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Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Vorrichtung und eine High-Side Schaltvorrichtung.
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High-Side Schaltvorrichtungen werden heutzutage in vielen verschiedenen elektronischen Geräten eingesetzt, beispielsweise in Fahrzeugen als Schaltelemente für elektrische Verbraucher oder für Ausgänge von Industriesteuerungen. Die High-Side Schaltvorrichtungen sind dabei inklusive des zugrundeliegenden Leistungsschalters (z.B. eines MOSFETs) als abgeschlossene Einheit, insbesondere als integrierter Schaltkreis ausgebildet. Derartige integrierte Schaltkreise werden von spezialisierten Herstellern angeboten und müssen zur Verwendung lediglich noch in das zu fertige Bauteil eingesetzt werden, beispielsweise einen Stromrichter.
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Aufgrund geopolitischer Veränderungen, beispielsweise damit einhergehenden Exportbeschränkungen und Rohstoffknappheit, sowie Bauteilknappheit im Elektroniksektor im Allgemeinen ist der Bezug von als integrierten Schaltkreisen ausgebildeten High-Side Schaltvorrichtungen erschwert. Zusätzlich ist die Anzahl der zur Verfügung stehenden Bezugsquellen ohnehin limitiert. Dadurch entsteht eine Mangelgefahr, sofern High-Side Schaltvorrichtungen genutzt werden sollen, um in elektronische Bauteile integriert zu werden.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, die Nachteile des Stands der Technik auszuräumen oder zumindest zu verringern. Insbesondere besteht ein Bedürfnis dafür, eine Alternative zu als integrierten Schaltkreisen aufgebauten High-Side Schaltvorrichtungen vorzusehen.
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Die Aufgabe wird durch die Gegenstände der unabhängigen Schutzansprüche gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den abhängigen Schutzansprüchen und der nachfolgenden Beschreibung angegeben, von denen jeder für sich oder in (Sub-)Kombination Aspekte der Erfindung darstellen kann.
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Gemäß einem Aspekt wird eine elektronische Vorrichtung bereitgestellt. Die elektronische Vorrichtung umfasst (überwiegend) diskrete Bauelemente zur Nachbildung einer High-Side Schaltvorrichtung. Die elektronische Vorrichtung weist einen Eingang und einen Ausgang auf. Die elektronische Vorrichtung ist eingerichtet, am Ausgang ein Ausgangssignal bereitzustellen. Die diskreten Bauelemente umfassen ein anzusteuerndes Schaltelement und bilden eine stromstärkenabhängige Abschaltlogik und eine thermisch basierte Überlastabschaltlogik aus.
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Dadurch wird eine elektronische Vorrichtung bereitgestellt, die die Funktionalität einer High-Side Schaltvorrichtung nachbilden kann. Im Gegensatz zu bestehenden High-Side Schaltvorrichtungen ist die elektronische Vorrichtung aber nicht als integrierter Schaltkreis ausgebildet, sondern umfasst bevorzugt ausschließlich diskrete Bauelemente. Dadurch ist ein modularer Aufbau gegeben, so dass eine Unabhängigkeit von bisherigen Lieferanten gewährleistet ist, die die High-Side Schaltvorrichtung ausschließlich als integrierter Schaltkreis anbieten. Im Endeffekt wird also eine High-Side Schaltvorrichtung ermöglicht, die aus Bauelementen herstellbar ist, die von vielen verschiedenen Bezugsquellen erhältlich sind. So kann selbst in besonderen wirtschaftlichen Verhältnissen, beispielsweise bei Exportbeschränkungen, die Versorgung mit High-Side Schaltvorrichtungen für komplexere elektronische Vorrichtungen sichergestellt werden.
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Bevorzugt ist das anzusteuernde Schaltelement ein MOSFET, also ein Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor. Derartige Schaltelemente sind in verschiedenen Ausführungen für viele verschiedene Anwendungen verfügbar. Zudem ist ihr Schaltzustand gut einstellbar und kontrollierbar. So kann die elektronische Vorrichtung anhand des Schaltelements unterschiedliche Zustände aufweisen.
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Optional ist das anzusteuernde Schaltelement direkt mit dem Ausgang verbunden. Dadurch kann das Schaltelement vorteilhaft genutzt werden, um die Ausgabe des Ausgangssignals zu ermöglichen oder zu verhindern.
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In einigen Ausführungsformen umfasst das Ausgangssignal eine Ausgangsspannung bis zu 200 V und einen Ausgangsnennstrom bis zu 80 A und einen Kurzschlussstrom von bis zu 120 A. Das bedeutet, dass die elektronische Vorrichtung einen weiten Anwendungsbereich aufweist, beispielsweise ist die Vorrichtung eingerichtet, um verhältnismäßig große elektrische Leistungen bereitzustellen.
