DE19549356A1

DE19549356A1 - Sender sowie Verfahren und Vorrichtung zum Erhöhen der Batterie-Lebensdauer einer Batterie in einem tragbaren Funk-Sender/Empfänger

Info

Publication number: DE19549356A1
Application number: DE19549356A
Authority: DE
Inventors: Paul W Dent; Ross W Lampe
Original assignee: Ericsson GE Mobile Communications Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1994-01-11
Filing date: 1995-01-11
Publication date: 1996-10-10
Also published as: DE19549357A1

Description

Die Erfindung betrifft effizient arbeitende Sender sowie ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Erhöhen der Batterie- Lebensdauer in einem tragbaren Funk-Sender/Empfänger.

Hintergrund der Offenbarung

Bei herkömmlichen Satelliten-Kommunikationssystemen bestanden Antwortgeräte früher aus einer Anzahl getrennter Leistungsver stärker, die jeweils Vielfachsignale trugen. Der Arbeitspunkt jedes Verstärkers wurde normalerweise so eingestellt, daß ein mittlerer Ausgangspegel erzeugt wurde, der wesentlich unter halb des Sättigungs-Ausgangspegels des Verstärkers lag, um einen linearen Betrieb einzuhalten.

Jedoch beschreibt das US-Patent Nr. 3,917,998 an Welti mit dem Titel "Butler-Matrix-Antwortgerät" eine Anordnung von N gekop pelten Leistungsverstärkern zum Verstärken von N Signalpfaden. Die betrachteten N Signalpfade umfassen die Übertragung von Signalen von wenigstens einer Bodenstation zu N Orten auf der Erde, wobei ein umlaufender Satellit verwendet wird. Der Vor teil des Verwendens gekoppelter Verstärker gegenüber der Ver wendung einer Anzahl N nichtgekoppelter Verstärker ist es, daß der Satz nichtgekoppelter Verstärker auf das Erzeugen einer Leistung beschränkt ist, die das Spitzenleistungsvermö gen eines einzelnen Verstärkers in irgendeinem Signalpfad nicht überschreitet, wohingegen die Technik, die gekoppelte Verstärker verwendet, die Erzeugung einer Leistung erlaubt, die gleich der Summe der Leistungen aller der Verstärker in irgendeinem Signalpfad ist, vorausgesetzt, daß alle Signal pfade nicht mehr als die mittlere Leistung zur selben Zeit erfordern. Als ein Ergebnis sind Signale, die oberhalb und unterhalb eines mittleren Leistungspegels variieren, in effizienterer Weise angepaßt, aufgrund einer besseren stati stischen Mittelung der Leistung, die von den N Signalpfaden angefragt wird. Der Matrix-Leistungsverstärker des Welti- Patentes ist für die Verwendung in Frequenzteilungs-Vielfach zugriff (FDMA)-Anwendungen und gibt die Gelegenheit, die Anzahl der FDMA-Trägerfrequenzen, die in jedem Signalpfad verwendet werden, und somit entsprechend die Leistung, die in jedem Signalpfad benötigt wird, über einen weiten Bereich zu variieren.

Ein Matrix-Leistungsverstärker gemäß dem Welti-Patent enthält eine Butler-Matrix zum Kombinieren einer Anzahl N von Ein gangssignalen, die verstärkt werden sollen, um N unterschied liche Kombinationen der Eingangssignale zu erzeugen. Zusätz lich ist eine Menge von N Leistungsverstärkern vorgesehen, so daß jeder Verstärker eine der Kombinationen verstärkt, um N verstärkte Signale zu erzeugen. Die Matrix-Leistungsverstärker enthalten auch eine Butler-Matrix zum Kombinieren der ver stärkten Signale, um N Ausgaben zu erzeugen, die verstärkte Versionen der ursprünglichen N Eingangssignale sind. Der Vorteil, im Vergleich zu dem einfachen Verstärken der ur sprünglichen N Eingaben in unabhängigen Verstärkern, ist das Vermögen, wenn sie plötzlich benötigt wird, mehr als die Leistung eines einzelnen Verstärkers für einen der N Signal pfade zu bestimmen. Grundsätzlich kann der Matrix-Leistungs verstärker die Summe der Leistungsausgaben aller Verstärker an einen einzelnen Ausgang liefern.

Die Eigenschaften der Kreuzmodulation, erzeugt durch Nichtli nearitäten in einem Matrix-Leistungsverstärker, sind unter schiedlich von denen in einem einzelnen Verstärker. Es kann gezeigt werden, daß Kreuzmodulation dritter Ordnung zwischen Signalen, die jeweils auf die Eingänge I und J der Eingangs- Butler-Matrix eingegeben werden, auf den Ausgangsnummern (2i- j)_N und (2j-i)_N der Ausgangs-Butler-Matrix auftritt. Als ein erster Schritt zum Verringern der Kreuzmodulation in einem Matrix-Leistungsverstärker stellt eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Überschußanzahl von verstärkenden Pfaden zur Verfügung, so daß Ausgänge (2i-j) oder (2j-i) oder ihre entsprechenden Eingänge nicht als gewünschte Signal ausgänge verwendet werden, sondern in belanglosen Lasten enden. Somit wird die Modulation dritter Ordnung zwischen Signalen i und j nicht übertragen werden. Dies erfordert, daß die Anzahl der Butler-Matrix-Eingangs- und -Ausgangsports M größer ist als die Anzahl der zu verstärkenden Signale N, wobei die verbleibenden M - N Signal in belanglosen Lasten enden.

Es ist leicht zu sehen, daß, wenn nur zwei Signale verstärkt werden sollen, das Benutzen der Ports 1 und 2 als Eingänge und Ausgänge dazu führen wird, daß die Kreuzmodulation dritter Ordnung an den Ports 0 und 3 auftritt, die geschlossen sind. Es ist nicht so offensichtlich, wie dies erreicht wird, wenn viele Signale vorliegen. Dieses Problem ist jedoch von Babcock in einem anderen Zusammenhang gelöst. Babcock wollte ein Ver fahren zum Zuordnen von Frequenzkanälen auf einem gleichge teilten Gitter finden, für Signale, die von denselben nichtli nearen Verstärkern verstärkt waren, derart, daß Kreuzmodula tion dritter Ordnung zwischen beliebigen zwei oder drei Signalen nicht in einen Kanal fallen würde, der von einem Signal verwendet wird. Die mathematische Formulierung des Problems ist dieselbe wie für den Matrix-Leistungsverstärker der Erfindung, wobei eine Menge ganzer Zahlen I1, I2, I3 . . . derart gefunden wird, daß Ii + Ik - Ij nicht in der Menge liegt. Die Lösung wird "Babcock-Beabstandung" genannt. Babcock wendet diese ganzen Zahlen an, um unter M Frequenzkanälen für die Übertragung von Signalen auszuwählen. Die vorliegende Erfindung jedoch wendet die Mengen ganzer Zahlen von Babcock an, um unter M räumlichen Ausgabekanälen auszuwählen, die für N gewünschte Signale gewählt werden. Folglich ist die erste Verbesserung gegenüber dem Matrix-Leistungsverstärker des Standes der Technik gemäß der vorliegenden Erfindung, eine größere Matrix als die Anzahl der zu verstärkenden Signale zu benutzten und Eingänge und Ausgänge Signalen zuzuordnen oder nicht, entsprechend der Babcock-Beabstandung oder einer anderen optimalen Zuweisung, so daß sichergestellt wird, daß Kreuzmodulation grundsätzlich aus Ausgängen austritt, denen Signale nicht zugewiesen sind.

Weiterhin gibt es auf dem gegenwärtigen Zellular-Kommunika tionsmarkt eine Betonung darauf, mobile Telefone als kleine, tragbare Einheiten herzustellen, die mit eingesetzten, wieder aufladbaren Batterien arbeiten. Ein Parameter von großem Interesse für den Verwender solcher Telefone ist die Zeit dauer, die bei der Unterhaltung verbracht werden kann, ohne daß man die Batterie wechseln oder neu laden muß. Dieser Parameter ist einfach als die "Sprechzeit" bekannt, die von unterschiedlichen Typen mobiler Telefone angeboten wird. Natürlich ist es möglich, eine längere Sprechzeit anzubieten, indem größere Batterien verwendet werden, jedoch erhöhen die größeren Batterien die Größe und das Gewicht des mobilen Telefons. Daher bemühen sich Gestalter und Erfinder, Vorrich tungen zu konstruieren, die bei einer gegebenen Batteriekapa zität längere Sprechzeiten erreichen. Während einer Unterhal tung ist der Funksender-Leistungsverstärker der vorherrschende Leistungsverbraucher. Der Wirkungsgrad des Verstärkers bei der Umwandlung von Batterieenergie in Funkenergie hat somit einen direkten Einfluß auf die Länge der verfügbaren Sprechzeit für ein zellulares Mobiltelefon.

Zellulare Telefonsysteme wurden zuerst eingeführt, indem Analog-Frequenzmodulation verwendet wurde, um eine Stimme auf ein Funksignal aufzuprägen. Analog-Frequenzmodulation hat den Vorteil, daß ein konstantes Amplitudensignal erzeugt wird, dessen Phasenwinkel sich ändert. Die leistungsfähigsten Übertrager-Leistungsverstärker können für Konstantamplituden signale gebaut werden, die in einem gesättigten Ausgangsmodus arbeiten.

Ursprüngliche zellulare Systeme, die Analog-Frequenzmodulation verwenden, waren auch Duplexgeräte, was bedeutet, daß sie ein Signal in der umgekehrten Richtung empfingen, zur selben Zeit, zu der sie ein Signal senden. Eine Vorrichtung, die als Duplexer bekannt ist, wurde daher benötigt, um sowohl den Sender als auch den Empfänger mit derselben Antenne zu kop peln, so daß Interferenz vermieden wird. Wie es in Fig. 1(a) gezeigt ist, ist die Antenne 12 mit dem Duplexer 16 verbunden, der aus den Filtern 11 und 13 gebildet ist. Der Duplexer 16 steuert dann Signale zu und von dem Leistungsverstärker 10 und dem Empfänger 14, um so Interferenz zu vermeiden. Fig. 1(b) veranschaulicht den Zusatz eines Isolators 15 in dem Sendeweg, der in manchen Fällen verwendet wird, um den Sender gegen Antennenfehlanpassungen zu schützen und/oder den Sender vor anderen Signalen zu schützen, die von der Antenne aufgenommen werden und in den Sender rückgekoppelt werden, was eine unerwünschte Erscheinung verursacht, die als Rück-Kreuzmodula tion bekannt ist. Der Isolator 15 lenkt Signale, die von den Antennenfehlanpassungen reflektiert oder von anderen Quellen erhalten werden, in eine belanglose Last 18 ab. Der Stand der Technik offenbart nicht das Wiedergewinnen von Energie, die in die belanglose Last abgeleitet wurde, um die Sprechzeit von tragbaren Funkgeräten zu erhöhen. Ein Sender-Leistungsverstär ker, wie er in Fig. 1(a) veranschaulicht ist, kann ein einzelner Leistungsverstärker sein.

Ein Sender-Leistungsverstärker kann auch aufgebaut werden, indem zwei ähnliche Verstärker mit geringerer Größe kombiniert werden. Wenn die Verstärkervorrichtungen in Antiphase betrie ben werden und ihre Ausgänge mit einer relativen Phase von 180 Grad kombiniert werden, so daß sich ihre Ausgaben kon struktiv addieren, ist der Verstärker als Gegentaktverstärker bekannt. Manchmal können zwei ähnliche Verstärker 20 und 21 90 Grad außer Phase betrieben werden und ihre Ausgänge werden kombiniert, indem ein 90 Grad- oder Quadraturkoppler verwendet wird, wie es in Fig. 2 veranschaulicht ist. Der Quadratur koppler 23 kann gebildet werden, indem zwei Streifen-Übertra gungsleitungen parallel nahe beieinander betrieben werden. Die Energie wird zwischen diesen Leitungen in einer solchen Weise übertragen, daß ein Signal, das auf einer Leitung von links nach rechts fließt, ein Signal induziert, das auf der anderen Leitung von rechts nach links fließt, jedoch mit einer Phasen verschiebung von 90 Grad. Somit werden zwei Verstärker, die jeweils mit dem linken Ende einer ersten Leitung und dem rechten Ende einer zweiten Leitung verbunden sind, Signale erzeugen, die auf der ersten Leitung von links nach rechts und auf der zweiten Leitung von rechts nach links laufen.

Wenn die Verstärker ungefähr 90 Grad außer Phase betrieben werden, wird das letztendliche Signal, das auf der ersten Leitung fließt, ein Summensignal, und das letztendliche Signal, daß auf der zweiten Leitung fließt, ist ein Diffe renzsignal, das so gestaltet werden kann, daß es Null ist. Der Ausgang der Differenzleitung endet üblicherweise in einer belanglosen Last 24, die normalerweise keine Leistung ver braucht. Praktische Toleranzen der Anpassung zwischen den Verstärkern, die Genauigkeit der Phasenverschiebung, Energie bei harmonischen Frequenzen oder Antennenfehlanpassung an dem Ausgang der Summenleitung kann jedoch zu einem signifikanten Energieverbrauch in dieser belanglosen Last führen. Der Stand der Technik offenbart das Rückgewinnen dieser sonst verlorenen Energie nicht, um die Sprechzeit eines tragbaren Funkgerätes zu verlängern.

