DE19518528A1

DE19518528A1 - Digitaler Hochpassfilter mit Grundlinienwiederherstellungseinrichtungen

Info

Publication number: DE19518528A1
Application number: DE19518528A
Authority: DE
Inventors: James R Brooks
Original assignee: Spacelabs Medical Inc
Current assignee: Spacelabs Medical Inc
Priority date: 1994-05-19
Filing date: 1995-05-19
Publication date: 1996-01-04
Also published as: CA2149482A1; US5615234A

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf Hochpaßfilter, insbesondere auf digitale Hochpaßfilter mit Einrichtungen zum Wiederher stellen eines gefilterten Ausgangssignales auf eine Null-Volt- Grundlinie.

Auf dem Gebiet der Elektronik wird eine große Anzahl von Fil tern benutzt, um bestimmte Bereiche oder Bandbreiten von Fre quenzen zu eliminieren oder auszuwählen. Tiefpaßfilter werden verwendet, um die Spektralkomponenten eines Signales durchzu lassen, die unterhalb einer Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters liegen, während Spektralkomponenten, die oberhalb der Grenzfre quenz liegen gedämpft werden. Entsprechend werden Hochpaßfilter verwendet, um die Spektralkomponenten eines Signals, wel ches oberhalb einer Grenzfrequenz liegt durchzulassen, während Spektralkomponenten die unterhalb der Grenzfrequenz liegen ge dämpft werden. Bandpaßfilter werden verwendet, um die Spectralkomponenten eines Signales durchzulassen, die innerhalb eines vorbestimmten Bereich von Frequenzen liegen, während die Frequenzkomponenten oberhalb und unterhalb dieses Bereiches ge dämpft werden.

Die einfachsten Tiefpaß- und Hochpaßfilter verwenden einfach einen Widerstand der mit einem Kondensator in Reihe geschaltet ist. Jedoch macht es der gegenwärtige Trend des Implementierens von elektronischen Vorrichtungen, die digitale Schaltkreis ver wenden, weniger wünschenswert diese analogen Tiefpaß- und Hochpaßfilter zu verwenden. Daher wurden vielfältige digitale Filtertechniken entwickelt, die einfach durch richtiges pro grammieren eines Mikroprozessors implementiert werden können, der Abtastwerte des zu filternden Signales empfängt. Ein digi taler Tiefpaßfilter kann leicht durch modellieren der Schritt anwort eines analogen Tiefpaßfilters erreicht werden. Grund sätzlich ändert sich das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters um eine Größe, die gleich der exponentiellen Abnahme während der Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Abtastwerten des Wertes des vorangegangenen Ausgangsabtastwertes zum gegenwärtigen Ein gangswert ist. Obwohl die Schrittantwort eines analogen Tiefpaßfilters leicht modelliert werden kann, um einen digitalen Tiefpaßfilter zur Verfügung zu stellen, ist es wesentlich schwieriger und prozessorintensiv einen digitalen Hochpaßfilter zu implementieren. Zusammengefaßt, während es relativ ein fach war einen digitalen Tiefpaßfilter mit geringen Prozes soranforderungen zu implementieren, war es bislang nicht mög lich einen digitalen Hochpaßfilter einfach zu implementieren, ohne wesentlich mehr Rechnerleistung zu benötigen.

Ein anderes Problem der digitalen Hochpaßfilter entsteht durch das Verschieben der Grundlinie. In vielen Gebieten, wie z. B. medizinischer Elektronik, ist ein Wechselstromsignal von rela tiv geringer Amplitude auf einer wesentlich größeren Wechsel stromspannung aufgespielt. Im Fall, das nur das Wechselstromsi gnal von Interesse ist, wird das Signal normalerweise durch ei nen Hochpaßfilter geleitet, welcher dann das Wechselstromsi gnal auf eine Null-Volt-Grundlinie herabsetzt. Danach kann das Wechselstromsignal stark verstärkt werden. Hochpaßfilter sind nur dann in der Lage das Wechselstromsignal auf die Grundlinie zu halten, wenn die Rate, mit welcher die Grundlinie verschoben wird relativ gering ist. Wenn das Verschieben der Grundlinie mit einer genügend großen Rate erfolgt, so daß die Spektralkom ponenten des Verschiebens oberhalb der Grenzfrequenz des Hochpaßfilters liegen, wird die Veränderung durch den Hochpaßfilter geleitet. Unter diesen Umständen wird das Ausgangssignal des Hochpaßfilters entweder in Stromlaufrichtung dem Filter nachfolgende Verstärker sättigen oder eine Anzeige der Wechsel stromwellenform dazu veranlassen, sich über die sichtbaren Grenzen der Anzeige hinaus zu erstrecken.

