DE19632023A1 - Step-up voltage circuit arrangement for push=pull voltage conversion in battery charging device operating at above 1 Kw - Google Patents
Step-up voltage circuit arrangement for push=pull voltage conversion in battery charging device operating at above 1 KwInfo
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Abstract
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung mit Auf wärtssteller-Topologie zur Gegentakt-Spannungswandlung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Eine derartige Schaltungsanordnung eignet sich beispielsweise zur Verwendung in einem Batterielade gerät mit einer Leistung größer als 1 kW.The invention relates to a circuit arrangement with Inverter topology for push-pull voltage conversion after Preamble of claim 1. Such a circuit arrangement is suitable, for example, for use in a battery charger device with a power greater than 1 kW.
Eine bekannte Schaltungsanordnung dieser Art ist in Fig. 2 dar gestellt. Diese Schaltung ist nach dem sogenannten Aufwärtsstel ler-Prinzip aufgebaut, wobei ein Transformator (T) zur galvani schen Trennung von Primärkreis und Sekundärkreis vorgesehen ist. Der Primärkreis beinhaltet eingangsseitig eine Brückengleich richterstufe (G₁), an deren eines Paar sich gegenüberliegender Anschlüsse die Eingangsspannung (UE) angelegt ist, während vom anderen Anschlußpaar über einen parallel eingeschleiften Konden sator C₀ die Primärkreis-Stromschleife abgeht, in der sich eine Drossel (L₁) und eine Schaltelement-Brückenschaltung befinden, die aus vier Transistorleistungsschaltern (Q₁ bis Q₄) besteht. Die Transformatorprimärwicklung (TP) ist mit einem Anschluß an den Mittelabgriff des einen seriellen Transistorpaares (Q₁, Q₃) und mit dem anderen Anschluß an den Mittelabgriff des anderen seriellen Transistorpaares (Q₂, Q₄) der Transistorschalter-Brückenschaltung angeschlossen. Zwischen die beiden Primärwick lungsanschlüsse ist ein verlustbehaftetes Schaltentlastungsnetz werk bestehend aus einer Reihenschaltung eines Widerstands (R) und eines Kondensators (C₇) geschaltet. Zur Minimierung des ohm schen Verluste im Widerstand (R) und wegen der unvermeidlichen Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundärwicklung des Transformators (T) ist eine Klemmschaltung (K) erforderlich, welche die transiente Überspannung auf den Transistoren (Q₁ bis Q₄) begrenzt. Der Sekundärkreis beinhaltet eine weitere Brückengleichrichterstufe (G₂), an deren eines Anschlußpaar die Transformatorsekundärwicklung (TS) angeschlossen ist, während über das andere Anschlußpaar die Ausgangsspannung (UA) unter Ver wendung eines parallel eingeschleiften Kondensators (C₁) abge griffen wird. Des weiteren beinhaltet die Schaltung Kondensato ren (C₂ bis C₆), die nicht der primären Schaltungsfunktion, son dern der elektromagnetischen Verträglichkeit dienen und deren Anschluß zur Verdeutlichung dieser Tatsache gestrichelt skiz ziert ist. Dem gleichen Zweck dient eine für den Transformator (T) vorgesehene Schirmung (Ta).A known circuit arrangement of this type is shown in Fig. 2 is. This circuit is constructed according to the so-called upward principle, a transformer (T) being provided for the galvanic separation of the primary circuit and secondary circuit. The primary circuit contains on the input side a bridge rectifier stage (G₁), at whose one pair of opposing connections the input voltage (U E ) is applied, while from the other pair of connections via a parallel capacitor C₀ the primary circuit current loop goes out, in which a choke ( L₁) and a switching element bridge circuit, which consists of four transistor circuit breakers (Q₁ to Q₄). The transformer primary winding (T P ) is connected to the center tap of a serial transistor pair (Q₁, Q₃) and to the other terminal to the center tap of the other serial transistor pair (Q₂, Q₄) of the transistor switch bridge circuit. A lossy switching relief network consisting of a series connection of a resistor (R) and a capacitor (C₇) is connected between the two primary winding connections. To minimize the ohmic losses in resistance (R) and because of the inevitable leakage inductance between the primary and secondary winding of the transformer (T), a clamping circuit (K) is required, which limits the transient overvoltage on the transistors (Q₁ to Q₄). The secondary circuit contains a further bridge rectifier stage (G₂), to whose one pair of connections the transformer secondary winding (T S ) is connected, while via the other pair of connections the output voltage (U A ) is tapped using a capacitor (C₁) connected in parallel. Furthermore, the circuit includes capacitors (C₂ to C₆), which do not serve the primary circuit function, but the electromagnetic compatibility and whose connection is sketched with dashed lines to illustrate this fact. A shield (T a ) provided for the transformer (T) serves the same purpose.
