DE19617866A1

DE19617866A1 - Speed regulation method for DC and AC electric motors

Info

Publication number: DE19617866A1
Application number: DE19617866A
Authority: DE
Inventors: Hoang-Minh Dr Ing Dao
Original assignee: Cegelec AEG Anlagen und Automatisierungstechnik GmbH
Current assignee: Alstom Power Conversion GmbH
Priority date: 1996-04-24
Filing date: 1996-04-24
Publication date: 1997-11-06

Abstract

The revs regulation method uses superimposed current and torque regulation, with direct correction of the difference between the actual revs (Nist) and the required revs (Nsoll) by a proportional element (2), compensation of the load moment by a load- dependent pre-control signal (a15) and elimination of the rev disparity by an integral element (4). The load rotation rate (nL) and the load torque (mL) are determined for an oscillatory drive train via an inverse model (23).

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur überschwing freien Drehzahlregelung von Gleich- und Drehstrommotoren mit unterlagerter Strom- bzw. Drehmomentenregelung, wobei der gesamte Antriebsstrang wie ein elastisch gekoppeltes, schwingungsfähiges Zweimassensystem wirkt.The invention relates to a method for overshoot free speed control of DC and AC motors with subordinate current or torque control, the entire Powertrain like an elastically coupled, vibratory Dual mass system works.

Maßgebend für die Regeldynamik einer Drehzahlregelung sind die An- und Ausregelzeit der Regelgröße nach einem Drehzahl- bzw. einem Laststoß. Zu der Regelgüte kommen bei einem herkömmlichen PI-Regler noch das Überschwingen der Drehzahl nach einem Füh rungsstoß sowie der Drehzahleinbruch nach einem Laststoß hinzu (s. Buxbaum, Arne/Schierau, Klaus: Berechnung von Regelkreisen der Antriebstechnik, 4. Aufl., AEG-Telefunken AG, Berlin, Frank furt am Main 1980 Bilder 11, 12, 177 und 178).The decisive factors for the control dynamics of a speed control are Rise and settling time of the controlled variable after a speed or a load surge. The control quality comes with a conventional one PI controller still overshooting the speed after a Füh shock and the drop in speed after a load surge (see Buxbaum, Arne / Schierau, Klaus: calculation of control loops der Antriebstechnik, 4th edition, AEG-Telefunken AG, Berlin, Frank ford on the Main 1980 pictures 11, 12, 177 and 178).

Ein PI-Regler kombiniert bekanntlich die schnelle Reaktion eines P-Reglers mit dem Ausregeln eines I-Reglers nach einer Störung. Der Integralanteil sorgt für die Ausregelung der Regelabweichung als Differenz zwischen dem Sollwert und dem Istwert der Regel größe. Da der Integralanteil des PI-Reglers eine schnelle Ände rung des Stellsignals nicht zuläßt, ist das Integrationsverhalten des Integralanteils Ursache für das Überschwingen des Stell signals und damit auch der Regelgröße. As is well known, a PI controller combines the quick reaction of a P controller with the correction of an I controller after a fault. The integral component ensures the control deviation is corrected as the difference between the setpoint and the actual value of the rule size. Because the integral part of the PI controller changes quickly integration behavior is not permitted of the integral component Cause of the overshoot of the actuator signals and thus also the controlled variable.