Noch eine andere Konfiguration eines Leistungsverstärkers, als ein Feed-Forward-Verstärker (gesteuerter Verstärker) bekannt, kann unter manchen Umständen benutzt werden, in denen lineare Leistungsverstärkung anstelle gesättigter Leistungs verstärker von Klasse C-Verstärkern gewünscht ist. Bei Konfigurationen mit gesteuertem Leistungsverstärker erzeugt ein mehr oder weniger nichtlinearer Verstärker 30 ein Aus gangssignal, das dann korrigiert wird, indem ein Fehlersignal, welches von einem Fehlerverstärker 31 erzeugt wird, zum Aus gangssignal addiert wird, wobei ein Richtungskoppler 32 wie oben beschrieben und wie es in Fig. 3 gezeigt ist, verwendet wird. Ein Signal verlorener Energie, das normalerweise in der belanglosen Last 33 erzeugt wird, entspricht dem unerwünschten Differenzsignal. Das unerwünschte Differenzsignal wird immer erzeugt, wenn zwei unähnliche Signale mit überlappenden Spektren zueinander addiert werden. Wieder offenbart der Stand der Technik nicht das Wiedergewinnen der verlorenen Energie, die von dem Differenzsignal erzeugt wird, um die Sprechzeit zu verlängern.

Zusammenfassung der Offenbarung

Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Mängel des Standes der Technik zu überwinden und eine wirksame Einrich tung zum Verstärken vielfacher Signale auf einen Sende-Lei stungspegel zur Verfügung zu stellen, wobei Leistungssverstär ker verwendet werden, die zum effizienten Verstärken von Signalen konstanter Amplitude ausgelegt sind, so wie Klasse C- Verstärker, wobei hohe Pegel an Kreuzmodulationsprodukten vermieden werden.

Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung offenbart eine Verstärkervorrichtung zum linearen Verstärken eines gewünschten Signals, wobei ein Paar gekoppelter, nichtlinearer Verstärker verwendet wird. Die Verstärkervorrichtung weist Begrenzungseinrichtungen zum Trennen von Amplitudenvariationen von dem gewünschten Signal und zum Erzeugen eines Konstant amplitudensignals, das die Phase des gewünschten Signals trägt, und eines zu der Amplitude in Beziehung stehenden Signals auf. Zusätzlich erzeugt eine Treibersignal-Erzeuger einrichtung zwei Treibersignale, jedes abhängig von dem Konstantamplitudensignal und von dem zu der Amplitude in Beziehung stehenden Signal, so daß jedes Treibersignal von der Phase des gewünschten Signales abhängt und derart, daß die Summe der Quadrate der Amplituden der Treibersignale konstant ist. Schließlich koppelt eine Kopplungseinrichtung die beiden Treibersignale, um zwei Konstantamplitudensignale zum Treiben des Paares nichtlinearer Leistungsverstärker und zum Koppeln der Ausgänge der Leistungsverstärker zu erzeugen, um zwei verstärkte Leistungssignale zu erzeugen, wobei eines von ihnen das linear verstärkte gewünschte Signal und das andere von ihnen ein Signal verlorener Energie ist.

Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft ein Kommunikationssystem, welches eine erste Station mit einer ersten Vielzahl von zweiten Stationen verwendet, wobei eine phasengesteuerte Array-Antenne verwendet wird. Das System weist eine Signalerzeugungseinrichtung zum Erzeugen einer ersten Vielzahl von Signalen für die Übertragung an jeweilige zweite Stationen auf, wobei Funkwellenmodulation verwendet wird. Kombiniereinrichtungen erzeugen dann eine Vielzahl kombinierter Signale, die komplex gewichtete Summen der ersten Vielzahl von Signalen sind, wobei die zweite Vielzahl der Anzahl der Antennen-Arrayelemente entspricht, die entlang einer ersten Dimension der Phasenanordnung angeordnet sind. Zusätzlich erzeugen Treibersignal-Erzeugereinrichtungen von jedem der zweiten Vielzahl der Signale eine dritte Vielzahl von Signalen, deren Zahl unterschiedlichen Gruppen von Elementen entspricht, die entlang einer zweiten Dimension der Phasenanordnung angeordnet sind. Verstärkungseinrichtungen sind vorgesehen, um die zweite Vielzahl von Signalen zu verstärken, wobei die dritte Vielzahl von Signalen jeweilige Sende-Leistungsverstärker verwendet, die so ausgelegt sind, daß sie Konstantamplitudensignale senden. Schließlich ist eine Antenneneinrichtung mit der Verstärkereinrichtung verbunden, so daß erwünschte Signale in gewünschte Richtungen abgestrahlt werden und unerwünschte Signale in andere Richtungen gestreut werden.

Bei einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft die vorliegende Erfindung Verfahren zum Rückantworten einer Vielfalt von TDMA-Signalen von einem Satelliten in einem Satelliten-Kommunikationssystem und insbesondere eine Anord nung der Satelliten-Leistungsverstärker, um so etwas Flexibi lität zum Anheben des Leistungspegels in bestimmten TDMA- Zeitschlitzen zu bieten.

Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die obengenannten Probleme zu überwinden, indem die verlorene Energie zurückgewonnen wird, die von dem Leistungsverstärker erzeugt wird, um die verfügbare Menge an Sprechzeit für ein tragbares, mobiles Telefon zu erhöhen. Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Erhöhen des Energiewirkungsgrades eines Verstärkers, wobei Feed-Forward- (gesteuerte) Linearisierung verwendet wird. Die Vorrichtung weist eine Gleichstrom-Energiequelle auf, die Leistung an den Verstärker gibt, der ein Haupt-Ausgabesignal erzeugt. Ein zweiter Verstärker verstärkt ein Fehlersignal. Ein kombinierendes Netzwerk kombiniert dann das Fehlersignal mit dem Hauptsignal, um ein korrigiertes Summensignal und ein Signal für verlorene Energie zu erzeugen. Schließlich wandelt ein Gleichrichter das Signal für verlorene Energie in einen Gleichstrom um, der zur Gleichstrom-Energiequelle zurückgekop pelt wird, um den letztendlichen Energieverbrauch zu verrin gern.

Genaue Beschreibung der Zeichnungen

Diese und weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden leicht einem Fachmann aus der folgenden Beschreibung deutlich, verwendet zusammen mit den Zeichnungen, in denen:

Fig. 1(a)-(b) eine herkömmliche Leistungsverstärker- Ankopplung an eine Antenne veranschaulichen,

Fig. 2 einen herkömmlichen quadraturgekoppelten Verstärker veranschaulicht;

Fig. 3 einen herkömmlichen gesteuerten Linearisierungsver stärker, an einer Antenne befestigt, veranschaulicht;

Fig. 4 einen überdimensionierten Matrix-Leistungsverstärker gemäß einer Ausführungsform der vorliegenen Erfindung veran schaulicht;

Fig. 5 einen linearen Leistungsverstärker der Klasse C gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschau licht;

Fig. 6 einen N-Kanal-Matrix-Leistungsverstärker veranschau licht, der zwei N Klasse C-Verstärker verwendet, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 7 einen allgemeinen Matrix-Leistungsverstärker der Klasse C gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfin dung veranschaulicht;

Fig. 8 einen Signalgenerator zum Erzeugen phasenmodulierter Treibersignale gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 9 eine zylindrische Anordnung von Spaltantennen und eine Phase oder eine Basisstation veranschaulicht;

Fig. 10 einen Sende-Matrixprozessor gemäß einer Ausführungs form der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 11 ein Blockschaubild eines Wärmereduktionsverfahrens gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 12 ein Blockschaubild der Rückgewinnung reflektierter Leistung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfin dung veranschaulicht;

Fig. 13 eine graphische Darstellung veranschaulicht, die den effektiven Sendewirkungsgrad gegen die Antennenfehlanpassung zeigt, mit und ohne eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 14 in einer graphischen Darstellung den Zuwachs an Sprechzeit veranschaulicht, wobei eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung benutzt wird, um verlorene Energie zurückzugewinnen;

Fig. 15 die Rückgewinnung von verlorener Energie in hybrid gekoppelten Verstärkern gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 16 einen gesteuerten Verstärker mit einem verbesserten Wirkungsgrad gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 17 eine graphische Darstellung des Vielträger-Sendewir kungsgrads gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht;

Fig. 18 eine Gleichrichterschaltung mit einem breiten dynamischen Bereich gemäß einer Ausführungsform der vorliegen den Erfindung veranschaulicht; und

Fig. 19 einen Gleichrichter mit breitem dynamischen Bereich basierend auf Viertelwellentransformatoren veranschaulicht.

Genaue Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen

Ein überdimensionierter Matrix-Leistungsverstärker gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 4 veranschaulicht. Eine Menge von N Eingangssignalen ist mit den Eingangsports einer M + M-Port-Butler-Matrix 40 verbunden, gewählt entsprechend Babcock oder anderer optimaler Beabstan dung. Um das Babcock-Beabstanden anzuwenden, sind die Ports der Butler-Matrix mit wachsenden ganzen Zahlen beziffert, entsprechend der Phaseninkremente, mit denen aufeinanderfol gende Eingangssignale kombiniert an den Ausgängen erscheinen.

Zum Beispiel bezieht sich der Port 0 auf den Butler-Matrix- Ausgang entsprechend der Summe der Eingangssignale ohne Phasenverschiebung. Port 1 bezieht sich auf den Ausgang entsprechend der Summe von Eingangssignalen mit einer zuneh menden Phasenverschiebung in der Reihe 0, d Φ, 2d Φ, 3d Φ usw. Port 2 entspricht Phasenverschiebungen 0, 2d Φ, 4d Φ, 6d Φ . . . usw. Die M Ausgänge der Butler-Matrix 40 werden in nichtlinea ren Leistungsverstärkern 42 verstärkt. Verstärkerausgaben werden kombiniert, wobei eine ähnliche Butler-Matrix 44 mit M + M Ports verwendet wird, und die N Babcock-beabstandeten Ausgangsports liefern gewünschte verstärkte Signale, während die verbleibenden M - N Signale in belanglosen Lasten 46 enden, um unerwünschte Kreuzmodulation als Wärme oder Energie zu dissipieren.

Ein extremer Fall des Obigen tritt auf, wenn die nichtlinearen Leistungsverstärker 42 gesättigte Klasse C-Verstärker sind. Das Ausgangssignal eines Klasse C-Verstärkers ist nur durch seine momentane Phase gekennzeichnet, so daß das allgemeine Problem dahingehend formuliert werden kann, M Phasen zu finden, die zu den N beliebigen Signalen führen, die so nahe wie möglich angenähert werden, wobei Kreuzmodulation und Verzerrung zu M - N geschlossenen Ports geleitet werden. Dieses Problem wird bei der vorliegenden Erfindung gelöst, indem realisiert wird, daß, um N beliebige Ausgangssignale zu definieren, 2N Freiheitsgrade nötig sind, da die beliebigen Signale sowohl einen reellen als auch einen imaginären Teil haben. Somit, wenn jedes Eingangssignal sich nur in der Phase ändern kann, hat es nur einen Freiheitsgrad, und 2N müssen spezifiziert werden, um die N beliebigen Signale zu syntheti sieren.

Folglich ermöglicht es ein 2N-Kanal-Matrix-Leistungsverstär ker mit einer Butler-Matrix mit 2N + 2N Ports, die seine Ausgänge kombiniert, daß N verstärkte Ausgangssignale exakt an N der Ausgangsports der Butler-Matrix reproduziert werden, wobei die gesamte Kreuzmodulation an den anderen N Ports gesammelt wird, die in belanglosen Lasten enden, vorausge setzt, daß ein Verfahren zum Ableiten von 2N in der Phase variierenden oder konstant einhüllenden Signalen gefunden werden kann, so daß ausgewählte N Kombinationen, die von der Butler-Matrix erzeugt werden, gleich den N gewünschten Signalen sind.

Ein Verfahren ist es, N Konfigurationen von Konstantamplitu den-Verstärkerpaaren zu verwenden, um jedes der N Signale mit variierender Amplitude zu verstärken. Jedes Verstärkerpaar in dieser Anordnung wird mit einem Paar Konstantamplitudensignale betrieben, mit einer mittleren Phase, die gleich der eines gewünschten Signals ist, und einer Phasendifferenz, die gleich dem Zweifachen des ARCUS COSINUS des Verhältnisses der momen tanen gewünschten Signalamplitude zu ihrer Spitzenamplitude ist. Ein Hybridverbindung kann dann verwendet werden, um die Summe und Differenz der Ausgangssignale des Verstärkerpaars zu bilden, wobei die Summe die gewünschte Phase und Amplitude hat und die Differenz in einer belanglosen Last endet oder einer Rückgewinnungstechnik für verlorene Energie unterworfen wird, die weiter unten beschrieben werden wird.

Fig. 5 veranschaulicht einen linearen Leistungsverstärker, der Klasse C verwendet, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Ein logarithmischer Verstärker/Detek tor 21 kann, wenn dies zweckmäßiger ist, bei einer niedrige ren, Zwischenfrequenz arbeiten als der, die von den Leistungs verstärkern verstärkt wird. In diesem Fall wird ein optionaler Aufwärtswandler, der aus einem lokalen Oszillator 53, einem Mischer 54 und einem selektiven Filter 55 besteht, verwendet, um die Zwischenfrequenz auf die Endfrequenz zu wandeln. Sonst kann der Verstärker 21 im Prinzip direkt mit der Endfrequenz arbeiten, und der Aufwärtswandler 23 kann weggelassen werden.