Im Betrieb der Schaltung werden die vier Transistorleistungs schalter (Q₁ bis Q₄) über nicht gezeigte Treiberschaltkreise so angesteuert, daß die Brückenschaltung alternierend in drei un terschiedlichen Schaltzuständen arbeitet, wobei in einem ersten Zustand alle vier Transistorschalter (Q₁ bis Q₄) eingeschaltet, in einem zweiten Zustand ein erstes Paar (Q₁, Q₄) sich diagonal gegenüberliegender Transistorschalter eingeschaltet und das an dere diagonale Transistorschalterpaar (Q₂, Q₃) ausgeschaltet und in einem dritten Zustand das erstgenannte Transistorschalterpaar (Q₁, Q₄) ausgeschaltet und das andere diagonale Transistorschal terpaar (Q₂, Q₃) eingeschaltet sind. Im Betrieb wird die Abfolge erster Zustand, zweiter Zustand, erster Zustand, dritter Zustand mit periodischer Wiederholung gewählt. Im ersten Zustand nimmt die Stromstärke in der Drossel (L₁) zu, und der Transformator (T) ist theoretisch stromlos. Während des zweiten und dritten Zu stands nimmt die Stromstärke ab, und die Energie wird über den Transformator (T) auf den Sekundärkreis übertragen. Während des zweiten Zustands ist die erste zeitliche Ableitung des magneti schen Hauptflusses im Transformator (T) positiv, im dritten Zu stand negativ und im ersten Zustand nahezu null. Bei idealer Symmetrie ist der Flußmittelwert gleich null. Im stationären Zu stand sind der zweite und der dritte Zustand mit jeweils glei cher Zeitdauer aktiv. Die Anordnung kann mit variablem Verhält nis der Zeitdauer des ersten Zustands zu derjenigen des zweiten bzw. dritten Zustands gesteuert werden.In operation of the circuit, the four transistor powers switches (Q₁ to Q₄) via driver circuits, not shown, so controlled that the bridge circuit alternating in three un Different switching states works, being in a first State all four transistor switches (Q₁ to Q₄) switched on, in a second state, a first pair (Q₁, Q₄) diagonally opposite transistor switch turned on and on their diagonal pair of transistor switches (Q₂, Q₃) turned off and in a third state, the first pair of transistor switches (Q₁, Q₄) turned off and the other diagonal transistor scarf terpaar (Q₂, Q₃) are turned on. The sequence is in operation first state, second state, first state, third state elected with periodic repetition. In the first state it takes the current in the choke (L₁), and the transformer (T) is theoretically de-energized. During the second and third Zu stands the current strength decreases, and the energy is over the Transfer transformer (T) to the secondary circuit. During the second state is the first time derivative of the magneti main flow in the transformer (T) positive, in the third close stood negative and in the first state almost zero. With ideal Symmetry is the mean flux zero. In the stationary Zu stand are the second and the third state with the same active time. The arrangement can with variable ratio nis the duration of the first state to that of the second or third state can be controlled.
Der Erfindung liegt als technisches Problem die Bereitstellung einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zugrunde, die mit vergleichsweise wenig Schaltelementen auskommt, kein verlustbehaftetes Schaltentlastungsnetzwerk besitzt und keine Klemmschaltung benötigt.The invention is a technical problem of providing a circuit arrangement of the type mentioned at the beginning, that manages with comparatively few switching elements, none has lossy switching relief network and none Clamp circuit required.
Dieses Problem wird durch eine Schaltungsanordnung mit den Merk malen des Anspruchs 1 oder 2 gelöst. Diese Anordnungen benötigen lediglich zwei ansteuerbare Schaltelemente, erfordern keine Klemmschaltung und erfordern allenfalls ein fast verlustfrei be treibbares Schaltentlastungsnetzwerk. Bei Bedarf kann die Schal tungsanordnung zudem hochfrequenzsymmetrisch und ohne Schirmung zwischen Primär- und Sekundärwicklung des Transformators zwecks Rückleitung kapazitiver Verschiebungsströme aufgebaut sein.This problem is solved by a circuit arrangement with the Merk paint the claim 1 or 2 solved. Need these arrangements only two controllable switching elements do not require any Clamp circuit and at most require an almost loss-free be drivable switching relief network. If necessary, the scarf device arrangement also high frequency symmetrical and without shielding between the primary and secondary winding of the transformer Return line capacitive displacement currents are constructed.