Um ein ausgewogenes Verhältnis zwischen der Überschwingweite nach einem Führungsstoß und dem Drehzahleinbruch nach einem Laststoß zu erhalten, wird der Regler nach der Methode des symmetrischen Optimums eingestellt, es wird dann eine Überschwingweite von ca. 40% des Drehzahlsprunges nach einem Führungsstoß in Kauf genommen (s. Buxbaum/Schierau, S. 116 ff.). Soll das Überschwingen kleiner sein, muß der Regler langsamer eingestellt werden, und je langsamer die Drehzahlregelung ist - also um so größer die An- und Ausregelzeit - um so größer ist auch der Drehzahleinbruch nach einem Laststoß. Ist ein Überschwingen der Drehzahl uner wünscht, so ist entweder ein Drehzahlstoß ist zu vermeiden (beispielsweise wird der Drehzahlsollwert an eine Rampenfunktion geführt) oder eine sehr langsame Drehzahlregelung unausweichlich. Ein langsam eingestellter Drehzahlregler liefert nach einem Last stoß einen großen Drehzahleinbruch, der aber oft unerwünscht ist.To find a balance between the overshoot a guide surge and the drop in speed after a load surge to get, the controller is based on the method of symmetrical Optimums set, then an overshoot of approx. 40% of the jump in speed after a lead impact (see Buxbaum / Schierau, p. 116 ff.). Should the overshoot be smaller, the controller must be set more slowly, and depending The slower the speed control is - the greater the start-up and Settling time - the greater the drop in speed after a load surge. If the speed overshoot is unacceptable either a speed surge should be avoided (For example, the speed setpoint is sent to a ramp function led) or a very slow speed control is inevitable. A slowly set speed controller delivers after a load collides with a large drop in speed, but this is often undesirable.

Wenn die Welle (Kupplung, Getriebe) zwischen Motor und Last nicht ausreichend starr ist, d. h. wenn der Antriebsstrang ein schwach gedämpftes schwingungsfähiges Mehrmassensystem bildet, ist der Drehzahlregler noch langsamer einzustellen, damit die Regelung nicht instabil wird (siehe Raatz, Eckart: Drehzahlregelung eines stromrichtergespeisten Gleichstrommotors mit schwingungsfähiger Mechanik. Techn. Mitt. AEG-Telefunken 60 (1970) 6, S. 369-372).If the shaft (clutch, gearbox) between engine and load is not is sufficiently rigid, d. H. when the drivetrain is a weak damped vibratory multi-mass system is that Set the speed controller even slower so that the control does not become unstable (see Raatz, Eckart: speed control one converter-fed DC motor with oscillatory Mechanics. Techn. Mitt. AEG-Telefunken 60 (1970) 6, pp. 369-372).

In vielen Fällen kann der gesamte Antriebsstrang als ein elastisch gekoppeltes Zweimassensystem angenähert werden (s. Fig. 1). Im Fall eines schwingungsfähigen Zweimassensystems kann dessen Strukturbild nach Raatz wie in Fig. 2 angegeben werden. Von den im Strukturbild gemäß Fig. 2 vorkommenden Größen Motor drehmoment m_M, Federdrehmoment m_F, Lastdrehmoment m_L, Motordreh zahl n_M und Drehzahl n_L der Lastschwungmasse stehen den rege lungstechnischen Zwecken lediglich Motordrehzahl und Motor (Wirk-)strom, der ein Maß für das vom Motor gelieferte Drehmoment ist, zur Verfügung, während Lastdrehmoment, Lastdrehzahl und Federdrehmoment für eine direkte Messung in der Regel unzugäng lich sind bzw. eine Messung nur mit sehr großem Aufwand möglich ist.In many cases, the entire drive train can be approximated as an elastically coupled two-mass system (see FIG. 1). In the case of an oscillatory two-mass system, its structural image according to Raatz can be specified as in FIG. 2. From the occurring in the structural diagram according to FIG. 2 motor torque m _M , spring torque m _F , load torque m _L , engine speed n _M and speed n _{L of} the flywheel mass, the control purposes are only engine speed and motor (active) current, the one A measure of the torque delivered by the motor is available, while load torque, load speed and spring torque are generally inaccessible for a direct measurement or a measurement is only possible with great effort.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren der eingangs genann ten Art so auszugestalten, daß ein Überschwingen des Drehzahl istwertes nach einem Stoß des Drehzahlsollwertes vermieden wird; dabei soll sowohl nach einem Drehzahlstoß als auch nach einem Laststoß die Ausregelzeit kürzer sein als die eines nach der Methode des symmetrischen Optimums eingestellten PI-Reglers.The object of the invention is to provide a method mentioned in the introduction ten kind so that an overshoot of the speed actual value after a shock of the speed setpoint is avoided; both after a speed surge and after one The settling time must be shorter than that after the Method of the symmetrical optimum set PI controller.