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Optional kann die Ausgangsspannung auch bis zu 150 V, weiter bevorzugt bis zu 100 V, weiter bevorzugt bis zu 50 V betragen, weiter bevorzugt (im Wesentlichen) 60 V oder 48 V.
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Optional kann der Ausgangsnennstrom auch bis zu 70 A, weiter bevorzugt bis zu 60 A, weiter bevorzugt von (im Wesentlichen) 50 A betragen.
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Optional kann der Kurzschlussstrom auch bis zu 100 A, weiter bevorzugt bis zu 80 A, weiter bevorzugt von (im Wesentlichen) 60 A betragen.
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Besonders bevorzugt bilden die diskreten Bauelemente zumindest teilweise eine Transistor-Transistor-Logik oder ein komplementäres Metall-Oxid-Halbleiter-Bauelement (CMOS-Bauelement) aus, die ein Steuerungssignal für das anzusteuernde Schaltelement bereitstellt. Die Transistor-Transistor-Logik kann beispielsweise die Funktion eines Latches ausbilden, mittels dem die Abschaltlogik verwirklicht wird. Das komplementäre Metall-Oxid-Halbleiter-Bauelement kann beispielsweise eingerichtet sein, ein Freigabesignal bezüglich des anzusteuernden Schaltelements zu verwirklichen.
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Optional umfasst die stromstärkenabhängige Abschaltlogik zumindest eine erste Hilfsschaltung, mittels der ein Schaltbauteil der stromstärkenabhängigen Abschaltlogik vorzugsweise dauerhaft angesteuert bleibt. Das Schaltbauteil kann insbesondere ein Transistor sein. Durch das Schalten des Schaltbauteils kann zumindest für einen Teilbereich der Schaltung ein Spannungsabfall auftreten. Durch die Hilfsschaltung kann gewährleistet werden, dass ein Zustand des Schaltbauteils trotz des auftretenden Spannungsabfalls aufrechterhalten wird. So kann der Schaltzustand des Schaltbauteils dauerhaft gewährleistet werden.
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In einer alternativen Realisierung kann die stromstärkenabhängige Abschaltlogik zumindest eine erste Hilfsschaltung umfassen, mittels der ein Schaltbauteil der stromstärkenabhängigen Abschaltlogik vorübergehend angesteuert bleibt. Insofern kann die Abschaltlogik auch derart ausgebildet sein, dass ein zeitliches Abschalten gewährleistet wird. Es kann also ein Takten zwischen einem eingeschalteten Zustand und einem ausgeschalteten Zustand gewährleistet werden.
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In einigen Ausführungsformen umfasst die stromstärkenabhängige Abschaltlogik eine Spannungsreglerhilfsschaltung, die eine Vorspannung für eine Kopplungsstrecke zwischen zwei Elektroden des Schaltbauteils der Abschaltlogik gewährleistet. Das Schaltbauteil übernimmt dabei die Aufgabe, eine Spannung zu messen. Beispielsweise kann das Schaltbauteil bei einer Basis-Emitter-Spannung von ca. 0,7 V durchschalten. Wenn der Messwiderstand auf diese Spannung für den Abschaltstrom dimensioniert wäre, würden hohe Verlustleistungen verursacht werden. Durch die Vorspannung können Verlustleistungen daher reduziert werden, die über einen zur Strommessung genutzten Messwiderstand parallel zur Kopplungsstrecke abfallen. Ohne die Vorspannung sind über den Messwiderstand vergleichsweise große Spannungen notwendig, die zudem voluminöse Bauformen erfordern würden.. Aufgrund der verringerten Verlustleistungen werden zudem die Anforderungen an die Kühlung reduziert.
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Besonders bevorzugt ist das Schaltbauteil der Abschaltlogik ein PNP-Transistor. Die Kopplungsstrecke kann in diesem Fall zwischen der Basis-Elektrode und der Emitter-Elektrode des PNP-Transistors angeordnet sein. Insbesondere dann, wenn für die Kopplungsstrecke eine Vorspannung bereitgestellt wird, kann die über den parallel angeordneten Messwiderstand verursachte Verlustleistung vorteilhaft reduziert werden. Die Nutzung einer Kopplungsstrecke, die zwischen der Basis-Elektrode und der Emitter-Elektrode aufgespannt wird, hat auch den Vorteil, dass der Messwiderstand zur Strommessung genutzt werden kann. Der Messwiderstand kann daher bedarfsgerecht gewählt werden.