Gemäß dem Prinzip der vorliegenden Erfindung ist ein digitaler Hochpaßfilter vorgesehen, der leicht programmiert werden kann, unter Verwendung von bereits bekannten Techniken zum implemen tieren von digitalen Tiefpaßfiltern, die unter Verwendung ei ner relativ geringen Rechnerleistung betrieben werden und dies ein Signal ausgeben, das leicht bezüglich einer Null-Volt- Grundlinie zurückgesetzt werden kann. Der schnell ansprechende Tiefpaßfilter wird durch erste und zweite Tiefpaßfilter ge bildet, von denen jeder ein gemeinsames Eingangssignal empfängt und ein zugehöriges Ausgangssignal ausgibt. Der erste Filter hat eine relativ hohe Grenzfrequenz, so daß er genau dem Ein gangssignal folgt, jedoch nicht dessen Welligkeit signifikant dämpft. Der zweite Filter weist eine Grenzfrequenz auf, die in Abhängigkeit von einem Steuersignal von einer relativ geringen Frequenz zu einer relativ hohen Frequenz geändert wird. Wenn die Grenzfrequenz des zweiten Filters relativ gering ist, dämpft sie wirkungsvoll die Welligkeit, obwohl er nicht immer schnell genug anspricht, um dem Eingangssignal genau zu folgen. Wenn die Grenzfrequenz des zweiten Filters relativ hoch ist, ist er, wie der erste Filter, nicht in der Lage die Welligkeit signifikant zu dämpfen, obwohl er genau dem Eingangssignal folgt. Ein mit dem ersten und zweiten Filter verbundener Ver gleicher vergleicht die Werte der jeweiligen ersten und zweiten Ausgangssignale miteinander und erzeugt das Steuersignal, wenn deren Differenz einen vorherbestimmten Wert übersteigt. Als Er gebnis hat der schnell ansprechende Tiefpaßfilter eine relativ niedrige Grenzfrequenz um die Welligkeit zu dämpfen, bis das Eingangssignal sich mit einer genügend großen Rate ändert, um zu veranlassen, das der Vergleicher das Steuersignal erzeugt. Die Ansprechzeit des zweiten Filters ändert sich dann zu der relativ hohen Grenzfrequenz, so daß er genau dem Eingangssignal folgen kann. Der schnell ansprechende Tiefpaßfilter kann ent weder bei der Verwendung analoger Schaltkreise oder digitaler Filtertechniken implementiert werden.

Unabhängig davon, welche Technik verwendet wird, kann der Ver gleicher das Steuersignal erzeugen, um die Grenzfrequenz von der relativ niedrigen Frequenz zur relativ hohen Frequenz zu ändern, wenn die Differenz zwischen den ersten und zweiten Aus gangssignalen größer als ein erster vorherbestimmter Wert ist. Ähnlich kann der Vergleicher das Steuersignal beenden, um die Grenzfrequenz von der relativ hohen Frequenz zur relativ nied rigen Frequenz zu ändern, wenn die Differenz zwischen dem er sten und zweiten Ausgangssignal innerhalb eines zweiten vorher bestimmten Wertes liegt. Der erste vorherbestimmte Wert kann größer sein als der zweite vorherbestimmte Wert, um eine Hyste rese zum Ändern der Grenzfrequenz zwischen der relativ hohen Frequenz und der relativ niedrigen Frequenz zur Verfügung zu stellen.

Kurze Beschreibung der Figuren

Fig. 1 ist ein Wellenformdiagramm eines Signales, das vorteil hafter Weise mit dem erfindungsgemäßen Hochpaßfilter gefiltert werden kann.

Fig. 2 ist ein Wellenformdiagramm, welches die Wellenform aus Fig. 1 mit tiefpaßgefilterten und hochpaßgefilterten Versio nen der Eingangswellenform darstellt.

Fig. 3A ist eine schematische Darstellung eines typischen Tiefpaßfilters.

Fig. 3B ist ein Wellenformdiagramm, welches die Eingangs- und Ausgangswellenform des Filters aus Fig. 3A zeigt.

Fig. 4 ist ein Wellenformdiagramm, welches zeigt, in welcher Weise das Abtasten einer Wellenform eine Reihe von Spannungs schritten approximiert.

Fig. 5 ist eine schematische Darstellung eines typischen Hochpaßfilters.

Fig. 6 ist ein Blockdiagramm einer gegenwärtig bevorzugten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Hochpaßfilters.

Fig. 7 ist ein Flußdiagramm der Software, welche verwendet wird, um einen in der Ausführungsform aus Fig. 6 verwendeten Prozessor zu steuern.