In Anspruch 3 ist eine vorteilhafte Weiterbildung der Schal tungsanordnung hinsichtlich deren quasi verlustfrei betreibbaren Schaltentlastungsnetzwerkes angegeben.In claim 3 is an advantageous development of the scarf arrangement with regard to their quasi lossless operation Switching relief network specified.
Nachfolgend beschriebene Ausführungsformen der Erfindung sowie das zu deren besserem Verständnis oben beschriebene, bekannte Beispiel sind in den Zeichnungen dargestellt, in denen zeigen:Embodiments of the invention described below as well the known one described above for their better understanding Examples are shown in the drawings, in which:
Fig. 1 ein Schaltbild einer ersten erfindungsgemäßen Schaltungs anordnung zur Gegentakt-Spannungswandlung in Aufwärts steller-Topologie, Fig. 1 is a circuit diagram of a first inventive arrangement for push-voltage conversion in the upward manufacturers topology,
Fig. 2 ein Schaltbild der oben beschriebenen, bekannten Schal tungsanordnung, Fig. 2 is a circuit diagram of the formwork above-described known processing arrangement,
Fig. 3 ein Schaltbild einer zweiten erfindungsgemäßen Schal tungsanordnung zur Gegentakt-Spannungswandlung in Auf wärtssteller-Topologie und Fig. 3 is a circuit diagram of a second scarf device arrangement according to the invention for push-pull voltage conversion in up controller and topology
Fig. 4 ein Schaltbild eines in der Schaltung von Fig. 3 verwen deten Schaltentlastungsnetzwerkes. Fig. 4 is a circuit diagram of a switching relief network used in the circuit of Fig. 3.
Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung zur Gegentakt-Spannungswandlung besitzt eine Aufwärtssteller-Topologie mit zwei Transistoren (Q₇, Q₃) als ansteuerbare Schaltelemente und zwei Drosseln (L₂, L₃). Sie fällt in die Kategorie der quasireso nanten Konvertertopologien und benötigt kein Schaltentlastungs netzwerk, sondern lediglich einen Kondensator (C₈₀) zwischen den Primärwicklungsanschlüssen des demjenigen von Fig. 2 entspre chenden Transformators (T). Auch soweit die übrigen verwendeten Bauteile denjenigen der Schaltung von Fig. 2 funktionell ent sprechen, sind diese mit gleichen Bezugszeichen versehen, und es kann zu ihrer Beschreibung auf diejenige von Fig. 2 verwiesen werden.The circuit arrangement shown in Fig. 1 for push-pull voltage conversion has an up-converter topology with two transistors (Q₇, Q₃) as controllable switching elements and two chokes (L₂, L₃). It falls into the category of quasireso nant converter topologies and does not require a switching relief network, but only a capacitor (C₈₀) between the primary winding connections of the transformer in accordance with that of FIG. 2 (T). Also insofar as the other components used functionally correspond to those of the circuit of FIG. 2, they are provided with the same reference numerals, and reference can be made to that of FIG. 2 for their description.
Im Unterschied zu der bekannten Schaltung von Fig. 2 teilt sich der von der eingangsseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) be reitgestellte Gleichstrom auf Drosseln (L₂, L₃) auf, die jeweils mit einem ihrer Anschlüsse an einen gemeinsamen Ausgang der Brückengleichrichterstufe (G₁) angeschlossen sind, während der andere Anschluß der einen Drossel (L₂) an einen ersten Primär wicklungsanschluß und derjenige der anderen Drossel (L₃) an den anderen, zweiten Primärwicklungsanschluß des Transformators (T) angeschlossen sind. Die beiden ansteuerbaren Transistorschalter (Q₇, Q₈) sind mit einem Anschluß ihrer Schaltstrecke gemeinsam an den zweiten Ausgang der primärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) angeschlossen, während der andere Schaltstreckenanschluß des einen Transistorschalters (Q₈) an den ersten Primärwicklungsan schluß des Transformators (T) und derjenige des anderen Transi storschalters (Q₇) an den zweiten Primärwicklungsanschluß ange koppelt ist.In contrast to the known circuit of FIG. 2, the DC current provided by the input-side bridge rectifier stage (G₁) is divided into chokes (L₂, L₃), each of which is connected with one of its connections to a common output of the bridge rectifier stage (G₁), while the other connection of a choke (L₂) to a first primary winding connection and that of the other choke (L₃) are connected to the other, second primary winding connection of the transformer (T). The two controllable transistor switches (Q₇, Q₈) are connected with one connection of their switching path together to the second output of the primary-side bridge rectifier stage (G₁), while the other switching path connection of a transistor switch (Q₈) to the first primary winding connection of the transformer (T) and one of the other transistor switch (Q₇) is coupled to the second primary winding connection.
