DE1803950A1 - Elektronischer Komparator fuer niedrige Eingangsspannungen - Google Patents

Description

OR.-INO. DIPL.-IN·. M.SC. . DIPI PHVS. OR. OIPL-PHVS.

HÖGER - STELLRECHT - GRIESSBACH - HAECKER PATENTANWÄLTE IN STUTTGART

Λ 36 774 T, ¹⁸⁰³⁹⁵°

8.Oktober T968

Texas Instruments Incorporated Dallas/Texas, USA

Elektronischer Komparator für niedrige Eingangsspannungen.

Die Erfindung betrifft einen Vergleicherschaltkreis für Eingangssignale niederer Spannung mit mindestens einem mit einem Eingangssignal beaufschlagten Eingangsverstärker sowie einem dem letzteren nachgeschalteten Schalter.

Komparatoren und allgemein diskriminierende Signalverstärker werden so aus Verstärkerstufen und Schwellwertschaltern gebaut, daß zumindest die-erste Verstärkerstufe zur Unterdrückung gleichsinniger Störimpulse in der Regel einen Differenzeingang hat und das Nutzsignal mehr oder weniger linear verstärkt, bevor in weiteren Stufen eine successive oder sofortige Amplitudendiskriminierung hinsichtlich vorgegebener Schwellwerte sowie eine·Zeitdiskriminierung mittels eines Zeitblendensignals (strobe) stattfindet. Während die letztere Forderung durch Toroder Und-Schalter erfüllt wird, v/i es die Realisierung von Amp-

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litudendiskiminatorschaltungen große Mannigfaltigkeiten auf. Die Skala reichte vom einfachen Schmitt-Trigger bis zu Schwellengliedern (25.B. Siliziumdioden) im Gegenkopplungskreis. Al-r len diesen lösungen gemeinsam ist eine sehr große Verstärkung einkommender Signale oberhalb einer festgesetzten Schwelle, dagegen eine möglichst große Dämpfung unterhalb dieser Schwelle.

Speziell bei Signalverstärkern zur Biterkennung aus größeren Kern- oder anderen Speichern schritt man zur Unterteilung der Abfiihlleitung einer Bitebene, um das Signal/Störverhältnis der Abfühlsignale nicht allzusehr absinken zu lassen. Dies bedeutet, daß jedes Leitungsende einer so unterteilten Abfühlleitung zu einem separaten Vorverstärker führt, dessen Ausgangssignal erst mit dem anderer Signale aus anderen Vorverstärkern derselben Bitebene an den gemeinsamen Eingang eines Hauptverstärkers und Diskriminator angelegt wird.

Die Bauweise der Signalverstärker war diskret oder teilintegriert, die Bandbreite reichte vom Gleichstrom- bis zum Reaonanzverstärkertyp.

Die Nachteile dieses Stands der Technik waren mannigfach? Während.bei den mit Gleichstromkopplungen versehenen Verstärkern das Langzeit- und Temperaturdriftverhalten schwer zu beherrschen war, bereitete bei mit induktiven und kapazitiven Gliedern bestückten Verstärkern bzw. Diskriminatoren eine lange Erholzeit bei Überlasts/ignalen und eine Verschiebung der Diskriminatorschwelle bei Änderungen der Pulsbreiten oder -wiederholraten Schwierigkeiten.

Die Aufgabe der Erfindung ist, einen Schaltkreis der eingangs erwähnten Art zu schaffen, dessen Eingangsverstärker über ein von außen eingegebenes Signal im Schwellwert einstellbar ist, insbesondere einen diskriminierenden Signalverstärker mit Gleichstromkopplung ohne nennenswerte Drift zu entwerfen.

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Diese Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfindung gelöst durch einen Referenzverstärker zur Erzeugung eines Referenzpotentials, das zur Einstellung des Schwellwertes des Eingangsverstärkers an diesen geführt ist.

Durch die Erfindung wird der Vorteil erzielt, daß sich die erfindungsgeraäße Schaltung besonders gut für eine integrierte Bauweise bei guten At&eich- und Gleichlaufeigenschaften eignet, daß durch eine externe SchwelleneinstellmÖglichkeit u.a. ein nur minimales Driftverhalten infolge Temperaturschwankungen oder Änderungen der ■Versorgungsspannung erzielt werden kann, und daß eine Anschlußmöglichkeit an TTL-Kreise (Standard Transistor Transistor Logic-Kreise) besteht.