Obwohl der erfindungsgemäße digitale Hochpaßfilter in vorteil hafterweise verwendet werden kann, um im Grunde genommen jede Art von Signal zu filtern, das beide, hochfrequente und nied rigfrequente Spektralkomponenten aufweist, wobei ein Beispiel eines Signales, welches in vorteilhafter Weise mit dem erfin dungsgemäßen Filter gefiltert werden kann in Fig. 1 darge stellt ist. Das Signal ist mit einer Wechselstromkomponente von relativ niedriger Amplitude dargestellt, die auf einer wesent lich größeren Gleichstromkomponente, bekannt als "Grundlinie", aufsitzt. Wie in Fig. 1 dargestellt, wandert die Grundlinie anfangs nach oben und anschließend nach unten. Die Spektralkom ponenten dieses relativ langsamen Wanderns können deutlich un terhalb der Grenzfrequenz eines Hochpaßfilters liegen, der verwendet werden kann, um die Wechselstromkomponenten durchzu lassen. Jedoch, zur Zeit t₁, führt die Grundlinie eine wesent liche und sehr schnelle Verschiebung durch. Die Schnelligkeit dieses Verschiebens veranlaßt sie Frequenzenkomponenten aufzu weisen, die deutlich oberhalb der Grenzfrequenz eines Hochpaßfilters liegen würden, der verwendet werden würde um die Wech selstromkomponenten des Signales durchzulassen. Während die zwischen t₁ und t₂ auftretende Verschiebung durch Verwendung eines Hochpaßfilters eliminiert werden könnte, der eine höhere Grenzfrequenz aufweist, würde eine höhere Grenzfrequenz die Wechselstromkomponenten dämpfen, die von Bedeutung sind und auf der Grundlinie aufgespielt sind. Nach den Verschieben von t₁- t₂, wandert die in Fig. 1 dargestellte Grundlinie noch einmal langsam nach unten und dann nach oben.

Wie oben erwähnt, um das Wechselstromsignal darzustellen, wel ches von Interesse ist, ist es normalerweise notwendig das Wechselstromsignal auf eine Null-Volt-Grundlinie runterzubrin gen. Versetzen des Wechselstromsignales auf eine Null-Volt- Grundlinie erlaubt dem Signal verstärkt zu werden, so daß die Wechselstromkomponenten in einer visuellen Anzeige sichtbar sind. Wenn das Signal nicht auf eine Null-Volt-Grundlinie her untergebracht wurde, könnte eine Verstärkung des Signales der art, daß das Wechselstromsignal sichtbar ist, es dazu veranlas sen außerhalb des Anzeigebereiches der visuellen Anzeige ver setzt zu werden. Das Problem des Grundlinienwanderns und -verschiebens ist auf dem Gebiet der medizinischen Anzeigetech nik allgemein bekannt und wird durch Vorgänge wie Artefakt her vorgerufen.

Die Reaktion eines Tiefpaßfilters und eines Hochpaßfilters auf das Eingangssignal aus Fig. 1 ist in Fig. 2 dargestellt. Das Eingangssignal ist als Wellenform A in Fig. 2 dargestellt. Die Wellenform B aus Fig. 2 zeigt das Eingangssignal, nachdem es durch einen konventionellen Tiefpaßfilter gefiltert wurde. Es ist zu beachten, daß das auf dem Eingangssignal aufgespielte Wechselstromsignal bei dem tiefpaßgefilterten Ausgangssignal nicht vorhanden ist, wobei jedoch die schnelle Grundlinienver schiebung, welche zwischen den Zeiten t₁ und t₂ auftritt, auf das Ausgangssignal Einfluß gehabt hat.

Die Wellenform C aus Fig. 2 ist das Ausgangssignal eines Hochpaßfilters ohne die Fähigkeit einer Grundlinienwiederherstel lung, der die oben in Fig. 2 gezeigte Eingangswellenform emp fangen hat. Es ist zu beachten, daß das Wechselstromsignal ur sprünglich auf einer Null-Volt-Grundlinie dargestellt ist. Je doch, zum Zeitpunkt t₁ verschiebt sich die Grundlinie plötzlich in der gleichen Weise wie die Eingangswellenform. Anschließend, nimmt die Grundlinie des Signalausganges des Hochpaßfilters exponentiell auf Null Volt ab, wobei die Wechselstromkomponente auf der exponentiellen Abnahme aufsitzt. Jedoch, aufgrund der Stärke der Grundlinienverschiebung, wäre das Wechselstromsi gnal, nach dem es verstärkt und an eine visuelle Anzeige ange schlossen worden wäre, nicht sichtbar, bis das Grundliniensi gnal ungefähr zum Zeitpunkt t₃ auf Null Volt zurückgegangen wä re. Die Wellenform D aus Fig. 2 zeigt das Ausgangssignal des erfindungsgemäßen Hochpaßfilters, welches die Wechselstromkom ponente des Eingangssignales (Wellenform A) auf einer Null- Volt-Grundlinie hält und unmittelbar bezüglich einer Null-Volt- Grundlinie zum Zeitpunkt t₂ zurücksetzt.