In Funktion der Schaltung arbeiten die zwei Drosseln (L₁, L₂) einzeln an der Grenze zum lückenden Betrieb. Der Schaltungsauf bau erfordert ein Tastverhältnis, d. h. ein Verhältnis der Ein schaltdauer eines Transistors (Q₇, Q₈) dividiert durch die Peri odendauer, von kleiner als 0,5 beim Scheitelwert der Eingangs spannung (UE), da die restliche Zeit dazu benutzt wird, die je weils andere Drossel über den Transformator (T) auf den Sekun därkreis zu entladen, entsprechend der Tatsache, daß die Transi storen (Q₇, Q₈) im Gegentakt arbeiten. Es versteht sich, daß sich die gewünschte Funktionsweise auch für Modifikationen dieser Schaltung erhalten läßt, die beispielsweise darin bestehen kön nen, in der sekundärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₂) eine Mittelpunktschaltung mit zwei Dioden vorzusehen oder die Ankopp lung des gemeinsamen Drosselanschlusses und des gemeinsamen Transistorschalteranschlusses an den negativen bzw. positiven Anschluß der primärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) zu vertauschen.In function of the circuit, the two chokes (L₁, L₂) work individually at the limit for intermittent operation. The circuit construction requires a duty cycle, ie a ratio of the on time of a transistor (Q₇, Q₈) divided by the period, less than 0.5 at the peak value of the input voltage (U E ), since the remaining time is used to to discharge the respective different choke via the transformer (T) on the secondary circuit, according to the fact that the transistors (Q₇, Q₈) work in push-pull. It is understood that the desired mode of operation can also be obtained for modifications to this circuit, which may, for example, include providing a center circuit with two diodes in the secondary bridge rectifier stage (G₂) or coupling the common choke connection and the common transistor switch connection to the Swap the negative or positive connection of the primary rectifier stage (G₁).
Im wesentlichen entspricht das Funktionsprinzip demjenigen der bekannten Schaltung von Fig. 2, mit der Ausnahme, daß in dem oben genannten ersten Zustand die beiden Transistorschalter (Q₇, Q₈) statt der dortigen vier Transistorschalter leiten und im zweiten bzw. dritten Funktionszustand jeweils der eine Transi storschalter leitend und der andere sperrend geschaltet sind.Essentially, the principle of operation corresponds to that of the known circuit of FIG. 2, with the exception that in the above-mentioned first state the two transistor switches (Q₇, Q statt) conduct instead of the four transistor switches there and in the second or third functional state the one transi fault switch is conductive and the other is blocked.
Eine weitere Auslegung einer Schaltungsanordnung zur Gegentakt-Spannungswandlung in Aufwärtssteller-Topologie mit zwei Transi storen (Q₉, Q₁₀) als ansteuerbaren Schaltelementen ist in Fig. 3 dargestellt. Wiederum sind denjenigen der bekannten Schaltung von Fig. 2 entsprechende Komponenten mit gleichen Bezugszeichen versehen und bedürfen hier keiner nochmaligen Erläuterung. Die Schaltung von Fig. 3 hat den Vorteil, daß sie hochfrequenzsymme trisch aufgebaut werden kann und zwecks Rückleitung kapazitiver Verschiebungsströme keine Schirmung zwischen Primär- und Sekun därseite erfordert, weshalb vorzugsweise ein Transformator (T₁) ohne Schirmung zum Einsatz kommt. Die Zeitfunktionen der Poten tiale an den Kollektoranschlüssen der beiden Transistorschalter (Q₉, Q₁₀) symmetrisch zum Mittelpunkt, womit sich etwaige kapazi tive Verschiebungsströme zum Kühlkörper hin aufheben. In der Schaltung von Fig. 3 ist ein quasi verlustfrei arbeitendes Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) vorgesehen, das die Rückgewinnung der in der Streuinduktivität des Transformators (T₁) gespeicher ten und an den Transistorschaltern (Q₉, Q₁₀) beim Ausschalten an fallenden Energie und damit eine Erhöhung der Schaltfrequenz oder eine Verbesserung des Wirkungsgrades oder eine Kombination beider Eigenschaften ermöglicht.Another design of a circuit arrangement for push-pull voltage conversion in step-up topology with two transistors (Q₉, Q₁₀) as controllable switching elements is shown in Fig. 3. Again, components corresponding to those of the known circuit of FIG. 2 are provided with the same reference numerals and do not need to be explained again here. The circuit of Fig. 3 has the advantage that it can be constructed high-frequency symmetrically and requires no shielding between the primary and secondary sides for the purpose of returning capacitive displacement currents, which is why a transformer (T₁) without shielding is preferably used. The time functions of the potentials at the collector connections of the two transistor switches (Q₉, Q₁₀) symmetrical to the center, thus canceling out any capacitive displacement currents towards the heat sink. In the circuit of Fig. 3, a quasi loss-free switching relief network (Sn) is provided, the recovery of the stored in the leakage inductance of the transformer (T₁) and th at the transistor switches (Q₉, Q₁₀) when switching off falling energy and thus an increase the switching frequency or an improvement in efficiency or a combination of both properties.
