DE1915005A1 - B-Transistorleistungsverstaerker - Google Patents
B-TransistorleistungsverstaerkerInfo
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- H03F3/3069—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the emitters of complementary power transistors being connected to the output
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- H03F3/3086—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the power transistors being of the same type two power transistors being controlled by the input signal
- H03F3/3091—Single-ended push-pull [SEPP] amplifiers; Phase-splitters therefor the power transistors being of the same type two power transistors being controlled by the input signal comprising two complementary transistors for phase-splitting
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Description
Western Electric Company Incorpoated Myer, R. E.
Die Erfindung betrifft einen B-Transistorleistungsverstärker
mit einem Signaleingangs ans chluß, einem Signalaus gangs anschluß,
einer Gleistrom-Energiequelle sowie einer im Gegentakt
arbeitenden Treiberstufe und Leistungsstufe, die mehrere
Transistoren mit einem Basis-, einem Emitter- und einem
Kollektoranschluß enthalten.
B-Gegentaktleistungs verstärker haben schon immer unter Verzerrungen zu leiilen gehabt, die durch die nichtlineare Ausgangskennlinie
im Übernahmegebiet verursacht werden, wenn ein Verstärkerelement zu leitien aufhört und das andere zu leiten
beginnt. Lange Jahre hat man die Harmonische Gesamtverzerrung als befriedigend angesehen, wenn sie etwa 5% nicht übersteigt,
wobei üblicherweise eine Zunahme bei kleinen Signalamplituden auftritt. Versuche, diese Verzerrungen herabzusetzen, haben
zu verhältnismäßig komplizierten und aufwendigen Schaltungen geführt, bei denen häufig kritische Vorspannungs- und Symmetrieeinstellungen
erforderlich sind. In den Ie tzten Jahren sind Leistungstransistoren entwickelt und in im B-Betrieb arbeiten-
90S840/145-4
Jt
den Schaltungen benutzt worden, und zwar sowohl mit als
auch ohne Übertrager. Die Schaltungen unter Verwendung von Transistoren shd zwar in mancher Hinsicht vereinfacht,,
aber in den meisten Fällen bleiben die Verzerrungen, wenn auch im verringertem Maß,' bestehend. Darüber hinaus können
mit vielen dieser Schaltungen nicht die Wirkungsgrade erzielt werden, die an sich mit Transistoren möglich sind. Außerdem
ist die Temperaturstabilität ein Problem geblieben, das immer fc besondere Aufmerksamkeit verlangt und viele Schaltungen sind
in kritischem Maß abhängig sowohl von der Spannung der Stromversorgung
als auch den Bauteiltoleranzen. Eine genauere Erläuterung der Übernahmeverzerrung findet sich in dem Buch
"TRANSISTORS: Principles, Design & Applications" von W.W. Gartner (I960), Seiten 475-484.
Die Erfindung hat sich die Aufgabe gestellt, die vorstehend erläuterten
Schwierigkeiten zu überwinden. Sie geht dazu aus von einem Verstärker der eingangs genannten Art und ist dadurch .
gekennzeichnet, daß die Treiberstufe komplementäre Transistoren aufweist, deren Bas is anschlüsse mit dem Eingangs ans chluß
verbunden sind, deren Kollektoranschlüsse miteinander verbunden
sind und deren Emitter«Kollektorstrecken in einem an die Gleichstrom,-Energiequelle angeschalteten Reihenstromkreis
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liegen, daß die Leistungs stufe komplementäre Transistoren
aufweist, deren Emitter-Kollektorstrecken in einem an die
Gleichstrom-Energiequelle angeschalteten p.eihenstromkreis
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liegen und deren Basisanschlüsse "je direkt mit dem Kollektoranschluß des jeweils zugeordneten Transistors der Treiberstufe verbunden sind und dessen einzige wirksame Belastung
bilden, und daß ein für Gleich- und Wechselstrom leitender Rückkopplungsweg von den direkt miteinander verbundenen
Anschlüssen der Leistungsstufen-Transistoren zu den Basis«
anschlüssen der Treiberstufen-Transistoren führt.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand der Zeichnungen beschrieben:
Fig. 1 das Schaltbild eines Verstärkers- nach den
Grundgedanken der Erfindung;
Fig. 2 Kennlinien und Kurvenformen für die Schaltung
nach Fig. Ij '
Fig. 3 das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem sich eine
höhere Ausgangsleistung als bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 erreichen läßt;
Fig. 4 einen Schaltungsaus zug der Fig. 3 mit einer
alternativen Leistüngstransistor-Anordnung;
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■ ---■■- - ^E-
Fig. 5 einen komplizierteren Schaltungsaufbau, mit dem sich sowohl höhere Leistung als auch
eine weiter vergrößerte Stabilität erzielen läßt.