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Alternativ kann zur Strommessung statt des Messwiderstands auch eine Kopplungsstrecke genutzt werden, die durch den intrinsischen Widerstand des anzusteuernden Schaltelements gegeben ist, beispielsweise eines Drain-Source-Widerstands davon. Allerdings weist dieser, produktionsbedingt, höhere Fertigungstoleranzen bezüglich seines intrinsischen Widerstands auf. Durch die Nutzung der Kopplungsstrecke, die zwischen der Basis-Elektrode und der Emitter-Elektrode aufgespannt wird, kann die elektronische Vorrichtung insgesamt daher im Hinblick auf die verwendeten Hilfsschaltungen und Bauelemente besser definiert sein. Insbesondere kann der separate Messwiderstand bedarfsgerecht gewählt werden. Im Endeffekt ist die Auslegung der Hilfsschaltungen und Bauelemente bezogen auf den intrinsischen Widerstand der Kopplungsstrecke, soweit sie zwischen der Basis-Elektrode und der Emitter-Elektrode des Schaltbauteils der Abschaltlogik aufgespannt wird, vereinfacht.
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Bevorzugt umfasst die Spannungsreglerhilfsschaltung zumindest ein spannungsstabilisierendes Bauelement, bevorzugt eine Zener-Diode und optional einen Widerstand, der einen Stromfluss sicherstellt. Die Spannungsreglerhilfsschaltung kann daher eine Vorspannung besonders effektiv erzeugen, mit der die Kopplungsstrecke beaufschlagt wird.
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Alternativ sind auch andere Implementierungen denkbar, um eine konstante Spannung zur Spannungsversorgung zu gewährleisten, was von der vorliegenden Erfindung umfasst ist.
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Optional umfasst die stromstärkenabhängige Abschaltlogik einen Shunt-Widerstand, der zur Kopplungsstrecke parallel angeordnet ist. Durch den Shunt-Widerstand wird, vereinfacht ausgedrückt, eine Strommessung ermöglicht, die bei Überschreiten eines bestimmten Schwellenwerts, der durch den Shunt-Widerstand definiert ist, dazu führt, dass ein Zustand des anzusteuernden Schaltelements variiert. In anderen Worten, der Shunt-Widerstand wird genutzt, um einen Schwellenwert für eine Zustandsänderung des anzusteuernden Schaltelements zu realisieren.
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In einer alternativen Ausführungsform wird anstelle des Shunt-Widerstands ein intrinsischer Widerstand des anzusteuernden Schaltelements genutzt, beispielsweise der Drain-Source-Widerstand des anzusteuernden Schaltelements. Die Spannungsreglerhilfsschaltung weist dann einen trimmbaren Widerstand auf, der derart eingerichtet ist, dass die Vorspannung anpassbar ist. Wie bereits zuvor erläutert, weist der intrinsische elektrische Widerstand einer Kopplungsstrecke, die zwischen der Drain-Elektrode und der Source-Elektrode des anzusteuernden Schaltelements angeordnet ist, größere produktionstechnisch verursachte Fertigungstoleranzen auf. Durch einen trimmbaren Messwiderstand können diese Fertigungstoleranzen kompensiert werden. Dazu kann der trimmbare Messwiderstand selbst angepasst werden oder die entsprechende Vorspannung kann variiert werden. Beispielsweise kann ein Kalibrierverfahren verwendet werden, bei dem nach Zusammenbau der elektronischen Vorrichtung eine Trimmung des trimmbaren Messwiderstands erfolgt, um Normwerte trotz der Fertigungstoleranzen zu erreichen. Soweit die Kopplungsstrecke zwischen der Drain-Elektrode und der Source-Elektrode angeordnet ist, können zudem verringerte Verlustleistungen verwirklicht werden, da auf den Shunt-Widerstand verzichtet werden kann, zumindest verglichen mit einer Kopplungsstrecke, die zwischen der Basis-Elektrode und der Emitter-Elektrode eines Schaltbauteils der Abschaltlogik angeordnet ist.
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Besonders bevorzugt ist der Messwiderstand lasertrimmbar, also mittels eines Lasers. Das bedeutet, dass kein manueller Eingriff mehr in die bereits zusammengebaute elektronische Vorrichtung notwendig sein muss. Vielmehr muss lediglich ein Laser auf den lasertrimmbaren Messwiderstand gerichtet werden. In Abhängigkeit der Zeit, Intensität und Frequenz des genutzten Laserlichts kann der Messwiderstand dann bedarfsgerecht eingestellt werden.
