DE19632023C2

DE19632023C2 - Up-converter circuit for push-pull voltage conversion

Info

Publication number: DE19632023C2
Application number: DE19632023A
Authority: DE
Inventors: Robert Streit
Original assignee: DaimlerChrysler AG
Current assignee: Mercedes Benz Group AG
Priority date: 1996-08-08
Filing date: 1996-08-08
Publication date: 2003-11-27
Anticipated expiration: 2016-08-09
Also published as: DE19632023A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit Auf wärtssteller-Topologie zur Gegentakt-Spannungswandlung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Schaltungsanordnung eignet sich beispielsweise zur Verwendung in einem Batterielade gerät mit einer Leistung größer als 1 kW.The invention relates to a circuit arrangement with on turntable topology for push-pull voltage conversion after the The preamble of claim 1. Such a circuit arrangement is suitable, for example, for use in a battery charger device with a power greater than 1 kW.

Eine bekannte Schaltungsanordnung ähnlicher Art ohne Mittelab griff der Transformatorprimärwicklung und mit vier ansteuerbaren Schaltelementen ist in Fig. 2 dargestellt. Diese Schaltung ist nach dem sogenannten Aufwärtssteller-Prinzip aufgebaut, wobei ein Transformator (T) zur galvanischen Trennung von Primärkreis und Sekundärkreis vorgesehen ist. Der Primärkreis beinhaltet eingangsseitig eine Brückengleichrichterstufe (G₁), an deren ei nes Paar sich gegenüberliegender Anschlüsse die Eingangsspannung (U_E) angelegt ist, während vom anderen Anschlußpaar über einen parallel eingeschleiften Kondensator C₀ die Primärkreis-Strom schleife abgeht, in der sich eine Drossel (L₁) und eine Schalte lement-Brückenschaltung befinden, die aus vier Transistorlei stungsschaltern (Q₁ bis Q₄) besteht. Die Transformatorprimärwick lung (T_P) ist mit einem Anschluß an den Mittelabgriff des einen seriellen Transistorpaares (Q₁, Q₃) und mit dem anderen Anschluß an den Mittelabgriff des anderen seriellen Transistorpaares (Q₂, Q₄) der Transistorschalter-Brückenschaltung angeschlossen. Zwi schen die beiden Primärwicklungsanschlüsse ist ein verlustbehaf tetes Schaltentlastungsnetzwerk bestehend aus einer Reihenschal tung eines Widerstands (R) und eines Kondensators (C₇) geschal tet. Zur Minimierung der ohmschen Verluste im Widerstand (R) und wegen der unvermeidlichen Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung des Transformators (T) ist eine Klemmschaltung (K) erforderlich, welche die transiente Überspannung auf den Transistoren (Q₁ bis Q₄) begrenzt. Der Sekundärkreis beinhaltet eine weitere Brückengleichrichterstufe (G₂), an deren eines An schlußpaar die Transformatorsekundärwicklung (T_S) angeschlossen ist, während über das andere Anschlußpaar die Ausgangsspannung (U_A) unter Verwendung eines parallel eingeschleiften Kondensators (C₁) abgegriffen wird. Des weiteren beinhaltet die Schaltung Kon densatoren (C₂ bis C₆), die nicht der primären Schaltungsfunkti on, sondern der elektromagnetischen Verträglichkeit dienen und deren Anschluß zur Verdeutlichung dieser Tatsache gestrichelt skizziert ist. Dem gleichen Zweck dient eine für den Transforma tor (T) vorgesehene Schirmung (T_a).A known circuit arrangement of a similar kind without Mittelab handle the transformer primary winding and four controllable switching elements is shown in Fig. 2. This circuit is constructed according to the so-called up-converter principle, wherein a transformer (T) is provided for the galvanic separation of primary circuit and secondary circuit. The primary circuit includes the input side, a bridge rectifier stage (G ₁ ), at whose egg nes pair of opposing terminals, the input voltage (U _E ) is applied, while the other pair of terminals via a parallel looped capacitor C ₀ loop the primary circuit current, in which a Throttle (L ₁ ) and a switching ele- ment bridge circuit are, which consists of four Transistorlei stungsschaltern (Q ₁ to Q ₄ ). The transformer primary winding (T _P ) is connected to one terminal at the center tap of one serial transistor pair (Q ₁ , Q ₃ ) and the other terminal to the center tap of the other serial transistor pair (Q ₂ , Q ₄ ) of the transistor switch bridge circuit. Inter mediate the two primary winding terminals is a verlustbehaf tetes Schaltentlastungsnetzwerk consisting of a series scarf tion of a resistor (R) and a capacitor (C ₇ ) geschal tet. To minimize the ohmic losses in the resistor (R) and because of the unavoidable leakage inductance between the primary and secondary winding of the transformer (T), a clamping circuit (K) is required, which limits the transient overvoltage on the transistors (Q ₁ to Q ₄ ). The secondary circuit includes a further bridge rectifier stage (G ₂ ), to which one circuit pair to the transformer secondary winding (T _S ) is connected, while on the other terminal pair, the output voltage (U _A ) using a parallel looped capacitor (C ₁ ) is tapped. Furthermore, the circuit includes capacitors Kon (C ₂ to C ₆ ), which do not serve the primary Schaltungsfunkti on, but the electromagnetic compatibility and their connection is outlined by dashed lines to illustrate this fact. For the same purpose serves for the transformer gate (T) provided for shielding (T _a ).

