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Schaltungsanordnung mit vorgebbarer Gleichrichtercharakteristik Schaltungsanordnungen
mit vorgebbarer Gleichrichtercharakteristik sind bekannt. Am häufigsten werden solche
mit linearer oder quadratischer Charakteristik verwendet. Die Gleichrichtung der
Wechselspannung erfolgt bei den modernen Verfahren fast ausschließlich mit Halbleiter-
oder Schottkydioden, die in einer Brückenschaltung angeordnet sind. Unter den Brückenschaltungen
sind auch Anordnungen bekannt, die einzelne Dioden der Brücke durch Widerstände
oder Kondensatoren ersetzen, um das Frequenzverhalten der Schaltungsanordnung zu
verbessern. Abgesehen vom Frequenzverhalten gewährleisten diese Schaltungsanordnungen
nur dann einen linearen Zusammenhang zwischen angelegter Wechselspannung an ihrem
Eingang und arithmetischem Mittelwert der gleichgerichteten Wechselspannung am Ausgang
der Anordnung, wenn die Brückendioden
als ideal (Durchgangswiderstand
null) Sperrwiderstand unendlich) vorausgesetzt werden. Diese Voraussetzung ist in
der Praxis nicht erfüllbar, so daß der erwähnte Zusammenhang zwischen Eingangswechselspannung
und arithmetischem Mittelwert der Ausgangsspannung der Brückenschaltung besonders
bei kleinen Eingangssignalen nichtlinear ist und daher solche Anordnungen keine
genaue lineare Anzeige kleiner Wechselspannungen ermöglichen.
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Die Nichtlinearität der Anzeige arithmetischer Mittelwerte gleichgerichteter
Wechsel spannungen kann verringert werden, wenn man die erwähnten Diodenbröckenschaltungen
im Gegenkopplungszweig linearer Verstärker anordnet. Solche Anordnungen arbeiten
mit eingeprägtem Strom und sind auch im Zusammenwirken mit Operationsverstärkern
bekannt. Die Kompensation der Nichtlinearität derartiger Schaltungsanordnungen ist
umso wirksamer, je höher die Leerlaufverstärkung der verwendeten Verstärker ist.
Mit höherer Leerlaufverstärkung ist aber zwangsläufig eine höhere Instabilität der
Anordnungen verbunden. Dieser Umstand beschränkt vor allem die mit solchen Schaltungsanordnungen
erreichbare Bandbreite und erhöht den Aufwand, Realisierungen der bisher behandelten
Verfahren sind in den Geräten Nr. 400 E und 457 A der Fa. Hewlett Pakard (USA) oder
in dem Röhrenvoltmeter TF 2600 der Fa. Marconi (England) zu finden.
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Uber die behandelten Verfahren hinaus sind Modulationsschaltungen
(Pulscodemodulation, Pulsdauermodulation) bekannt, die die Nachteile der Diodenbrücken
vermeiden, jedoch in der Anwendung durch den erheblichen Materialaufwand und die
entsprechend dem Abtasttheorem hohe erforderliche Abtastfrequenz beschränkt werden.
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Ergänzend sind Anordnungen mit quadratischer Charakteristik, wie beispielsweise
Dreheisenmeßwerke, zu erwähnen. Die sehr nachteiligen Bedingungen solcher Systeme
bezüglich Frequenz,
Kurvenform und Belastung der Eingangsgrößen
sind hinlänglich bekannt. Möglichkeiten zur Erzielung dieser oder anderer Charakteristiken
liegen in der Verwendung nichtlinearer Systeme am Eingang der Gleichrichterschaltungen.
Solche Anordnungen sind aber prinzipiell mit den schon genannten Fehlern bekannter
Gleichrichterschaltungen behaftet.
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Zur Abgrenzung der gegenständlichen Erfindung gegenüber dem Stand
der Technik seien noch Anordnungen erwähnt, die zwar andere Größen, wie z.B. Leistung,
Energie, Wahrscheinlichkeiten, Korrelations- oder verwandte Größen messen, jedoch
durch die Verwendung ein- bzw. mehrkanaliger Diskriminatorschaltungen eine gewisse
Beziehung zur gegenständlichen Erfindung aufweisen. Solche Anordnungen sind in den
Patentschriften Deutsche Patentschrift Nr. 915.750, 1,190.231,1,299.433 Österr.