Erfindungsgemäß wird ein B-Traiisistorleistungsverstärker
geschaffen, bei dem die Kollektorelektroden von zwei komplimentären
Transistoren einer Treiberstufe direkt über eine
Diode miteinander verbunden sind. Zwei Widerstände, von
denen je einer an jeder Emitterelektrode liegt, vervollständigen
einen Reihenstromkreis über die Transistoren und eine Ener« giequelle. Die Leistungsstufe weist zwei Transistoren auf,
deren Emitter-Kollektorstrecken direkt in .Reihe und an die
Energiequelle geschaltet sind. Die Basiselektroden der Leistungstransistoren sind direkt mit den Kollektorelektroden
der Treiberstufe-Transistoren verbunden, so daß der Span-"' nungsabfall an der Diode in der Treiberstufe eine im wesentlichen
konstante Vorspannung zwischen den Basiselektroden der beiden Leistunfstransistoren aufrecht erhält. Die Kopplung
zwischen den Stufen ist so gewählt, daß die Basis-Emitterübergänge
der Leistungstransistoren im wesentlichen die einzige Belastung für den Ausgänge der Treiberstufe darstellen. Es
wird sowohl eine Wechselstrom- als auch eine Gleichstrom-
, * 90 9 840/US4 *
rückkopplung benutzt. Die Wechselstromrückkopplung bestimmt nicht nur die Gesamtspannungsverstärkung und verbessert
die Linearität des B-Betriebs, sondern bewirkt, was von* großer Bedeutung ist, daß die Verstärkung der Treiberstufe
stark ansteigt, wenn die Impedanz der Basis-Emitterübergänge im Ubernahmebereich sehr groß wird, in welchem
ein Leistungstransistor zu leiten aufhört und der andere zu leiten beginnt. Es handelt sich hierbei um eine neue Betriebsweise
für B-Verstärker, die unabhängig von der Signalstärke scheinbar alle Verzerrungen im Übernahmebereich ausschaltet.
Die Gleichstromrückkopplung Symmetriert automatisch "die
Vorspannung der Treiberstufe, bewirkt eine hohe Stabilität-der
Schaltung im Ruhezustand und macht sie unabhängig gegen
starke Schwankungen der Bauteilwerte und der Betriebsspannung.
starke Schwankungen der Bauteilwerte und der Betriebsspannung.
Fig. 1 zeigt einen zweistufigen Leistungsverstärker, der so vorgespannt ist, daß er im B-Betrieb arbeitet. Die Treiberstufe enthält die Transistoren Ql und Q2, und die Leistungsstufe enthält die Transistoren Q3 und Q4. Die Kollektor elektroden
der Treibertransistoren Ql und Q2 sind vorzugsweise- direkt über eine Diode Dl zusammengeschaltet, obwohl eine solche
Diode für einen befriedigenden Betrieb nicht wesentlich ist.
Ein Widerstand R6 verbindet die Emitterelektrode des Tran-
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sistors Ql mit dem positiven Pol (+V) einer Gleichstrom-Energiequelle,
und ein Widerstand. E7 verbindet die Emitterelektrode des Transistors Q2 mit dem geerdeten Pol der
Energiequelle. Kondensatoren G3 und C4 parallel zu den Widerständen
R6 bzw. R7 führen die Signalströme an den Widerständen
vorbei. Zwischen den Polen der Energiequelle liegt ein Spannungsteiler mit den Widerständen R2, R3, R4 und R5.
Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R2 und R3 ist mit der Basiselektrode des Transistors Ql verbunden, und
die Basiselektrode des Transistors Q2 liegt an dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R4 und R5. Der Eingangskreis des
Verstärkers wird durch den Signaleingangs ans chluß 1 und den geerdeten Anschluß 2 gebildet. Der Anschluß 1 ist mit der
Basiselektrode beider Treibertransistoren Ql und Q2 über einen Widerstand Rl und Kondensatoren Cl und C2 verbunden, so daß
beide Transistoren die gleiche Signalspannung erhalten.
