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Einfacher Quotientenanalogfrequenzwandler mit begrenztem Quotientenbereich,
insbesonders für photometrische Meßzwecke In der modernen Meßtechnik spielt die
digitale Meßwerterfassung eine immer wichtigere Rolle. Auch in der Spektralphotometrie
wird bei Remissions- und Transmissionsmessungen in zunehmendem Umfange auf die digitale
Datenerfassung übergegangen.
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Hier werden die Messungen bei höheren Genauigkeitsansprüchen mit Zweistrahlphotometern
durchgeführt, bei denen mit Hilfe von Strahlenumschalteinrichtungen abwechselnd
der Meß- und der Vergleichstrahlengang ausgeleuchtet wird.
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Das Vergleichsignal dient dazu, eine Basis bereitzustallen, auf die
das Meßsignal bezogen wird. Durch Regelung der Multiplierspannung, durch Einschalten
von Servoeinrichtungen für die Nachstellung der Monochromatorspalte und dergl. wird
versucht, das Vergleichsignal einigermaßen konstant zu halten. Dies ist aber immer
nur in begrenztem Rahmen möglich, so daß die Größe des Meßsignales selbst kein absolutes
Maß für die gesuchten photometrischen Werte darstellt, sondern diese sind vielmehr
als Quotient aus Meß- und Vergleichsignal definiert.
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Eine direkte Erfassung des Meßsignales z.B. mittels üblicher Digitalvoltmeter
kann infolgedessen nur mit einer mäßigen Absolutgenauigkeit geschehen. in der Praxis
wird deshalb vielfach in der Weise vorgegangen, daß mittels spektraler Abgleichvorrichtungen
das Meßsignal dergestalt einjustiert wird, daß es z.B. für eine nicht absorbierende
Probe im gesamten Spektralbereich auf 100 % steht. Ein solcher Abgleich ist aber
umständlich und zeitraubend und muß bei Änderungen der Registrierbedingungen, Alterung
von Lampe und Photodetektor usw. des öfteren wiederholt werden.
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3i'in. weiterer ebenfalls recht kostspieliger Weg besteht darin, den.
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Spektralabgleich mittels Computers durchzuführen, der einmal bei nicht
absorbierender Probe das Meßsignal aufzeichnet und die nachfolgenden Messungen entsprechend
korrigiert.
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Andere kommerzielle Einrichtungen benutzten eine Quotientenregistrierung
z.B. mittels Potentiometerrecorder, bei denen das Vergleichsignal an das Meßpotentiometer
gelegt ist und der Schreiberausschlag dann das wahre Meßsignal angibt. Mittels Folgepotentiometern
kann dann eine dem Quotienten aus Meß- und Vergleichsignal entsprechende Spannung
bereitgestellt werden, die lür die digi-tale Anzeige herangezogen wird. Es liegt
auf der Hand, daß auch diese fiethode relativ umständlich und mit doppelten Übersetzungsfehlern
behaftet ist und lcaunz die Grenzen der bei photometrischen Messungen möglichen
Genauigkeiten erfassen kann.
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Auch viele andere in der Praxis gebräuchliche elektrische Meßverfahren
(z.B. Temperaturmessungen mit Hilfe von Widerstandsthermometern) laufen letzten
Endes auf Quotientenmessungen zurück, wenn es auch in vielen Fällen auf einfachere
Weise möglich ist, das Bezugssignal konstant halten, als dies in der photometrischen
Meßtechnik der Fall ist.
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In der vorliegenden Erfindung wird nun ein relativ einfaches Verfahren
zur Ermitlung des Quotienten von Meß- und Vergleichsignal auf digitaler Basis beschrieben,
daß vorzugsweise für die geschilderten'photometrischen Anwendungszwecke entworfen
wurde, das aber auch in anderen Fällen mit Vorteil verwendet werden kann.