Die beiden Transistorschalter (Q₉, Q₁₀) liegen bei der Schaltung von Fig. 3 zwischen einem gemeinsamen Verbindungspunkt zu einem Anschluß einer Drossel (L₄) einerseits und einem ersten Endan schluß (A₁) bzw. einen zweiten Endanschluß (A₂) der Transforma torprimärwicklung (TP) andererseits. Mit ihrem anderen Anschluß ist die Drossel (L₄) an den negativen Ausgangsanschluß der pri märseitigen Brückengleichrichterstufe (G₁) angekoppelt. Deren po sitiver Gleichspannungsanschluß ist mit einem Mittelabgriff (AM) der Transformatorprimärwicklung (TP) verbunden. Das Schaltentla stungsnetzwerk, auf das weiter unten in Verbindung mit Fig. 4 genauer eingegangen wird, besitzt fünf Anschlüsse, von denen ein erster mit dem ersten Endanschluß (A₁), ein zweiter mit dem zwei ten Endanschluß (A₂), ein dritter mit dem Mittelabgriff (AM), ein vierter mit einem Zwischenabgriff (A₃) zwischen Mittelabgriff (AM) und erstem Endanschluß (A₁) und ein fünfter mit einem zwei ten Zwischenanschluß (A₄) der Transformatorprimärwicklung (TP) zwischen Mittelabgriff (AM) und zweitem Endanschluß (A₂) verbun den sind.The two transistor switches (Q₉, Q₁₀) are in the circuit of Fig. 3 between a common connection point to a connection of a choke (L₄) on the one hand and a first Endan circuit (A₁) or a second end connection (A₂) of the transformer primary winding (T P ) on the other hand. With its other connection, the inductor (L₄) is coupled to the negative output connection of the primary-side bridge rectifier stage (G₁). Their positive DC voltage connection is connected to a center tap (A M ) of the transformer primary winding (T P ). The Schaltentla stungsnetzwerk, which will be discussed in more detail below in connection with Fig. 4, has five connections, of which a first with the first end connection (A₁), a second with the two-th end connection (A₂), a third with the center tap (A M ), a fourth with an intermediate tap (A₃) between the center tap (A M ) and the first end connection (A₁) and a fifth with a two-th intermediate connection (A₄) of the transformer primary winding (T P ) between the center tap (A M ) and the second End connection (A₂) are the verbun.