Im Betrieb der Schaltung werden die vier Transistorleistungs schalter (Q₁ bis Q₄) über nicht gezeigte Treiberschaltkreise so angesteuert, daß die Brückenschaltung alternierend in drei un terschiedlichen Schaltzuständen arbeitet, wobei in einem ersten Zustand alle vier Transistorschalter (Q₁ bis Q₄) eingeschaltet, in einem zweiten Zustand ein erstes Paar (Q₁, Q₄) sich diagonal gegenüberliegender Transistorschalter eingeschaltet und das an dere diagonale Transistorschalterpaar (Q₂, Q₃) ausgeschaltet und in einem dritten Zustand das erstgenannte Transistorschalterpaar (Q₁, Q₄) ausgeschaltet und das andere diagonale Transistorschal terpaar (Q₂, Q₃) eingeschaltet sind. Im Betrieb wird die Abfolge erster Zustand, zweiter Zustand, erster Zustand, dritter Zustand mit periodischer Wiederholung gewählt. Im ersten Zustand nimmt die Stromstärke in der Drossel (L₁) zu, und der Transformator (T) ist theoretisch stromlos. Während des zweiten und dritten Zu stands nimmt die Stromstärke ab, und die Energie wird über den Transformator (T) auf den Sekundärkreis übertragen. Während des zweiten Zustands ist die erste zeitliche Ableitung des magneti schen Hauptflusses im Transformator (T) positiv, im dritten Zu stand negativ und im ersten Zustand nahezu null. Bei idealer Symmetrie ist der Flußmittelwert gleich null. Im stationären Zu stand sind der zweite und der dritte Zustand mit jeweils glei cher Zeitdauer aktiv. Die Anordnung kann mit variablem Verhält nis der Zeitdauer des ersten Zustands zu derjenigen des zweiten bzw. dritten Zustands gesteuert werden.In operation of the circuit, the four transistor power switch (Q ₁ to Q ₄ ) are driven via driver circuits not shown so that the bridge circuit operates alternately in three un ferent switching states, wherein in a first state all four transistor switches (Q ₁ to Q ₄ ) turned on in a second state, a first pair (Q ₁ , Q ₄ ) of diagonally opposite transistor switches are turned on and off the other diagonal transistor switch pair (Q ₂ , Q ₃ ) and in a third state, the first-mentioned transistor switch pair (Q ₁ , Q ₄ ) off and the other diagonal transistor scarf terpaar (Q ₂ , Q ₃ ) are turned on. In operation, the sequence of first state, second state, first state, third state is selected with periodic repetition. In the first state, the current in the inductor (L ₁ ) increases, and the transformer (T) is theoretically de-energized. During the second and third state, the current decreases and the energy is transferred to the secondary circuit via the transformer (T). During the second state, the first time derivative of the magneti's main flow in the transformer (T) is positive, negative in the third state and almost zero in the first state. With ideal symmetry, the flux value is zero. In the stationary state, the second and the third state are active, each having the same duration. The arrangement may be controlled with variable ratios of the duration of the first state to those of the second and third states, respectively.