Die Basiselektroden der Leistungstransistoren Q3 und Q4 sind direkt an die Kollektor elektroden der Treibertransistoren Ql
bzw. Q2 angeschaltet, während die Emitterelektroden der beiden Leistungstransistoren zusammengeschaltet sind und
über einen Kondensator C 5 an den Signalaus gangs ans chluß $ 3 angekoppelt sind. Die Kollektor elektrode des Transistors Q3
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liegt dirakt am positiven Pol der Energiequelle, und die
Kollektor elektrode des Transistors Q4 ist direkt mit dem
geerdeten, negativen Pol der Energiequelle verbunden.
Aus Symmetriegründen sind die Widerstände R2 und R5, R3
und R4 sowie R6 und R7 jeweilssgleich gewählt. Eine genaue
Übereinstimmung ist nicht wesentlich, und es lassen sich
Nennwerte mit Toleranzen verwenden. Der Strom über die Reihenschaltung mit den Widerständen R6 und R7, den Emitter-Kollektorstrecken
der Transistoren Ql und Q2 und der Diode Dl ist auf einen Ärbeitspunkt eingestellt, der dicht oberhalb des"
nichtlinearen Bereiches der Strom-Spannungskennlinie der
Diode Dl und dicht unterhalb des nichtlinearen Bereiches der
Strom-Spannungskennlinien der Basis-Emitterübergänge der Leistungstransistoren Q3 und Q4 liegt« Diese Einstellung läßt
sich leicht durch richtige Auswahl der Widerstände R6 und R7
erreichen. Im Ruhezustand, d.h., bei nicht vorhandenem Signal, fließt nur ein außerordentlich kleiner Strom über die
Diode Dl und führt zu einem Spannungsabfall über der Diode,
der selbst in Gegenwart überlagerter Signalströme im wesentlichen
konstant bleibt. Folglich ist die Spannung zwischen den Basiöelektroden der Leistungstransistoren Q3 und Q4 immer
im wesentlichen konstant« Eine Wechselstrom- und eine-.Gleich-
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Stromrückkopplung ergibt sich durch eine direkte Verbindung zwischen dem gemeinsamen Punkt der Widerstände R3 und R4
und den Emitterelektroden der Leistungstransistoren. Die Auswirkung dieser Rückkopplung soll später unter Bezugnahme auf
Fig. 2 genauer.beschrieben werden. Außer dieser Gesamtrückkopplung
von den Emitterelektroden der Leistungstransistoren ist eine Gleichstromrückkopplung mit Hilfe der Widerstände
R6 und R7 vorgesehen. Diese ist nur für Gleichstrom wirksam, da die gesamten Signalströme über die Parallelkondensatoren
C3 und C4 fließen.
In Fig. 2 zeigen die Bereich A, B und C einige der Grundkennlinien und Kurvenformen der Schaltung nach Fig. 1« Es sei bemerkt, daß diese Kennlinien und Kurvenformen nicht maßstabsgerecht
sind, da zur besseren Erläuterung der erfindungsgemäßen Grundgedanken jeweils willkürliche Skalenfaktoren benutzt worden sind. Die Kennlinien im Bereich A zeigen die
Signalströme i und i^, die zu den Kollektor elektroden der
Leistungstransistoren Q3 bzw. Q4 fließen, in Abhängigkeit von deren Basis spannung. Die Kollektorströme besitzen
normalerweise die im wesentlichen nichtlinearen Bereiche 21 und 22, die den nichtlinearen Bereichen der Basis-Emitterübergänge entsprechen. Die Auswirkung dieser nichtlinearen Be-
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BAD ORlGlMAL
reiche wird durch die Erfindung beseitigt. Dies soll später
genauer beschrieben werden.
Die Signal spannung mit der im Bereich B der Fig. 2 gezeigten Kurvenform V. liegt zwischen den Eingangsanschlüssen 1 und
2 (Fig. 1), und deren verstärktes Abbild V2 entgegengesetzter
Phasenlage, das ebenfalls im Bereich B der Fig. 2 gezeigt ist, erscheint an den Kbllektorelektroden der Transistoren Ql und Q2.