Fig. 3A zeigt einen konventionellen Tiefpaßfilter 10, der aus einem Widerstand 12, der in Reihe zwischen einem Eingangsan schluß 14 und einem Ausgangsanschluß 16 geschaltet ist und ei nem Kondensator 18 besteht, der mit dem Ausgangsanschluß 16 und einem gemeinsamen Erdungsanschluß 20 verbunden ist. Wie bereits hinreichend aus dem Stand der Technik bekannt ist, ist die Durchlaßfunktion des Filters 10 einigermaßen konstant bis zu einer Grenzfrequenz des Filters, und nimmt anschließend mit ei ner Rate von 20 dB pro Zeitabschnitt ab. Die Grenzfrequenz f_c ist durch die Formel gegeben:

wobei R der Widerstandswert des Widerstandes 12 und C die Kapa zität des Kondensators 18 ist.

In dem Zeitbereich betrachtet, reagiert der Filter auf einen Spannungssprung, der an seinen Eingang gelegt wird, wie es in der Wellenform von Fig. 3B gezeigt ist. Insbesondere zum Zeit punkt t₀ springt die zwischen dem Eingangsanschluß 14 und dem Erdungsanschluß 20 aufgebrachte Spannung von 0 auf V₁ Volt, wie dies in der oberen Wellenform von Fig. 3B gezeigt ist. Die Spannung V₁ lädt graduell den Kondensator durch den Widerstand 12 auf, so daß die Ausgangsspannung zwischen dem Ausgangsan schluß 16 und dem Erdungsanschluß 20 graduell ansteigt, wie dies in der unteren Wellenform von Fig. 3B gezeigt ist. Die Rate, mit welcher die Ausgangsspannung auf den Spannungssprung reagiert, welcher auf den Eingangsanschluß 14 aufgebracht ist, ist eine Funktion der Zeitkonstanten des Filters, welche gleich dem Produkt des Widerstandes 12 und der Kapazität des Kondensa tors 18 ist. Mathematisch, wird das Ansprechen des Filters wäh rend des Zeitraumes durch folgende Formel wiedergegeben:

Wie in Fig. 4 dargestellt wird, wird eine Eingangswellenform 20 zu den Zeiten t₁₁t₂ . . . t₆ abgetastet. Nach jedem Abtasten, bleibt der Wert der Abtastwerte konstant, bis ein weiterer Ab tastwert aufgenommen wird. Jeder der Abtastwerte bildet daher eine Schrittwellenform, in welcher sich die Spannung ändert, von der Spannung des vorangegangenen Abtastwertes zur Spannung der Eingangswelle 30, während der Abtastwert aufgenommen wird. Das Verhalten eines Tiefpaßfilters zu jedem der Abtastwerte wird durch folgende Formel wiedergegeben:

Wie oben erwähnt, wird die Grenzfrequenz f_c des Filters 10, wie er in Fig. 2 dargestellt ist, durch folgende Formel wiederge geben:

Wobei R der Widerstandswert des Widerstandes 12 und C die Kapa zität des Kondensators 18 ist. Diese Gleichung kann umgeformt werden zu:

Einsetzen der Gleichung [3] in Gleichung [1] führt zu folgender Gleichung:

In einem digitalisierten System ist die Spannung V_c gleich V₀ des vorangegangenen Abtastwertes. Das Abtasten kann ebenso in einer genügend großen Rate erfolgen, so daß die Eingangsspan nung im wesentlichen konstant über das Abtastintervall ist. Un ter diesen Umständen, wird die Ausgangsspannung V₀ h für den Ab tastwert n durch folgende Formel wiedergegeben:

Der Ausdruck 1-1^-2 ^π ^fct kann dargestellt werden durch die Kon stante K da die Zeitkonstante des Filters wesentlich größer als das Intervall zwischen Abtastungen ist. Unter diesen Umständen kann das Ausgangssignal durch die Formel = + - dargestellt werden. Da die Konstante K nur ein Bruchteil eines Wertes zwischen 0 und 1 sein wird, was ein Problem beim Rechnen mit Gleitkommaarithmetik in einem echtzeit digitali lisierten System darstellen kann, kann die obige Gleichung zu folgender Gleichung umgeformt werden:

welche wie folgt umgeordnet werden kann:

wenn der Ausdruck

definiert ist als der Ausdruck M, kann die obige Gleichung geschrieben werden als:

Wenn nun der Ausdruck SUM definiert wird als: SUM = MV₀, dann ergibt V₀ = SUM/M für die Kombination dieser Gleichungen:

Die Variable SUM ist somit die Summe der Variablen SUM vom vor angegangenen Abtastwert und einen digitalen Sprung gleich der Differenz zwischen dem gegenwärtigen Eingangssignal in dem Fil ter und dem Ausgangssignal vom Filter kurz bevor der gegenwär tige Abtastwert erfaßt wird. Die Variable SUM ist daher effek tiv die Summe aller inkrementalen Schritte, die vorher aufgetre ten sind.