Weitere bekannte, zu derjenigen von Fig. 2 verwandte Schaltungs anordnungen ohne Mittelabgriff der Transformatorprimärwicklung sind in den Offenlegungsschriften GB 2 164 214 A und DE 31 38 357 A1 offenbart. Die dort beschriebenen Anordnungen beinhalten je eine Drossel zwischen einem Primärkreis-Eingangsanschluß und einem jeweiligen Transformator-Primärwicklungsanschluß sowie le diglich zwei im Gegentakt ansteuerbare Schaltelemente im Primär kreis, die zwischen den anderen Primärkreis-Eingangsanschluß und den jeweiligen Transformator-Primärwicklungsanschluß einge schleift sind.Other known, related to those of Fig. 2 circuit arrangements without center tap of the transformer primary winding are disclosed in the published patent applications GB 2 164 214 A and DE 31 38 357 A1. The arrangements described therein each include a choke between a primary circuit input terminal and a respective transformer primary winding terminal and le diglich two push-pull controllable switching elements in the primary circuit, which are looped between the other primary circuit input terminal and the respective transformer primary winding terminal.

Schaltungsanordnungen der eingangs genannten Art sind z. B. schon in der erwähnten GB 2 164 214 A sowie in der US 5,488,554 offen bart, von welcher als nächst liegender Stand der Technik ausge gangen wird. Bei diesen Anordnungen befindet sich die Drossel zwischen dem Mittelabgriff der Transformator-Primärwicklung und dem zugehörigen Primärkreis-Eingangsanschluss.Circuit arrangements of the type mentioned are z. B. already in GB 2 164 214 A mentioned as well as in US 5,488,554 Bart, from which as the closest prior art will go. In these arrangements, the throttle is located between the center tap of the transformer primary winding and the associated primary circuit input terminal.

Der Erfindung liegt als technisches Problem die Bereitstellung einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zugrunde, die mit vergleichsweise wenig Schaltelementen auskommt, ein Schaltentlastungsnetzwerk besitzt, das nahezu verlustfrei arbei tet, und keine Klemmschaltung benötigt. The invention is the provision as a technical problem a circuit arrangement of the type mentioned, which manages with comparatively few switching elements, a Schaltentlastungsnetzwerk has that almost lossless work tet, and no clamping circuit needed.

Dieses Problem wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merk malen des Anspruchs 1 gelöst. Diese Anordnung benötigt lediglich zwei ansteuerbare Schaltelemente und erfordert keine Klemm schaltung, sondern nur ein spezielles, fast verlustfrei betreib bares Schaltentlastungsnetzwerk. Die Schaltungsanordnung kann hochfrequenzsymmetrisch und ohne Schirmung zwischen Primär- und Sekundärwicklung des Transformators zwecks Rückleitung kapaziti ver Verschiebungsströme aufgebaut sein.This problem is solved by a circuit arrangement with the Merk paint of claim 1 solved. This arrangement only needs two controllable switching elements and requires no clamping circuit, but only a special, almost lossless operation bare switching relieving network. The circuit arrangement can high-frequency symmetric and without shielding between primary and Secondary winding of the transformer for the purpose of return kapaziti ver displacement currents be constructed.

Eine nachfolgend beschriebene Ausführungsform der Erfindung so wie zu deren besserem Verständnis das oben beschriebene, bekann te Beispiel und ein weiteres nicht erfindungsgemäßes Ausfüh rungsbeispiel sind in den Zeichnungen dargestellt, in denen zei gen:An embodiment of the invention described below as to their better understanding the one described above te example and another non-inventive Ausfüh Example are shown in the drawings, in which zei gene:

Fig. 1 ein Schaltbild einer nicht erfindungsgemäßen, mit der oben beschriebenen bekannten Anordnung verwandten Schal tungsanordnung zur Gegentakt-Spannungswandlung in Auf wärtssteller-Topologie, Fig. 1 is a circuit diagram of a non-inventive, with the above-described known arrangement, related TIC arrangement for push-on voltage conversion in Windwärts plate topology,

Fig. 2 ein Schaltbild der oben beschriebenen, bekannten Schal tungsanordnung, Fig. 2 is a circuit diagram of the formwork above-described known processing arrangement,

Fig. 3 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltungsanord nung zur Gegentakt-Spannungswandlung in Aufwärtssteller- Topologie und Fig. 3 is a circuit diagram of an inventive Schaltungsanord voltage for push-pull voltage conversion in up-converter topology and

Fig. 4 ein Schaltbild eines in der Schaltung von Fig. 3 verwen deten Schaltentlastungsnetzwerkes. Fig. 4 is a circuit diagram of a verwen in the circuit of Fig. 3 Deten Schaltentlastungsnetzwerkes.

Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung zur Gegentakt- Spannungswandlung besitzt eine Aufwärtssteller-Topologie mit zwei Transistoren (Q₇, Q₈) als ansteuerbare Schaltelemente und zwei Drosseln (L₂, L₃). Sie fällt in die Kategorie der quasireso nanten Konvertertopologien und benötigt kein Schaltentlastungs netzwerk, sondern lediglich einen Kondensator (C₈₀) zwischen den Primärwicklungsanschlüssen des demjenigen von Fig. 2 entspre chenden Transformators (T). Auch soweit die übrigen verwendeten Bauteile denjenigen der Schaltung von Fig. 2 funktionell ent sprechen, sind diese mit gleichen Bezugszeichen versehen, und es kann zu ihrer Beschreibung auf diejenige von Fig. 2 verwiesen werden.The switching arrangement for differential mode voltage conversion shown in FIG. 1 has an up-converter topology with two transistors (Q ₇ , Q ₈ ) as controllable switching elements and two inductors (L ₂ , L ₃ ). It falls into the category of quasi-resonant converter topologies and does not require a switching relieving network, but only a capacitor (C ₈₀ ) between the primary winding terminals of that of Fig. 2 corre sponding transformer (T). Also, as far as the other components used functionally ent speaking those of the circuit of Fig. 2, they are provided with the same reference numerals, and it can be referenced in their description to that of Fig. 2.

Im Unterschied zu der bekannten Schaltung von Fig. 2 teilt sich der von der eingangsseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) be reitgestellte Gleichstrom auf Drosseln (L₂, L₃) auf, die jeweils mit einem ihrer Anschlüsse an einen gemeinsamen Ausgang der Brückengleichrichterstufe (G₁) angeschlossen sind, während der andere Anschluß der einen Drossel (L₂) an einen ersten Primär wicklungsanschluß und derjenige der anderen Drossel (L₃) an den anderen, zweiten Primärwicklungsanschluß des Transformators (T) angeschlossen sind. Die beiden ansteuerbaren Transistorschalter (Q₇, Q₈) sind mit einem Anschluß ihrer Schaltstrecke gemeinsam an den zweiten Ausgang der primärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) angeschlossen, während der andere Schaltstreckenanschluß des einen Transistorschalters (Q₈) an den ersten Primärwicklungsan schluß des Transformators (T) und derjenige des anderen Transi storschalters (Q₇) an den zweiten Primärwicklungsanschluß ange koppelt ist.In contrast to the known circuit of Fig. 2, of the input side bridge rectifier stage (G ₁ ) be prepared DC on chokes (L ₂ , L ₃ ), each with one of its terminals to a common output of the bridge rectifier stage (G ₁ ) are connected, while the other terminal of a throttle (L ₂ ) to a first primary winding terminal and that of the other inductor (L ₃ ) to the other, second primary winding terminal of the transformer (T) are connected. The two controllable transistor switches (Q ₇ , Q ₈ ) are connected to one terminal of their switching path together to the second output of the primary-side bridge rectifier stage (G ₁ ), while the other switching path terminal of a transistor switch (Q ₈ ) to the first Primärwicklungsan circuit of the transformer ( T) and that of the other Transi storschalters (Q ₇ ) is coupled to the second primary winding terminal is.

In Funktion der Schaltung arbeiten die zwei Drosseln (L₁, L₂) einzeln an der Grenze zum lückenden Betrieb. Der Schaltungsauf bau erfordert ein Tastverhältnis, d. h. ein Verhältnis der Ein schaltdauer eines Transistors (Q₇, Q₈) dividiert durch die Periodendauer, von kleiner als 0,5 beim Scheitelwert der Eingangs spannung (U_E), da die restliche Zeit dazu benutzt wird, die je weils andere Drossel über den Transformator (T) auf den Sekun därkreis zu entladen, entsprechend der Tatsache, daß die Transi storen (Q₇, Q₈) im Gegentakt arbeiten. Es versteht sich, daß sich die gewünschte Funktionsweise auch für Modifikationen dieser Schaltung erhalten läßt, die beispielsweise darin bestehen kön nen, in der sekundärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₂) eine Mittelpunktschaltung mit zwei Dioden vorzusehen oder die Ankopp lung des gemeinsamen Drosselanschlusses und des gemeinsamen Transistorschalteranschlusses an den negativen bzw. positiven Anschluß der primärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) zu vertauschen.As a function of the circuit, the two chokes (L ₁ , L ₂ ) operate individually at the boundary to the lopsided operation. The Schaltungsauf construction requires a duty cycle, ie, a ratio of the on-duration of a transistor (Q ₇ , Q ₈ ) divided by the period of less than 0.5 at the peak value of the input voltage (U _E ), since the remaining time is used , the Weil each other choke on the transformer (T) on the seconds därkreis to discharge, according to the fact that the Transi disturbances (Q ₇ , Q ₈ ) work in push-pull. It is understood that the desired operation can also be obtained for modifications of this circuit, for example, Kings NEN, in the secondary-side bridge rectifier stage (G ₂ ) provide a center point circuit with two diodes or the Ankopp ment of the common throttle terminal and the common transistor switch terminal to exchange the negative or positive terminal of the primary-side bridge rectifier stage (G ₁ ).

Im wesentlichen entspricht das Funktionsprinzip demjenigen der bekannten Schaltung von Fig. 2, mit der Ausnahme, daß in dem oben genannten ersten Zustand die beiden Transistorschalter (Q₇, Q₈) statt der dortigen vier Transistorschalter leiten und im zweiten bzw. dritten Funktionszustand jeweils der eine Transi storschalter leitend und der andere sperrend geschaltet sind.Essentially, the operating principle corresponds to that of the known circuit of FIG. 2, with the exception that in the above-mentioned first state the two transistor switches (Q ₇ , Q ₈ ) conduct instead of the four transistor switches there and in the second or third functional state respectively a Transi storschalter conductive and the other are switched off.

Eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Gegentakt- Spannungswandlung in Aufwärtssteller-Topologie mit zwei Transi storen (Q₉, Q₁₀) als ansteuerbare Schaltelemente ist in Fig. 3 dargestellt. Wiederum sind denjenigen der bekannten Schaltung von Fig. 2 entsprechende Komponenten mit gleichen Bezugszeichen versehen und bedürfen hier keiner nochmaligen Erläuterung. Die Schaltung von Fig. 3 hat den Vorteil, daß sie hochfrequenzsymme trisch aufgebaut werden kann und zwecks Rückleitung kapazitiver Verschiebungsströme keine Schirmung zwischen Primär- und Sekun därseite erfordert, weshalb vorzugsweise ein Transformator (T₁) ohne Schirmung zum Einsatz kommt. Die Zeitfunktionen der Poten tiale an den Kollektoranschlüssen der beiden Transistorschalter (Q₉, Q₁₀) sind symmetrisch zum Mittelpunkt, womit sich etwaige kapazi tive Verschiebungsströme zum Kühlkörper hin aufheben. In der Schaltung von Fig. 3 ist ein quasi verlustfrei arbeitendes Schaltentlastungsnetzwerk (S_n) vorgesehen, das die Rückgewinnung der in der Streuinduktivität des Transformators (T₁) gespeicher ten und an den Transistorschaltern (Q₉, Q₁₀) beim Ausschalten an fallenden Energie und damit eine Erhöhung der Schaltfrequenz oder eine Verbesserung des Wirkungsgrades oder eine Kombination beider Eigenschaften ermöglicht.A circuit arrangement according to the invention for push-pull voltage conversion in up-converter topology with two Transi factors (Q ₉ , Q ₁₀ ) as controllable switching elements is shown in Fig. 3. Again, those of the known circuit of Fig. 2 corresponding components are given the same reference numerals and require no further explanation. The circuit of Fig. 3 has the advantage that it can be constructed hochfrequenzsymme cal and for the purpose of returning capacitive displacement currents no shielding between primary and seconds därseite requires, so preferably a transformer (T ₁ ) is used without shielding. The time functions of Poten tials to the collector terminals of the two transistor switches (Q ₉ , Q ₁₀ ) are symmetrical to the center, bringing any kapazi tive displacement currents to cancel the heat sink out. In the circuit of Fig. 3, a quasi lossless working switching relieving network (S _n ) is provided, the recovery of the in the leakage inductance of the transformer (T ₁ ) stored th and the transistor switches (Q ₉ , Q ₁₀ ) when switching off falling energy and thus allows an increase in the switching frequency or an improvement in the efficiency or a combination of both properties.