Die verstärkte Ausgangs spannung V , die zwischen den Ausgangsanschlüssen 3 und 4 liegt, ist im Bereich C der Fig. 2
dargestellt. Es sei erneut betont, daß die Kurvenformeh nicht maßstabsgerecht aufgetragen sind.
Wie oben angegeben, wird durch den Spannungsabfall über der Diode Dl eine im wesentlichen feste Spannungsdifferenz zwischen
den Basiselektroden der Transistoren Q3 und Q4 aufrechterhalten, so daß die Ausgangsspannung der Treibertransistoren
Ql und Q2 die Basiselektroden mit der gleichen Signalspannung beaufschlagt. Bei fehlender Eingangsspannung liegt die Basiselektrode
des Transistors Q3 auf einer Spannung, die annähernd gleich einem festen Bruchteil (im allgemeinen etwa l/2) der Betriebsspannung (+V) zuzüglich etwa des halben Spannungsabfalls
an der Diode Dl ist, während die Basiselektrode des Transistors
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ίο
Q4 auf einer Spannung liegt, die annähernd gleich demselben
festen Bruchteil der Betriebsspannung abzüglich etwa des halben Spannungsabfalls an der Diode Dl ist. Da die Emitterelektroden
beider Transistoren an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R3 unä R4 angeschaltet sind, liegen
sie auf etwa demselben festen Bruchteil der Betriebsspannung.
Die wirksame Basis-Emittervorspannung jedes Leistungs-
j transistors besteht daher etwa aus dem halben Spannungsabfall
an der Diode Dl. Im Idealfall ist diese Vorspannung zu klein, um einen Kollektorstrom einzuleiten, so daß bei fehlender Eingangsspannung
keiner der Leistungstransistoren einen Kollektor strom führt. In der Praxis führt eine unvermeidbare Unsymmetrie
dazu, daß einer der Leistungstransistoren Q3 oder Q4 einen sehr kleinen Bas is-Emitter strom aufweist, der ausreicht,
um einen kleinen Kollektor strom fließen zu lassen. Dies ergibt eine genügend große Gleichstromrückkopplung zum Verbindungspunkt
der Widerstände R3 und R4, um in der Treiberstufe die Vorspannung automatisch zu symmetrieren und den
Strom auszugleichen. Wenn die im Bereich B der Fig. 2 gezeigte Signalspannung V. an die Anschlüsse 1 und 2 in Fig. 1
angelegt wird, so erhöht der erste, negativ gerichtete Teil der Signalwelle die Stromleitung über den Basis-Emitterübergang
des Treibertransistors Ql und verringert den StromfLuß über
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Tl
den Basis-Emitterübergang des Treibertransistors Q2. Dies
führt zu einer verstärkten, positiv gerichteten Signalspannung V0 an den Basiselektroden beider Leistungstransistoren Q3 und
Q4, wodurch ein Stromfluß über den Basis-Emitterübergang
des Leostungstransistors Q3 eingeleitet wird, der Transistor Q4 aber gesperrt bleibt.
Die normalerweise nicht lineare Stromkennlinie, die im Bereich A der Fig. 2 gezeigt ist, würde eine beträchtliche Verzerrung
der Ausgangskurvenform verursachen. Bei fehlendem Eingangssignal und außerdem dann, wenn die Signalspannung
durch Null geht, weist der Basis-Emitterübergang des Transistors Q3 eine hohe Impedanz auf, wodurch die Belastung des
Treibertransistors Ql entfernt und diesem eine entsprechend hohe Spannungsverstärkung vermittelt wird. Dies führt dazu,
daß die zwischen die Basis- und die Emitterelektrode des Transistors Q.3 angelegte Spannung stark ansteigt, so daß der
Punkt 25 (der Schnittpunkt der Linearen Verlängerung 23 der der Kollektorstromkennlinie i mit dex' Spannungsachse) plötzlieh
zum Ursprung wandert. Da die gleiche Wirkung beim Beginn der nächsten Halbperiode der Signalspannung für den
Leistungstransistor Q4 auftritt, wird der gesamte Übergangsbereich zwischen den gestrichelten Parallelen Linien 273 28,
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die durch die Punkte 25 und 26 laufen, im Effekt zum Verschwinden
gebracht. Dies führt zu einer kombinierten Kennlinie, die durch die gestrichelte, durch den Ursprung führende
Linie 29 dargestellt ist. Diese Kennlinie rührt von einer Umsetzung der linearen Teile der Kennlinien i„ und i. sowie ihrer
linear verlängerten Teile 23 bzw. 24 her. Für die im Bereich B gezeigte verstärkte Signalspannung V2 kann ebenfalls angenommen
werden, daß sie durch den Übernahmebereich verschoben ist und als kontinuierliche unverzerrte Welle erscheint.
Die Verstärkung der Treiberstufe ist im Übernahmegebiet so groß, daß keine akustisch wahrnehmbare Störung in der Ausgangskurvenform
auftritt.
Ohne eine Einschränkung vorzunehmen, kann als Beispiel einer
speziellen Schaltungsauslegung ein Verstärker gemäß Fig. 1
gebaut werden, der eine im wesentlichen verzerrungsfreie Leistung von Ein Watt direkt an einen Lautsprecher praktisch
aller üblichen Impedanzwerte ohne Verwendung eines Ausgangsübertragers abgeben kann, wenn die folgenden Bauteile benutzt
werden:
Rl, R6, R7 = 1 kOhm C5 = 500 yuF
R2, R5 =2 kOhm Ql = 2N1305
R3, R4 = 10 kOhm Q2 = 2Nl 304
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Cl, C2 = 5 /F Q3 = 2N3567
C3, C3 = 100yuF Q4 = 2N3638
Dl = 1N4154
Ein herausragender Vorteil der Erfindung beruht auf der Tat« sache, daß die Widerstände und Kondensatoren nur einen bestimmten. Nennwert ohne kritische Anforderungen an die Toleranz
haben müssen, und daß die Transistoren und Dioden nicht aneinander angepaßt werden müssen. Außerdem ist die Schaltung
in einem groflen Bereich von Betriebsspannungen arbeitsfähig. Die minimale Betriebsspannung wird durch die Spannung bestimmt,
die erforderlich ist, um die Diode Dl leitend zu machen, und die maximale Betriebsspannung wirdmurch die Grenzwerte
der Transistoren, insbesondere Q3 und Q4 bestimmt. Die maximale Ausgangsleistung ändert sich dagen mit der Betriebsspannung.
In Fig. 1 sind die Leistungstransistoren Q3 und Q4 komplementäre
Ausführungen. Gleiches gilt für die Treibertransistoren Ql und Q2. Es sind heute iipn-Siliziumtransistoren hoher-Leistang
bei verhältnismäßig niedrigen Kosten verfügbar. Dagegen sind pnp-Transistoren vergleichbarer Leistung nicht so
leicht erhältlich. Um die Vorteile der jetzt erhältlichen npn-
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Transistoren hoher Leistung ausnutzen zu können, lassen. ...
sich die komplimentären Transistoren Q3 und Q4 mit zwei npn-Transistoren Q5 und Q6 koppeln, die gemäß Fig. 3 als
Leistungs-Ausgangstransistoren geschaltet sind. Die Schaltung der Treiberstufe mit den Transistoren Ql und Q2 ist
identisch mit der Schaltung nach Fig. 1, mit der Ausnahme, daß eine zweite Diode D2 in Reihe geschaltet ist. In der
Leistungsstufe sind die Transistoren Q3 und Q5 in· der befe|
kannten Darlington-Schaltung angeordnet, die in der USA-
Patentschrift 2 663 806 (22.12.1953) beschrieben ist. Die Transistoren Q4 und Q6 sind zwar vom entgegengesetzten
Leitfähdgkeitstyp, bilden jedoch eine Schaltung, die im wesentlichen
der bekannten Darlington-Schaltung äquivalent ist. . Bei
den Transistoren Q5 und Q6 handelt es sich, wie oben erwähnt,
um die neueren Hochleistungstypen, beispielsweise die Transistoren
2N3054 oder 2N377.3. Bei Verwendung der Transistoren 2N3054 kann erreicht werden, daß der Verstärker eine im
wesentlichen unverzerrte Leistung von zehn Watt abgibt, während sich bei Verwendung der Transistoren 2N3773 hundert Watt
erreichen lassen. Eine zusätzliche Überalles-Wechselstromgegenkopplung
läßt sich unter Verwendung eines Widerstandes R8 verwirklichen, der zwischen den Signalausgangsanschluß 3 und
den Verbindungspunkt des -Widerstandes Rl mit den beiden Kon«
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IS
densatoren Cl und C2 geschaltet ist. Diese Gegenkopplung muß jedoch nicht vorgesehen sein.