Der Verstärker 21 ist von einem bekannten Typ und erzeugt ein streng begrenztes Ausgangssignal, das Phaseninformation erhält, dessen Amplitudenvariationen jedoch ausgeschaltet sind. Die Amplitudenvariationen des Eingangssignal werden durch den fortschreitenden Erfassungsprozeß des logarithmi schen Verstärkers in ein Signal kodiert, das proportional zu dem Logarithmus der Amplitude ist, das, nach optionaler Tiefpaßfilterung in dem Tiefpaßfilter 60, an einen Funktions generator gegeben wird. Der Funktionsgenerator 62 wandelt das zeitlich variierende log-Amplitudensignal in zwei zeitlich variierende Signale, die mit COSθ und SINθ bezeichnet sind, um anzugeben, daß die Summe ihrer Quadrate immer 1 ist. COSθ ist gleich dem Verhältnis der momentanen Amplitude zur Spitzen amplitude, oder, ausgedrückt in Termen von log-Amplituden, ist es der Numerus der Differenz zwischen der momentanen log- Amplitude und der Spitzen-log-Amplitude. Die Spitzen-log- Amplitude kann entweder von dem Funktionsgenerator 62 über eine ausreichend lange Zeitdauer bestimmt werden oder von außen mittels einer "SKALEN"-Eingabe gesetzt werden. Die SINθ- Funktion ist lediglich √.

Eine Möglichkeit zum Implementieren eines solchen Funktionsge nerators ist es, LOG(A) zu digitalisieren und dann Digitalsig nal-Verarbeitungsschaltungen zu verwenden, die Funktions- Nachschlagetabellen umfassen. Analoge Mittel können jedoch auch verwendet werden, wobei Dioden- oder Transistor-Netzwerke benutzt werden, die eine stückweise lineare Approximation für die gewünschten Funktionen synthetisieren.

Bei der digitalen Implementierung wird das LOGAMPLITUDEN- Signal abgenommen und mit einer Rate digitalisiert, die wenigstens gleich der gesamten Signal-Bandbreite ist. Das SKALEN-Signal wird auf die Spitze des LOGAMPLITUDEN-Signals eingestellt und davon subtrahiert, um einen Wert zu erzeugen, der gleich dem LOG des Verhältnisses der momentanen zur Spitzenamplitude ist. Dieser Wert ist immer negativ, kann jedoch komplementiert werden, um einen digitalen Wert zu erzeugen, der immer positiv ist. Dieser binäre Wert zwischen 000 . . . 000 und 111 . . . 111 wird dann als die Adresse für eine zuvor berechnete Tabelle entsprechender cos(θ) und sin(θ)- Werte verwendet. Die Werte werden vorberechnet, wobei die Formel θ = 2 ARCUS COSINUS [EXP(- λA)] verwendet wird, wobei A die Adresse ist und λ ein geeigneter Skalierungswert ist, abhängig von der Anzahl der Bits der Adresse, und ihre Bedeutung ist es, den sich ergebenden d-Wert gleich dem Zweifachen des ARCUS COSINUS des Verhältnisses der momentanen zur Spitzenamplitude zu machen. Die digitalen cos(θ)- und sin(θ)-Werte werden dann in Analogspannungs-Wellenformen umgewandelt, wobei D/A-Wandler und Tiefpaßfilter benutzt werden.

Die COSθ- und SINθ-Funktionen werden verwendet, um das Konstantamplitudensignal, das von dem logarithmischen Verstär ker 50, dem Tiefpaßfilter 51 und, wenn verwendet, dem Auf wärtswandler 52 geliefert wird, zu multiplizieren. Der Multiplizierer 58 wendet tatsächlich wieder die Amplituden modulation, die von dem hart begrenzenden Verstärker 50 entfernt worden war, auf dem oberen Kanal an, während eine komplementäre Amplitudenmodulation beim unteren Kanal angewen det wird, so daß die Summe der Quadrate der neuen Amplituden A1 und A2 Eins ist. Dies geschieht durch Auswahl der Funktio nen COSθ und SINθ, deren Summenquadrat automatisch Eins ist. Die neuen Signale von den Multiplizierern 58 sind A1·EXP(jΦ) und A2·EXP(jΦ), wobei Φ die Phase des ursprünglichen Ein gangssignales ist. Diese beiden Signale werden kombiniert, indem ein Quadraturkoppler 56 an den Eingängen des Klasse C- Leistungsverstärkers verwendet wird, um (A1+jA2)EXP(jΦ) und (A2+jA1)EXP(jΦ) zu erzeugen. Da die Summe der Quadrate des reellen und imaginären Teils derselben durch Gestaltung Eins sind, empfangen die Klasse C-Leistungsverstärker 57 Treiber signale mit konstanter Amplitude, so daß sie bei maximalem Wirkungsgrad arbeiten. Die gesamte Kette der Komponenten, die bis zu dem Quadraturkoppler 56 beschreiben worden ist, ist für die Integrierung auf einem kleinen, billigen Siliziumchip mit einer Größe von nur 3 mm × 3 mm geeignet.

Die beiden angepaßten Klasse C-Leistungsverstärkerstufen 57 verstärken ihre jeweiligen Konstantamplitudensignale und kombinieren ihre Ausgaben neu, indem der zweite der Koppler 56 verwendet wird. Eine Ausgabe des Kopplers 56 ist GA1·EXP(jΦ), während die andere Ausgabe des Kopplers 56 GA2·EXP(jΦ) ist, wobei G der Verstärkungsfaktor ist. Die erste Ausgabe ist das gewünschte Ausgangssignal, das das ursprüngliche Eingangssig nal und seine Phasen- und Amplitudenvariationen darstellt. Die zweite Ausgabe ist ein Signal verlorener Energie, das entweder als Wärme in einer belanglosen Last 61 dissipiert wird oder dem Rückgewinnungsprozeß für verlorene Energie unterworfen wird, wie er unten beschrieben wird. Es wird verstanden werden, daß durch Verwenden der obigen Technik die Spitzen leistung des Ausgangssignales auf die Summe der Leistungen der beiden Klasse C-Leistungsverstärker 57 begrenzt ist.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfin dung werden N Signale definiert, die die N + N-Port-Butler- Matrix-Kombinationen von N Signalen, die verstärkt werden sollen, sind. Dies kann durchgeführt werden, wenn gewünscht, durch digitale Signalverarbeitung, wobei eine schnelle Walsh- Transformation benutzt wird. Dann wird jedes der N transfor mierten Ausgangssignale verstärkt, indem es in ein Paar Vektoren mit konstanter Amplitude umgewandelt wird, wobei zum Beispiel die Technik verwendet wird, die in Fig. 5 veran schaulicht ist, welche verstärkt werden, wobei 2N Klasse C- Leistungsverstärker verwendet werden. Die 2N-Leistungsverstär kerausgaben werden dann zu Paaren kombiniert, um N erwünschte Signale und N Signale verlorener Energie zu erzeugen, und die N erwünschten Signale werden neu kombiniert, wobei eine N + N- Port-Ausgangs-Butler-Matrix verwendet wird. Die N Signale verlorener Energie können in belanglosen Lasten enden, die unerwünschte Kreuzmodulation als Wärme, Licht oder andere elektromagnetische Strahlung dissipieren oder einem Rückgewin nungsprozeß für verlorene Energie ausgesetzt werden, wie er unten beschrieben werden wird.

Der Vorteil des obigen ist, daß irgendein Signal am Ausgang zeitweilig einen Pegel erreichen kann, der gleich der Summe aller 2N Verstärkerausgangsleistungen ist, falls benötigt. Dieses Anordnung ist in Fig. 6 gezeigt.

N Eingangssignale werden in einer N + N-Port-Eingangs-Butler- Matrix 70 kombiniert, um N Ausgangssignale zu erzeugen. Diese werden in Treibersignalteilern 71 in TREIBER- und KOMPLEMEN TÄRE TREIBER-Signale aufgeteilt, entsprechend der oben beschriebenen Prozedur, so daß jedes Signal ein Konstant amplitudensignal ist. Diese Konstantamplitudensignale können mit hohem Wirkungsgrad durch die N Paare der Klasse C-Lei stungsverstärker 72 verstärkt werden, deren Ausgänge dann paarweise in Kombinierern 73 kombiniert werden, um N erwünsch te Signale und N Signale verlorener Energie zu erzeugen. Die Signale verlorener Energie werden in belanglosen Lasten 74 als Wärme dissipiert, während die N erwünschten Signale in der Ausgangs-Butler-Matrix 75 neu kombiniert werden, um die ursprünglichen N Eingangssignale mit einem verstärkten Leistungspegel zu erzeugen. Als ein Ergebnis werden uner wünschte Kreuzmodulationsprodukte als Wärme, Licht oder andere elektromagnetische Strahlung in belanglosen Lasten 74 dissi piert.

Die Kombination von paarweisen Kombinierern 74 und der N + N- Port-Butler-Matrix 75 kann als ein 2N + 2N-Port-Kombinations netzwerk mit 2N Eingängen (von den 2N Klasse C-Leistungsver stärkern 72) und 2N Ausgängen (von denen N in belanglosen Lasten enden) erkannt werden. Es ist tatsächlich ein Teilauf bau einer 2N + 2N-Port-Butler-Matrix, der vereinfacht worden ist, indem Stufen weggelassen werden, die lediglich die Neukombination von Signalen verlorener Energie unnötigerweise beenden. Im allgemeinen braucht die kombinierende 2N + 2N Ausgangsmatrix einer solchen Vorrichtung nicht eine volle Butler-Matrix zu sein, sondern kann auf ihre schnelle Walsh- Transformations-Äquivalenz durch Weglassen fraktionaler Phasenschieber oder Aufteilung in Gruppen kleinerer Transfor mationen vereinfacht werden. Im allgemeinen ist es wünschens wert, daß wenigstens die erwünschten Ausgangssignale als Kombinationen aller Leistungsverstärkersignale gebildet werden, so daß eine maximale Flexibilität vorliegt, um die Ausgangsleistung jedes Signals bis hinauf zu der Summe aller der Leistungen der Leistungsverstärker zu variieren, sollte dies unmittelbar nötig werden.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfin dung kann der oben beschriebene Prozeß verwendet werden, um die Ausgangsleistung in bestimmten Zeitschlitzen zu erhöhen, die zur Übertragung von Paging-Rufen an mobile Telefone benutzt werden, um die Wahrscheinlichkeit des Empfangs zu erhöhen.

In einem TDMA-System wird jedes Kommunikationssignal einem Teil einer Zeit-Multiplex-Rahmendauer, ein Zeitschlitz genannt, auf einer allgemeinen Trägerfrequenz zugeordnet. In einem TDMA-System kann es wünschenswert sein, die Flexibilität zu haben, den Leistungspegel in bestimmten Zeitschlitzen anzuheben. Ein höherer Leistungspegel kann zum Beispiel benötigt werden, um mit einem mobilen Grundgerät zu kommuni zieren, das zeitweilig unter einer Signaldämpfung aufgrund von Gebäuden, Bäumen oder einem anderen Objekt leidet. Ein höherer Leistungspegel kann auch wünschenswert in den Zeitschlitzen sein, die zum Übertragen von Paging-Nachrichten an mobile Geräte verwendet werden, um den Empfang sicherzustellen, wenn ihre Antennen in einer eingezogenen Position sind.

Diese Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist eine Mehrfach-Satellitenrichtantenne auf, um die auf der Erde be strahlte Fläche in Zellen zu teilen. Ein Matrix-Leistungsver stärker ist mit einem Ausgang entsprechend jedem Antennen richtstrahl versehen und besteht aus einer Vielzahl von Leistungsverstärkern, die mittels Butler-Matrizen an ihren Ausgängen verbunden sind, um jedes Strahlsignal zu liefern. Einrichtungen sind auch zum TDMA-Modulieren vorgesehen, um den Leistungspegel der Treibersignale auf einer Basis von Zeit schlitz zu Zeitschlitz zu variieren. Einrichtungen sind auch vorgesehen, um Übertragung auf Gruppen unbenutzer Zeitschlitze zu verhindern, bei irgendeinem TDMA-Signal, so daß verfügbare Leistungsverstärkerleistung während der Zeitdauer aufgenommen werden kann, indem die Treibersignale in einem anderen Strahl erhöht werden. Die Einrichtungen für die TDMA-Modulation und die Leistungsänderung sind bevorzugt auf dem Boden angeordnet. Eine Bodenstation weist die notwendige Signalerzeugung für jedes Strahlsignal auf und überträgt diese an den Satelliten. Darüberhinaus können die Matrix-PA-Eingangs-Butler-Matrix- Kombinierer auch bevorzugt auf dem Boden angeordnet werden, so daß die Bodenstation bereits kombinierte Treibersignale zum direkten Treiben jedes der Leistungsverstärker erzeugt, und diese Signale werden zu dem Satelliten mittels kohärenter Zubringerverbindungen übertragen, wie sie in der US-Patent anmeldung Nr. 08/179,983 mit dem Titel "A Cellular/Satellite Communications System With Improved Frequency Re-use (Ein Zellular/Satelliten-Kommunikationssystem mit verbesserter Frequenzneunutzung)", am 11. Januar 1994 eingereicht, offen bart ist, die ausdrücklich durch Bezugnahme aufgenommen ist.