Gemäß der Erfindung wird diese Aufgabe durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.According to the invention, this object is achieved by the in claim 1 marked features solved.

Durch die vom Zustand der Drehzahlabweichung abhängige Begrenzung des Ausgangssignals des Integralgliedes und die aus dem Inverse-Modell ermittelte lastkompensierende Vorsteuerung wird vorteil hafterweise das Überschwingen des Drehzahlistwertes nach einem Sprung des Drehzahlsollwertes vermieden, gleichzeitig kann durch die nun ohne weiteres mögliche Anpassung der Proportionalverstär kung des Drehzahlreglers der Drehzahleinbruch nach einem Laststoß kleiner gehalten werden und durch die Korrektur der nun bekannten Differenz zwischen Last- und Motordrehzahl die mechanische Eigen schwingung abgedämpft werden.Due to the limitation depending on the state of the speed deviation the output signal of the integral element and that from the inverse model Determined load-compensating feedforward control becomes an advantage the overshooting of the actual speed value after a Avoid jump in the speed setpoint, at the same time by the now easily possible adjustment of the proportional gain speed controller after a load surge be kept smaller and by correcting the now known Difference between load and engine speed the mechanical eigen vibration can be dampened.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des Verfahrens nach der Erfindung sind in den Ansprüchen 2 bis 5 gekennzeichnet.Advantageous embodiments of the method according to the invention are characterized in claims 2 to 5.