Wenn einmal die Variable SUM_n für jedes Beispiel berechnet worden ist, kann ein zugehöriger Tiefpaßfilterausgangsabtastwert über folgende Formel berechnet werden:

Mit Bezug auf Fig. 5, kann ein einzelner Hochpaßfilter 40 im plementiert werden, indem ein Kondensator 42 in Reihe zwischen einem Eingangsanschluß 44 und einem Ausgangsanschluß 46 in Rei he geschaltet wird und ein Widerstand 48 zwischen dem Ausgangs anschluß 46 und einem gemeinsamen Erdungsanschluß 20 ange schlossen wird.

Mit Bezug auch auf Fig. 3A wird es offensichtlich, daß für je des Eingangssignal, welches auf den Filter 10, 40 aufgebracht wird, das den Kondensatoren 18, 42 jeweils gegenüberliegende Signal das tiefpaßgefilterte Eingangssignal. Ebenso wird das jeweils den Widerständen 12, 48 gegenüberliegende Signal das hochpaßgefilterte Eingangssignal sein. Die Summe des Hoch paßsignales V_H und des Tiefpaßsignales V_L ist gleich dem Ein gangssignal V₁, das heißt V₁ gleich V_H+V_L. Diese Gleichung kann wie folgt umgeschrieben werden:

V_H = V₁ - V_L [11]

Gleichung 11 zeigt, daß das Hochpaßsignal einfach durch Abzie hen des Tiefpaßsignales vom Eingangssignal berechnet werden kann. Als Ergebnis, kann ein Hochpaßfilter implementiert wer den unter Verwendung eines digitalen Tiefpaßfilters, um einen Tiefpaßfiltersignal zu erhalten, und anschließend durch einfa ches subtrahieren des Tiefpaßsignales vom Eingangssignal.

Angenommen die Abtastrate beträgt 1000 Abtastungen pro Sekunde, ein Tiefpaßfilter kann mit einem 10 Hz schnell ansprechenden Filter und einem 1 Hz langsam ansprechenden Schnelligkeitsfil ter wie folgt implementiert werden: Der Wert t in den obigen Gleichungen ist gegeben durch 1/1,000 = 0,001. Für den schnell ansprechenden Filter wird M wie folgt errechnet:

M für den langsam ansprechenden Welligkeitsfilter wird berech net als

Der erfindungsgemäße schnell ansprechende Tiefpaßfilter kann ebenso digital implementiert werden, wie es in Fig. 6 darge stellt ist. Wie in Fig. 6 dargestellt ist, wird das Eingangs signal einem Analog-Digitalwandler 80 zugeführt, welcher das Impulssignal digitalisiert und es einen Mikroprozessor 82 zu führt. Der Betrieb des Mikroprozessors 82 wird durch einen Satz von Befehlen gesteuert, die im Speicher 84 gespeichert sind. Der Speicher 84 wird darüber hinaus auch für andere Zwecke ver wendet, wie dies im Stand der Technik üblich ist. Der Mikropro zessor 82 berechnet einen Wert, der dem Ausgangssignal des Fil ters entspricht und führt das zugehörige Bit einem Digital- Analogwandler 86 zu, welcher dann die Spannung V₀ ausgibt. Durch Auswählen von passenden Abtastzeiten für den Analog- Digitalwandler 80 und entsprechenden Betriebszeiten für den Di gital-Analogwandler 86, folgt die Ausgangsspannung V_OUT der Eingangsspannung V_in, ohne daß Welligkeit, welche das Eingangs signal V_IN aufweist, durchgelassen wird.

Ein Flußdiagramm eines Programmes zum Steuern des Betriebes des Mikroprozessors 82 ist in Fig. 7 dargestellt. Das Programm be ginnt mit 100, wo der gegenwärtige Wert der Tiefpaßfilterspannung V_LP auf Null gesetzt ist und der gegenwärtige Wert des Hochpaßfilterausganges V_HP auf Null gesetzt ist. Das Programm liest dann einen Abtastwert der Eingangsspannung V_IN vom Ana log-Digitalwandler 80 (Fig. 6) bei Schritt 102 ab. Der Ein gangsabtastwert V_IN wird dann mit dem gegenwärtigen Tiefpaßfilterausgangswert V_LP bei 104 verglichen, indem der absolute Wert von V_HP mit einer vorherbestimmten Schwelle V_TH verglichen wird. Wenn der absolute Wert größer als die Schwelle ist, ver zweigt das Programm zu Schritt 106, wo der Tiefpaßfilterausgangswert V_LP auf den gegenwärtigen Eingangsabtastwert V_IN ge setzt wird, wobei ein "Vorladen" der Variablen SUM erfolgt. Wenn der Tiefpaßfilterausgangswert V_LP einigermaßen nahe dem Eingangsabtastwert ist, verzweigt das Programm statt dessen zu 108, wo ein neuer Tiefpaßfilterausgangswert V_LP berechnet wird, unter Verwendung der oben erwähnten Formel. Auf jeden Fall, wird der Hochpaßfilterausgangswert V_HP bei 110 berech net, durch Abziehen des Tiefpaßfilterausgangswertes V_LP vom gegenwärtigen Eingangsabtastwert V_IN. Der Mikroprozessor 82 (Fig. 6) gibt dann beim Schritt 112 den Hochpaßausgangsab tastwert an den Digital-Analogwandler 86 weiter bevor er auf Schritt 102 zurückspringt, um nochmals einen weiteren Eingangs abtastwert vom Analog-Digitalwandler 80 einzulesen. Der Digi tal-Analogwandler 86 gibt dann eine Spannung aus, die V_HP ent spricht.