In spezieller Anwendung dieses elektronischen Komparators für Spannungen im Millivoltbereich eignet er sich als diskriminierender Signalverstärker an Kernspeicherabfühlleitungen bei einem oder mehreren Eingängen ohne durchwegs getrennte Signalverstärkungskanäle für eine stabile, in keiner Hinsicht schwimmende Verstärkung und Diskriminierung solcher Signale.

Weitere Einzelheiten und Merkmale der Erfindung können den beigefügten Ansprüchen und/oder <ier folgenden Beschreibung entnommen werden, die der Erläuterung eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels der Erfindung dient. Es zeigen:

Fig. 1 ein Obersichtschaltbild eines erfindungsgemäßen Komparators für niedrige Eingangsspannungen bei unipolarer Schwelle,

Fig. 2 eine übertragungsfunktion invertierender Verstärker AR bzw. AI der Fig* I,

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Pig. 3 ein Schaltbild eines !Comparators mit bipolarer Schwelle,

Pig. 4 eine Übertragungsfunktion eines-!Comparators mit unipolarer Schwelle,

Pig. 5 eine Übertragungsfunktion eines !Comparators mit bipolarer Schwelle,

Pig. 6 ein Schaltbild eines !Comparators für niedrige Eingangsspannungen bei bipolarer Schwelle in spezieller Ausführung als diskriminierender Signalverstärker mit zwei Signaleingängen zur Verstärkung und Diskriminierung von Speicherabf ühlsignalen,

Pig. 7 eine Übertragungsfunktion eines invertierenden Verstärkers der Pig.6,

Pig. 8 eine Übertragungsfunktion eines zweifach invertierenden TTL-Schalters der Pig.6.

Pig. 9 eine Übertragungsfunktion zwischen Eingang und Ausgang der Gesamtanordnung der Pig.6.

In Pig. 1 wird ein Referenzverstärker gezeigt, der eine Spannung VCS zur kollektorseitigen Spannungsversorgung von Eingangsverstärkern erzeugt. Die Spannung VCS wird mit einer von außen eingebrachten Spannung VREP -eingestellt. Der gesamte Referenzverstärker besteht aus den Transistoren Qi bis Q4, den Widerständen R1 bis R3# einer Stromquelle IR sowie einem invertierenden Verstärker AR. letzterer setzt sich aus weiteren in Pig.1 nicht gezeigten Transistoren und Widerständen asammen; er hat Gleichstromkopplung und eine relativ hohe Gleichstromverstärkung; in Pig.2 wird seine Übertragungsfunktion gezeigt.

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Der invertierende Verstärker AR dient zusammen mit den Transistoren Q3 und Q4 sowie' dem Widerstand R1 einer Gegenkopplung im Referenzverstärker. Der Betrag der Spannung VREP ist so gewählt, daß der invertierende Ve.rstärker AR stets im Linearbereich arbeitet. Aus Pig.1

(D V_cs -V_x +

mit Vx als Spannung am Eingang des invertierenden Verstärkers AR,

IREP als Strom durch den Widerstand R1, VBE (Q3) als Baels-Emitter Spannungsfall am Transistor Q3.

Für den Strom IREP folgt angesichts eines Konstantstromes IR in der Differenzverstärkerschaltung des Referenzverstärkers:

mit q als Elektronenladung
K als Boltzmannkonstante
T als Halbleitertemperatur in Grad Kelvin.

Aus Gleichung (Όund(2)folgt:

Die Spannung VCS- ist also eine Funktion des Stroms IR, des Widerstands R1, des Basis-Emitter Spannungäalls am Transistor Q3, der Spannung VX am Eingang des Verstärkers AR sowie der Referenzspannung VREF. Bei konstanter Temperatur können die Werte IR, R1und VBE (Q3) .. als konstant betrachtet werden. Wegen

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der hohen Verstärkung im Verstärker AR kann auch VX als innerhalb des- Betriebsbereichs praktiscn/^constant angesehen v/erden. Somit ist die Spannung VCS in erster Linie eine Punktion der Referenzspannung VREP. Der Transistor Q4 dient der Bereitstellung eines hohen Stroms "in* die VCS Spannung führende leitung. Gleichung 3 zeigt weiter, daß die Spannung VCS nicht direkt durch eine begrenzte Variation der Versorgungsspannungen VCC beeinflußt werden kann.