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Das Grundprinzip der hier vorgestellten Quotientendigitalisierung
besteht darin, enen vom Meßsignal abgeleiteten Strom durch Entladungen eines Hilfskondensators
zu kompensieren, wobei der Betrag pro Einzelimpuls dem Produkt aus dessen Kapazität
und dem Vergleichsignal proportional ist und damit im kontinuierlichen Betrieb die
auftretende Frequenz dem gesuchten Quotienten aus Meß- und Vergleichsignal genau
entsprich-t und in handelsüblichem Zähler eingezählt werden kann. Die Abbildung
1 zeigt das Prinzipschaltbild des den Gegenstand der Erfindung darstellenden Quotientenanalogfrequenzwandlers
(im folgenden QAF-Wandler genannt).
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Das in diesem Fall negativ angenommene Meßsignal ladet über den Widerstand
1 einen Speicherkondensator 2 kontinuierlich negativ auf, dessen Spannung über einen
Operationsverstärker 5 mit relativ hochohmigen Eingang verstärkt und auf den Eingang
eines Schmittriggers 4 geschaltet wird, der bei Erreichen einer vorgegebenen negativen
Spannung zündet. Damit wird der Monovibrator 5 angestoßen, der einen Impuls vorgegebener
Länge an das Tor 6 abgibt, dessen Ausgang normalerweise an Erde liegt. Für die Dauer
des Impulses legt das Tor die Vergleichs-bzw. eine dem Vergleichsignal proportionale
Spannung, die vom Operationsverstärker 13 bereitgestellt wird, über den Widerstand
7 an einen Hilfskondensator 8, der im Vergleich zum Spei.cherhondensator 2 eine
sehr kleine Kapazität (z.B. einige 10tel o/oo) hat. Die andere Seite des Hilfskondensators
ist über Diode 9 einerseits mit dem Spei.cherkondensator und über Diode 10 andererseits
mit Ende verbunden. Wie leicht überschlagen werden kann, wird bei jedem Impuls näherungsweise
die Ladung: Kapazität des Hilfskondensators mal invertierte Vergleichsspannung auf
den Speicherkondensator übertragen, wobei anschließend die gleiche Ladung nach Abfallen
des Tores 6 über die Diode 10 an Erde abgeführt wird.
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Die mittels des Widerstandes 7 eingestellte Zeitkonstante des RC-Kreises
ist dergestalt bemessen, daß die Aufladung des hilfskondensators während der Torzeit
nur sehr wenig hinter dem anliegenden Vergleichsignal zurückbleibt , so daß die
in der Praxis vorkommenden geringen Schwankungen in der Haltezeit des Monovibrators
keinen merklichen Einfluß auf die Größe der' pro impuls übertragenen Ladung mehr
haben. Die Haltezeit des Monovibrators wird ihrerseits dergestalt bemessen, daß
sie bei einigen Prozenten der Impulsabstände bei maximaler Zählfrequenz liegt. Um
einen Begriff für die praktische Größenordnung der über den Hilfskondensator in
der Zeiteinheit übertragenen Ladungen zu geben sei erwähnt, daß diese für z.B. 1000
pf, 10 khz Zählfrequenz und eine invertierte Vergleichsspannung von 50 Volt einem
Strom von 500 nA entspricht. Man kann auf diese Weise bei - 10 Volt Meßspannung
und 20 kOhm Vorschaltwiderstand gerade Vollausschlag, d.h. eine Frequenz von 10
khz erhalten. Für niedrigere Meßspannungen ist die Frequenz entsprechend niedriger.
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Der Betrag der invertierten Vergleichs spannung wird in bekannter
Weise über die Widerstände 11 und 12 im negativen Eingang und dem Ausgang des Operationsverstärkers
13 eingestellt. Im Interesse guter Genauigkeit bei einfacher Bauweise soll die invertierte
Vergleichsspannung einigermaßen hoch, z.B. in der gegend von 40-60 Volt maximal
liegen.
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Je höher sie im Vergleich zu den durch die Dioden- und Transistorrestspannungen
liegt, um so weniger gehen Änderungen derselben in die Meßgenauigkeit ein.