Der Hochpaßdigitalfilter, wie er in Fig. 6 dargestellt ist, kann ebenso unter Verwendung des in Tabelle 1 in der Computer sprache C dargestellten Programms implementiert werden.

Tabelle 1

Das Programm definiert die Variablen "m" als 16 in Linie 1 und, in Linie 2, definiert es die Schwelle V_TH, welche die maximal erlaubte Abweichung von V_HP von der Null-Volt-Grundlinie ist. Speicherplätze werden dann für die Variablen SUM, V_HP, V_IN, und V_LP jeweils in den Zeilen 3 bis 6 reserviert. Linie 7 ist eine Leeranweisung, die als Programmeingriffspunkt dient, nachdem jeder Abtastwert aufgenommen ist. Das Programm prüft in Zeile 8 um zu bestimmen, ob der absolute Wert von V_LP größer als die Schwelle V_TH ist. Wenn das Programm in Zeile 8 bestimmt, daß der Hochpaßfilterausgabewert V_HP innerhalb der Schwelle V_TH liegt, verzweigt das Programm zu Zeile 11, wo die Variable SUM gemäß Gleichung 9 auf Seite 7 berechnet wird. Die Variable SUM rechts von dem "=" Zeichen in Zeile 11 wird durch den Wert von SUM vom vorangegangenen Eingangsspannungsabtastwert V_IN berech net und die Variable SUM zur linken des "=" Zeichens in Zeile 11 ist der neue Wert von SUM. Das Programm berechnet dann den Tiefpaßfilterausgangswert V_LP in Zeile 12 unter Verwendung von Gleichung 10 auf Seite 7. Der Hochpaßfilterausgangswert V_HP wird dann als die Differenz zwischen der Eingangsspannung V_IN und dem Tiefpaßfilterausgangswert V_LP berechnet. Wie oben er klärt, ist es wichtig, daß der Tiefpaßfilter in der Lage ist auf deutliche Verschiebungen der Grundlinie zu reagieren, und daß dies durch Setzen des Tiefpaßfilterausgangs auf den Ein gang erfolgt. Das Programm setzt den Tiefpaßfilterausgangswert V_LP auf die Eingangsspannung V_IN in Zeile 9 und lädt die Varia ble SUM in Zeile 10 vor durch gleichsetzen mit dem Produkt M und V_LP. Das Programm führt dann die Berechnungen wie oben be schrieben in den Zeilen 11 bis 13 durch.

Wenn das Programm in Zeile 8 feststellt, daß der Hochpaßfilterausgangswert V_HP außerhalb der Schwelle V_TH liegt, dann wird die Variable SUM "vorgeladen" um die Grundlinie beginnend in Zeile 9 wiederherzustellen. Nachdem ein Hochpaßfilterausgang- V_HP Abtastwert wie oben berechnet wurde, wird er durch den Mikroprozessor 82 (Fig. 6) dem Digital-Analogwandler 86 ausge geben, welcher dann eine zugehörige Spannung ausgibt. In Zeile 14 ruft das Programm dann die Filterlehrungsanweisung von Zeile 7 auf, um durch die Zeilen 8 bis 13 durchzuschleifen und einen nachfolgenden Hochpaßfilterausgangsabtastwert V_HP zu berech nen.

Anstelle des Verwendens eines Digital-Analogwandlers 86, um ein analoges Ausgangssignal zu erzeugen, kann der Mikroprozessor 82 direkt eine digitale Anzeige (nicht gezeigt) antreiben, um die numerischen Werte des hochpaßgefilterten Eingangssignales an zuzeigen oder eine graphische Anzeige (nicht gezeigt) antrei ben, um die hochpaßgefilterten Werte zu drucken.