In Pig.1 liefert die Spannung VCS die Kollektorspannung für einen Eingangsverstärker. Dieser Eingangsverstärker ist in seinem Aufbau identisch'dem Referenzverstärker mit der Ausnahme, daß der Ausgang aus einem invertierenden Verstärker AI des Eingangsverstärkers keine Rückführungsschleife aufweist wie der entsprechende Ausgang aus dem invertierenden Verstärker AR des Referenzverstärkers. Der folgenden Rechnung sei ein vollkommener Abgleich bzw. Gleichlauf aller einander gleichen Bauteile und Parameter des Referenzverstärkers und des Eingangsverstärkers zugrundegelegt. Somit folgt für einen Kollektorstrom IC (Q5) angesichts eines Konstantstromes Ii der Differenzverstärkerschaltung des Eingangsverstärkers:

(4) I_C(O_S)

Bei einer Pig.1 entsprechenden Polarität der Spannung VIN folgt für eine Spannung VE(Q7) am Eingang des Verstärkers AI

(5) V_t(Q,) — V₀-I_C(Q₅Vfev-V_6E(Ο.,)

mit VBE(Q7) als Basis-Emitter-Spannungsfall am Transistor Q7. Gleichung(4) und(5) ergeben?

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ce) V

Aus Gleichung (3) und (β) folgt mit £,-&.,.

(7) V

Da VE(Q7) die Eingangsspannung des invertierenden Verstärkers AI ist, und AI dem invertierenden Verstärker AR gleich ist, ist auch die Übertragungsfunktion von AI dieselbe wie die von AR und ebenfalls in Pig.2 zu ersehen. Wegen der hohen Verstärkung im Verstärker AI wird eine kleine Änderung der Eingangsspannung VE(Q7) die Ausgangsspannung aus dem einen nichtXLir ■ nearen Bereich in den anderen nicht/linearen Bereich umschalten.

Diskussion der Gleichung 7:

Bedingung Vin<VREP ergibt VE(Q7)<VX, Vout hoch ¹¹ Vin = VREP ^M VE(Q7)= VX, Vout im Linearbereich ¹¹ Vin > VREP ^M VE(Q7)>VX, Vout tief

wenn Vout die Ausgangsspannung aus dem Verstärker AI ist.

Derjenige Wert der Eingangsspannung VIN, der die Ausgangsspannung Vout in den Linearbereich bringt, heißt Schwellenspannung VT. In einem vollkommen abgeglichenen Kreis ist der Wert der Schwellenspannung VT stets gleich der Referenzspannung VREP. In der Praxis entsteht freilich ein kleines Toleranzfeld um VREP, da ein vollkommener Abgleich nur näherungsweise erreicht werden kann. Die aus einer nicht vollkommenen Identität der Kennlinien der Transistoren der Eingangsstufen herrührende Offsetspannung ist eine der Gründe für dieses Toleranzfeld. . Pur eine große Zahl von Ausführungsbeispielen konnte das Toleranzfeld jedoch so klein gehalten werden, daß VT praktisch gleich VREP war.

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Eine Abhängigkeit der Spannung VCS von einer negativen Versorgungsspannung VCC 2 kann durch einen Abgleich der Konstanz-Ströme IR und Ii behoben werden. Gemäß Gleichung 7 wird eine gleichsinnige Änderung beider konstanten Ströme durch eine eich ändernde negative Versorgungsspannung praktisch kompensiert. Eine ähnliche Kompensation erfolgt bei einer gleichartigen Veränderung im invertierenden Verstärker AR und dem jenem gleichen Verstärker AI.