Ein Beispiel einer Schaltungsanordnung zur Durchführung des Ver fahrens nach der Erfindung ist in Fig. 3 als Prinzipschaltbild dargestellt und wird im folgenden erläutert: für die mechanische Regelstrecke (Motor) 22 wird Integralverhalten angenommen, für das hier vorgestellte Verfahren wird das benötigte Lastmoment m_L aus dem Inverse-Modell 23 des Strukturbildes in Fig. 2 gewonnen. Die Drehzahlregelung mit unterlagerter Strom- bzw. Drehmomenten regelung besteht aus den Bausteinen 1 bis 18. Ein Strom- bzw. Drehmomentenregler ist mit 20 und die elektrische Strecke ist mit 21 bezeichnet. Die Differenz zwischen dem vorgegebenen Motordreh zahlsollwert n_soll und dem gemessenen Motordrehzahlistwert n_ist wird in einem Subtrahierer 1 zur Drehzahlabweichung Δn gebildet, in einem Proportionalglied 2 verstärkt und mit einem Begrenzer 3 gegebenenfalls eingegrenzt, um dann als erstes Eingangssignal a3 einem Summierer 17 vorzuliegen. Mit Hilfe des Inverse-Modells 23 des mechanischen Zweimassensystems (Baustein 7 bis 14) werden aus den Regelgrößen Motordrehzahl n_M = n_Ist und Motordrehmoment m_M alle der Messung schwer zugänglichen Größen ermittelt: Feder drehmoment m_F, Lastdrehmoment m_L und Lastdrehzahl n_L. Die in Fig. 1 und 2 erschienenden Modellparameter werden durch Konstruktions daten des mechanischen Systems determiniert, sie können auch, falls erforderlich, am Antrieb ermittelt werden (s. Langhoff, Jürgen/Raatz, Eckart: Geregelte Gleichstromantriebe, 1977, Elitera-Verlag, Berlin, S. 129 ff.). Der Motordrehzahlistwert n_M wird in einem Differentialglied 7 der Differentiations zeitkonstanten T_M zum Signal a7 = m_M - m_F differenziert. In einem Subtrahierer 8 wird das Federdrehmoment m_F aus der Differenz zwischen der Rückführung a21 = m_M der unterlagerten Strom- bzw. Drehmomentenregelung und dem Signal a7 als Ausgangssignal a8 gebildet. Der Subtrahierer 9, das Integralglied 10 der Integra tionszeitkonstanten T_F und das Proportionalglied 11 des Verstär kungsfaktors 1/k_F stellen zusammen das Inverse-Modell des in Fig. 2 gezeichneten PI-Gliedes der Verstärkung k_F und der Zeit konstanten k_F T_F dar. Das Ausgangssignal all des Proportio nalgliedes 11 gibt die Differenz der Motordrehzahl n_M und der Lastdrehzahl n_L wieder. In einem Subtrahierer 12 wird die Diffe renz zwischen dem Signal a11 = n_M - n_L und der Motordrehzahl n_M zum Signal a12 = -n_L gebildet, diese wird dann in einem Differen zierer 13 der Differentiationszeitkonstanten T_L zum Signal a13 = m_L - in_F umgeformt. Die in einem Summierer 14 gebildete Summe der Signale a13 und a8 = m_F liefert das Lastdrehmoment m_L als Signal a14, das nach der Glättung in einem Tiefpaß 15 als Vorsteuerungssignal a15 dem Summierer 17 zur Verfügung steht. Im stationären Zustand hat das Vorsteuerungssignal a15 die gleiche Aufgabe wie der Integralanteil eines PI-Reglers: dem unterlager ten Strom- bzw. Drehmomentenregelkreis den Sollwert gemäß der Motorbelastung vor zugeben, während die Regelabweichung Δn quasi Null ist.An example of a circuit arrangement for carrying out the method according to the invention is shown in FIG. 3 as a basic circuit diagram and is explained below: integral behavior is assumed for the mechanical controlled system (motor) 22 , for the method presented here the required load torque m _{L is taken} out the inverse model 23 of the structure image in FIG. 2. The speed control with subordinate current or torque control consists of blocks 1 to 18 . A current or torque controller is designated 20 and the electrical path is designated 21 . _To speed target value n, the difference between the predetermined motor speed and the measured Motordrehzahlistwert _is n is formed in a subtractor 1 for the speed deviation .DELTA.n, amplified in a proportional element 2 and optionally bordered with a limiter 3, then to be present at the first input signal a3 to a summer 17th With the help of the inverse model 23 of the mechanical two-mass system (components 7 to 14 ), all variables that are difficult to access from the control variables engine speed n _M = n _actual and engine torque m _M are determined: spring torque m _F , load torque m _L and load speed n _L . The model parameters appearing in Fig. 1 and 2 are determined by design data of the mechanical system, they can also, if necessary, be determined on the drive (see Langhoff, Jürgen / Raatz, Eckart: Regegelte DC drives, 1977, Elitera-Verlag, Berlin , Pp. 129 ff.). The actual engine speed n _M is differentiated in a differential element 7 of the differentiation time constant T _M to the signal a7 = m _M - m _F. In a subtractor 8 , the spring torque m _{F is formed} from the difference between the feedback a21 = m _{M of} the underlying current or torque control and the signal a7 as the output signal a8. The subtractor 9 , the integral element 10 of the integration time constant T _F and the proportional element 11 of the gain factor 1 / k _F together form the inverse model of the PI element of the gain k _F and the time constant k _F T _{F shown} in FIG. 2 The output signal of all of the proportional member 11 represents the difference between the engine speed n _M and the load speed n _L again. In a subtractor 12 , the difference between the signal a11 = n _M - n _L and the engine speed n _M to the signal a12 = -n _{L is} formed, which is then in a differentiator 13 of the differentiation time constant T _L to the signal a13 = m _L - transformed into _F. The sum of the signals a13 and a8 = m _F formed in a summer 14 supplies the load torque m _L as signal a14, which after smoothing in a low-pass filter 15 is available to the summer 17 as pilot control signal a15. In the steady state, the pilot control signal a15 has the same task as the integral part of a PI controller: the subordinate current or torque control loop to give the setpoint according to the engine load, while the control deviation Δn is virtually zero.