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Optional wird durch die thermisch basierte Überlastabschaltlogik ein Überlastschwellenwert gewährleistet, bei dessen Überschreiten eine Abschaltung erfolgt. Der Überlastschwellenwert verschiebt bei steigender Temperatur zu einem kleineren Schwellenwert. Dadurch kann vorteilhaft eine Temperaturanpassung der Überlastabschaltung gewährleistet werden. Grundsätzlich führen höhere Temperaturen zu größeren Belastungen der elektronischen Bauelemente, weshalb es vorteilhaft ist, die Überlastschwellenwerte in diesem Fall herabzusetzen. Beispielsweise kann bei nachgelagerten Komponenten, für die die elektronische Vorrichtung das Ausgangssignal bereitstellt, eine höhere Temperatur dazu führen, dass diese nur noch mit niedrigeren Betriebsströmen und Spannungen beaufschlagt werden dürfen. Durch die thermisch basierte Überlastabschaltlogik kann daher eine temperaturabhängige Messspannung realisiert werden, die bei steigender Temperatur variiert und in der Folge die intrinsische Basis-Emitter-Schwelle des PNP-Transistors als Schaltbauteil der Abschaltlogik überschreiten kann, was zur Zustandsänderung führt, hier zur Abschaltung des anzusteuernden Schaltelements.
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Alternativ kann die thermisch basierte Überlastabschaltlogik auch derart eingerichtet sein, dass eine temperaturabhängige Vorspannung gewährleistet wird. Der Effekt der Temperaturabhängigkeit pflanzt sich dann bezüglich der Steuerung des anzusteuernden Schaltelements entsprechend fort.
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Bevorzugt umfasst die thermisch basierte Überlastabschaltlogik einen Kaltleiterwiderstand (auch genannt: PTC-Widerstand - „Positive Temperature Coefficient“). Durch einen Kaltleiterwiderstand kann eine Temperaturabhängigkeit besonders effektiv gewährleistet werden, da dieser seinen Widerstand mit variierender Temperatur ändert. Insbesondere erhöht sich sein intrinsischer Widerstand bei steigender Temperatur.
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Besonders bevorzugt ist der Kaltleiterwiderstandmit dem anzusteuernden Schaltelement und/oder dem Shunt-Widerstand thermisch gekoppelt.
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Alternativ oder kumulativ umfasst die thermisch basierte Überlastabschaltlogik eine thermische Koppelung eines Schaltbauteils der stromstärkenabhängigen Abschaltlogik und eines diskreten Bauelements einer Spannungsreglerhilfsschaltung. Die Spannungsreglerhilfsschaltung kann genutzt werden, um eine Vorspannung bereitzustellen. Insbesondere kann eine thermische Kopplung zwischen einer Zener-Diode der Spannungsreglerhilfsschaltung und eines Transistors der Abschaltlogik ebenfalls dazu führen, dass ein temperaturabhängiges Verhalten mit einem abnehmendem Schwellenwert bei steigenden Temperaturen realisiert wird. Dies wird dadurch gewährleistet, dass die Komponenten positive Temperaturkoeffizienten aufweisen.
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Optional weist die elektronische Vorrichtung zumindest einen Kondensator auf, basierend auf dem die Reaktionszeit der Überlastabschaltlogik verzögert ist. Durch den Kondensator kann insbesondere ein Zeitglied realisiert werden, mittels dem die Reaktionszeit und damit auch die Abschaltzeit einstellbar ist. Da bei High-Side Schaltvorrichtungen, die als integrierte Schaltkreise ausgebildet sind, die Reaktionszeiten länger als bei der hier beschriebenen elektronischen Vorrichtung ohne das Zeitglied sind, kann durch die Möglichkeit der Einstellung der Reaktionszeit mittels des Kondensators eine jeweilige High-Side Schaltvorrichtung besonders exakt nachgebildet werden, auch in Bezug auf das zeitliche Verhalten.
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Gemäß einem weiteren Aspekt wird auch eine High-Side Schaltvorrichtung bereitgestellt, Die High-Side Schaltvorrichtung umfasst zumindest eine elektronische Vorrichtung wie zuvor beschrieben. Dadurch wird eine Alternative Möglichkeit geschaffen, die bevorzugt ausschließlich diskrete Bauelemente umfasst. Die High-Side Schaltvorrichtung muss also nicht als integrierter Schaltkreis ausgebildet sein. Die Vorteile, die für die elektronische Vorrichtung erzielt werden, werden korrespondierend auch für die so ausgebildete High-Side Schaltvorrichtung erzielt.
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Die Erfindung sowie weitere vorteilhafte Ausführungsformen und Weiterbildungen derselben werden im Folgenden anhand des in der Zeichnung dargestellten Beispiels näher beschrieben und erläutert. Die der Beschreibung und der Zeichnung zu entnehmenden Merkmale können einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination erfindungsgemäß angewandt werden. Es zeigt:
- - 1 eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen elektronischen Vorrichtung.