Das Funktionsprinzip und der zeitliche Verlauf der Strom- und Spannungsbelastung an den beiden Transistorschaltern (Q₉, Q₁₀) entsprechen im wesentlichen den oben beschriebenen Eigenschaften der Schaltung von Fig. 1, selbstverständlich mit der modifizier ten Führung des durch die eingangsseitige Brückengleichrichter stufe (G₁) gleichgerichteten Eingangsstroms über die hier einzige Drossel (L₄) zu den beiden der Drossel parallel nachgeschalteten Transistorschaltern (Q₉, Q₁₀). Insbesondere erfolgt der Funkti onsablauf wieder mit drei Schaltzuständen, bei denen im ersten Zustand beide Transistoren (Q₉, Q₁₀) leitend sind, während in den beiden anderen Zuständen jeweils ein Transistor sperrt und der andere leitet. Gegenüber der bekannten Schaltung von Fig. 2 wer den die beiden Transistorschalter (Q₉, Q₁₀) mit der gleichen Stromstärke, jedoch der doppelten Spannung beaufschlagt. Bei gleicher Schaltfrequenz hat die Induktivität der Drossel (L₄) die gleiche Größe wie diejenige der Drossel (L₁) von Fig. 2, der Transformator (T₁) wird jedoch wegen der primären Mittelpunkt schaltung etwas größer ausgelegt als bei der bekannten Schaltung von Fig. 2. Die gestrichelt angebunden gezeichneten Komponenten dienen wiederum der Funkentstörung. Es versteht sich, daß auch die Schaltung von Fig. 3 unter Beibehaltung des beschriebenen Funktionsprinzips modifiziert werden kann, beispielsweise wie derum durch eine Mittelpunktschaltung mit zwei Dioden in der se kundärseitigen Brückengleichrichterstufe (G₂) oder dadurch, daß die Drossel (L₄) in dem positiven, zum Mittelabgriff (AM) der Transformatorprimärwicklung (TP) führenden Gleichstrompfad ange ordnet wird, wobei dann zweckmäßigerweise wieder eine Schirmung im Transformator (T₁) vorzusehen ist.The principle of operation and the time course of the current and voltage load on the two transistor switches (Q₉, Q₁₀) correspond essentially to the properties of the circuit of Fig. 1 described above, of course with the modified th guide of the rectifier through the input side bridge rectifier (G₁) Input current via the only choke (L₄) to the two transistor switches connected in parallel to the choke (Q₉, Q₁₀). In particular, the func ons flow takes place again with three switching states, in which in the first state both transistors (Q Q, Q₁₀) are conductive, while in the other two states one transistor blocks and the other conducts. Compared to the known circuit of Fig. 2 who the two transistor switches (Q₉, Q₁₀) with the same current, but twice the voltage applied. At the same switching frequency, the inductance of the inductor (L₄) has the same size as that of the inductor (L₁) of Fig. 2, but the transformer (T₁) is designed somewhat larger than in the known circuit of Fig. 2 because of the primary center circuit The components drawn with dashed lines in turn serve for radio interference suppression. It is understood that the circuit of Fig. 3 can be modified while maintaining the principle of operation described, for example again by a center circuit with two diodes in the secondary bridge rectifier stage (G₂) or in that the inductor (L₄) in the positive , to the center tap (A M ) of the transformer primary winding (T P ) leading DC path is arranged, in which case it is appropriate to provide a shield in the transformer (T₁).
Fig. 4 zeigt das in Fig. 3 verwendete Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) mit fünf Anschlüssen (S₁ bis S₅) in seinem detaillierten Schaltungsaufbau. Es besteht im wesentlichen aus zwei symmetri schen Entlastungszweigen, von denen jeder einen ansteuerbaren Transistorschalter (Q₁₁, Q₁₂) und eine Drossel (L₅, L₆), die über eine Diode (D₁, D₂) mit einem Anschluß der zugehörigen Transi storschaltstrecke verbunden ist, der über eine weitere Diode (D₃, D₄) zum ersten (S₁) bzw. fünften Anschluß (S₅) des Netzwerkes ge führt ist. Der andere Schaltstreckenanschluß des jeweiligen Transistorschalters (Q₁₁, Q₁₂) bildet den zweiten (S₂) bzw. vier ten Netzwerkanschluß (S₄). Der dritte, mit dem Primärwicklungs-Mittelabgriff (AM) verbundene Netzwerkanschluß (S₃) bildet einen gemeinsamen Steueranschluß für die beiden Transistorschalter (Q₁₁, Q₁₂). Weiter enthält das Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) zwi schen dem ersten (S₁) und fünften Netzwerkanschluß (S₅) zwei pa rallele Zweige von je einer Reihenschaltung eines Kondensators (C₉, C₁₀) und einer Diode (D₅, D₆) mit umgekehrter Polung der bei den Dioden (D₅, D₆). Jede der beiden Drosseln (L₅, L₆) ist mit ih rem dem Transistorschalter (Q₁₁, Q₁₂) abgewandten Anschluß zu ei nem Mittelabgriff eines jeweiligen der beiden Kondensator-Dioden-Reihenschaltungszweige geführt. Fig. 4 shows the switching relief network (Sn) used in Fig. 3 with five connections (S₁ to S₅) in its detailed circuit construction. It consists essentially of two symmetrical relief branches, each of which has a controllable transistor switch (Q₁₁, Q₁₂) and a choke (L₅, L₆), which is connected via a diode (D₁, D₂) to a connection of the associated transistor switching circuit via a further diode (D₃, D₄) leads to the first (S₁) or fifth connection (S₅) of the network. The other switching path connection of the respective transistor switch (Q₁₁, Q₁₂) forms the second (S₂) or four th network connection (S₄). The third, with the primary winding center tap (A M ) connected network connection (S₃) forms a common control connection for the two transistor switches (Q₁₁, Q₁₂). Next, the switching relief network (Sn) between the first (S₁) and fifth network connection (S₅) two pa parallel branches each of a series connection of a capacitor (C₉, C₁₀) and a diode (D₅, D₆) with reverse polarity of the diodes (D₅, D₆). Each of the two chokes (L₅, L₆) is with their rem the transistor switch (Q₁₁, Q₁₂) facing away from a center tap of a respective one of the two capacitor-diode series connection branches.