Claims

1. Digitale Hochpaßfilter abgeleitet von einem digitalen Tiefpaßfilter mit:
Abtasteinrichtungen zum periodischen Abtasten eines Eingangs signales um eine Frequenz von Eingangsabtastwerten bereitzu stellen;
einer ersten Recheneinrichtung zum Berechnen für jeden der Ein gangsabtastwerte einen gegenwärtigen Tiefpaßfilterabtastwert entsprechende Summe eines Tiefpaßfilterabtastwertes für einen vorangegangenen Eingangsabtastwert und einen Tiefpaßänderungswert, wobei der Tiefpaßänderungswert dem Verhältnis zwischen einen gegenwärtigen Eingangsabtastwert weniger dem Tiefpaßfilterabtastwert für den vorangegangenen Eingangsabtastwert und einem Modulwert entspricht, welcher Modulwert einer exponenti ellen Abnahme von 1 nach 0 mit einer vorherbestimmten Zeitkon stante über eine Zeitspanne entspricht, die der abgelaufenen Zeit zwischen dem Abtasten des Eingangssignales entspricht; und
einer zweiten Recheneinheit zum Berechnen eines gegenwärtigen Hochpaßfilterabtastwertes für jeden der Eingangsabtastwerte, wobei jeder der Hochpaßfilterabtastwerte der Differenz zwi schen dem gegenwärtigen Eingangsabtastwert und dem gegenwärti gen Tiefpaßfilterabtastwert entspricht.

2. Digitaler Hochpaßfilter nach Anspruch 1, weiterhin mit ei ner Grundlinienwiederherstellungseinrichtung mit Einrichtungen zum Setzen des Tiefpaßfilterabtastwertes auf den Wert eines Eingangsabtastwertes im Fall, daß der absolute Wert eines Hochpaßfilterabtastwertes größer als ein vorherbestimmter Wert ist, wobei der Ausgang des digitalen Hochpaßfilters zurückge setzt wird, im Fall, daß seine Grundlinie sich auf den vorher bestimmten Wert verschiebt.

3. Digitaler Hochpaßfilter nach Anspruch 2, bei dem die Grund linienwiederherstellungseinrichtung umfaßt:
eine Vergleichereinrichtung zum Vergleichen eines Tiefpaßfilterabtastwertes mit einem Eingangsabtastwert und Erzeugen eines Rücksetzens im Fall, daß der absolute Wert der Differenz zwi schen dem Tiefpaßfilterabtastwert und dem Eingangsabtastwert den vorherbestimmten Wert überschreitet; und
eine Rücksetzeinrichtung zum Setzen des Tiefpaßfilterabtastwertes auf den Eingangsabtastwert abhängig vom Rücksetzen.

4. Digitaler Hochpaßfilter mit:
einem Analog-Digitalwandler, der ein Eingangssignal empfängt, das auf den Eingangsanschluß aufgebracht wird, wobei der Ana log-Digitalwandler periodisch das Eingangssignal digitalisiert, um einen zum Eingangssignal gehörigen Eingangssignalabtastwert zu erzeugen;
einer Prozessoreinrichtung, die jeden der Eingangsabtastwerte empfängt, wobei die Prozessoreinrichtung:

(a) einen Änderungswert berechnet entsprechend der Größe einer exponentiellen Abnahme während einer Periode zwischen dem Er fassen eines vorherigen Eingangssignalabtastwertes und dem Er fassen eines gegenwärtigen Eingangssignalabtastwertes, welche exponentielle Abnahme auf einer Zeitkonstanten des Filters und der Differenz zwischen einem gegenwärtigen Eingangswert und ei nem vorherigen Zwischenausgangswert basiert;
(b) den vorangegangenen Zwischenausgangswert durch den Ände rungswert inkrementiert, um einen gegenwärtigen Zwischenaus gangswert zu erzeugen; und
(c) gegenwärtigen Zwischenausgangswert von dem gegenwärti gen Eingangswert abzieht, um einen gegenwärtigen Filteraus gangswert zur Verfügung zu stellen; und

einen jeden der gegenwärtigen Filterausgangswerte in eine zuge hörige Spannung umwandelt, dabei ein Ausgangssignal für den di gitalen Hochpaßfilter erzeugend.

5. Hochpaßfilter nach Anspruch 4, weiterhin mit einer Grund linienwiederherstellungseinrichtung zum Wiederherstellen des absoluten Wertes des Ausgangssignales auf einen relativ kleinen Wert im Fall, daß der absolute Wert des Ausgangssignales einen vorherbestimmten Wert überschreitet.

6. Hochpaßfilter nach Anspruch 5, bei dem die Grundlinienwie derherstellungseinrichtung aufweist:
eine Einrichtung zum Vergleichen eines Zwischenausgangswertes mit einem Eingangswert und Erzeugen eines Rücksetzens, wenn der Zwischenausgangswert von dem Eingangswert um mehr als eine vor herbestimmte Größe abweicht; und
Setzen des Zwischenwertes auf den Eingangswert abhängig von den Rücksetzen.