Die Aufgabe eines Regelungsteils F ist es, in Abhängigkeit vom Zustand der Regelgröße die Grenzen eines Begrenzers 5, welcher die maximale bzw. minimale Ausgangsgröße eines Integralgliedes 4 determiniert, zu beeinflussen: sie werden mit zunehmender Dreh zahlabweichung kleiner gesteuert.The task of a control part F is to influence the limits of a limiter 5 , which determines the maximum or minimum output variable of an integral element 4 , depending on the state of the controlled variable: they are controlled with increasing speed deviation smaller.

Fig. 4 stellt beispielsweise eine Lösungsmöglichkeit zur symme trischen Steuerung der oberen und der unteren Grenze des Begrenzers 5 dar: der besseren Operationalisierung halber wird in einem Baustein 61 die Drehzahlabweichung Δn in ihren Betrag |Δn| umgeformt, dieser liegt dann am Eingang von Bausteinen 62 und 63 vor. Im Baustein 62 wird in Abhängigkeit vom Betrag der Dreh zahlabweichung |Δn| ein Ausgangssignal a62 entsprechend dem Kurvenverlauf a der Fig. 5 gebildet: liegt die Drehzahlabweichung im quasi-stationären Bereich vor (d. h. wenn |Δn| kleiner als ein bestimmter Wert |Δn*| wird, der den gesamten Bereich von |Δn| in einen quasi-stationären und einen dynamischen Bereich unter teilt), determinieren das Ausgangssignal a62 und das Ausgangs signal a65 eines Bausteins 65 die maximale obere Grenze des Begrenzers 5. Liegt dagegen |Δn| im dynamischen Bereich, wird das Signal a62 Null; dadurch werden die Grenzen des Begrenzers 5 geschlossen, die eine Unterdrückung des Integralanteils der Drehzahlregelung bewirken. Fig. 4 illustrates, for example, a possible solution for sym metrical control of the upper and the lower limit of the limiter 5 is: better operationalization sake in a block 61, the speed deviation .DELTA.n in its magnitude | .DELTA.n | formed, this is then at the input of blocks 62 and 63 . In block 62 , depending on the amount of the speed deviation | Δn | An output signal a62 corresponding to the curve a of FIG. 5 is formed: is the speed deviation in the quasi-stationary range (ie if | Δn | becomes smaller than a certain value | Δn * |, which quasi covers the entire range from | Δn | -stationary and a dynamic range under divides), the output signal a62 and the output signal a65 of a block 65 determine the maximum upper limit of the limiter 5 . On the other hand, | Δn | in the dynamic range, signal a62 becomes zero; this closes the limits of the limiter 5 , which suppress the integral part of the speed control.

Um eine abrupte Auf- und Zusteuerung der Grenzen zu vermeiden, wird der Übergang (quasi-stationär/dynamisch) des Kurvenver laufs der abhängigen Variablen a62 mit Verschliffen oder zumin dest mit einer Rampenfunktion versehen. Bausteine 63 bis 66 helfen, das Flattern der Grenzen zu vermeiden. Der Baustein 63 fungiert wie ein Zweipunktschalter mit Hysterese. Das Ausgangs signal istIn order to avoid an abrupt opening and closing of the limits, the transition (quasi-stationary / dynamic) of the curve course of the dependent variables a62 is smoothed or at least provided with a ramp function. Blocks 63 to 66 help to avoid the fluttering of the borders. Module 63 acts like a two-point switch with hysteresis. The output signal is

a63 = 1 für |Δn| < |Δn*| und
a63 = 0 für |Δn| < |Δn*| (s. Kurve b der Fig. 5).a63 = 1 for | Δn | <| Δn * | and
a63 = 0 for | Δn | <| Δn * | (see curve b of FIG. 5).