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Alle nachstehend in Bezug auf die Ausführungsbeispiele und/oder die begleitenden Figuren offengelegten Merkmale können allein oder in einer beliebigen Unterkombination mit Merkmalen der Aspekte der vorliegenden Offenbarung, einschließlich Merkmalen bevorzugter Ausführungsformen, kombiniert werden, vorausgesetzt, die sich ergebende Merkmalskombination ist für einen Fachmann auf dem Gebiet der Technik sinnvoll.
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1 zeigt eine schematische Darstellung einer erfindungsgemäßen elektronischen Vorrichtung 10.
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Die elektronische Vorrichtung 10 umfasst einen Eingang 12 und einen Ausgang 14 sowie ein anzusteuerndes Schaltelement 16. Das anzusteuernde Schaltelement 16 ist vorliegend ein Leistungstransistor M1. Bevorzugt handelt es sich um einen P-Kanal (PNP)-Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) mit einer Source-Elektrode 17a, einer Gate-Elektrode 17b und einer Drain-Elektrode 17c. Durch entsprechende Ansteuerung der Gate-Elektrode 17b kann der Transistor M1 zwischen der Source-Elektrode 17a und der Drain-Elektrode 17c leitend oder sperrend sein. Die Drain-Elektrode 17c des Leistungstransistors M1 ist mit dem Ausgang 14 gekoppelt, an dem ein Ausgangssignal für eine Last bereitgestellt wird. Das Ausgangssignal wird insbesondere derart bereitgestellt, dass es eine Ausgangsspannung eine Ausgangsstromstärke aufweist.
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Die elektronische Vorrichtung 10 wird mit einer Versorgungsspannung (V+) 18 gegenüber Masse beaufschlagt.
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Ein Ansteuerschaltkreis 20 umfasst im Wesentlichen einen NPN-Bipolartransistor Q1, dessen Basis-Elektrode mit dem Eingang 12 gekoppelt ist und von einer Steuervorrichtung beeinflusst werden kann, beispielsweise von einer Datenverarbeitungsvorrichtung wie einem Mikrocontroller. Der Ansteuerschaltkreis 20 umfasst einen Spannungsteiler, der zumindest die Widerstände R2 und R3 aufweist. Der Widerstand R3 ist dabei parallel zur Kopplungsstrecke zwischen der Source-Elektrode 17a und der Gate-Elektrode 17b des Leistungstransistors M1 angeordnet.
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Ausgehend vom Widerstand R3 sind der Widerstand R2 und der NPN-Bipolartransistor Q1 in Reihe dazu angeordnet und anschließend mit Masse 30 gekoppelt. Das bedeutet, dass die Kollektor-Elektrode des NPN-Transistors Q1 mit dem Widerstand R2 gekoppelt ist und die Emitter-Elektrode des NPN-Transistors Q1 mit Masse 30.
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Wird der NPN-Transistor Q1 beispielsweise durch ein Eingangssignal, das am Eingang 12 anliegt, angesteuert, wird die Gate-Elektrode 17b vom Leistungstransistor M1 über den Spannungsteiler R2/R3 entladen, wodurch eine Gate-Source-Spannung (VGS) des Leistungstransistors M1 entsteht und der Leistungstransistor M1 daher zu leiten beginnt. Die Widerstände R2 und R3 werden so gewählt werden, dass über den gesamten Betriebsspannungsbereich eine geeignete VGS gewährleistet ist.
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Bei einem Bereich von 18 V > V+ > 30 V ist ein Verhältnis von 1:1 geeignet, um die meisten P-Kanal Leistungstransistoren M1 durchzusteuern (-9 V < VGS < - 15 V).
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Optional kann der Ansteuerschaltkreis 20 eine Zener-Diode D1 aufweisen, mittels der die VGS auf einen gewünschten Wert begrenzt werden kann. Die Zener-Diode D1 ist dann parallel zum Widerstand R3 angeordnet.
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Zwischen dem Eingang 12 und der Basis- Elektrode des NPN-Transistors Q1 ist zudem ein Vorwiderstand R1 vorgesehen.
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Die elektronische Vorrichtung 10 umfasst ferner eine Abschaltlogik 22. Die Abschaltlogik 22 weist ein Latch auf, das zumindest einen ersten PNP-Bipolartransistor Q2 und einen zweiten NPN-Bipolartransistor Q3 aufweist. Ferner umfasst die Abschaltlogik 22 einen Shunt-Widerstand R4.
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Die Basis-Elektrode des PNP-Transistors Q2 ist dabei mit der Kollektor-Elektrode des NPN-Transistors Q3 gekoppelt und die Basis-Elektrode des NPN-Transistors Q3 mit der Kollektor-Elektrode des PNP-Transistors Q2.