In dem Fall, daß einer oder zwei Zeitschlitze in jedem Strahl für einen Paging/Ruf-Kanal mit höherer Leistung als einem Verkehrskanal zugeordnet ist, werden die Zeitschlitze bewußt zwischen den N unterschiedlichen Ausgängen gestaffelt, so daß nicht zwei Ausgänge in demselben Zeitschlitz hohe Leistung anfordern. Auf diese Weise kann ein großer Leistungszuwachs, etwa mit einem Faktor Zehn, in einem Signalpfad zu einer Zeit erreicht werden, ohne zuviel der gesamten verfügbaren Leistung der Leistungsverstärker abzuziehen.

In der allgemeinen Formulierung der Klasse C-Matrix-Leistungs verstärker sollten Treibersignale für 2N Konstantamplituden- Leistungsverstärkerstufen aufgebaut werden, um N Signale mit einer gewünschten Amplituden- und Phasenmodulation an N der Ausgangsports eines 2N + 2N-Port-Ausgangs-Kombinationsnetzwer kes und weiter N Signale verlorener Energie an den anderen N Ausgangsports zu erzeugen, die in belanglosen Lasten als Hitze dissipiert werden können oder einem Wiedergewinnungsprozeß für verlorene Energie unterworfen werden können, der nun mit Bezug auf die Fig. 7 offenbart werden wird.

Eine vollständig allgemeine passive kombinierende Struktur 80 kombiniert die Ausgänge der 2N Leistungsverstärkerstufen 82, um N erwünschte Signale und N unerwünschte Signale, die in belanglosen Lasten 81 als Wärme oder Licht dissipiert werden, zu erzeugen. Bei einer Satellitenanwendung kann dies Letztere durch die Verwendung von Glühfadenlampen als die belanglosen Lasten erreicht werden, und das sich ergebende Licht kann zurück auf die Solarzellenanordnung fokussiert werden. Das passive kombinierende Netzwerk kann die bekannte Butler-Matrix des Standes der Technik sein oder eine reduzierte Butler- Matrix, die gebildet ist, indem das Kombinieren von Signalen verlorener Energie weggelassen wird, oder eine vereinfachte Butler-Matrix entsprechend einer Struktur mit schneller Walsh- Transformation im Gegensatz zu der üblichen FFT-Struktur.

Die allgemeine kombinierende Struktur kann als 2N mal 2N Matrix mit komplexen Koeffizienten Cÿ dargestellt werden. Die komplexen Koeffizienten Cÿ beschreiben sowohl die Phase als auch die Größe einer Signalspannungs- oder -stromübertragung vom Leistungsverstärker Nummer j zum Ausgangsport Nummer i. Somit können die N gewünschten Ausgangssignale ausgedrückt werden als, wobei GAIN die erwartete Verstärkung durch die Vorrichtung ist,

Diese Gleichungen haben N komplexe (2N reelle) Bedingungen, die erfüllt werden müssen (die N reellen und N imaginären Teile der gewünschten Signale Si), und 2N Freiheitsgrade (die 2N Phasen θj). Jedoch erschwert die nichtlineare Natur dieser Gleichungen ihre direkte Lösung für die Phasen jθ. Statt dessen werden bei der vorliegenden Erfindung die Gleichungen diffe renziert, um einen Satz linearer Gleichungen für die Änderungen in den Phasen Dθj zu erhalten, die benötigt werden, so daß die gewünschten Signale Si sich aus ihren vorangehenden Werten S(k-1) in ihre neuen beabsichtigten Werte S(k) ändern werden. Somit erhalten wir:

S(k) - S(k-1) = jGAIN·C.T·dT

wobei C die Abkürzung für die Koeffizientenmatrix ist, und T ist die Diagonalmatrix

und dT ist ein Vektor der 2N Phasenänderungen, die gefunden werden sollen.

Wenn man das Produkt jGAIN.C·T als komplexe N mal 2N-Matrix U bezeichnet und die Differenz zwischen aufeinanderfolgenden Signalwerten S(k)-S(k-1) als dS, wird die folgende Gleichung erhalten:

U · dT = dS

Die komplexe N mal 2N-Matrix U kann als eine reellwertige 2N mal 2N-Matrix angesehen werden, wenn die N × 2N reellen Koeffizienten URÿ mit den N × 2N imaginären Teilen UIÿ nach dem folgenden Muster zeilenmäßig verschachtelt werden:

In ähnlicher Weise umfassen die N komplexen dS-Werte 2N reelle Werte und können als ein reeller Vektor mit 2N Punkten angesehen werden, in dem reelle und imaginäre Teile vertikal miteinander verschachtelt werden. Somit sind die N komplexen Gleichungen U·dT = dS tatsächlich 2N reelle Gleichungen, die in einfacher Weise durch einen Lösungsprozeß für reelle Gleichungen gelöst werden und ergeben

dT = U^-1 · dS

Die dT-Werte, die so gefunden werden, werden zu den entspre chenden θ-Werten addiert, um neue θ-Werte zu erhalten. Diese können benutzt werden, um neue Werte für EXP(jθ) zu berechnen, die die erforderlichen Treibersignale für die Leistungsver stärker sind. Dieses Umwandlung von θ-Werten in Treibersignale kann stattfinden, indem einfach digitalisierte θ-Werte an eine COS/SIN-Nachschlagetabelle oder einen ROM gegeben werden, um Werte für COS(θ) und SIN(θ) zu erhalten, die die reellen und imaginären Teile von EXP(jθ) sind. Die numerischen Werte von COS(θ) und SIN(θ) werden dann D/A-gewandelt und verwendet, um einen Quadraturmodulator zu treiben, um das Funkfrequenz- Treibersignal wie in Fig. 8 gezeigt zu erzeugen, was in Einzelheiten unten erläutert werden wird. Da die moderne Technologie in der Lage ist, D/A-Wandler geeigneter Präzision (z. B. 8 Bit) zu bauen, die mit 1000 Megamomentanwerten pro Sekunde arbeiten können, ist eine digitale Implementierung praktisch für alle praktischen Bandbreiten verwendbar.

Die neuen d-Werte und die C-Matrix können verwendet werden, um die S-Werte zu berechnen, was tatsächlich durch die Lineari sierungsnäherung der Differenzierung erreicht wird. Als Alternative können die erreichten S-Werte als die gewünschten Signalausgaben gemessen werden. Immer sind es die tatsächlich erhaltenen Werte von S, die als S(k-1) verwendet werden, um die Differenzen dS mit dem nächsten gewünschten Satz von Momentanwerten S(k) zu bilden. Auf diese Weise pflanzen sich Fehler nicht fort und sind begrenzt. In dem Fall, daß gemes sene S-Werte von dem nächsten Satz gewünschter Werte S(k) subtrahiert werden, kann das System als kartesische Rückkopp lung mit N Kanälen beschrieben werden. Kartesische Rückkopp lung ist eine bekannte Technik zum Verringern der Verzerrungen bei einem quasilinearen Leistungsverstärker durch Verwenden eines Signalabschätzungsdemodulators, um die erhaltenen komplexen Werte eines Signales am Ausgang eines Leistungsver stärkers zu messen und sie mit gewünschten Werten zu verglei chen, um Fehlerwerte zu erzeugen. Die Fehlerwerte werden integriert und in einen Quadraturmodulator gespeist, um neue Werte der Leistungsverstärker-Treibersignale zu erzeugen, die bewirken werden, daß der Leistungsverstärker genauer die gewünschten komplexen Signalausgaben liefert. Ein vorteilhaf tes Verfahren für das obige ist in der US-Patentanmeldung Nr. 08/068,087 mit dem Titel "Selfadjusting Modulator (Selbstein stellender Modulator)" beschrieben, die hierin durch Bezugnah me aufgenommen ist. In dem Fall des obigen erfinderischen Matrix-Leistungsverstärkers ist das Rückkoppeln gemessener komplexer Werte der N Ausgangssignale, um so den nächsten Satz komplexer Werte besser zu erhalten, eine Form der kartesischen Rückkopplung zum Korrigieren von Signalmatrizen anstelle von einzelnen komplexen Signalwerten.

Indem die neuen dS-Werte in der oben beschriebenen Weise bestimmt werden, werden die neuen d-Werte mit der C-Matrix verwendet, um die neue U-Matrix zu bestimmen. Ein vereinfach ter Weg, diese Funktion durchzuführen, ist zu bemerken, daß die Wirkung des Addierens von Dθ1 zu Dθ2 darin bestehen wird, die vorangehenden Werte von U1j um einen Winkel Dθ1 zu drehen, was einen Übergang eines Bruchteiles ihrer imaginären Teile in ihre reellen Teile und umgekehrt bewirkt. Für kleine Werte von Dθ ermöglicht dies, daß die U-Matrix ohne Vervielfachen aktua lisiert wird. Die Dθ-Werte können immer klein gehalten werden, indem aufeinanderfolgende Momentanwerte S (k-1), S (k), S (k+1) . . . gewählt werden, die zeitlich ausreichend eng beabstandet sind. Eine Hochgeschwindigkeits-Digitallogikmaschine oder ein Computer kann ins Auge gefaßt werden, um diese Berechnungen in Realzeit durchzuführen, um kontinuierliche Treiberwellenformen an die Leistungsverstärkerstufen mehrerer MHz-Bandbreite zu geben. Für eine Satellitenanwendung ist solche Maschine bevorzugt auf dem Boden angeordnet, und die sich ergebenden Treiberwellenformen werden nur zu dem Satelliten über 2N wechselweise kohärrente Zubringerverbindungen weitergegeben, wie sie in der US-Patentanmeldung Nr. 08/179,953 mit dem Titel "A Cellular/Satellite Communications System With Improved Frequency Re-use (Ein Zellular/Satelliten-Kommunikationssystem mit verbesserter Frequenzneunutzung)", eingereicht am 11. Januar 1994, offenbart sind, die hierin durch Bezugnahme ausdrücklich aufgenommen ist.

Die Anordnung zum Berechnen der Phasensignale ist in Fig. 8 veranschaulicht. Ein Differenzrechner 100 berechnet die Differenz zwischen der letzten Näherung für die gewünschten Signale zum Zeitpunkt k-1 und die neuen Signal-Momentanwerte Si zum Zeitpunkt k. Die N komplexen Differenzen werden in einen Matrixrechner 102 eingegeben, der sie mit einer inversen U-Matrix multipliziert, um 2N Delta-Phasenwerte zu erhalten. Die Delta-Phasenwerte werden in 2N Phasenakkumulatoren 204 gesammelt, um 2N θ-Werte zu erzeugen, die in COSINUS- und SINUS-Werte umgewandelt, wobei COS/SIN-ROMs 106 verwendet werden, und dann D/A gewandelt werden, wobei Digital-Analog Wandler 108 verwendet werden. Die sich ergebenden 2N I, Q- Signale, werden an 2N Quadraturmodulatoren geleitet, die die Signale auf die gewünschte Funkträgerfrequenz aufprägen, um die Signale EXP(jθ) zu erhalten, die in Fig. 7 angegeben sind, zur Verstärkung durch die Konstantamplituden-Leistungs verstärker.

Eine vereinfachte Alternative liegt vor, wenn die weiterzuge benden Signale Si Funksignale sind, die mit digitalen Infor mationsströmen moduliert sind. Wenn die Informationsströme auf jedem der Signalpfade symbol- oder bitsynchron sind, dann hängen die Wellenformen Si zu jedem Zeitpunkt von einer begrenzten Anzahl vergangener und zukünftiger Bits ab, entsprechend dem Verschmieren, das von der Impulsantwort des Prämodulationsfilterns erzeugt wird. Als Grenzwert kann ein S- Wert im Zentrum eines Symbols wenigstens von nur dem Symbol abhängen. Bei binärer Signalgebung kann das Signal nur einen von zwei Werten, 0 oder 1 annehmen, entsprechend einem Si von +1 oder -1 mit geeigneter Skalierung auf die gewünschte Ausgangsleistung und -frequenz. Für einen Matrixleistungsver stärker begrenzter Größe, zum Beispiel mit 16 Kanälen, bedeutet dies, daß es nur 2¹⁶ = 65536 unterschiedliche Vektoren S geben kann, wenn bitmittig der Momentanwert genommen wird. Die 2N Werte von θ entsprechend jedem dieser S Vektoren können vorberechnet und in einem vernünftig bemesse nen ROM gespeichert werden und können abgerufen werden, wenn sie benötigt werden, indem die gegenwärtigen 16 Bits auf den 16 Kanälen als eine Adresse aufgegeben werden. Aus praktischen Zwecken kann ein zweckmäßiges Formgeben der Datenübergänge von einer Bitperiode zu der nächsten, um das Spektrum zu steuern, erhalten werden, indem mittels Interpolation ein glatter Übergang zwischen diesen Sätzen von θ-Werten vorgenommen wird. Wenn somit ein spezieller θ-Wert für einen gegenwärtig gültigen Satz von 16 Bit, die übertragen werden, 130 Grad war, und ein nächster Wert -170 Grad war, würde der θ-Wert vom alten Wert zu dem neuen mittels der Sequenz 135, 140, 145, 150, 155, 160, 165, 170, 175, 180, -175, -170 bewegt werden, wobei angemerkt wird, daß der kürzeste Weg genommen wird. Ein θ-Wert, der sich weniger weit bewegen müßte, würde dieselbe Anzahl kleiner Schritte vornehmen. Bei jedem Schritt würden die Werte THETA über COS/SIN-ROMs und D/A-Wandler auf einen Quadraturmodulator aufgegeben werden, um sie in die gewünsch ten Funkfrequenz-Treibersignale für die Leistungsverstärker umzuwandeln.