Das Hin- und Herschalten um den Schaltpunkt |Δn*| wird durch den Einbau einer Hysterese um denselben vermieden. Der Baustein 64 ist ein Zeitglied mit einer Einschaltverzögerungsfunktion. Der Wert eins des Eingangssignals a63 liegt erst nach einer Verzöge rungszeit T am Ausgang des Bausteins 64 als Signal a64 vor. Dadurch wird ein unnötig häufiges Umschalten im Bereich der Übergangsphase quasi-stationär/dynamisch vermieden (s. Kurven c und d der Fig. 5). Im Tiefpaß 65 (beispielsweise in Form eines Verzögerungsgliedes 1. Ordnung) wird das Signal a64 zum Signal a65 geglättet, das multiplikativ mit dem Signal a62 zum Signal a66 als obere Grenze des Begrenzers 5 gebildet wird. Die untere Grenze a67 erhält man dann durch Negation der oberen Grenze a66 im Baustein 67.Switching back and forth around the switching point | Δn * | is avoided by installing a hysteresis around it. Block 64 is a timer with a switch-on delay function. The value one of the input signal a63 is only available after a delay time T at the output of the module 64 as the signal a64. This avoids an unnecessarily frequent switching in the transition phase quasi-stationary / dynamic (see curves c and d of FIG. 5). In low-pass filter 65 (for example in the form of a first-order delay element), signal a64 is smoothed into signal a65, which is multiplied by signal a62 to signal a66 as the upper limit of limiter 5 . The lower limit a67 is then obtained by negating the upper limit a66 in module 67 .

In Regelungsteil F werden also die obere und die untere Grenze des Begrenzers 5 in Abhängigkeit vom Zustand der Drehzahlabwei chung (dynamischquasi/stationär) ermittelt. Im dynamischen Zustand, d. h. wenn die Drehzahlabweichung außerhalb einer bestimmten Bandbreite liegt, werden die Grenzen des Begrenzers 5 zugesteuert, dadurch wird der Integralanteil der Drehzahlregelung unterdrückt (der Wert des Signals a5 ist Null) und damit auch das Überschwingen.In control part F, the upper and lower limits of the limiter 5 are determined as a function of the state of the speed deviation (dynamic quasi / stationary). In the dynamic state, ie if the speed deviation lies outside a certain bandwidth, the limits of the limiter 5 are activated, thereby suppressing the integral part of the speed control (the value of the signal a5 is zero) and thus overshoot.

Beim PI-Regler hängt die Stabilitätsgrenze von der Güte der gemessenen Regelgröße (Rauschen usw.) und von der Abtastzeit der Regelung ab, wenn die Regelung digital arbeitet. Die Stabilitäts grenze ist definiert durch die kleinstmögliche Integrationszeit konstante T_I,min bei einem bestimmten Verstärkungsfaktor k bzw. durch den größtmöglichen Verstärkungsfaktor k_max bei einer be stimmten Integrationszeitkonstante T_I, ohne daß die Drehzahl anfängt zu schwingen. Dabei wird die Grenzverstärkung k_max um so kleiner sein, je kleiner die Integrationszeitkonstante T_I einge stellt ist. Bei dem hier vorgestellten Drehzahlregelungsverfahren wird der Integralanteil im dynamischen Zustand unterdrückt, das entspricht einer unendlich hohen Integrationszeitkonstanten, die eine Erhöhung der Grenzverstärkung k_max erlaubt, ohne daß das Regelsystem instabil wird. Die Verstärkungserhöhung wirkt sich vorteilhaft aus auf die An- und Ausregelzeit sowie auf die Dreh zahländerung nach einer Laständerung (d. h. es entsteht nur ein kleinerer Drehzahleinbruch nach einem Laststoß).With a PI controller, the stability limit depends on the quality of the measured controlled variable (noise, etc.) and on the sampling time of the control if the control works digitally. The stability limit is defined by the smallest possible integration time constant T _I, k at a certain gain _min, or by the maximum gain factor k at a _max be voted integration time constant T _I, without the rotational speed starts to oscillate. The limit gain k _{max will} be smaller the smaller the integration time constant T _I is set. In the speed control method presented here, the integral component is suppressed in the dynamic state, which corresponds to an infinitely high integration time _{constant which} allows the limit gain k _max to be increased without the control system becoming unstable. The increase in gain has an advantageous effect on the rise and settling time as well as on the speed change after a load change (ie there is only a smaller drop in speed after a load surge).