Das solchermaßen aufgebaute Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) wirkt vor allem bei großen Momentanwerten der Eingangsspannung (UE), also dann, wenn viel Leistung übertragen wird. Bei kleinen Mo mentanwerten der Eingangsspannung (UE) ist die Wirkung geringer, weil zu wenig Zeit für den resonanten Umschwingvorgang zur Ver fügung steht. Diese Eigenschaft ist erwünscht, da ansonsten das Schaltentlastungsnetzwerk (Sn) bei kleinen Stromstärken zu uner wünscht langen Anstiegszeiten der Transistor-Kollektorspannungen führen würde. Der Umschwingvorgang erfolgt für die eine Hälfte des Netzwerkes (Sn) jeweils während des zweiten der drei oben angegebenen Funktionsschaltzustände der Schaltung von Fig. 3 und während des dritten Schaltzustandes für die andere Hälfte des Netzwerkes (Sn).The switching relief network (Sn) constructed in this way works especially with large instantaneous values of the input voltage (U E ), i.e. when a lot of power is being transmitted. With small instantaneous values of the input voltage (U E ), the effect is less because there is too little time available for the resonant oscillation process. This property is desirable because otherwise the switching relief network (Sn) would lead to undesirably long rise times of the transistor collector voltages at low currents. The switching process takes place for one half of the network (Sn) during the second of the three functional switching states of the circuit shown in FIG. 3 and during the third switching state for the other half of the network (Sn).
Die gezeigten Schaltungsanordnungen sind beispielsweise für ein Batterieladegerät mit einer Leistung von mehr als 1 kW verwend bar, das aus nur einer Wandlerstufe besteht und zur Leistungs faktorverbesserung einen sinusförmigen Eingangsstrom realisiert, so daß der Ausgangsstrom des Ladegerätes einen sin²-Funktionsverlauf besitzt. Selbstverständlich können Schaltungs anordnungen der erfindungsgemäßen Art auch für andere Zwecke eingesetzt werden, bei denen ein kontinuierlicher Eingangsstrom nützlich ist und der diskontinuierliche Ausgangsstrom, der eine charakteristische Eigenschaft der Aufwärtssteller-Topologie dar stellt, nicht stört.The circuit arrangements shown are for example for a Use battery charger with a power of more than 1 kW bar, which consists of only one converter stage and for performance factor improvement realized a sinusoidal input current, so that the output current of the charger has a sin² function curve owns. Of course, circuit arrangements of the type according to the invention also for other purposes are used in which a continuous input current is useful and the discontinuous output stream, the one characteristic property of the step-up topology poses, does not bother.
Claims (5)
- - einem Transformator (T), dessen Primärwicklung (TP) in einen eingangsseitigen Primärkreis und dessen Sekundärwicklung (TS) in einen ausgangsseitigen Sekundärkreis eingeschleift sind, wobei
- - der Primärkreis eine eingangsseitige Gleichrichterstufe (G₁) und wenigstens eine Drossel sowie wenigstens zwei ansteuerbare Schaltelemente beinhaltet,
- - A transformer (T) whose primary winding (T P ) is looped into an input-side primary circuit and whose secondary winding (T S ) is looped into an output-side secondary circuit, wherein
- - The primary circuit includes an input-side rectifier stage (G₁) and at least one choke and at least two controllable switching elements,
- - der Primärkreis zwei Drosseln (L₂, L₃) beinhaltet, von denen die eine (L₂) zwischen einen ersten Ausgang der Primärkreis-Gleichrichterstufe (G₁) und einen ersten Transformator-Primärwicklungsanschluß und die andere Drossel (L₃) zwischen den ersten Ausgang der Primärkreis-Gleichrichterstufe (G₁) und den anderen Transformator-Primärwicklungsanschluß einge schleift sind, und
- - der Primärkreis (2) im Gegentakt ansteuerbare Schaltelemente (Q₇, Q₈) beinhaltet, von den das eine (Q₇) zwischen den zweiten Ausgang der Primärkreis-Gleichrichterstufe (G₁) und den ersten Transformator-Primärwicklungsanschluß und das andere zwischen den zweiten Ausgang der Primärkreis-Gleichrichterstufe und den zweiten Transformator-Primärwicklungsanschluß eingeschleift sind.