Die beiden Transistorschalter (Q₉, Q₁₀) liegen bei der Schaltung von Fig. 3 zwischen einem gemeinsamen Verbindungspunkt zu einem Anschluß einer Drossel (L₄) einerseits und einem ersten Endan schluß (A₁) bzw. einen zweiten Endanschluß (A₂) der Transforma torprimärwicklung (T_P) andererseits. Mit ihrem anderen Anschluß ist die Drossel (L₄) an den negativen Ausgangsanschluß der pri märseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) angekoppelt. Deren po sitiver Gleichspannungsanschluß ist mit einem Mittelabgriff (A_M) der Transformatorprimärwicklung (T_P) verbunden. Das Schaltentla stungsnetzwerk, auf das weiter unten in Verbindung mit Fig. 4 genauer eingegangen wird, besitzt fünf Anschlüsse, von denen ein erster mit dem ersten Endanschluß (A₁), ein zweiter mit dem zwei ten Endanschluß (A₂), ein dritter mit dem Mittelabgriff (A_M), ein vierter mit einem Zwischenabgriff (A₃) zwischen Mittelabgriff (A_M) und erstem Endanschluß (A₁) und ein fünfter mit einem zwei ten Zwischenanschluß (A₄) der Transformatorprimärwicklung (T_P) zwischen Mittelabgriff (A_M) und zweitem Endanschluß (A₂) verbun den sind.The two transistor switches (Q ₉ , Q ₁₀ ) are in the circuit of Fig. 3 between a common connection point to a terminal of a throttle (L ₄ ) on the one hand and a first Endan circuit (A ₁ ) and a second end terminal (A ₂ ) the Transforma torprimärwicklung (T _P ) on the other hand. With its other terminal, the inductor (L ₄ ) is coupled to the negative output terminal of pri märseitigen bridge rectifier stage (G ₁ ). Its positive DC voltage terminal is connected to a center tap (A _M ) of the transformer primary winding (T _P ). The Schaltentla stungsnetzwerk, which will be discussed in more detail below in connection with Fig. 4, has five terminals, of which a first with the first end terminal (A ₁ ), a second with the two th end terminal (A ₂ ), a third with the center tap (A _M ), a fourth with an intermediate tap (A ₃ ) between center tap (A _M ) and first end port (A ₁ ) and a fifth with a two th intermediate port (A ₄ ) of the transformer primary winding (T _P ) between center tap ( A _M ) and second end terminal (A ₂ ) are the verbun.

Das Funktionsprinzip und der zeitliche Verlauf der Strom- und Spannungsbelastung an den beiden Transistorschaltern (Q₉, Q₁₀) entsprechen im wesentlichen den oben beschriebenen Eigenschaften der Schaltung von Fig. 1, selbstverständlich mit der modifizier ten Führung des durch die eingangsseitige Brückengleichrichter stufe (G₁) gleichgerichteten Eingangsstroms über die hier einzige Drossel (L₄) zu den beiden der Drossel parallel nachgeschalteten Transistorschaltern (Q₉, Q₁₀). Insbesondere erfolgt der Funkti onsablauf wieder mit drei Schaltzuständen, bei denen im ersten Zustand beide Transistoren (Q₉, Q₁₀) leitend sind, während in den beiden anderen Zuständen jeweils ein Transistor sperrt und der andere leitet. Gegenüber der bekannten Schaltung von Fig. 2 werden die beiden Transistorschalter (Q₉, Q₁₀) mit der gleichen Stromstärke, jedoch der doppelten Spannung beaufschlagt. Bei gleicher Schaltfrequenz hat die Induktivität der Drossel (L₄) die gleiche Größe wie diejenige der Drossel (L₁) von Fig. 2, der Transformator (T₁) wird jedoch wegen der primären Mittelpunkt schaltung etwas größer ausgelegt als bei der bekannten Schaltung von Fig. 2. Die gestrichelt angebunden gezeichneten Komponenten dienen wiederum der Funkentstörung. Es versteht sich, daß auch die Schaltung von Fig. 3 unter Beibehaltung des beschriebenen Funktionsprinzips modifiziert werden kann, beispielsweise wie derum durch eine Mittelpunktschaltung mit zwei Dioden in der se kundärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₂) oder dadurch, daß die Drossel (L₄) in dem positiven, zum Mittelabgriff (A_M) der Transformatorprimärwicklung (T_P) führenden Gleichstrompfad ange ordnet wird, wobei dann zweckmäßigerweise wieder eine Schirmung im Transformator (T₁) vorzusehen ist.The principle of operation and the time course of the current and voltage load on the two transistor switches (Q ₉ , Q ₁₀ ) substantially correspond to the above-described characteristics of the circuit of Fig. 1, of course, with the modifizier th leadership of the input side bridge rectifier stage (G ₁ ) rectified input current through the here only inductor (L ₄ ) to the two of the throttle parallel downstream transistor switches (Q ₉ , Q ₁₀ ). In particular, the func onsablauf again takes place with three switching states in which in the first state, both transistors (Q ₉ , Q ₁₀ ) are conductive, while in the other two states in each case one transistor blocks and the other passes. Compared to the known circuit of Fig. 2, the two transistor switches (Q ₉ , Q ₁₀ ) with the same current, but twice the voltage applied. At the same switching frequency, the inductance of the inductor (L ₄ ) has the same size as that of the inductor (L ₁ ) of Fig. 2, the transformer (T ₁ ) is designed because of the primary center circuit slightly larger than in the known circuit of Fig. 2. The dashed tailed drawn components in turn serve the radio interference suppression. It is understood that the circuit of FIG. 3 can be modified while maintaining the functional principle described, for example, how in turn by a center circuit with two diodes in the se kundärseitigen bridge rectifier stage (G ₂ ) or in that the throttle (L ₄ ) in the positive, the center tap (A _M ) of the transformer primary winding (T _P ) leading DC path is arranged, in which case expediently again a shield in the transformer (T ₁ ) is provided.