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Bei diesen Betrachtungen spielt der Spannungsverlauf an der unteren
Belegung des Hilfskondensators 8 eine entscheidende Rolle, er ist deshalb in der
Abbildung 2 noch einmal gesondert herausgezeichnet.
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Bei Ansprechen des Tores 6 wird im ersten Augenblick ein durch den
Quotienten aus Vergleichsspannung und R 7, gegebener Strom fließen der an der Diode
9 einen Spannungsabfall hervorruft, der z.B. im Falle einer Siliziumdiode einen
maximalen Wert von ca. 700 mV erreichen kann. Mit Zunehmen der Aufladung des Hilfskondensators
nimmt der Strom und damit die an der Diode 9 liegende Restspannung immer mehr ab
und stabilisiert sich gegen Erde der Torzeit auf etwa 300 mV.
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Um diesen relativ zur Gesamtspannung allerdings nicht sehr erhebliöhen
Betrag vermindert sich auch die pro Impuls übertragene Ladung, was wie weiter unter..
gezeigt, im In-teresse einer exakten Linearität bei der Invertierung der Vergleichsspannung
berücksichtigt werden sollte.
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Wesentlich unübersichtlicher ist der sich nach Ahfallen des Monovibrators
einstellende Spannungsverlauf an Diode 10, da hier die Abklingt zeit von der Zählgeschwindigkeit
abhängt. Bei sehr langsam aufeinander folgenden Impulsen kann die Restspannung nahezu
völlig verschwinden, während bei hohen Zählraten e.i.ne mehr oder weniger große
Reststpannung bestehen bleibt. Dies bec?eutet, daß für kleine Frequenzen der Betrag
der pro Impuls übertragenen Ladung ein wenig höher ist als bei hohen.
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Da aber zwischen dieser Diodenrestspannung und der Zählrate kein linearer
Zusammenhang besteht hat man mit einem gewissen Linearitätsfehler zu rechnen der
bei mittleren Ansprüchen zwar noch in Kauf gönommen werden, bei hohen Genauigkeitsansprüchen
aber nicht mehr tolefriert werden kann.
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Für diese in der Praxis häufig vorkommenden Anwendungsfälle wird die
Schaltung daher erfindungsgernäß nach Abb. 3 in der Weise erweitert, daß parallel
zur Diode 10 ein vom Monovibrator 5 angesteuerter Transistorschalter 17 gelegt wird.
Durch eine RC-Kombination 18, 19 wird sichergebstellt, daß der Transistor unabhängig
von der Zählfrequenz immr die gleiche Zeit eingeschaltet bleibt und daß er beim
folgenden Ladungsimpuls keinerlei Nutzstrom entnehmen kann, was durch eine geringe
positive Vorspannung der Basis zusätzlich sichergestellt werden kann. Auf diese
Weise kann der bei der vereinfachten Schaltung nach Abb. 1 noch bestehende kleine
frequenzabhängige Linearitätsfehler vollstandig eliminiert werden.
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Was den nutzbare1l Quotientenbereich anlangt, so ist in vielen Fällen
auch hier bei niedrigen Ansprüchen eine Kompensation des durch die Restspannung
an Diode 9 und gegebenenfalls an Diode 10 bedingten Fehlers nicht unbedingt erforderlich.
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Für einen größeren Quotientenbereich und höhere GenauigkeitsansprUche
wird die Berücksichtigung der Restspannung jedoch notwendig. Die Kompensation der
Restspannung wird erfindungsgemäß dergestalt ausgeführt, daß die; in unserem Beispiel
inver-tierte Vergleichs spannung um den Betrag der Diodenrestspannung (z.B. 300
mV) erhöht wird, wofür ein Beispiel in Abb. 4 angeführt sei. Hierfür wird die Schaltung
durch Einführen einer positiven Spannung der Größe r/ (ü + 1) (r Restspannung, ü
Übersetzungsverhältnis) an den positiven Eingang des Operationsverstärkers 13 erweitert.
Mit dieser Maßnahme lassen sich Quotientenbereiche im Verhältnis 1 zu 5 und mehr
mit einer ausreichenden Genauigkeit sicherstellen.