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Der Shunt-Widerstand R4 ist parallel zur Basis-Emitter-Strecke des PNP-Transistors Q2 angeordnet und zudem mit der Versorgungsspannung V+ 18 gekoppelt.
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Der Shunt-Widerstand R4 ist zudem mit der Source-Elektrode 17a des Leistungstransistors M1 gekoppelt.
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Die Abschaltlogik 22 weist ferner einen Kaltleiterwiderstand 24 PTC1 (Kaltleiter) und einen damit in Reihe angeordneten weiteren Widerstand R5 auf. Der Kaltleiterwiderstand 24 PTC1 ist mit dem Shunt-Widerstand R4 gekoppelt. Der Widerstand R5 ist mit der Basis-Elektrode des PNP-Transistors Q2 gekoppelt.
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Die Abschaltlogik 22 umfasst auch die Widerstände R6 und R7, die in Reihe parallel zur Basis-Emitter-Strecke des NPN-Transistors Q3 angeordnet sind und auch Teil des Latches sind. Während der Widerstand R6 mit der Basis-Elektrode des NPN-Transistors Q3 gekoppelt ist, ist der Widerstand R7 mit der Emitter-Elektrode des NPN-Transistors Q3 gekoppelt. Über einen Zwischenabgriff zwischen den Widerständen R6 und R7 ist diese Reihenschaltung mit der Kollektor-Elektrode des NPN-Transistors Q1 gekoppelt.
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Die Kollektor-Elektrode des PNP-Transistors Q2 ist mit einem Zwischenabgriff des Spannungsteilers R2/R3 gekoppelt, wobei eine Diode D2 in Durchlassrichtung dazwischen vorgesehen ist.
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Zusätzlich weist die Abschaltlogik 22 einen Kondensator C1 auf, der parallel zur Emitter-Basis Kopplungsstrecke des PNP-Transistors Q2 angeordnet ist.
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Grundgedanke der Abschaltlogik 22 ist, den PNP-Transistor Q2 zur Abschaltsteuerung des Leistungstransistors M1 zu nutzen. Dabei soll ein Mechanismus bereitgestellt werden, mittels dem der Leistungstransistor M1 schnell abgeschaltet wird, sobald die Basis-Emitter-Schwelle des PNP-Transistors Q2 überschritten wird. Die Basis-Emitter-Spannung des PNP-Transistors Q2 wird dabei von dem Shunt-Widerstand R4 erzeugt, der insofern eine Strommessung ermöglicht.
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Durch die Berücksichtigung des NPN-Transistors Q3 und die Ausführung als Latch wird verhindert, dass der PNP-Transistors Q2 wieder zu sperren beginnt, sobald der Leistungstransistor M1 hochohmig wird und daher der Strom durch den Shunt-Widerstand R4 geringer wird. In diesem Fall würde die Spannung, die an der Gate-Elektrode 17b des Leistungstransistors M1 anliegt, in der Folge wieder sinken und daher der Leistungstransistor M1 wieder niederohmiger werden. Nach einem Einschwingvorgang würde sich ein Gleichgewicht in der elektronischen Vorrichtung 10 einstellen. Allerdings würde der Leistungstransistor M1 ohne die Ausführung als Latch dann im ohmschen Bereich betrieben werden, was hohe Verlustleistungen zur Folge hätte und nachgelagert zur Zerstörung des Leistungstransistors M1 führen würde.
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Um zu erreichen, dass der PNP-Transistor Q2 nach Überschreiten der Basis-Emitter-Schwelle dauerhaft voll angesteuert bleibt, wird daher der zusätzliche NPN-Transistor Q3 in der Ausbildung eines Latches eingesetzt.
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Sobald der PNP-Transistor Q2 aufgrund der Spannung über den Shunt-Widerstand R4 zu leiten beginnt, wird Spannung auf die Basis-Elektrode des NPN-Transistors Q3 gegeben. Dadurch beginnt der NPN-Transistor Q3 ebenfalls zu leiten und lässt einen zusätzlichen Basis-Strom durch die Basis-Elektrode des PNP-Transistors Q2 fließen. Dieser Strom hält den PNP-Transistor Q2 im angesteuerten Zustand, auch wenn die Spannung über den Shunt-Widerstand R4 aufgrund des Sperrens des Leistungstransistors M1 schon wieder abgefallen ist. So wird ein Latch ausgebildet, das den Leistungstransistor M1 nach einer Überlast (einem Überstrom) im ausgeschalteten Zustand hält.