Fig. 4 zeigt das in Fig. 3 verwendete Schaltentlastungsnetzwerk (S_n) mit fünf Anschlüssen (S₁ bis S₅) in seinem detaillierten Schaltungsaufbau. Es besteht im wesentlichen aus zwei symmetri schen Entlastungszweigen, von denen jeder einen ansteuerbaren Transistorschalter (Q₁₁, Q₁₂) und eine Drossel (L₅, L₆), die über eine Diode (D₁, D₂) mit einem Anschluß der zugehörigen Transi storschaltstrecke verbunden ist, der über eine weitere Diode (D₃, D₄) zum ersten (S₁) bzw. fünften Anschluß (S₅) des Netzwerkes ge führt ist. Der andere Schaltstreckenanschluß des jeweiligen Transistorschalters (Q₁₁, Q₁₂) bildet den zweiten (S₂) bzw. vier ten Netzwerkanschluß (S₄). Der dritte, mit dem Primärwicklungs- Mittelabgriff (A_M) verbundene Netzwerkanschluß (S₃) bildet einen gemeinsamen Steueranschluß für die beiden Transistorschalter (Q₁₁, Q₁₂). Weiter enthält das Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) zwi schen dem ersten (S₁) und fünften Netzwerkanschluß (S₅) zwei pa rallele Zweige von je einer Reihenschaltung eines Kondensators (C₉, C₁₀) und einer Diode (D₅ , D₆) mit umgekehrter Polung der bei den Dioden (D₅, D₆). Jede der beiden Drosseln (L₅, L₆) ist mit ih rem dem Transistorschalter (Q₁₁, Q₁₂) abgewandten Anschluß zu einem Mittelabgriff eines jeweiligen der beiden Kondensator- Dioden-Reihenschaltungszweige geführt. FIG. 4 shows the five-terminal switching relief network (S _n ) used in FIG. 3 (S ₁ to S ₅ ) in its detailed circuit configuration. It consists essentially of two symmetric rule relief branches, each of which has a drivable transistor switch (Q ₁₁ , Q ₁₂ ) and a throttle (L ₅ , L ₆ ) via a diode (D ₁ , D ₂ ) with a terminal of the associated Transi storschaltstrecke is connected, which leads via a further diode (D ₃ , D ₄ ) to the first (S ₁ ) and fifth terminal (S ₅ ) of the network ge leads. The other switching path connection of the respective transistor switch (Q ₁₁ , Q ₁₂ ) forms the second (S ₂ ) and four th network connection (S ₄ ). The third network connection (S ₃ ) connected to the primary winding center tap (A _M ) forms a common control connection for the two transistor switches (Q ₁₁ , Q ₁₂ ). Next contains the Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) between tween the first (S ₁ ) and fifth network connection (S ₅ ) two pa rallele branches each of a series circuit of a capacitor (C ₉ , C ₁₀ ) and a diode (D ₅ , D ₆ ) reverse polarity of the diodes (D ₅ , D ₆ ). Each of the two inductors (L ₅ , L ₆ ) is ih rem the transistor switch (Q ₁₁ , Q ₁₂ ) facing away from the terminal to a center tap of a respective one of the two capacitor diode series circuit branches.