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Zusammenfassend kann festgestellt werden, daß es durch die beschriebenen
Maßnahmen gelungen ist, einen QAF-Wandler zu erstellen, der bei mäßigem Aufwand
über eine für die meisten praktischen Meßzwecke ausreichende Genauigkeit und Stabilität
verfügt. Selbstverständlich muß fiir die geringe Anzahl derjenigen Bauteile die
für die Genauigkeit des QAF-Wandlers maßgeblich sind - Hilfskondensator 8 und Widerstände
1,11, und 12 - eine sorgfältige Auswahl in Bezug auf zeitliche Konstanz und geringen
Temperaturkoeffizienten erfolgen.
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Schließlich muß noch auf einen wichtigen Punkt hingewiesen werden,
der für die Betriebssicherheit des hier vorgestellten QAF-Wandlers entscheidend
ist.
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Das in der Erfindung beschriebene tleßprinzip ist ein dynamisches
bei dem die Kompensation des Meßstromes nur dann erfolgen kann, wenn die Spannung
am Speicherkondensator innerhalb des Arbeitsbereiches der Schal-tung liegt. Wird
sie z.B. durch Netzstörungen, Schaltstöße oder dorgl. einmal negativer, dan fällt
der Abgleichmechanismus außer Tritt und die Schaltung ist nicht mehr funktionsfähig.
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Erfindungsgemäß wird dieser Nachteil durch Beistellen eines Anwerfers
15 behoben der bei sehr stark negativen Ausgang von 3 eine positive Ladung an den
Speicherkondensator 2 abgibt, die diesen wieder in den Arbeitsbereich der Schaltung
zurückbringt. Der Anwerfer kann beispielsweise aus einem Transistor bestehen, der
für normalerweise leitend ist und der im Falle einer negativen Exeursion über die
Zenerdiode 14 gesperrt wird, womit der Kollek-tor positiv wird, und die Umladung
des Speicherkondensators bewerkstelligt. . Die Zenerdiode ist so bemessen, daß bei
Normalbetrieb der Anwerfer unwirksam bleibt.
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Eine positive Excursion des -Speiche,rkondensators ist unschädlich,
da sie vom Meßsignal in kurzer Zelt wieder rückgängig gemacht wird.
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Die Auslegung des Anwerfers selbst ist nicht weiter kritisch; es können
z.B. auch Reed-Relais, Operationsverstärker oder andere Einrichtungen verwendet
werden. Insgesamt läßt sich durch die Einführung des beschriebenen Anwerfe.rs ein
QAF-Wandler erstellen, der in Bezug auf Betriebssicherheit, Einfachheit und Genauigkeit.
kaum noc-h Wünsche offen läßt.
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Im übrigen ist die Erfindung nicht auf den in dem Beispiel erläuterten
Fall beschränkt, daß mit negativen Meß- und Vergleichsignalen gearbeitet wird. Es
sind genau so gut positive oder solche mit entgegengesetzter Polarität möglich,
wobei lediglich die Eingänge der verschiedenen Bauelemente entsprechend angesteuert
werden müssen.
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Des weiteren ist es bei Verwendung des QAF-Wandlers sehr leicht möglich,
wahre Registrierkurven des Quotienten von eß- und Vergleichsignal ohne Eingriff
in die verwendeten Registriergeräte z.B.
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Potentiometerschreiber vornehmen zu müssen. Zu diesem Zweck steuert
man Frequenzanalogwandler, die mit guter Genauigkeit erhältlich sind durch den QAF-Wandler
z.B. vom Schmittriggers oder vom Monovibrator aus an und erhält somit das gewünschte
Analogsignal Diese doppelte Umsetzung stellt in diesem Fall i.n keiner Weise einen
Nachteil oder einen Umweg dar, weil auf diese Weise aus dem ursprünglich mit dem
Vergleichsignal s chwankenden Meßsignal nunmehr eine absolute die gewünschten Meßergebnisse
direkt enthaltende Größe erhalten wird.