Patentschrift Nr. 175.084, 202.384, 203.247, 206.677, 263.400 Französische Patentschrift
Nr. 85.524, 1,323.712 USA-Patentschrift Nr. 2,779.869 beschrieben. Die Abgrenzung
der erwähnten Anordnungen gegenüber der gegenständlichen Erfindung erfolgt neben
der andersartigen Meßaufgabe und der damit verbundenen anderen Schaltungsstruktur
auch dadurch, daß bei den bekannten Anordnungen die Diskriminatoren mit voneinander
unabhängigen Schwellenspannungen gesteuert werden, während in der gegenständlichen
Erfindung alle Diskriminatoren von der selben Schwellenspannung gleich- oder gegenphasig
gesteuert werden.
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Die gegenständliche Erfindung vermeidet die Verwendung von Dioden
in Einweg- oder Vollwegschaltung sowie Modulationsverfahren unddamit L di verbundenen
Nachteile, gewährleistet in neuer und vorteilhafter Weise eine vorgebbare Gleichrichtercharakteristik
in einem weiten Frequenzbereich mit hoher Genauigkeit auch bei kleinen Signalspannungen.
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Zu diesem Zweck wird das Eingangssignal an zwei Amplitudendiskriminatoren
gelegt, die gegenphasig von einem Schwellenspannungsgenerator angesteuert werden,
dessen Ausgangsspannung hinsichtlich der Frequenz mit dem Eingangssignal inkommensurabel
ist und eine Verteilung der Amplitudenhäixfigkeiten besitzt, die die Umkehrfunktion
der vorgegebenen Gleichrichtercharakteristik ist und die Ausgänge der Amplitudendiskriminatoren
sind an eine logische Verknüpfungsschaltung geführt, wobei am Ausgang dieser Verknüpfungsschaltung
eine binäre Impulsfolge entsteht, deren arithmetischer Mittelwert analog gemessen
wird.
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Ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Shaltungsanordnung ist
in den Figuren 1 bis 5 dargestellt.
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Fig. 1 zeigt eine Prinzipschaltung des Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung für gleichphasige Signalansteuerung und analoger Meßwertbildung
Fig. 2 zeigt eine zu Fig. 1 äquivalente Schaltung für digitale Meßwertbildung Fig.
3 zeigt eine zu Fig. 1 analoge Prinzipschaltung für gegenphasige Signalansteuerung
und analoge Meßwertbildung Fig. 4 zeigt ein Blockschaltbild des Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung für gegenphasige Signalansteuerung mit
einer zu Fig.2 modifizierten Form der digitalen Meßwertbildung Fig. 5 zeigt ein
Beispiel der Signalverarbeitung durch die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung.
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Die Schaltungsanordnung in Fig. 1 wird von einem Signal s (t) angesteuert,
das eine periodische Spannung bzw. Strom oder ein stationärer Zufallsprozeß sein
kann. Das Signal s (t) wird den Amplitudendiskriminatoren 1 bzw. 2 zugeleitet, die
es mit ihren Schwellenspannungen z (t) bzw.
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-z (t) vergleichen. Die Schwellenspannungen z (t) bzw.
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-z (t) liefert der Schwellenspannungsgenerator 3. Das Entscheidungsschema
der
Amplitudendiskriminatoren 1 und 2 sowie die Herleitung ihrer Ausgangsimpulsfolgen
Z1 und Z2 ist in den Figuren 5a bis 5c für den Fall einer sägezahnförmigen Schwellenspannung
schematisch dargestellt.
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Wie Fig. 5b zeigt, gibt der Amplitudendiskriminator 1 solange eine
Spannung, die der logischen Entscheidung Eins entspricht, ab, solange s (t) größer
als die Sägezahnspannung z (t) ist, ansonsten entspricht seine Ausgangsspannung
der logischen Entscheidung Null.
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Die Folge der Spannungswechsel an den Ausgängen der Amplitudendiskriminatoren
1 und 2 bilden je eine binäre Impulsfolge, deren logischeOquivalente mit Z1 bzw.
Z2 bezeichnet werden. Mathematisch können diese Bedingungen für den Amplitudendiskriminator
1 durch das Ungleichungssystem (1) Z1 : = 1 s(t) > z(t) mit z(t) L 0 (1) Z1 :
= O s(t) ' z(t) für den Amplitudendiskriminator 2 durch das Ungleichungssystem (2)
Z2 : = 1 s(t) > -mit -z(t) / 0 (2) Z2 : = O s(t) ' - z(t) angeschrieben werden.