Falls pnp-Transistor hoher Leistung bei tragbaren Kosten zur
Verfügung steht, der zu dem Transistor Q5 komplementär ist,
so kann er mit dem Transistor Q4 entsprechend der in Fig. 4 dargestellten Teilschaltung verbunden werden. Die Beziehung
zwischen dieser Teilschaltung und der nach Fig. 3 ergibt sich ohne weiteres durch einen Vergleich.
Die Schaltung nach Fig. 5 zeigt außerdem, daß die Treibertransistoren
Ql und Q2 mit ihren Kollektor elektroden über eine Vielzahl von Dioden zusammengeschaltet sind, die durch
die Diodengruppen Dl und D2 dargestellt werden, und daß ihre Emitterelektroden in Reihe mit Widerständen R6 und R7 auf
die gleiche Weise wie bei den Fig. 1 und 3 an die Energiequelle angeschaltet sind. Die Schaltung weicht jedoch in weiteren
Merkmalen ab. Es wird außerdem ein Vorverstärker mit den Transistoren Q7 und Q8 verwendet, und jede Seite der Leistungs«
stufe weist drei Transistoren auf, die nach der in der vorgenannten USA-Patentschrift offenbarten Weise zusammengeschaltet
sind. Außerdem wurden im vorliegenden Fall die zu den Widerständen R6 und R7 parallelgeschalteten Kondensatoren
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C3 bzw. C4 weggelassen, um absichtlich sowohl eine Weeh«
selstrom- als auch eine Gleichstromgegenkopplung in dieser Stufe zu verwirklichen. .-■--.-'.: ■
In der Vorverstärker stufe mit den Transistoren Q7;ttnd-Q8 sind
deren Emitterelektroden über ein Widerstandsnetzwerk zusammengeschaltet, das die Widerstände RlO, RIl, R12, R13
und R14 enthält. Der Rückkopplungsweg vom Ausgang der
Leistungs stufe zu diesem Netzwerk bewirkt wie im Fall der
Fig. 1 und 3 sowohl eine Wechselstrom- als auch eine Gleichstromgegenkopplung.
Der gemeinsame Verbindungspunkt der , Widerstände RIO, RIl und R12 ist für Wechselströme, gegen :
Erde durch den Kondensator C6 kurzgeschlossen. Der Rüek--j :-
kqpplungsweg vom Ausgang der Leistungs stufe ist an den ge- ·
meinsamen Verbindungspunkt der Widerstände RIO, Rl3 und
R14 angeschaltet. Der Verbindungspunkt der Widerstände RIl
und Rl3 liegt am Emitter des Transistors Q7 und der Verbindungspunkt
der Widerstände R12 und R14 am Emitter des Transistors Q8. Der Kollektor des Transistors Q7 ist über
den in Reihe mit der Diode D5 geschalteten Widerstand Rl 5 an den positiven Pol der Energiequelle angeschaltet, während
der Kollektor des Transistors Q8 über den Widerstand
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19Ί50Ό5 H
Rl 6 und die Diode D6 an den geerdeten Pol der Energiequelle
gelegt ist. Die Kollektor elektroden dieser beiden Transistoren sind außerdem, je mit der Basis der Treibertransistoren Ql
und Q2 verbunden. Die Basidelektroden der Vorverstärker-Transistoren Q7 und Q8 sind über eine Vielzahl von Dioden
zusammengeschaltet, die durch die Diodengruppen D3 und D4 dargestellt werden. Diesen Dioden wird ein Strom über einen
zwischen den positiven Pol der Quelle und die Diodengruppe D3 geschalteten Widerstand R2 und einen zwischen die Diodengruppe
D4 und den geerdeten Pol der Quelle geschalteten Widerstand R5 zugeführt. Der Signaleingangs ans chluß 1 ist über einen 'Kondensator
Cl. an den Verbindungspunkt der Diodengruppen D3 und D4 angekoppelt. Ein Widerstand R9 liegt zwischen dem Signaleingangsanschluß
1 und dem geerdeten Eingangs ans chluß 2.