Das solchermaßen aufgebaute Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) wirkt vor allem bei großen Momentanwerten der Eingangsspannung (U_E), also dann, wenn viel Leistung übertragen wird. Bei kleinen Mo mentanwerten der Eingangsspannung (U_E) ist die Wirkung geringer, weil zu wenig Zeit für den resonanten Umschwingvorgang zur Ver fügung steht. Diese Eigenschaft ist erwünscht, da ansonsten das Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) bei kleinen Stromstärken zu uner wünscht langen Anstiegszeiten der Transistor-Kollektorspannungen führen würde. Der Umschwingvorgang erfolgt für die eine Hälfte des Netzwerkes (Sn) jeweils während des zweiten der drei oben angegebenen Funktionsschaltzustände der Schaltung von Fig. 3 und während des dritten Schaltzustandes für die andere Hälfte des Netzwerkes (Sn).The so-constructed Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) acts mainly for large instantaneous values of the input voltage (U _E ), ie when much power is transmitted. For small instantaneous values of the input voltage (U _E ), the effect is less, because too little time is available for the resonant transient process. This feature is desirable because otherwise the switching relieving network (Sn) would lead to undesirably long rise times of the transistor collector voltages at low currents. The Umschwingvorgang takes place for one half of the network (Sn) respectively during the second of the three above-mentioned functional switching states of the circuit of Fig. 3 and during the third switching state for the other half of the network (Sn).

Die gezeigten Schaltungsanordnungen sind beispielsweise für ein Batterieladegerät mit einer Leistung von mehr als 1 kW verwend bar, das aus nur einer Wandlerstufe besteht und zur Leistungs faktorverbesserung einen sinusförmigen Eingangsstrom realisiert, so daß der Ausgangsstrom des Ladegerätes einen sin²- Funktionsverlauf besitzt. Selbstverständlich können Schaltungs anordnungen der erfindungsgemäßen Art auch für andere Zwecke eingesetzt werden, bei denen ein kontinuierlicher Eingangsstrom nützlich ist und der diskontinuierliche Ausgangsstrom, der eine charakteristische Eigenschaft der Aufwärtssteller-Topologie dar stellt, nicht stört.The circuit arrangements shown are for example for a battery charger with a power of more than 1 kW used bar, which consists of only one converter stage and the power factor improvement realized a sinusoidal input current, so that the output current of the charger has a sin ² - function curve. Of course, circuit arrangements of the type according to the invention can also be used for other purposes in which a continuous input current is useful and the discontinuous output current, which is a characteristic feature of the up-converter topology is not disturbing.

Claims

1. Up-converter circuit arrangement for push-pull voltage conversion with
a transformer (T) whose primary winding (T _P ) in an input-side primary circuit with two input side DC voltage terminals and its secondary winding (T _S ) are looped into an output side secondary circuit, wherein
the transformer primary winding (T _P ) has a center tap (A _M ) connected to a first primary circuit DC voltage terminal,
in the primary circuit, a first controllable switching element (Q ₉ ) between the second primary circuit DC voltage terminal and a first end terminal (A ₁ ) of the transformer primary winding (T _P ) and a second controllable switching element (Q ₁₀ ) between the second primary circuit DC voltage terminal and the two th end terminal (A ₂ ) of the transformer primary winding are looped and
a choke (L ₄ ) between the second primary circuit DC voltage terminal and the two switching elements (Q ₉ , Q ₁₀ ) or between the first primary DC voltage terminal and the center tap (A _M ) is looped,
a low-loss switching relieving network,
characterized in that
parallel to the primary winding (Tp) are two capacitor diode series circuits (C9, D5 or C10, D6),
in that each controllable switching element (Q11, Q12) is connected in series with one diode each (D3, D4) between one end (A1, A2) and an intermediate tap (A3, A4) of the primary winding (Tp), the control inputs of the switching elements ( Q11, Q12) are connected to the center tap (Am),
a series connection of a choke (L5, L6) with a diode (D1, D2) is located between one terminal of a switching element (Q11, Q12) and the center of a capacitor diode series circuit (C9, D5 or C10, D6).