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Dabei wird die Diode D2 genutzt, damit der NPN-Transistor Q3 nicht über den Widerstand R3 angesteuert wird. Der Widerstand R6 wird genutzt, damit der NPN-Transistor Q3 nicht durch Leckströme des PNP-Transistors Q2 und der Diode D2 angesteuert wird.
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Der Widerstand R7 begrenzt vorteilhaft die Ströme durch den PNP-Transistor Q2 und den NPN-Transistor Q3.
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Um zu gewährleisten, dass das Latch der Abschaltlogik 22 auch wieder zurückgesetzt werden kann, sind die Widerstände R6, R7 nicht direkt an Masse 30 gekoppelt, sondern werden ebenfalls vom NPN-Transistor Q1 geschaltet. Wird der NPN-Transistor Q1 ausgeschaltet, wird dadurch der Stromfluss durch den PNP-Transistor Q2 und den NPN-Transistor Q3 unterbrochen. So werden beide Transistoren Q2, Q3 gesperrt.
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Wie bereits erläutert wird der Shunt-Widerstand R4 zur Strommessung hinsichtlich der Basis-Emitter-Schwelle des PNP-Transistors Q2 genutzt. Alternativ zur Nutzung des Shunt-Widerstands R4 kann zur Strommessung stattdessen auch eine Kopplungsstrecke genutzt werden, die durch den intrinsischen Widerstand des Leistungstransistors M1 gegeben ist, insbesondere des Drain-Source-Widerstands davon. Da dieser, produktionsbedingt, höhere Fertigungstoleranzen bezüglich seines intrinsischen Widerstands aufweist, ist der Widerstand R9 dann entsprechend einer trimmbaren Ausführung ausgebildet. Beispielsweise kann der Widerstand R9 dann lasertrimmbar sein, wodurch die elektronische Vorrichtung 10 an Normwerte angepasst werden kann. Die Toleranzen des Drain-Source-Widerstands des Leistungstransistors M1 können so kompensiert werden. Da der Shunt-Widerstand R4 entfällt, kann die abfallende Verlustleistung dann weiter reduziert werden.
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Natürlich kann der Widerstand R9 auch trotz Nutzung eines Shunt-Widerstands R4 trimmbar sein, jedoch ist dies im Allgemeinen dann nicht notwendig, wenn der Shunt-Widerstand R4 mit hinreichender Genauigkeit festgelegt und ausgewählt werden kann.
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Alternativ können anstelle des Widerstands R9, auch andere Widerstände alternativ oder kumulativ trimmbar sein, beispielsweise die Widerstände R4, R5 oder R8.
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Der Kaltleiterwiderstand 24 PTC1 der Abschaltlogik 22 wird genutzt, um eine Übertemperaturabschaltung zu gewährleisten. Durch den Kaltleiterwiderstand 24 PTC1 wird also eine thermisch basierte Überlastabschaltlogik 25 gewährleistet. Der Kaltleiterwiderstand24 PTC1 zeigt eine starke Widerstandszunahme mit steigender Temperatur. Der Kaltleiterwiderstand24 PTC1 wird in Reihe mit dem Widerstand R5 geschaltet. Der Kaltleiterwiderstand 24 PTC1 ist thermisch gut mit dem Shunt-Widerstand R4 und/oder dem Leistungstransistor M1 gekoppelt ist:
- Wird der Kaltleiterwiderstand 24 PTC1 hochohmiger, steigt der Einfluss der Vorspannung, die mit einer Spannungsreglerhilfsschaltung 28 realisiert wird, und damit auch die Spannung ausgehend von der Emitter-Elektrode zur Basis-Elektrode des PNP-Transistors Q2 der Abschaltlogik 22. Sobald die Basis-Emitter-Schwelle erreicht wird, wechselt die elektronische Vorrichtung 10 in den ausgeschalteten Zustand des Leistungstransistors M1. Dabei gewährleistet der Kaltleiterwiderstand 24 PTC1, dass bei höheren Umgebungstemperaturen die Abschaltung das Leistungstransistors M1 bei geringeren Strömen erfolgt.
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Der Kondensator C1 bildet zusammen mit dem Widerstand R5 ein Zeitglied 26 aus. Dadurch ist die elektronische Vorrichtung 10 tolerant gegenüber kurzzeitigen Überlasten. Zusätzlich ermöglicht es der Kondensator C1, die Reaktionszeit der elektronischen Vorrichtung 10 einzustellen und sie so an die Reaktionszeit bekannter High-Side Schaltvorrichtungen anzupassen, insbesondere im Hinblick auf die benötigte Zeitspanne zum Abschalten des Leistungstransistors M1. Das Zeitglied 26 (RC-Glied) muss erst über den Shunt-Widerstand R4 auf die Basis-Emitter-Spannung des PNP-Transistors Q2 geladen werden, bevor die Abschaltung des Leistungstransistors M1 ausgelöst wird.