Das allgemeine Prinzip der vorliegenden Erfindung zu Erhalten von Vielkanal-Linearsignalverstärkung, wobei nichtlineare und selbst gesättigte Leistungsverstärkerstufen verwendet werden, ist nun zusammen mit einer Anzahl von Implementierungen beschrieben worden. Das Ziel der vorliegenden Erfindung, die Übertragung unerwünschter Kreuzmodulationssignale zu verrin gern, die durch die Nichtlinearitäten der Leistungsverstärker erzeugt werden, wird durch die Wahl von Treibersignalen in einer gekoppelten Leistungsverstärkeranordnung derart er reicht, daß unerwünschte Kreuzmodulation auf einen Ausgang gerichtet ist, der für die erwünschte Signalübertragung nicht verwendet wird, wobei die unerwünschte Energie als Wärme oder Licht in einer belanglosen Last dissipiert werden kann oder einer Wiedergewinnungsprozedur für verlorene Energie unterwor fen wird.

Bei einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden Verstärkerausgaben nicht kombiniert, bevor sie einer Mehrfach-Richtantenne zugeführt werden, sondern werden statt dessen direkt zu den Elementen einer Antennenanordnung geführt. Fig. 9 veranschaulicht die Verwendung einer zylin drischen Anordnung von Schlitzantennen, wie sie für eine phasengesteuerte Array-Basisnstation benutzt werden könnte, wie sie in der US-Patentanmeldung Nr. 08/179,953 mit dem Titel "A Cellular/Satellite Communications System With Improved Frequency Re-use (Ein Zellular/Satelliten-Kommunikationssystem mit verbesserter Frequenzneunutzung) offenbart ist, die hierin durch die obige Bezugnahme aufgenommen ist. In einer solchen Phasenanordnung wird eine Anzahl von Antennenelemen ten, so wie 8 horizontale Kolonnen um den Zylinder und 20 vertikale Kolonnen, für das Senden oder Empfangen von Signalen von mobilen Funktelefonen verwendet. Zur Übertragung können die Elemente in jeder der vertikalen Kolonnen in Phase von dem Ausgang eines einzelnen Leistungsverstärkers durch Verwendung eines passiven Leistungsteilers mit 20 Wegen getrieben werden. Als Alternative kann jedes Element mit seinem eigenen kleine ren Leistungsverstärker (mit 1/20 der Ausgangsleistung) ausge stattet werden, und die 20 Verstärker in jeder Kolonne werden in Phase getrieben, wobei dasselbe Treibersignal verwendet wird.

Jede Kolonne erzeugt somit Strahlung, die in der vertikalen Ebene fokussiert ist, jedoch noch über einen recht breiten Azimut gestreut ist. Wenn die Strahlung von allen acht Kolonnen berechnet wird, wird jedoch durch geeignete Wahl relativer Amplitude und Phase zwischen den acht Kolonnen das Fokussieren in der Azimut-Ebene ebenso erzeugt, so daß das horizontale Strahlungsmuster verengt und die Richtungsverstär kung erhöht wird.

Wenn eine der obigen Anordnung zum Übertragen vielfacher Signale in jeweils einer unterschiedlichen gewünschten Richtung verwendet wird, weist das Signal für jede Spalte die Summe unterschiedlicher Signale mit einem geeigneten Satz von Amplituden- und Phasen-Gewichten (komplexwertig) für diese Kolonnen auf. Zum Beispiel können die Signale S1, S2, S3 . . . für die acht Kolonnen aus den Signalen T1, T2, T3 gebildet werden, die wie folgt übertragen werden:

S1 = 0,5jTl + (0,7+0,1j)T2
S2 = T1 + (0,6+0,3j)T2 + 0,5jT3
S3 = 0,5jT1 + (0,1+0,4j)T2 + T3 + (0,1+0,6j)T4
S4 = (-0,1-0,2j)T2 + 0,5jT3 + (0,9-0,1j)T4 . .

usw., wobei j = √ eine um 90 Grad phasengeänderte Kom ponente anzeigt.

Es ist ersichtlich, daß das zu verstärkende Signal Si für Anwendung auf eine Kolonne von Elementen die komplexgewichtete Summe der unabhängigen Signale T1, T2 usw. aufweist. Somit muß der Verstärker oder müssen die Verstärker für die Kolonne zuverlässig nicht nur ein einzelnes Signal reproduzieren (das ein Konstantamplitudensignal wie bei analoger FM gewesen sein könnte), sondern die Summe unabhängiger Signale, die nicht ein Konstantamplitudensignal ist. Somit ist in den Phasenanord nungs-Basisstationen des Standes der Technik die Verwendung von Linearverstärkern, die sowohl die Amplituden- und Phasen variationen des zusammengesetzten Treibersignals reproduzie ren, erforderlich. In dem US-Patent Nr. 3,917,998 an Welti, ist die Verwendung einer gekoppelten Matrix von Leistungsver stärkern offenbart, mit der Eigenschaft, daß kein einzelner Verstärker notwendigerweise die Spitzenleistung erzeugen muß, die irgendein Antennenelement oder ein Zubringer erfordern darf; jedoch war die Möglichkeit des Verwendens von Konstant amplituden-Leistungsverstärkern nicht offenbart. Bei einer vorangehenden Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Möglichkeit des Verwendens von Klasse C- oder Konstant amplituden-Leistungsverstärkern in einer gekoppelten Matrix offenbart, durch Überdimensionieren der Matrix um einen Faktor von wenigstens Zwei relativ zu der Anzahl unabhängig spezifi zierbarer verstärkter Ausgangssignale, die gewünscht werden. Die vorangehende Ausführungsform bestand aus einer Anzahl von wenigstens 2N Klasse C-Leistungsverstärkern, an ihren Ausgän gen gekoppelt durch eine wenigstens 2N + 2N-Port-Butler-Matrix oder ein verlustloses Kopplungsnetzwerk, wobei die 2N Ein gangsports mit den Verstärkerausgängen und N der Ausgangsports des Kopplungsnetzwerkes verbunden sind, die die Ausgänge für das gewünschte verstärkte Signal sind, wobei der Rest in belanglosen Lasten endet. Als ein Ergebnis werden die uner wünschten Kreuzmodulationsprodukte in den belanglosen Lasten als Wärme dissipiert.

Bei der vorliegenden Ausführungsform der vorliegenden Erfin dung wird die 2N + 2N-Butler-Matrix nicht benötigt. Stattdes sen wird jede Spalte von Elementen in der Anordnung in gerade und ungerade Elemente aufgespalten, die in vertikaler Richtung von 1 an dem oberen Ende zu wenigstens 2N an dem unteren Ende beziffert werden. Bei einer Implementierung dieser Ausfüh rungsform sind die Elemente 1, 3, 5 usw. einer Kolonne durch einen passiven N-Weg-Leistungsteiler verbunden, getrieben durch einen ersten Leistungsverstärker, während Elemente 2, 4, 6, 8, . . . durch einen zweiten N-Weg-Leistungsteiler verbunden sind, der von einem zweiten Leistungsverstärker getrieben ist. Bei einer zweiten Implementierung der vorliegenden Ausfüh rungsform ist jedes Element mit einem kleineren Leistungsver stärker ausgestattet, und die Verstärker, die mit geradzah ligen Elementen verbunden sind, werden alle mit einem Treiber signal getrieben, während Verstärker, die mit den ungradzah ligen Elementen verbunden sind, alle mit einem zweiten Trei bersignal getrieben werden. Wenn die Treibersignale dieselben sind, wird sich die Strahlung von den geradzahligen und den ungradzahligen Elementen in der Horizontalebene verstärken, während, wenn die Treibersignale in Antiphase sind, es keine Strahlung in der horizontalen Ebene geben wird. Somit ist es möglich, indem die relative Phasengebung zwischen In-Phase und Antiphase geändert wird, sich ändernde Amplituden der Signal strahlung in der horizontalen Ebene zu erzeugen, selbst wenn die einzelnen Elemente der Kolonne Konstantamplitudensignale von ihren jeweiligen Leistungsverstärkern empfangen.

Für die vorliegende Erfindung weist die erfindungsgemäße zellulare Basisstation wenigstens eine, bevorzugt jedoch eine Anzahl solcher Spalten vertikal miteinander verschachtelter Elemente auf, die in zylindrischer Symmetrie um 360 Grad des Azimuts auf dem oberen Ende eines Antennenturms oder Mastes angeordnet sind. Das winkelmäßige Beabstanden der Kolonnen wird im wesentlichen gewählt, um die mechanische Interferenz zwischen ihnen zu verhindern, kann jedoch größer sein als dieser minimale Abstand, wenn dieses der Anordnung eine höhere horizontale Richtwirkung gibt. Wie es unten beschrieben wird, muß jede Spalte von Elementen mit zwei Signalen gespeist werden, jeweils zu den geradzahligen und ungradzahligen Verstärkern, so daß die letztendliche horizontale Strahlung gleich den gewünschten zusammengesetzten Signalen Si ist, die oben definiert sind.

Wenn das auszustrahlende Signal Si in der Spalte i als eine zeitlich sich ändernde Amplitude A(t) und eine zeitlich sich ändernde Phase Φ(t) ausgedrückt wird, dann seien

D1 = Ao·EXP [j(Φ+θ)]
D2 = Ao·EXP [j(Φ-θ)]

die zeitlich sich ändernden Treibersignale für die geradzah ligen und ungradzahligen Elemente der Spalte i, wobei

COS(θ) = A(t)/2Ao.

Es kann verifiziert werden, daß, wenn D1 und D2 addiert werden, um die Strahlung in der horizontalen Ebene zu berech nen, wir

D1+D2 = Ao · [EXP(j(Φ+Θ)) + EXP(j(Φ-Θ))]
= Ao · [EXP(jΦ + EXP(-jΘ)] · EXP(jΦ)
= 2Ao · COS(Θ)· EXP(jΦ)
= 2Ao · (A(t)/2Ao) · EXP(jΦ)
= A(t) · EXP(jΦ)

wie gewünscht erhalten.

Das Prinzip der vorliegenden Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann erweitert werden, indem eine Kolonne von Elementen in vier gleiche Gruppen geteilt wird, d. h. Nrs. 1, 5, 9 . . . 2, 6, 10 . . . 3, 7, 11 . . . 4, 8, 12 usw. Jede Gruppe ist mit einem einzelnen Leistungsverstärker für die Gruppe mittels eines Leistungsteilers verbunden, oder jedes Element ist mit seinem eigenen Leistungsverstärker ausgestattet, und die Verstärker einer Gruppe werden in Phase mit einem Treiber signal getrieben, das für jede Gruppe angepaßt ist. Dann wird eine Menge von vier Treibersignalen so gefunden, daß gewünsch te Signalstrahlung an bis zu zwei gewünschten Erhebungswinkeln auftritt, die, falls gewünscht, beide in derselben horizonta len Ebene sein können. Im allgemeinen kann das Problem, wie Strahlung von N gewünschten Signalen unter N gewünschten Erhebungswinkeln von einer Kolonne von wenigstens 2N Strah lungselementen mit konstanter Amplitude erzeugt wird, durch einen ähnlichen mathematischen Prozeß gelöst werden, wie dem, der oben zum Erzeugen von N gewünschten Signalen sich ändern der Amplitude und Phase beschrieben ist, wobei wenigstens 2N Signale konstanter Amplitude und sich ändernder Phase verwen det werden.

Somit ist oben gezeigt worden, wie jede Kolonne von Elementen in einer zylindrischen Anordnung aufgebaut werden kann, um eine gewünschte Verteilung für die Strahlung unter einem festgelegten Erhebungswinkel zu liefern, z. B. in der horizon talen Ebene. Es verbleibt zu erklären, wie die unterschiedli chen Beiträge von jeder Spalte gewählt werden, um so die sich ergebende Strahlung auch auf gewünschte Azimutwinkel zu fokus sieren. Dies erfolgt in einfacher Weise, indem die Strahlung von den Kolonnen so geordnet wird, daß sie die komplex konju gierte Beziehung zueinander im Vergleich zu Signalen haben würden, die von dem gewünschten Azimut erhalten werden wür den. Wenn zum Beispiel die Kolonne 1 von einem mobilen Sender, der bei 0 Grad Azimut liegt, ein Signal der Amplitude 0,5 und der Phase 120 Grad erhalten würde, während Kolonne 2 ein Signal von 0,7 und einer Phase von 50 Grad erhalten würde, das heißt, Amplituden mit dem Verhältnis 0,5 : 0,7 und Phasen, die sich um -70 Grad unterscheiden, dann sollten Kolonne 1 und Kolonne 2 Strahlungsbeiträge in demselben Amplitudenverhältnis 0,5 : 0,7 für die Übertragung erzeugen, jedoch mit einer relativen Phase von +70 Grad.