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Eine simultane Betrachtung der Ungleichungssysteme (1) und (2) zeigt,
daß Z1: =1 impliziert Z2s =1 und Z2: =° impliziert Zl =O' Die beiden Folgen Z1 und
Z2 werden in einem logischen Netzwerk 4 beispielsweise in einer Äquivalenzschaltung
zu einer resultierenden logischen 0-1-Folge Z verknüpft. Für diese Art der logischen
Verknüpfung gilt folgende Wahrheitstabelle:
Für das in Fig. 5a im Zusammenhang mit einer Sägezahnspannung z (t) bzw. -z (t)
dargestellte periodische Signal s (t) bedeutet der beschriebene logische Entscheidungs-bzw.
Verknüpfungsablauf anschaulich ausgedrückt, daß die Impulslingen zli bzw. Z2i (
i = 1, 2, ...) der Folgen Z1 bzw. Z2 den von den Sägezahnspannungen z (t) bzw. -z(t)
aus dem Signal s (t) herausgeschnittenen Sehen stücken der Neigung + A/T s. bzw.
si proportional sind. Wenn das 1 5i Signal s(t) und die Sägezahnspannung z(t) hinsichtlich
ihrer Frequenzen inkommensurabel sind, wird sich die Folge Z1 aus Impulsen zusammensetzen,
deren Längen zl. im + Mittel allen möglichen Sehen stückensi der positiven Signalanteile
entsprechen, während die Impulslängen z2i von Z2 in analoger Weise allen möglichen
Sehenlängen si der negativen Signalanteile entsprechen. Eine zeitliche Mitte -lung
über Z1 ergibt daher eine dem arithmetischen Mittelwert der positiven Signalanteile
proportionale Größe, eine entsprechende Mittelung über Z2 die korrespondierende
Größe der negativen Signalanteile jedoch mit positivem Vorzeichen.
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Nach der äquivalenten Verknüpfung von Zl und Z2 zu Z kann aus Fig.
5d entnommen werden, daß eine zeitliche Mitteilung über Z eine dem arithmetischen
Mittelwert des Absolutbetrages des Signals s(t) proportionale Größe liefert.
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Diese ist der Summe der zeitlichen Mittelwerte von Z1 und Z2 gleich
und entspricht einer Vollweggleichrichtung des Signals s(t). Der zeitliche Mittelwert
von Z kann mit einem genügend trägen Drehspulinstrument 8 analog gemessen werden.
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Die obige aus der Anschauung gewonnene Herleitung des Meßvorganges,
soll im folgenden in kurzer Form auch mathematisch
gesichert werden.
Das geeignete Werkzeug hiefür ist die Wahrscheinlichkeitstheorie. Bezüglich der
erforderlichen Grundbegriffe wird auf die einschlägige Fachliteratur verwiesen (Fisz,
Schlitt).
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Die Aufeinanderfolge der logischen 0-1-Entscheidungen in den~Folgen
Z1, Z2 und Z kann als zufällig bzw. pseudozufällig aufgefaßt werden. Berechnet man
nach diesem Gesichtspunkt die Wahrscheinlichkeit W(Z:=1) für das Auftreten einer
logischen Eins in der Folge Z zu irgendeinem Zeitpunkt, so ist nach Fig. 5b bis
5d die Gültigkeit der Glg.(4) W {Z:=1} 15 W {Z1:=1, Z2:=13 + W {Z1=0,Z2=0=} (4)
evident. Mit Hilfe der Fig. 5a kann die Glg.(4) auf die Form (5) W{Z:=l} = W{s(t)>
z(t), s(t)> -z(t)3+ + W {s(t) z(t)>s(t)< s(t)< -z(t)3} (5) gebracht
werden, die auch als Beziehung (6) W { Z:=l1= W {-s(t)< z(t)< s(t)3+ W ts(t)zz(t)c-s(t)}
(6) geschrieben werden kann. Im folgenden sei vorausgesetzt, daß die Größen s(t)
und z(t) falls periodisch inkommensurabel, falls zufällig voneinander statistisch
unabhängig und ergodisch sind. Bezeichnet man die Verteilungsfunktion der Amplitudenhäufigkeiten
des Signals s(t) mit p(s) und entnimmt der Fachliteratur(Middelton), daß die Amplitudenhäufigkeitsfunktion
einer periodischen Sägezahnspannung z(t) bzw. -z(t) mit p(z)=l/A angegeben werden
kann, wenn A die Maximalamplitude von z(t) bedeutet, läßt sich die Glg (6) auch
in der Form (7)
anschreiben.