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Die Spannungsreglerhilfsschaltung 28 der elektronischen Vorrichtung 10 wird genutzt, um eine Vorspannung für den PNP-Transistor Q2 der Abschaltlogik 22 bereitzustellen, um die Überlastabschaltung zu gewährleisten. Durch die Spannungsreglerhilfsschaltung 28 und die von ihr bereitgestellte Vorspannung können insbesondere Verlustleistungen, die über den Shunt-Widerstand R4 abfallen, reduziert werden.
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Die Spannungsreglerhilfsschaltung 28 umfasst dazu eine Zenerdiode D3 die ausgehend von der Versorgungsspannung V+ 18 in Sperrrichtung angeordnet ist. Zusätzlich umfasst die Spannungsreglerhilfsschaltung 28 die Widerstände R8, R9.
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Der Widerstand R8 ist zwischen der Zenerdiode D3 und Masse 30 gekoppelt. Der Widerstand R9 ist zwischen einem Zwischenabgriff, der zwischen der Zener-Diode D3 und dem Widerstand R8 vorgesehen ist, und der Basis-Elektrode des PNP-Transistors Q2 angeordnet.
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Durch die Spannungsreglerhilfsschaltung 28 wird eine Vorspannung gewährleistet, da die Basis-Elektrode des PNP-Transistors Q2 mit einer Spannung beaufschlagt wird, die durch die Zenerdiode D3 und den hochohmigen Widerstand R9 bereitgestellt wird. Die Zener-Diode D3 und der Widerstand R8 stellen eine konstante Spannung bereit. Hierdurch ist es über den Widerstand R9 möglich, den Arbeitspunkt des PNP-Transistors Q2 zu verschieben.
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Durch die Spannungsreglerhilfsschaltung 28 kann der Shunt-Widerstand R4 entsprechend niederohmiger gewählt werden, wodurch die abfallende Verlustleistung reduziert wird.
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Aufgrund der Vorspannung, mit der der PNP-Transistor Q2 beaufschlagt wird, weist die Abschaltlogik 22 ein schnelles Reaktionsvermögen auf. Das Abschalten des Leistungstransistors M1 erfolgt sobald die Basis-Emitter-Schwelle des PNP-Transistors Q2 überschritten wird. Die Reaktionszeit kann durch den Kondensator C1 optional angepasst werden.
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Die Zener-Diode D3 der Spannungsreglerhilfsschaltung 28 ist thermisch mit dem PNP-Transistor Q2 gekoppelt. Aufgrund der positiven Temperaturkoeffizienten dieser Bauteile wird so eine Absenkung der Basis-Emitter-Schwelle des PNP-Transistors Q2 gewährleistet.
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Die elektronische Vorrichtung 10 umfasst ausschließlich Bauelemente, die von einer Vielzahl von Lieferanten bereitgestellt werden, beispielsweise ausschließlich diskrete Bauelemente. Sie muss insbesondere nicht als integrierter Schaltkreis ausgebildet sein. So bildet sie eine Alternative zu bisher verfügbaren High-Side Schaltvorrichtungen.
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In der vorliegenden Anmeldung kann auf Mengen und Zahlen Bezug genommen werden. Sofern nicht ausdrücklich angegeben, sind solche Mengen und Zahlen nicht als einschränkend zu betrachten, sondern als Beispiele für die möglichen Mengen oder Zahlen im Zusammenhang mit der vorliegenden Anmeldung. In diesem Zusammenhang kann in der vorliegenden Anmeldung auch der Begriff „Mehrzahl“ verwendet werden, um auf eine Menge oder Zahl zu verweisen. In diesem Zusammenhang ist mit dem Begriff „Mehrzahl“ jede Zahl gemeint, die größer als eins ist, z. B. zwei, drei, vier, fünf, usw. Die Begriffe „etwa“, „ungefähr“, „nahe“ usw. bedeuten plus oder minus 5 % des angegebenen Wertes.
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Bezugszeichenliste
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Bezugszeichen Benennung
- 10
- Vorrichtung
- 12
- Eingang
- 14
- Ausgang
- 16
- Schaltelement
- 17a
- Source-Elektrode
- 17b
- Gate-Elektrode
- 17c
- Drain-Elektrode
- 18
- Versorgungsspannung
- 20
- Ansteuerschaltkreis
- 22
- Abschaltlogik
- 24
- Kaltleiterwiderstand
- 25
- Überlastabschaltlogik
- 26
- Zeitglied
- 28
- Spannungsreglerhilfsschaltung
- 30
- Masse