Die Amplituden- und Phasenbeziehung der Anordnungselemente für den Empfang kann aus den theoretischen oder gemessenen polaren Mustern ihrer aufbauenden Elemente und ihrer physikalischen Anordnung in der Gruppe vorhergesagt werden. Somit können die relativen Phasen und Amplituden für die Übertragung in irgendeiner Richtung durch Änderungen der Vorzeichen der Phasen vorbestimmt werden. Es ist oftmals ausreichend, die Anzahl möglicher Richtungen zu quantisieren, auf die die Anordnung festgelegt werden kann, um eine begrenzte Anzahl von Strahlen dahinein zu übertragen, die beispielsweise in 5 Grad- Intervallen um 360 Grad Azimut beabstandet sind. Die Phasenbe ziehungen und Amplitudenverhältnisse können somit für jede dieser 72 Richtungen vorherberechnet werden. Wenn die Anord nung aus 8 Kolonnen von Elementen gebildet ist, gibt es wei terhin eine achtfache Symmetrie derart, daß sich 72 mögliche Phasen- und Amplitudenbeziehungen auf nur 9 unterschiedliche Muster reduzieren, die wiederholt werden, indem das gesamte Muster in Schritten einer Kolonne um die Anordnung wiederholt wird. Es ist somit ein relativ geradliniger Prozeß, diese 9 Muster in einem Signalprozessor zu speichern und das Muster und die Verschiebung auszuwählen, die benötigt werden, um ein gegebenes Signal in eine gegebene Richtung auf die nächstlie genden 5 Grad abzustrahlen. Wenn dies für alle Signale durch geführt worden ist, von denen gewünscht wird, daß sie abge strahlt werden, und die Ergebnisse aufsummiert sind, um die zusammengesetzte Strahlung festzulegen, die von jeder Kolonne von Elementen erzeugt werden soll, werden die Treibersignale für die Konstantamplitudenverstärker, die jeder Kolonne zugeordnet sind, erzeugt, wobei das oben beschriebene Verfah ren verwendet wird.

Fig. 10 veranschaulicht ein Blockschaubild eines Sende- Signalprozessors, der so gestaltet ist, daß er den oben beschriebenen Prozeß durchführt. Ein Satz von Signalen, die gesendet werden sollen, T1, T2, . . . , Tn1, zusammen mit der zugeordneten Richtungsinformation θ1, θ2, . . . wird auf den Sende-Matrixprozessor 110 aufgegeben. Die Signale T1, T2 usw. liegen bevorzugt in der Form eines digitalisierten Momentan wertstroms vor, erzeugt durch (einen) weitere(n) Signalprozes sor(en) (nicht gezeigt), der Sprachkodierung, Fehlerkorrektur kodierung und digitale Konversion in modulierte Funksignalform umfassen kann. Das letztere stellt jedes Signal als einen Strom komplexer numerischer Momentanwerte dar, mit einem reellen und einem imaginären Teil oder, als Alternative, in Polarform mit Verwendung einer Phase und Amplitude. Der Matrixprozessor 110 verwendet die Richtungsinformation θ1, θ2 usw., um einen Satz komplex gewichteter Koeffizienten auszu wählen oder zu berechnen, wobei gespeicherte Daten aus einem Speicher 112 verwendet werden, der auf die Konfiguration der Anordnung ausgelegt ist. In ihrer einfachsten Form kann die Richtungsinformation θ1, θ2 usw. aus einer Strahlzahl beste hen, und die Strahlzahl wird verwendet, um einen Satz vor berechneter gespeicherter Koeffizienten aus dem Speicher 112 auszuwählen. Die Speicher werden in komplexer Multiplikation mit Signalen T1, T2 verwendet, um gewichtete Summen S1, S2 . . . usw. zu erzeugen.

Die komplex gewichteten Koeffizienten werden für jedes Signal entsprechend seiner gewünschten Strahlungsrichtung und unter Verwendung des Prinzips der Phasenkonjugation der Signale, die aus der gewünschten Richtung empfangen würden, berechnet, wie oben offenbart. Die Gewichtskoeffizienten können auch so berechnet werden, daß die Sendeleistung minimiert wird, welche verbraucht wird, um eine gegebene Signalstärke bei den Empfän gern zu erzeugen, wie es in der eingeschlossenen US-Patentan meldung Nr. 08/179,953 mit dem Titel "A Cellular/Satellite Communications System With Improved Frequency Re-use (Ein Zellular/Satelliten- Kommunikationssystem mit verbesserter Frequenzneunutzung)" offenbart ist.

Die Anzahl der erzeugten Summensignale ist gleich der Anzahl von Kolonnen der Anordnungselemente, die größer als oder kleiner als die Anzahl der Signale, die übertragen werden sollen, sein kann. Natürlich werden die Signale, die in derselben Richtung zu derselben Zeit übertragen werden sollen, bevorzugt auf verschiedenen Frequenzen moduliert, so daß die selbe Frequenz nicht in derselben Strahlzahl mehr als einmal verwendet wird, außer in einem CDMA-Kontext. Die Frequenzen jedes Signals werden in der Natur der modulierten Signale T1 reflektiert. Als Alternative können die Signale T1 nominal auf einem Nullfrequenzträger und der richtigen gewünschten relati ven Frequenz dargestellt werden, angegeben innerhalb des Matrixprozessors 110, indem ein Phasenansteigen während eines Prozeß des Momentanwertaufnehmens eingeschlossen wird.

Die zusammengesetzten Ausgangssignale stellen nun die Summe der Signale bei unterschiedlichen Frequenzen dar und sind somit Breitbandsignale mit einer entsprechend erhöhten Momentanwert-Aufnahmerate. Jedes Signal Si wird dann in Trei bersignalteilern 114 in ein Paar Konstantamplitudensignale umgewandelt, dessen Summe die gewünschte momentane Phase und Amplitude von Si hat. Dieser Prozeß des Treiberteilens wird bevorzugt noch in dem Bereich des Digitalsignals durchgeführt, jedoch kurz danach ist es zweckmäßig, die Treibersignale in analoge Formen mit Hilfe von D/A-Wandlern umzuwandeln. Da die numerische Form aus komplexen Zahlen besteht, kann ein Wandler für den reellen Teil und ein anderer für den imaginären Teil verwendet werden. Die beiden erzeugten Signale werden im Stand der Technik als I, Q-Signale bezeichnet und können einer bekannten Quadraturmodulatorvorrichtung aufgegeben werden, um sie in ein gewünschtes Funkfrequenzband zu übersetzen. Übersetzte Signale werden dann auf einen Sende-Leistungspegel verstärkt, wobei leistungsfähige Konstantamplituden-Leistungs verstärker 116 und 118 jeweils für geradzahlige und ungradzah lige Kolonnenelemente verwendet werden. Diese Verstärker können unter den Anordnungselementen selbst verteilt werden.

Es wird verstanden werden, daß die vorliegende Erfindung in ähnlicher Weise auf Anordnungen von Elementen angewendet werden kann, die auf einer zylindrischen Fläche, einer ebenen Fläche oder irgendeiner anderen Fläche angeordnet sind. Das allgemeine Prinzip ist es, einen Überfluß an Elementen von wenigstens einem Faktor Zwei gegenüber der Anzahl unterscheid bar verschiedener Signalrichtungen zur Verfügung zu stellen, die die Anordnung auflösen soll. Auf diese Weise kann die Anordnung beim Senden leistungsfähige Konstantamplituden- Leistungsverstärker aufweisen, und unerwünschte Signal- Kreuzmodulationsprodukte, die auftreten, können so behandelt werden, daß sie in Richtungen abgestrahlt werden, die von denen unterschiedlich sind, in die die Anordnung die Energie der erwünschten Signale abstrahlt. Zum Beispiel kann ein umlaufender Satellit, der eine solche Anordnung trägt, so gestaltet werden, daß er die Erde mit erwünschten Signalen an unterschiedlichen Orten bestrahlt, während Kreuzmodulations produkte (unerwünschte Signale) unbeschadet in den Raum abgestrahlt werden. Bei dieser Anwendung kann die Erfindung, die in der eingeschlossenen US-Patentanmeldung Nr. 08/179,953 mit dem Titel "A Cellular/Satellite Communications System With Improved Frequency Re-use (Ein Zellular/Satelliten-Kommuni kationssystem mit verbesserter Frequenzneunutzung)" offenbart ist, benutzt werden, um die Erzeugung der Treibersignale für die Anordnungselemente und zugeordnete Verstärker auf dem Boden zu plazieren, wobei die sich ergebenden Signale zu dem Satelliten geschickt werden, wobei kohärente Zubringerverbin dungen von einer Bodenbasis-Mittelstation verwendet werden. Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist eine Verringerung der Wärme, die normalerweise bei einem weniger wirksamen linearen Leistungsverstärker dissipiert werden muß, der so gestaltet ist, daß er solche unerwünschten Kreuzmodulations signale nicht erzeugt.

Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft Kommunikationssysteme, welche Übertragungsstationen verwendet, und insbesondere Systeme, bei denen die Übertra gungsstation ein die Erde umlaufender Satellit mit einem Kommunikations-Antwortgerät ist. Dieses Kommunikations- Antwortgerät empfängt Signalsendungen von einer ersten Bodenstation in einem ersten Frequenzband, die die Zubringer verbindung genannt wird, und übersetzt sie in ein zweites Frequenzband, die die Abwärtsverbindung genannt wird, um zu einer zweiten Bodenbasisstation zu schalten, die eine kleine, in der Hand tragbare Station sein kann. Das Antwortgerät ist weiterhin mit einer Vielfalt solcher Kanäle ausgestattet, wobei jeder einen Sende-Leistungsverstärker hat und mit einer Mehrfach-Richtstrahlantenne verbunden ist. Die Erfindung benutzt in kombinierendes Netzwerk, so wie eine Butler-Matrix, um die Vielzahl von Leistungsverstärkern mit der Mehrfach- Richtstrahlantenne zu verbinden, so daß jeder Verstärker einen Teil jedes gewünschten Strahlsignales verstärkt, anstatt daß jeder Verstärker dazu festgelegt ist, nur ein einziges gewünschtes Strahlsignal zu verstärken.

Im Gegensatz zu dem Stand der Technik wird eine inverse Butler-Kombinationsvorrichtung an der ersten Bodenstation benutzt, um gewichtete Summen der gewünschten Strahlsignale für das Antworten zu bilden, wobei die Leistungsverstärker benutzt werden. Dies hat zwei Vorteile gegenüber dem Verfahren des Standes der Technik des Anordnens der inversen Butler- Matrix in dem Satelliten; als erstes kann die dynamische Neuzuweisung von Leistung zwischen Antennenstrahlen ohne große Änderungen in den entsprechenden Zubringerverbindungssignalen erreicht werden; als zweites kann die Vorabverzerrung von Signalen, die auf den Zubringerverbindungen gesendet werden, verwendet werden, um teilweise die Verzerrung in zugeordneten Antwortgerät-Kanal-Leistungsverstärkern zu kompensieren.

Zusätzliche Vorteile werden bei der bevorzugten Implementie rung durch Verwendung einer größeren Anzahl von Zubringer verbindungen und entsprechenden Antwortgeräten und -kanälen und Leistungsverstärkern als der Anzahl von Antennenstrahlen gegeben, was somit einen Grad an Redundanz gegen Fehler bietet. Das letztere ermöglicht es auch, daß Verzerrungspro dukte in Richtung auf die unbenutzten Butler-Matrix-Aus gangsports gerichtet werden, die in belanglosen Lasten enden und nicht mit Antennenstrahlen verbunden sind.

Das Vermögen, Wärme aus einem umlaufenden Satelliten abzu strahlen, kann oftmals der vorherrschende Faktor beim Begren zen der Kapazität eines Satelliten-Kommunikationssystems sein. Satelliten-Kommunikationssysteme, die so gestaltet sind, daß sie Kommunikation mit einer großen Anzahl mobil er Stationen liefern, sind vom sogenannten Vielfachzugriffstyp und können Frequenzteilungs-Vielfachzugriff, Zeitteilungs-Vielfachzu griff, Codeaufteilungs-Vielfachzugriff oder irgendeine Kombination dieser Techniken benutzen. Bei FDMA- oder CDMA- Systemen muß eine große Anzahl von Signalen gleichzeitig abgestrahlt werden, was zu dem Problem der Kreuzmodulation in den Sendern führt. Bei TDMA-Signalen wird eine Rahmenzeitdauer in Zeitschlitze aufgeteilt, und jedes Signal besetzt einen Zeitschlitz. Somit ist es in einem reinen TDMA-System nicht notwendig, daß viele Signale gleichzeitig abgestrahlt werden, und effizient arbeitende Konstantamplituden-Sender können verwendet werden. In der Praxis jedoch erfordert ein Fehlen eines verfügbaren Frequenzspektrums, daß ein viertes Vielfach zugriffsverfahren ebenfalls benutzt wird, das Raumteilungs- Vielfachzugriff (SDMA) oder "Frequenzneunutzung" genannt wird. Frequenzneunutzung ist die wohlbekannte Technik für zellulare Funktelefone des Aufteilens der Erde in Zellen und des Ermög lichens, daß Zellen, die ausreichend getrennt sind, dieselben Frequenzen benutzen. Selbst wenn somit ein Satellitensystem reines TDMA innerhalb jeder Zelle benutzt, kann es SDMA benutzen müssen, um zu erlauben, daß andere Zellen dieselbe Frequenz verwenden; somit endet der Satellit schließlich dabei, daß er verschiedene Signale zur selben Zeit in unter schiedlichen Richtungen aussenden muß. Die oben beschriebene Erfindung kann benutzt werden, um zu ermöglichen, daß eine phasengesteuerte Anordnung von Antennenelementen mit zugeord neten wirksamen Klasse C-Leistungsverstärkern eine Anzahl von TDMA-Signalen für die sofortige Abstrahlung in unterschied liche Richtungen erzeugt. Die Menge an Richtungen kann sich von einem Zeitschlitz zu dem nächsten ändern, wie es in der US-Patentanmeldung Nr. 08/179,953 mit dem Titel "A Cellu lar/Satellite Communications System With Improved Frequency Re-use (Ein Zellular/Satelliten-Kommunikationssystem mit verbesserter Frequenzneunutzung)" offenbart ist. Der Gesamt wirkungsgrad einer solchen erfinderischen Anordnung, ausge drückt in Größen der Umwandlung von Gleichstromenergie von einer Solaranordnung oder einer Batterie in nützliche abge strahlte Signalenergie dürfte nicht größer sein, als wenn eine Anordnung des Standes der Technik mit Verwendung von Linear verstärkern benutzt worden ist. Jedoch zeigt sich die fehlende Effizienz weniger in Größen der Wärmedissipation und statt dessen als die schadlose Abstrahlung von Funkenergie in Form von Kreuzmodulationsprodukten in den Raum. Als Alternative kann die Kreuzmodulation der hierin beschriebenen Rückgewinnungs prozedur für verlorene Energie unterworfen werden.