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Diese läßt sich auf Glg.(8}
reduzieren, in der das erste Integral den arithmetischen Mittelwert der po-sitiven
Signalanteile M+ und das zweite Integral den arithmetischen Mittelwert der negativen
Signalanteile M repräsentiert. Damitkann Glg.(8) auf die
gebracht werden. Aus den Voraussetzungen für die Herleitung der Glg.(9) kann entnommen
werden, daß das Meßverfahren sowohl bei periodischen als auch bei zufälligen Signalen
anwendbar ist. Der Schwellenspannungsgenerator 3 kann daher im obigen Fall durch
einen stochastischen Generator ersetzt werden, dessen Ausgangsspannung die gleiche
Amplitudenhäufigkeitsverteilung wie eine Sägezahnspannung besitzt.
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Weiters kann aus der Glg.(7) gefolgert werden, daß sich eine bestimmte
Verteilung der Amplitudenhäufigkeiten der Schwellenspannung z(t) auf das Signal
s(t) wie eine Funktion<ransformation auswirkt, die der Umkehrfunktion der
Amplitudenhäufigkeitsverteilungsfunktion entspricht. Damit kann die Charakteristik
bei dem oben beschriebenen Vorgang der Gleichrichtung vorgegeben werden. Weiters
ist aus den getroffenen mathematischen Voraussetzungen klar, daß eine gegenphasige
Signalansteuerung der Amplitudendiskriminatoren einer gegenphasigen Schwellenspannungsansteuerung
äquivalent ist. Wie Fig. 3 zeigte kann eine solche gegenphasige Signalansteuerung
durch einen vorgeschalteten Signalinverter 6 erreicht werden. Ergänzend sollen noch
die Fig. 2 und 4 erläutert werden, die eine digitale Messung des arithmetischen
Mittelwertes der Folge Z ermöglichen.
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Dazu ist es erforderlich, die resultierende O-l-Folge Z
mit
einer Taktfrequenz fT getastet zu erzeugen. Den Takt liefert ein Taktgenerator 5.
Es ist dabei irrelevant, ob die Amplitudendiskriminatoren getastet werden und getaktete
Folgen Z1 und Z2 liefern (Fig. 2) oder ob die Ausgangsfolge Z durch ein Abtastnetzwerk
7 mit der Abtastfrequenz T getastet wird (Fig. 4).
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In beiden Fällen entsteht am Ausgang der Schaltungsanordnung eine
getaktete Folge von Impulsen, deren relative Impulshäufigkeiten mittels eines elektronischen
Zählers 9 gemessen werden können. Bei dieser digitalen Form der Messung wird die
getaktete Ausgangsfolge Z an den Signaleingang des Zählers 9 geführt und sein Normalfrequenzeingang
mit dem Taktgenerator 5 verbunden.
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Abschließend soll darauf hingewiesen werden, daß neben Äquivalenzschaltungen
auch Antivalenz-, Konjunktions- oder Disjunktionsschaltungen als logische Netzwerke
4 verwendet werden können. Mittels der jeweils korrespondierenden Wahrheitstabelle
kann nachgewiesen werden, daß antivalent verknüpfte Folgen Z1 und Z2 eine resultierende
Folge Z erzeugen, die als Negation zu Z interpretiert werden kann, wenn Z die Ausgangsfolge
der Äquivalenzschaltung ist.
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Konjunktiv verknüpfte Folgen Z1 und Z2 ergeben eine resultierende
Folge Z, deren zeitlicher Mittelwert dem arithmetischen Mittelwert der positiven
Signalanteile proportional ist. Analog liefert eine disjunktive Verknüpfung der
Folgen Z1 und Z2 eine Folge Z, deren zeitlicher Mittelwert dem arithmetischen Mittelwert
der negativen Signalanteile proportional ist. Im Falle einer Sägezahnspannung als
Schwellenspannung z(t) entsprechen äquivalente und antivalente Verknüpfungen einer
VolLweggleichrichtung, konjunktive und disjunktive Verknüpfungen einer Einweggleichrichtung
des Signals s(t). Ist das logische Netzwerk 4 als Subtrahierwerk ausgeführt, kann
die Differenz von M+ und M gemessen und so die Unsymmetrie des Signals auch hin
sich lich seiner Verteilung der Amplitudenhäufigkeiten bestimmt werden.