In der Leistungs stufe sind die Transistoren Q3, Q9 und Q5 im
wesentlichen Identisch mit Fig. 9 der oben genannten USA-Patentschrift geschaltet, mit der Ausnahme, daß das Ausgangssignal
am Emitter des Transistors Q5 statt vom. gemeinsamen
■Kollektor-Verbindungspunkt abgenommen wird. Eine ähnliche Anordnung ist auch für die Transistoren Q4, QlO und Q6 mit der
einzigen Ausnahme gezeigt, daß der Ausgangstransistor Q6 ein
npn-Typanstelle eines für die zugehörigen Transistoren Q4 und
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QiO gezeigten pnp-Typs ist. Dieser Unterschied" der Transistorbestückung
hat den gleichen Grund, aus dem der Leistungstransistor Q6 in Fig. 3 benutzt worden ist. Natürlich
läßt sich auf die in Fig. 4 gezeigte Weise die Schaltung in die übliche Darlington-Schaltung umwandeln, wenn ein geeigneter
pnp-Transistor hoher Leistung zur Verfugung steht, der zum Transistor Q5 komplementär ist. Die Widerstände Rl7 und Rl8
sind in Reihe zwischen die Emitterelektroden der Transistoren Q3 und Q4 geschaltet und ihr Verbindungspunkt ist mit der zum
gemeinsamen Punkt der Widerstände RIO, Rl3 und R14 führenden
Rückkopplungsleitung verbunden. Der Widerstand Rl 9 verbindet
die Rückkopplungsleitung mit dem Emitter des Transistors Q9, und der Widerstand R20 verbindet die Kollektor elektroden der
Transistoren Q4 und QlO mit dem geerdeten, negativen Pol der Energiequelle. Zwischen den Signalausgangs ans chluß 3 un den
geerdeten Aus gangs ans chluß Jf 4 ist eine Lautsprecherspule geschaltet.
Wie die vorstehende Beschreibung zeigt, sind in jeder der Schaltungen nach Fig. 1, 3 und 5 die Emitter-Kollektorstrecken
der Leistungsstufen-Transistoren direkt in Reihe an die beiden Pole der Energiequelle geschaltet. Beispielsweise ist in Fig. 5
der Emitter des Transistors Q5 mit dem Kollektor des Tran-
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sistors Q6 verbunden, so daß die. Kollektor-Emitterstrecken
der beiden Transistoren in Reihe liegen, und, da der Kollektor des Transistors Q5 direkt an den nichtgeerdeten, positiven Pol
der Energiequelle und der Emitter des Transistors Q6 an dem geerdeten Anschluß der Energiequelle liegt, sind die beiden
Emitter-Kollektorstrecken der Leistungstransistoren in Reihe an die Energiequelle angeschaltet. Wenn ein zum Transistor Q5
komplementärer pnprTransistor anstelle des Transistors Q6
auf die in Fig. 4 gezeigte Weise vorgesehen ist, werden die beiden Emitterelektroden der Leistungstransistoren anstelle
des Emitters und Kollektors entsprechend Fig. 5 zusammenge- · schaltet. In jedem Fall ist jedoch der Verbindungspunkt zwischen
den beiden Elektroden der Leistungsstufe, die direkt zusammengescjjfaltet
sind, über den Kondensator C5 an den Signalausgangsanschluß
3 angekoppelt, und außerdem ist dieser Verbindungspunkt zur Erzielung einer Gleichstrom- und Wechselstromgegenkopplung
mit der Treiberstufe verbunden.
Der besondere Vorteil der Schaltung nach Fig. 5 beruht nicht nur
auf der erzielbaren hohen Ausgangsleistung, sondern auch auf der verbesserten Rückkopplungsschaltung, die eine genauere Vorspannungs
symmetrierung für die Transistoren der Treiber stufe
ermöglicht. Wie in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben, wird der
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Strom, über die Transistoren Ql und Q2 in Fig. 3 u. 5 so eingestellt,
bis die Dioden Dl und D2 an einem Punkt leitend werden, der dicht oberhalb des nichtlinearen Bereiches ihrer Strom-Spannungskennlinie
und dicht unterhalb des nichtlinearen Bereiches der Strom-Spannungs kennlinie de^r Basisr Emitterübergänge
der Transistoren Q5 und Q6 liegt. Unter diesen Bedingungen kann ein sehr kleiner Strom über die Basis-Emitterübergäήg&
auf einer Seite der Leistungs stufe fließen, beispielsweise über die Basis-Emitterübergänge der Transistoren Q3, Q9 und Q5.