- - The primary circuit contains two chokes (L₂, L₃), one of which (L₂) between a first output of the primary circuit rectifier stage (G₁) and a first transformer primary winding connection and the other choke (L₃) between the first output of the primary circuit Rectifier stage (G₁) and the other transformer primary winding connection are looped, and
- - The primary circuit ( 2 ) in push-pull controllable switching elements (Q₇, Q₈), of which one (Q₇) between the second output of the primary circuit rectifier stage (G₁) and the first transformer primary winding connection and the other between the second output of the primary circuit -Rectifier stage and the second transformer primary winding connection are looped in.
- - einem Transformator (T), dessen Primärwicklung (TP) in einen eingangsseitigen Primärkreis und dessen Sekundärwicklung (TS) in einen ausgangsseitigen Sekundärkreis eingeschleift sind, wobei
- - der Primärkreis eine eingangsseitige Gleichrichterstufe (G₁) und wenigstens eine Drossel sowie wenigstens zwei ansteuerbare Schaltelemente beinhaltet,
- - A transformer (T) whose primary winding (T P ) is looped into an input-side primary circuit and whose secondary winding (T S ) is looped into an output-side secondary circuit, wherein
- - The primary circuit includes an input-side rectifier stage (G₁) and at least one choke and at least two controllable switching elements,
- - die Transformatorprimärwicklung (TP) einen mit einem ersten Ausgang der Primärkreis-Gleichrichterstufe (G₁) verbundenen Mittelabgriff (AM) aufweist,
- - im Primärkreis ein erstes ansteuerbares Schaltelement (Q₉) zwischen eine mit dem zweiten Anschluß der Primärkreis-Gleichrichterstufe verbundene Drossel (L₄ und einen ersten Endanschluß (A₁) der Transformatorprimärwickung (TP) und ein zweites ansteuerbares Schaltelement (Q₁₀) zwischen die Drossel (L₄) und den zweiten Endanschluß (A₂) der Transformatorprimär wicklung eingeschleift sind und
- - der Primärkreis ein verlustarm arbeitendes Schaltentlastungs netzwerk (Sn) aufweist, das mit Anschlüssen (A₁ bis A₄, AM) der Transformatorprimärwicklung (TP) verbunden ist und dessen Ent lastungswirkung bei größeren Momentanwerten der Eingangsspan nung (UE) höher ist als bei kleineren Eingangsspannungs-Momentanwerten.
- - The transformer primary winding (T P ) has a center tap (A M ) connected to a first output of the primary circuit rectifier stage (G 1),
- - In the primary circuit, a first controllable switching element (Q₉) between a choke connected to the second connection of the primary circuit rectifier stage (L₄ and a first end connection (A₁) of the transformer primary winding (T P ) and a second controllable switching element (Q₁₀) between the choke (L₄ ) and the second end connection (A₂) of the transformer primary are looped in and
- - The primary circuit has a low-loss switching relief network (Sn), which is connected to connections (A₁ to A₄, A M ) of the transformer primary winding (T P ) and the relief effect at larger instantaneous values of the input voltage (U E ) is higher than at smaller instantaneous input voltage values.
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DE3138357A1 (en) * | 1981-09-26 | 1983-04-21 | Messerschmitt-Bölkow-Blohm GmbH, 8000 München | Transistorised DC converter |
GB2164214A (en) * | 1984-09-05 | 1986-03-12 | Philips Electronic Associated | D.C.-D.C. converter circuit |
US5488554A (en) * | 1994-08-23 | 1996-01-30 | Acme Electric Corporation | Low-loss clamp circuit |
-
1996
- 1996-08-08 DE DE19632023A patent/DE19632023C2/en not_active Expired - Fee Related
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Date | Code | Title | Description |
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OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: DAIMLERCHRYSLER AG, 70567 STUTTGART, DE |
|
8304 | Grant after examination procedure | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |