Verlustleistung stellt eine erhebliche Verminderung der im Zusammenhang mit dem Einschalten des Halbleiterschalters verursachten Verlustleistung im Vergleich zu den oben betrachteten Schaltungen dar. Dabei sind zwar die durch die Drosselspule 16 hervorgerufenen Verluste unberücksichtigt geblieben (das gleiche gilt aber auch für die im Zusammenhang mit den oben betrachteten Schaltungsanordnungen angestellten Berechnungen). Der Wert der durch die Drosselspule 16 hervorgerufenen Verlusi leistung beträgt jedoch in typischer Weise weniger al I W.

Nunmehr seien noch die Verhältnisse in der Aus schallphase des Transistors 1 betrachtet. Zu einer Zeitpunkt te möge der Transistor I in den nicht leitenden Zustand bzw. Ausschaltzusland übergeführ werden. Dadurch sinkt die Spannung am Schaltungs punki 17 in der Schaltungsanordnung gemäß F i g. auf OV ab. Entsprechendes gilt auch für die Schal tungspunkte 10. 12 und 14. Der Strom Z₁- sinkt eben falls schlagartig auf Null ab. Innerhalb einer Viertel periode (Z₀ 4) des die Teilwicklung 9 der Drosselspul· 16 und den Kondensator 13 umfassenden Schwing kreises sinkt jedoch der die Drosselspule 16 um zwar insbesondere die Teilwicklung 9 der Drossel spule 16 durchfließende Strom Z₁,, auf Null ab. Au Grund dieses Stromflusses tritt, wie dies in F i g. '. veranschaulicht ist, eine Spannungsabsenkung an der Schaltungspunkten 14 und 17 bei der Schaltungs anordnung nach F i g. 1 auf. Die Spannungsabsen kung am Schaltungspunkt 17 bei der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 1 besitzt eine Amplitude vor 2 · Z₄ · \, und die Spannungsabsenkung an dem Schaltungspunkt 14 bei der Schallungsanordnung nach F i g. 1 besitzt eine Amplitude von Z₄ · \ . Am Ende der in F i g. 2 eingetragenen Zeitspanne 7^, 4. also mit Aufhören des Füeßens des Stroms Z₁,,. steigt die Spannung am Schaltungspunkt 17 bei der Schaltungsanordnung gemäß' F i g. I um eine Amplitude an. die gleich Z₄ · ι ist. Die Spannung CZ₁₄ an dem Schallungspunkt 14 gemäß Fig. 1 bleibt hingegen auf dem zuvor erreichten Wert. Auf Grund des zuvor erwähnten Anstiegs der Spannung U_{x 7} sinkt jedoch die Spannung CZ₁₀ ab. Diese Spannungsabsenkung hat ebenfalls die Amplitude Z₄- \. In diesem Zusammenhang sei daran erinnert, daß mit } der Kreiswiderstand des die Teil- wicklung9 und den Kondensator 13 umfassenden Schwingkreises angegeben ist.

Auf Grund der vorstehend geschilderten Vorgänge in der Abschahphasc des Transistors 1 ergibt sich, daß der Energicanteil in der Teilwicklung 8 der Drosselspule 16 entsprechend der Beziehung

"i.to ⁼ "-, ' *-H ' '-i

über die nunmehr wieder in Durchlaßrichtung beanspruchte Diodell auf dem Kondensator 13 gespeichert wird.

Mit dem Wiedereinschalten des Transistors 1. d.h. mit dem überführen des Transistors 1 in den leitenden Zustand, steigt di> Spannung CZ₁₇ wieder auf die Speisespannung + U an. Nach Ablauf der Diodensperrverzogerungszeit f 6 der Diode 6 steigen auch die Spannungen L₁₂. L'₁₄ bzw. U₁₀ an den Schaltungspunkten 12, 14 bzw. 10 bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 jeweils in Richtung auf die Speisespannung + U an. Wie in F i g. 2 dargestellt, treten jedoch nunmehr höhere Spannungsanhebungen auf. Die Span- nungsanhebung an den Schaltungspunkten 12 und 10 beträgt nunmehr jedoch etwa 2 · Z₈ · ^. während die Spannungsanhebung an dem Schaltungspunkt 14 etwa /₈ · ι beträgt. Diese Spannungsanhebungen sind durch die Spannung am Kondensator 13 verursacht worden.

Bezüglich der Absenkung der Spannung Li₀ innerhalb der zuletzt betrachteten Diodensperrverzögerungszeit der Diode 6 sei noch bemerkt, daß diese einen Wert besitzt der gleich dem Produkt Z₄ ■ % ist.