7. Ein Verfahren zum Hochpaßfiltern eines Eingangssignales mit:
periodischem Abtasten des Eingangssignales, um eine Frequenz von Eingangsabtastwerten zu erhalten;
Berechnen eines gegenwärtigen Zwischenwertes für jeden der Ein gangsabtastwerte entsprechend der Summe des Zwischenwertes für einen vorangegangenen Eingangsabtastwert und einem inkrementa len Änderungswert, wobei der inkrementale Änderungswert dem Verhältnis zwischen einem gegenwärtigen Eingangsabtastwert mi nus dem Zwischenwert für den vorangegangenen Eingangsabtastwert und einem Modulwert entspricht, welcher Modulwert einer expo nentinellen Abnahme von eins nach null mit einer vorherbestimm ten Zeitkonstante über eine Zeitspanne entspricht, die der ab gelaufenen Zeit zwischen den Abtasten des Eingangssignales ent spricht; und
Berechnen eines gegenwärtigen Ausgangsabtastwertes für jeden der Eingangsabtastwerte, wobei jeder der gegenwärtigen Aus gangsabtastwerte der Differenz zwischen dem gegenwärtigen Ein gangsabtastwert und dem gegenwärtigen Zwischenwert entspricht.

8. Verfahren nach Anspruch 7, darüber hinaus mit dem Schritt des Setzens eines Zwischenwertes auf den Wert eines Eingangsab tastwertes im Fall, daß der absolute Wert eines Ausgangsab tastwertes größer als ein vorherbestimmter Wert ist, dabei den Ausgangsabtastwert innerhalb eines vorherbestimmten Bereiches bringen.

9. Verfahren zum Hochpaßfiltern eines Eingangsignales mit:
periodischem digitalisieren des Eingangssignales um eine Anzahl von Eingangssignalabtastwerten entsprechend eines Eingangs signales zu überzeugen;
Berechnen eines Änderungswertes entsprechend der Größe einer exponentiellen Abnahme während einer Zeitspanne zwischen dem Erfassen eines vorangegangenen Eingangssignalabtastwertes und dem Erfassen eines gegenwärtigen Eingangssignalabtastwertes, wobei die exponentielle Abnahme auf einer Zeitkonstante des Filters und der Differenz zwischen einem gegenwärtigen Ein gangsabtastwert und einem vorangegangenen Zwischenwert basiert;
Inkrementieren des vorangegangenen Zwischenwertes durch den Än derungswert, um einen gegenwärtigen Zwischenwert zu erzeugen; und
Abziehen des gegenwärtigen Zwischenwertes von dem gegenwärtigen Eingangswert, um einen gegenwärtigen Filterausgangswert zur Verfügung zu stellen; und
Umwandeln eines jeden der gegenwärtigen Filterausgangswerte in eine zugehörige Spannung, dabei ein Ausgangssignal für den di gitalen Hochpaßfilter erzeugend.

10. Verfahren nach Anspruch 9, weiterhin mit dem Schritt des Wiederherstellens des absoluten Wert des Ausgangssignales auf einen relativ kleinen Wert im Fall, daß der absolute Wert des Ausgangssignales einen vorherbestimmten Wert überschreitet.

11. Verfahren zum digitalen Hochpaßfiltern eines Eingangs signales, um gefilterte Ausgangssignalabtastwerte zu erzeugen, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

(a) Setzen eines Zwischenabtastwertes auf einen Anfangswert;
(b) Abtasten des Eingangssignales, um einen Eingangssignalab tastwert entsprechend dem Eingangssignal zu erzeugen;
(c) Berechnen eines Änderungswertes entsprechend der Größe ei ner exponentiellen Abnahme von 1 nach 0 während einer Zeitspan ne zwischen dem Erfassen eines vorangegangenen Eingangssignal abtastwertes und dem Erfassen eines gegenwärtigen Eingangssig nalabtastwertes basierend auf einer Zeitkonstante des Filters und der Differenz zwischen dem gegenwärtigen Eingangssignalab tastwert und einem vorangegangenen Zwischenabtastwert;
(d) Summieren des Änderungswertes mit dem vorangegangenen Zwi schenabtastwert, um einen gegenwärtigen Zwischenabtastwert zu erzeugen;
(e) Abziehen des gegenwärtigen Zwischenabtastwertes von dem ge genwärtigen Eingangssignalabtastwert, um einen gefilterten Aus gangssignalabtastwert zur Verfügung zu stellen; und
(f) wiederholen der Schritte (b) bis (e).

12. Verfahren nach Anspruch 11, darüberhinaus mit dem Schritt des Wiederherstellens des absoluten Wertes des Ausgangssignal abtastwertes auf einen relativ kleinen Wert im Falle, daß der absolute Wert einer der Ausgangssignalabtastwerte einen vorher bestimmten Wert überschreitet.

13. Das Verfahren nach Anspruch 11, darüber hinaus mit dem Schritt des Vergleichens eines Zwischenabtastwertes mit einem Eingangssignalabtastwert und Erzeugen eines Rücksetzens, wenn der Zwischenabtastwert von dem Eingangssignalabtastwert um mehr als eine vorherbestimmte Größe abweicht; und
Setzen des Zwischenabtastwertes auf den Eingangssignalab tastwert in Abhängigkeit eines Rücksetzens.