Aufgrund der durch diese Schaltung bewirkten, sehr starken Gleichstromgegenkopplung sind die Kollektorströme sowohl im
Vorverstärker als auch in den φ Treiberstufen außerordentlich ■
klein. Da außerdem die durch die Dioden Dl und D2- gelieferte
Vorspannung nur einen sehr kleinen Strom über die Basis-Emitterübergänge der Transistoren in der Leistungs stufe zuläßt,
der zu klein ist, als daß mehr als nur ein sehr kleiner
Kollektorstrom fließen könnte, tritt im Ruhezustand kein merkbarer
Leistungsverlust in der Treiberstufe auf. Die Schaltung besitzt daher sehr hohen Wirkungsgrad und besitzt keine wahrnehmbaren Übernahmever ζ errungen wegen des sehr stärken Einflusses
der Wechselstromgegenkopplung, die auf die oben in Verbindung mit Fig. 2 beschriebene Weise den Übernahmebereich
praktisch zum Verschwinden bringt. .--...
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Claims (3)
19V5QQ5
PATENTANSPRgCHE
rl.) B-Transistorleistungsverstärker mit einem Signaleiiigangsanschluß,
einem Signalausgangsanschjuß; einer Gleichstrom-Energiequelle sowie einer im Gegentakt arbeitenden
Treiberstufe und Leistungsstufe, die mehrere Transistoren mit einem Basis-, einem Emitter- und einem Kollektoranschluß
enthalten,
dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberstufe komplementäre Transistoren (Ql, Q2)aufweist, deren Basisanschlüsse mit dem
Eingangs ans chluß (1) verbunden sind, deren Kollektoranschlüsse miteinander verbunden sind und deren Emitter-Kollektorstrecken
in einem an die Gleichstrom-Energiequelle (V+, Erde) angeschalteten Reihenstromkreis liegen,
daß die Leistungs stufe komplementäre Transistoren (Q3, Q4) aufweist, deren Emitter-Kollektor strecken in einen an die
Gleichstrom-Energiequelle angeschalteten Reihenstromkreis liegen und deren Basis anschlüsse je direkt mit dem Kollektoranschluß
des jeweuls zugeordneten Transistors (Ql, Q2) der Treib er stufe verbunden sind und dessen einzige wirksame Belastung
bilden und
daß ein für Gleich- und Wechselstrom leitender Rückkopplungsweg
von den direkt miteinander verbundenen Anschlüssen der Lei-
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stungsstufen-Transistoren (Q3, Q4) zu den Bas is anschluss en
der Treiberstufen-Transistoren (Ql, Q2) führt.
2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Verbindung der Kollektorelektroden der Treiberstufen-Transistoren
über wenigstens eine Diode (Dl) erfolgt.
3. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine sowohl zwischen den von den direkt miteinander verbundenen
Elektroden der Leistungs stufen-Transistoren (Q3, Q4)
ausgehenden leitenden Weg und die Eingangsschaltung (1) sowie die Basiselektroden der Tr eiber stuf en-Transistoren (Ql, Q2)
eingefügte Vorverstärker stufe ein Paar komplementärer Transistoren
(Q7, Q8) aufweist, die je eine Emitterelektrode, eine Kollektorelektrode und eine Basiselektrode besitzen, daß jede
Emitterelektrode über einen Widerstand (RIO, RIl, R12, R13, R14)
sowohl mit der jeweils anderen Emitterelektrode als auch mit dem von den direkt miteinander verbundenen Elektroden der
Leistungsstufen-Transistoren ausgehenden leitenden Weg vervunden ist, daß die Basiselektroden über wenigstens zwei in
Reihe geschaltete Dioden (D3, D4) miteinander verbunden sind, deren Verbindungspunkt an den Eingangsanschluß angekoppelt
ist und daß die KoUektorelektroden direkt mit den entsprechen Basiselektroden der Treiberstufen-Transistoren (Q1,Q2) verbunden
sind. 909840/145A
Leersei te
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