TDMA ist eine bevorzugte Wahl für ein solches Antwortgerät, da ein Kommunikationssystem oftmals weniger als 100% belastet ist. In dem TDMA-Fall wird das erfindungsgemäße Antwortgerät mit einem maximalen Wirkungsgrad für aktive Zeitschlitze betrieben und wird für Zeitschlitze abgeschaltet, die gegen wärtig nicht benutzt werden. Um dies zu erreichen, wird der Verkehr bevorzugt sortiert, damit er soweit wie möglich auf allen Strahlen denselben aktiven Zeitschlitz verwendet, was sicherstellt, daß dieselben Zeitschlitze auf jedem Strahl nicht aktiv sind. Die gesamte Antwortgerätanordnung kann dann für Zeitschlitze in der Leistung heruntergefahren werden, die bei allen Strahlen nicht aktiv sind. Für Zeitschlitze, die auf vielen, jedoch nicht auf allen Strahlen inaktiv sind, kann es effizient sein, nur bestimmte Anordnungselemente in der Lei stung hinunterzufahren und vorzusehen, daß die anderen bei maximaler Ausgabe betrieben werden, um die anderen Strahlen zu unterstützen, was somit die Wärmedissipation auf ein Minimum reduziert.

In ihrer einfachsten Form kann dieser Vorteil der vorliegenden Erfindung erhalten werden, indem die Anordnung der Fig. 11 benutzt wird. Ein Paar effizienter Konstantamplituden-Lei stungsverstärker 122 und 124 verstärkt Signale, die entweder von dem Treiberverteiler 120 erzeugt oder getrennt von dem Boden über zwei kohärente Zubringerverbindungen erhalten worden sind. Eine Hybridverbindung 126 kombiniert die Aus gangssignale aus den Leistungsverstärkern, um ein Summensignal und ein Differenzsignal zu erzeugen. Die Treibersignale können so vorgesehen sein, daß entweder das Summen- oder das Differenzsignal das gewünschte Signal ist. In Fig. 11 ist das Summensignal gewünscht und wird mit einer Antenne 130, so wie einem Hornstrahler, verbunden, die das gewünschte Zielgebiet bestrahlt, d. h. die Erde. Das Differenzsignal enthält dann unerwünschte Kreuzmodulationsprodukte. Bei Systemen des Standes der Technik ist das Differenzsignal in einer belanglo sen Last als Wärme dissipiert worden. Die vorliegende Erfin dung jedoch liefert maximale Wärmereduktion, indem statt dessen die verlorene Energie in den Raum abgestrahlt wird, durch Verwendung einer getrennten Richtungsantenne 128, die weg von der Erde zeigt. Die einfachste Form der Erfindung kann natürlich in einer offensichtlichen Weise auf Vielkanal- Antwortgeräte erweitert werden, die viele Strahlen haben, die auf die Erde zeigen, und Dissipationsstrahlen für verlorene Energie, die weg von der Erde zeigen. Als Alternative kann das Differenzsignal gleichgerichtet werden, wobei der erfindungs gemäße Gleichrichter der Fig. 18 oder 19 verwendet wird, und die verlorene Energie kann zu der Batterie zurückgeführt werden. Alle solche Anordnungen werden als im Gedanken und Rahmen der vorliegenden Erfindung, wie sie durch die folgenden Ansprüche beschrieben ist, befindlich betrachtet.

Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft das Rückgewinnen von verlorener Energie, die in einem Leistungsverstärker erzeugt worden ist. In Fig. 12 ist ein Leistungsverstärker 140 durch einen Isolator/Zirkulator 141 und einen optionalen Sendefilter 142 an eine Antenne 143 gekoppelt. In Duplexsystemen, die gleichzeitige Sendung und Empfang auf unterschiedlichen Frequenzen erfordern, kann der Sendefilter einen Teil des Antennen-Duplexfilters bilden, wobei der andere Teil des Filters 144 dem Empfänger zugeordnet ist. Bei Nicht-Duplex-Systemen, so wie den Zeitteilungs- Duplex-/Zeitteilungs-Vielfachzugriffssystemen oder einfach bei Wechselsprechsystemen, braucht dies kein Duplexfilter zu sein, sondern statt dessen ein Sende/Empfangs-Antennenschalter. Die vorliegende Erfindung ist auf beide diese Konfigurationen anwendbar. Bei der vorliegenden Erfindung wird die belanglose Last, die normalerweise mit dem Port für reflektierte Leistung eines Zirkulators verbunden ist, durch einen Gleichrichter 145 ersetzt. Der Gleichrichter 145 wandelt Wechselstrom-Funkfre quenzenergie in einen Gleichstrom um, der dann zur Batterie oder Energiequelle zurückgeführt wird, die den Sender mit Energie versorgt. Wenn der Wirkungsgrad des Senders E1 ist und der Wirkungsgrad des Gleichrichter E2 ist, dann wird ein Bruchteil E1·E2 der Gesamtenergie in dem Fall zurückgewonnen werden, wenn die Antenne vollständig fehlangepaßt ist, wobei die gesamte gesendete Leistung reflektiert wird, die ihr zugeführt worden ist. Der Bruchteil E1-E2 kann natürlich niemals größer als Eins sein. In dem Fall, daß die Antenne einen Bruchteil R der eingespeisten Leistung reflektiert, wird der letztendliche Energieverbrauch um den Faktor 1-R·ER1·E2 reduziert werden. Wenn zum Beispiel R = 10%, E1 = 55% und E2 = 70% ist, wird der Batterieverbrauch um 3,85% reduziert, was ein beträchtlicher Einsparungsbetrag ist. Wenn die effek tive Energie als das Verhältnis der Leistung, die tatsächlich von der Antenne abgestrahlt wird, zu dem letztendlichen Energieverbrauch berechnet wird, werden die Wirkungsgradkurven mit und ohne Verwendung der vorliegenden Erfindung wie in Fig. 13 gezeichnet. Fig. 13 zeigt, daß der effektive Wirkungsgrad weniger auf Antennenfehlanpassung empfindlich ist, wenn die vorliegende Erfindung benutzt wird. Fig. 14 zeigt die Prozentanteile der erhöhten Sprechzeit durch Verwenden der vorliegenden Erfindung als eine Funktion des Prozentanteils der von der Antenne reflektierten Energie.

Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 15 veranschaulicht. Zwei ähnliche Leistungsverstärker stufen 150 und 152 werden kombiniert, wobei ein 3dB-Richtungs koppler 154 verwendet wird, um die Summe ihrer Ausgangslei stungen an der Antenne 156 zu erhalten. Ein unerwünschtes Differenzsignal wird erzeugt, das, anstatt daß es in einer belanglosen Last wie in Fig. 2 dissipiert wird, in einen Gleichstrom in dem Gleichrichter 158 umgewandelt wird, und der Strom wird zu der Batterie oder Energiequelle zurückgeführt, die die Verstärker versorgt. Dieselben Kurven, die in den Fig. 13 und 14 veranschaulicht sind, finden auf diese Ausführungsform gleichermaßen Anwendung.

Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in Verbindung mit der gesteuerten Linearisierung (Feed-Forward- Linearisierung) der Leistungsverstärker veranschaulicht. Gesteuerte Linearisierung wird verwendet, um die Linearität gegenüber dem zu verbessern, was mit einfachen Verstärkern erreichbar ist, oder um einen verbesserten Wirkungsgrad für eine gegebene Linearität zu erhalten. Ein gesteuerter Verstär ker mit verbessertem Wirkungsgrad ist in Fig. 16 veranschau licht, wobei der Hauptverstärker 160 ein Klasse C-Verstärker sein kann, der ein Konstantamplitudensignal erzeugt. Wenn momentan eine höhere Amplitude benötigt wird, erzeugt ein Fehlerverstärker 162 ein Ausgangssignal, das zu dem Ausgangs Signal des Klasse C-Verstärkers 160 in einem Richtungskoppler 164 addiert wird. Wenn momentan eine geringe Amplitude gewünscht wird, wird die Phase des Fehlersignals umgekehrt, was bewirkt, daß das Fehlersignal an dem Hauptausgang 166 in dem Richtungskoppler 164 subtrahiert wird, wobei der Pegel des Differenzsignals 168 erhöht wird. Normalerweise wird die Energie in dem Differenzsignal in einer belanglosen Last dissipiert werden und verloren sein. Jedoch verwendet die vorliegende Erfindung einen Gleichrichter 170, um das Diffe renzsignal in einen Gleichstrom umzuwandeln, der zu der Batterie zurückgeführt wird, so daß die Energie wiedergewonnen wird. Die Größe des Fehlerverstärkers 162 in bezug auf den Hauptverstärker 160 und die Auswahl des Kopplungsverhältnisses des Richtungskopplers 164 für den maximalen Gesamtwirkungsgrad muß mit der Kenntnis der Signalamplitudenstatistik durchge führt werden.

Ohne die vorliegende Erfindung ist der Wirkungsgrad gegeben durch:

wobei k der Spannungskopplungsfaktor des Richtungskopplers 164 ist,
Ec der Wirkungsgrad des Verstärkers 160 ist,
EL der Wirkungsgrad des Verstärkers 162 bei seiner maximalen Ausgangsamplitude Bpk ist,
A die Konstantsignalamplitude ist, die von dem Verstärker 160 erzeugt wird,
B die Differenz zwischen A und der gewünschten Ausgangssignal- Wellenform ist, die von dem Verstärker 162 beigetragen werden muß,
Bpk die Spitzenamplitude der Signal-Wellenform B ist,
und das Überstreichen den Mittelwert über der Zeit bedeutet.

Wenn die vorliegende Erfindung verwendet wird, ist der effektive Wirkungsgrad gegeben durch:

wobei R der Wirkungsgrad des Gleichrichters ist und D die Differenz ist, die gegeben ist durch

D = k(A+B) - B/k.

Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung betrifft das Rückgewinnen von verlorener Energie in Hochlei stungs-Basisstation-Sendern für Vielfachträgerbetrieb. Wenn gefordert wird, daß eine zellulare Basisstation viele Unter haltungen mit mobilen Stationen auf unterschiedlichen Frequen zen unterstützt, ist die erste Auswahl für die Sendergestal tung die zwischen einem einzigen Hochleistungs-Vielträger-Lei stungsverstärker und einer Vielfalt von Niederleistungs- Einzelträger-Verstärkern. Der Vielträger-Verstärker muß linear sein und ist sehr uneffizient wegen des hohen Spitzen-Zu- Mittel-Verhältnisses des zusammengesetzten Vielträgersignals. In dem Fall, daß die gesteuerte Linearisierung verwendet wird, kann die vorliegende Erfindung benutzt werden, um verlorene Energie aus dem Differenzport eines Ausgangskopplers rückzuge winnen.

Wenn ein Einzelträger-Verstärker-Ansatz gewählt wird, muß eine Einrichtung zur Verfügung gestellt werden, um die Vielzahl von Verstärkern mit der Antenne zu verbinden. Vielfache Antennen sind nicht günstig, da sie eher groß und teuer sind und viel Bodenfläche benötigen. Ein Weg, Vielfachverstärker mit der Antenne zu koppeln, ist es, einen Vielkopplungsfilter zu verwenden, der Frequenzselektivität benutzt, um die unter schiedlichen Verstärker voneinander zu isolieren. Vielkopp lungsfilter sind groß und teuer und sind nur machbar, wenn der Frequenzunterschied zwischen den Vielfachträgern nicht zu klein ist. Die Alternative ist es, dissipatives Kombinieren zu verwenden, bei dem Verstärker in Paaren kombiniert werden, wobei Hybridkoppler oder Richtungskoppler benutzt werden, die im wesentlichen Summen- und Differenznetzwerke sind. Bei Verwenden dissipativen Kombinierens für zwei Signale wird zum Beispiel ein Leistungsverstärker der Leistung 2P für ein erstes Signal und ein zweiter Leistungsverstärker der Aus gangsleistung 2P für ein zweites Signal verwendet. Die Ausgaben der beiden Leistungsverstärker werden dann unter Verwendung eines 3dB-Kopplers kombiniert. Der Koppler erlaubt es, daß die Hälfte der Leistung jedes Leistungsverstärkers, d. h. P von jedem Leistungsverstärker, die Antenne erreicht, während die andere Hälfte normalerweise in einer belanglosen Last dissipiert wird. Im allgemeinen erfordert das dissipative Kombinieren von N Signalen, daß jedes Signal auf eine Leistung verstärkt wird, die das N-fache der gewünschten Leistung P beträgt, so daß die Gesamtleistung aller N Verstärker N × NP ist, wobei nur NP (P von jedem Verstärker) die Antenne erreicht. Wenn N eine Potenz von 2 ist, ist der dissipative Kombinierer ein binärer Baum, der Paare von Signalen kombi niert und dann Paare von Paaren usw. bis zur endgültigen Ausgabe. Jedes Paar-kombinierende Netzwerk kann ein 3dB- Koppler sein.