Im quasi-stationären Zustand, wenn die Drehzahlabweichung inner halb einer bestimmten Bandbreite liegt, werden die obere und untere Grenze des Begrenzers 5 geöffnet, so daß das Integralglied 4 die auftretende Regelabweichung ausregeln kann. Das Ausgangs signal a5 des Bausteins 5 ist das dritte Eingangssignal des Summierers 17.In the quasi-steady state, when the speed deviation lies within a certain bandwidth, the upper and lower limits of the limiter 5 are opened, so that the integral element 4 can compensate for the control deviation that occurs. The output signal a5 of the module 5 is the third input signal of the summer 17 .

Bei hinreichend kurzer Abtastzeit der digitalen Drehzahlregelung wird das Signal all, das den Drehzahlunterschied zwischen dem Motor und der Schwungmasse wiedergibt, im Proportionalglied 16 als schwingungsdämpfendes Signal a16 verstärkt und dem Summierer 17 als viertes Eingangssignal zugeführt.With a sufficiently short sampling time of the digital speed control, the signal all, which represents the speed difference between the motor and the flywheel mass, is amplified in the proportional element 16 as a vibration-damping signal a16 and fed to the summer 17 as a fourth input signal.

In einem Begrenzer 18 wird die Summe der Signale a3, a5, a15 und a16 gegebenenfalls eingeschränkt. Die Drehzahlkonstanz des hier vorgestellten Verfahrens erreicht den Wert eines PI-Reglers (bis unter 0,02%, je nach Meßeinrichtung).The sum of the signals a3, a5, a15 and a16 is possibly limited in a limiter 18 . The constant speed of the method presented here reaches the value of a PI controller (down to less than 0.02%, depending on the measuring device).

Fig. 6 zeigt den Drehzahlverlauf nach einem Führungs- und einem Laststoß durch Kurve a mit einem (nach der Methode des symme trischen Optimums eingestellten) PI-Regler und durch Kurve b mit dem Drehzahlregelungsverfahren nach der Erfindung. Fig. 6 shows the speed curve after a command and a load surge through curve a with a (adjusted according to the method of symmetrical optimum) PI controller and through curve b with the speed control method according to the invention.

Claims

1. Process for overshoot-free speed control of DC and AC motors with subordinate current or torque control, the entire drive train acting as an elastically coupled, oscillatory two-mass system, characterized in that the sizes of load speed and load torque using an inverse model of the mechanical Drive train are determined that a deviation of the actual engine speed from the setpoint is corrected directly by a proportional element, that the load torque is compensated by a load-dependent pilot control signal and that a speed deviation is corrected by an integral element, the maximum output variable of which is controlled by the state of the speed deviation .

2. The method according to claim 1, characterized in that the Proportional element the integral element is connected in parallel.

3. The method according to claim 1, characterized in that the Output of the proportional element to the input of the integral link is returned.

4. The method according to any one of claims 2 or 3, characterized records that the maximum output of the integral element a fixed value less than one is limited.

5. The method according to any one of claims 2 to 4, characterized records that to the output signal of the proportional element immediate correction of the actual engine speed, to the lastcom and the output signal of the controlled integral element for regulating the engine speed deviation additionally a correction signal to dampen the mecha African vibration by correcting the deviation between the actual engine speed and that from the inverse model of the mechanical drive train determined load speed is formed.