609 641/338

24 4Ö 4UÖ

Im Hinblick auf die in F i<.i. I dargestellte Schaltungsanordnung ergibt sich somit, daß deren Zusatzsehaltuna 2 lediglich eine relativ geringe Verlustleistung verursacht. /.B. um 2.4W im Vergleich zu 10.4 W bei einer Schaltungsar ordnung. hei der zwisehen der Schaltstrecke eines Halbleite-schalters und der Reihenschaltung einer der Drosselspule 4 und des Kondensators 5 entsprechenden Reihenschaltung mit einer der Diode 6 entsprechenden Diodi eine Zusatzschaltung eingefügt ist. die aus der Parallelschaltung einer Induktanz einerseits und der Reihenschaltung einer Diode und eines Widerstands oder einer !Diode und einer Zenerdiode andererseits besteht. Unter der Annahme von gleichen Weilen fürdieSpe sespannung, den die Schaltstrecke des I ransistors I durchfließenden Strom, der Sperrverzögcrungszeit, der Ansliegsverzogerungs/eit der Speisespannung bei eingeschaltetem Halbleiterschalter und der IVriodendauer der den Transistor 1 steuernden Steuerimpulse wie für die mit der gerade erwähnten Parallelschaltung versehene Schaltungsanordnung ergibt sich auch im vorliegenden Kali für den Transistor 1 eine Finschaltvirlustleistung von lediglich 0.4 W.

Im Hinblick auf die in Fig. 1 dargestellte Schaltungsanordnung sei noch bemerkt. daß die Diode 15 auf (irund ihrer Figcnschaft. den Fmiilerstrom des Transistors 1 lediglich durch die Teilwickliing 8 der Drosselspule 16 fließen /u lassen, sicherstellt, daß auf ein Ausschalten des Transistors I. d.h. auf eine Überführung in den nichtleitenden Zustand hin. keine nachteilige zusätzliche rberhöhung der induktiven Abschaltspannung an diesem Transistor auftritt. Bezüglich der Diode Il sei noch bemerkt, daß mit Rücksicht auf deren Sperr\er/ögerungs/eit die Schaltungsanordnung so auszulegen ist. daß nach erfolgtem Ausschalten des Transistors I in den nichtleitenden Zustand dieser I ransistor I erst dann wieder in den leitenden Zustand einzuschalten ist. wenn der die Diode 11 durchfließende Strom annähernd Null betrügt.

Abschließend sei noch bemerkt, daß in Abweichung von den in Fig. I dargestellten Verhältnissen dit Zusatzschaltung 2 auch in der Weise ausgebildet sein könnte, daß die Diode Il zwischen dem mit dem Emitter des Transistors 1 verbundenen Finde der Teilwicklung 8 und dem betreffenden Emitter des Transistors 1 eingefügt ist, wobei in diesem Fall der Kondensator 13 und gegebenenfalls die Diode 15 zwiseher dem Emitter des Transistors 1 und der Anzapfung IA der Drosselspule 16 lägen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Palentan>prüchc: 24

1. Schaltungsanordnung /ur Herabsetzung der im Zusammenhang mit dem Einschalten eines Halbleiterschalters auftretenden Verlustleistung. wobei der Halbleiterschalter mit seiner Schaltstrecke über die Reihenschaltung einer Induktanz und eines Kondensators an einer Speisespannungsquelle liegt und mit seiner Steuerelektrode an einer insbesondere durch eine Taktschaltung gebildeten Steuerschaltung angeschlossen ist. wobei der genannten Reihenschaltung eine Diode parallel geschaltet ist. die für die auf ein Abschalten des Halbleiterschalters an der Induktanz liegende Spannung in Durchlaßrichtung beansprucht ist, und wobei dem Kondensator ein Verbraucher parallel schaltbar ist. dadurch gekonnzeichnet, daß zwischen der genannten Reihenschaltung (Induktanz4, Kondensator5) und der Schaltstrecke des Halbleiterschalters (1) eine Zusatzschaltung (2) eingefügt ist. bestehend aus einer weiteren Reihenschaltung mit einer weiteren Induktanz (16) und einer weiteren Diode (111. die nach dem Einschalten und nach dem Ausschalten des Halbleiterschalters (Transistor 1) jeweils in Durchlaßrichtung beansprucht ist, und daß mit dieser weiteren Reihenschaltung der Zusatzschaltung ein Kondensator (13) verbunden ist. der über die weitere Diode (11) durch die in der weiteren Induktanz (16) jeweils gespeicherte Energie aufladbar ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1. dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (13) mit seiner einen Belegung au der der weiteren Induktanz(16) abgewandten Elektrode der genannten weiteren Diode (11) und mit seiner anderen Belegung an einer Anzapfung (14) der w eiteren Induktanz (16) angeschlossen ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß dem Kondensator (13) eine Diode (15) parallel geschaltet ist, die für den im Einschaltzustand des Halbleiterschalters (Transistor 1) über dessen Schaltstrecke fließenden Strom in Durchlaßrichtung beansprucht ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche I bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktanzen (4. 16) durch Drosselspulen gebildet sind.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß in den einzelnen Schaltungszweigen gesonderte Dämpfungswiderstände eingefügt sind.