Bei jedem Koppler wird die Hälfte der Leistung in ein Summen signal ausgezogen und zu dem nächsten Koppler oder dem endgültigen Ausgang geleitet, während die andere Hälfte normalerweise in einer belanglosen Last verlorengeht. Somit wird die Hälfte der Gesamtleistung beim Kombinieren zweier Träger verschwendet, 3/4 der Gesamtleistung wird beim Kombi nieren von vier Trägern verschwendet, und im allgemeinen wird ein Bruchteil von (N-1)/N der Gesamtleistung verschwendet, wenn N Träger kombiniert werden. Indem die vorliegende Erfindung benutzt wird, wird diese normalerweise verlorene Leistung zumindest in dem Ausmaß des Gleichrichterwirkungs grades R wiedergewonnen. Somit wird, anstatt daß der letztend liche Wirkungsgrad nur E/N ist, wobei E der Wirkungsgrad eines Einzelträger-Leistungsverstärkers ist, der effektive Wirkungs grad E/(N-(N-1)ER). Zum Beispiel wird, wenn E = 60% und R = 70%, der effektive Wirkungsgrad gegenüber N in Fig. 17 mit und ohne die vorliegende Erfindung aufgetragen. Die Figur veranschaulicht, daß der Wirkungsgrad um einen Faktor von mehr als 1,5 durch Verwenden der vorliegenden Erfindung verbessert werden kann.

Bei Vielträger-Sendern ist es im allgemeinen gewünscht, die Erzeugung unerwünschter Frequenzkomponenten zu minimieren, die durch Kreuzmodulation zwischen den Trägerfrequenzen hervorge rufen werden. Diese Komponenten treten an Frequenzen so wie 2f1-f2 oder 2f2-f1 auf, wenn die Hybridkoppler nicht perfekt den Sender auf f1 von dem Sender auf f2 isolieren. Jedoch kann das Einschließen eines Gleichrichters auf dem Differenzport des Kopplers, wenn keine Sorgfalt getätigt wird, stark zu der Erzeugung von Kreuzmodulationskomponenten beitragen. Dieses Problem bezieht sich auf das allgemeinere Problem, wie ein Gleichrichter erzeugt werden soll, der Energie von einer Wechselspannungsquelle mit variabler Spannung auf eine feste Gleichspannung übertragen soll. Natürlich ist es eine Lösung, die verwendet werden kann, einen Regulator einzuschalten, bevorzugt einer vom Pulsbreitenmodulationstyp, d. h. Schalt modustyp, zwischen dem variablen Gleichspannungsausgang des Verstärkers und der festen Spannung, an die er angeschlossen werden soll. Jedoch ist eine alternative und neue Lösung unten offenbart, die keine aktive Schaltung verwendet.

Fig. 18 veranschaulicht eine gleichrichtende Schaltung mit breitem dynamischen Bereich mit einer Kaskade von Dioden- Gleichrichterstufen, wobei jede Stufe aus einem Quadraturkopp ler besteht, der ein Paar identischer Dioden-Gleichrichter treibt, und bevorzugt Vollwellen-Gleichrichter. Ein Quadratur koppler hat die Eigenschaft, daß, wenn er mit zwei identischen Last-Impedanzen endet, jegliche Energie, die von einer Last- Impedanzen-Fehlanpassung reflektiert wird, auf den sogenannten isolierten Port ausgegeben wird und nicht zu der Quelle zurückgeführt wird. Die Wechselstrom-Last-Impedanz, die von jedem Vollwellengleichrichter gezeigt wird, ist tatsächlich gleich der Gleichstrom-Last-Impedanz, die wiederum gleich der Ausgangsspannung ist, d. h. der festen Zufuhrspannung, zu der die gleichgerichtete Energie zurückgeführt werden soll, geteilt durch den gleichgerichteten Strom. Da der gleich gerichtete Strom sich mit der Wechselstrom-Signalamplitude ändert, während die Ausgangsspannung auf einen festen Wert gezwungen ist, stellt der Gleichrichter eine variable Last- Impedanz dar, die daher nicht zu der Quelle paßt, was Ineffi zienz und Kreuzmodulation verursacht. Jedoch wird bei der neuen Konfiguration, die in Fig. 18 veranschaulicht ist, die reflektierte Leistung, wenn die Gleichrichterlast von einer perfekten Anpassung abweicht, zu dem isolierten Port übertra gen und nicht zu der Quelle zurückgeführt. Als ein Ergebnis hat diese Energie eine zweite Gelegenheit, in der zweiten Gleichrichterstufe zurückgewonnen zu werden, und so weiter. Indem jede Gleichrichterstufe so geschaltet wird, daß sie auf dem Pegel der Restleistung effizient ist, die ihr von einer vorangehenden Stufe zugeführt wird, ist die letztendliche Reflexionswirkung der Kaskade von Verstärkern das Produkt der der einzelnen Stufen, wobei sichergestellt wird, daß an allen in Frage stehenden Leistungspegel der Quelle wenig Energie reflektiert wird und daß die große Mehrheit gleichgerichtet und auf den Festspannungspegel überführt wird. Diese neue Gleichrichterschaltung paßt somit eine Wechselstromquelle mit variabler Spannung auf eine feste Gleichspannung ohne die Verwendung aktiver Regulatoren an.

Andere Konstruktionen solcher Gleichrichter können auch gebaut werden. Zum Beispiel ist eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in Fig. 19 veranschaulicht. Eine erste Gleichrichterstufe 200 ist über einen Viertelwellen-Anpaß transformator 202 an das nahe Ende einer Übertragungsleitung 204 geschaltet und ist an die Quellenimpedanz angepaßt. Dieser erste Gleichrichter ist durch Auswahl des Anpaßtransformators 202 so angepaßt, daß er effizient kleine Signale gleichrich tet. Für größere Signale zeigt der Gleichrichter eine ver ringerte Impedanz, welche sich an der Verbindung von 202 und 204 in eine erhöhte Impedanz übersetzt, wegen der reziproken Impedanztransformation, die von einem Viertelwellen-Transfor mator durchgeführt wird. Somit belastet bei größeren Signal pegeln der erste Gleichrichter die Übertragungsleitung 204 nicht so sehr. Eine zweite Gleichrichterstufe 206 ist über einen zweiten Viertelwellen-Anpaßtransformator 208 an einen Punkt eine Viertelwellenlänge stromabwärts auf der Übertra gungsleitung 204 angebunden. Dieser zweite Verstärker ist so angepaßt, daß er unterhalb der Schwelle der Gleichrichtung für die kleinen Signalpegel liegt, auf die der erste Gleichrichter angepaßt ist. Somit zeigt er eine hohe Impedanz für den zweiten Viertelwellenlängen-Anpaßtransfomator 208, die sich in eine niedrige Impedanz an der Verbindung von 208 und 204 übersetzt. Eine Viertelwellenlänge näher an der Quelle bei der Verbindung von 204 und 202 übersetzt sich dieses wieder in eine hohe Impedanz, was somit nicht den Gleichrichter 200 belastet. Als Folge wird die Quellenenergie primär durch den Gleichrichter 200 bei kleinen Signalpegeln absorbiert und primär von dem Gleichrichter 206 bei großen Signalpegeln. Das Prinzip kann durch Hinzufügen weiterer Gleichrichter ausge dehnt werden, mit zugeordneten Anpaßtransformatoren, fort schreitend bei 1/4-Wellenlängen-Inkrementen die Übertra gungsleitung 204 hinab, um eine Gleichrichtervorrichtung zu erzeugen, die Energie aus einer Wechselstromquelle irgendeines Spannungspegels in eine feste Gleichspannung umwandelt. Ein Durchschnittsfachmann wird auch erkennen, daß diskrete Komponentenäquivalente der offenbarten Übertragungsleitung oder Kopplernetzwerke aufgebaut werden kann, ebenso wie Wellenleiterschaltungen oder Schaltungen, die Zirkulatoren benutzen, um dasselbe Ziel zu erreichen, und alle solche Konstruktionen, die die Anpassung einer Wechselspannungsquelle mit variabler Spannung auf einen festen Gleichspannungspegel erreichen, werden so betrachtet, daß sie in den Rahmen der relevanten Erfindung fallen.

Es wird von den Durchschnittsfachleuten erkannt w 00659 00070 552 001000280000000200012000285910054800040 0002019549356 00004 00540erden, daß die vorliegende Erfindung in anderen spezifischen Formen verkörpert werden kann, ohne Entfernung vom Gedanken oder wesentlichen Charakter. Die vorliegend offenbarten Ausfüh rungsformen werden somit in jeder Hinsicht als veranschauli chend und nicht begrenzend betrachtet. Der Umfang der Erfin dung ist durch die angefügten Ansprüche anstatt durch die vorangehende Beschreibung angegeben, und alle Änderungen, die in die Bedeutung und Bereiche von Äquivalenzen darin kommen, sollen darin eingeschlossen sein.

Claims

1. Effizient arbeitender Sender, mit:
einer Gleichstrom-Energiequelle;
einem Verstärker zum Verstärken eines Treibersignales, um so ein gewünschtes Signal und ein Signal verlorener Energie zu erzeugen;
einer Antenne zum Übertragen des gewünschten Signals;
einer Vielzahl von Gleichrichterlementen; und
einer Einrichtung zum Kombinieren der Gleichrichter elemente, um so Energie aus dem Wechselstrom des Signals für verlorene Energie zu der Gleichspannungsquelle zu übertragen.

2. Effizient arbeitender Sender nach Anspruch 1, bei dem die Kombiniereinrichtungen Richtungskoppler sind.

3. Effizient arbeitender Sender nach Anspruch 1, bei dem die Kombiniereinrichtungen Sendeleitungs-Transformatoren sind.

4. Effizient arbeitender Sender nach Anspruch 1, bei dem die Kombiniereinrichtungen Induktivitäten und Kapazitä ten sind.

5. Verfahren zum Erhöhen der Batterie-Lebensdauer einer Batterie in einem tragbaren Funk-Sender/Empfänger, mit den Schritten:
Gleichrichten von verlorener Funkfrequenzenergie, die nicht von einer Antenne abgestrahlt worden ist, in einem Gleichrichter, um einen Gleichstrom zu erzeugen; und
Leiten des Stromes zu der Batterie.

6. Verfahren zum Erhöhen der Batterie-Lebensdauer einer Batterie in einem tragbaren Funk-Sender/Empfänger nach Anspruch 5, das weiter den Schritt aufweist:
Ableiten von Energie, die von der Antenne reflektiert worden ist, zu dem Gleichrichter.

7. Vorrichtung zum Erhöhen der Batterie-Lebensdauer einer Batterie in einem tragbaren Funk-Sender/Empfänger, mit:
einer Verstärkereinrichtung zum Verstärken eines Sendesignals und zum Senden des Sendesignals an eine Antenne;
einer Zirkulatoreinrichtung zum Ablenken von Energie, die von der Antenne reflektiert worden ist; und
einer Verstärkereinrichtung zum Gleichrichten der Energie, die von dem Zirkulator abgelenkt worden ist, um einen Gleichstrom zu erzeugen, der der Batterie zuge führt wird.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, bei der die Verstärkerein richtung zwei Sende-Leistungsverstärkerstufen und einen Leistungskombinierer umfaßt.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der der Leistungskom binierer ein Richtungskoppler ist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der der Leistungskom binierer eine Hybridverbindung ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 8, bei des die Antenne mit einem Port des Leistungskombinierers verbunden ist und der Gleichrichter mit dem anderen Port des Leistungskom binierers verbunden ist.

12. Effizient arbeitender Sender zum Variieren von Ampli tudensignalen, mit:
einer Gleichstrom-Energiequelle;
einem ersten und einem zweiten Leistungsverstärker, so ausgelegt, daß sie Konstantamplitudensignale verstärken, versorgt von der Gleichstromquelle;
einer Kombiniereinrichtung zum Kombinieren der Ausgaben des ersten und zweiten Verstärkers, ein gewünschtes, sich änderndes Amplitudensignal und ein Signal für verlorene Energie zu erzeugen; und
einer Gleichrichtereinrichtung zum Umwandeln des Signal, verlorener Energie in einen Gleichstrom, der zu der Gleichstrom-Energiequelle zurückgekoppelt wird, um den letztendlichen Energieverbrauch zu reduzieren.

13. Effizient arbeitender Sender zum Übertragen einer Vielzahl von Signalen, mit:
einer ersten Energiequelle;
einer Vielzahl von Leistungsverstärkern, der jeder dazu ausgelegt ist, eines der Signale zu verstärken;
einer Kombiniereinrichtung zum Kombinieren der Ausgaben der Leistungsverstärker, um ein gewünschtes Summensignal und eine zweite Vielzahl von Signalen verlorener Energie zu erzeugen; und
wenigstens einer Gleichrichterschaltung zum Umwandeln wenigstens eines der Signale verlorener Energie in Gleichstrom, der zu der Gleichstromquelle zurückgeführt wird, um so den letztendlichen Energieverbrauch zu verringern.