Im Schaltkreis der Fig.1 bewirkt eine Eingangsspannung entgegengesetzter Polarität kein dem Spannungsbetrag entsprechendes Ausgangssignal Vou.t. Die Schaltung der Fig.1 stellt eine unipolare Schwellenschaltung dar, was also bedeutet, daß nur bei überschreiten der Spannung VIK in ihrer angegebenen Polarität über den Betrag von VREF ein Umschalten der Ausgangsspannung Tout in ihren Komplementärwert erfolgt. Soll umgekehrt ein Umschalten von Vout bei Überschreiten des Betrags der Spannung VIN über den Betrag von VREF stattfinden, soll also eine bipolare Schwellenschaltung dargestellt werden, ist gemäß Fig.3 ein Transistor Q8 in der dort angegebenen Schaltungsweise vorzusehen. Die Übertragungsfunktionen der Schaltkreise der Fig. 1 und 3 werden in Fig. 4 bzw. 5 dargestellt.

Der Eingangskreis zur bipolaren Schwellenschaltung der Fig.3 _b;,_ --* ^_ „

jr isingangsKreis zur Dipc
bis, auf den Transistor ac
ιτ Aierselbe wie der in Jn

ist/ierselbe wie der in Hg.1. In Fig.1 wird dem Differenzverstärkereingang, der aus den Transistoren Q5 und Q6 besteht, nur ein Ausgangssignal entnommen, und zwar am Kollektor des Transistors Q5, als Eingang für einen Emitterfolger aus dem Transistor Q7 und dem Widerstand R6. Durch Bildung eines Ausgangs auch am Kollektor des Transistors Q6 bei weiterer Verschaltung gemäß Fig.3 wird ein Emitterfolgerkreis mit zwei Eingängen gebildet; ein Eingang an der Basis des Transistors

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Q7 ist mit dem Kollektor des Transistors Q5 verbunden, während der zweite Eingang· des Emitterfolgers an der Basis des Transis tors Q8 liegt und vom Kollektor des Transistors Q6 gespeist wird. A_uf diese Weise erhält der Eingangsverstärker eine bipolare Schwellencharakteristik.

Es sollte beachtet werden, daß ein einziger Referenzverstärker die Spannung VGS für mehr als nur einen Eingangsverstärker und somit gleiche Schwellwerte für alle Eingangsverstärker gleichzeitig bilden kann. Die zulässige Anzahl zu verwendender Eingangsverstärker wird nur durch den aus dem Transistor Q4 verfügbaren Strom begrenzt. Durch entsprechende Auslegung des invertierenden Verstärkers AR und des Ausgangstransistors Q4 kann die erforderliche Strommenge erzeugt werden.

Der Komparator kann speziell auch als diskriminierender Signalverstärker an Kernspeicherabfühlleitungen verwendet v/erden. Dabei empfängt der Komparator EingangsSignale meist im Bereich zwischen 10 und 60 Millivolt und definiert sie aufgrund ihrer Amplitude zu bestimmten Zeiten als L- oder Hull-Information aus dem Kernspeicher. Da der Verstärkerausgang auf Schalter geführt wird, muß er Standardsignalhub aufweisen.

Der Schaltkreis der Pig.6 ist ein diskriminierender Signalverstärker an Abfühlleitungen magnetischer und anderer Speicher. Hier wird der invertierende Verstärker durch einen TTL-Schalter dargestellt. Die Bauteile der Pig.6 sind gleich bezeichnet wie in Pig. 1 und 3.

Im Referenzverstärker der Pig.6 sind die Transistoren Q10 bis Q12 sowie die Y/ideratände R7 bis R10 im Verstärker AR der Pig.1 zu denken. Die Stromquelle IR der Pig.1 wird durch Wrknsistor Q21 una EJlderstand R21 der Fig.6 dargestellt. Die

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Stromquellen für die zwei Eingangsverstärker v/erden durch die Transistoren Q22 und Q23 sowie Widerstände R22 und R23 gebildet.

Der Verstärker AI der Fig.1 setzt sich aus Transistoren Q13 bis Q15 und Widerständen R11 bis R13 zusammen. Es sollte beachtet werden, daß der Transistor Q13 ein TTL Eingangstransistor mit zwei Emittern ist, wovon der eine Emittereingang als Und-Singang für ein Zeitblendensignal (strobe) dient. Ein zweifach invertierender TTL-Ausgangsschalter wird aus Transistoren Q16» bis Q2O und Widerständen R14 bis R18 gebildet} hierbei ist der Transistor Q16 wiederum ein TTL-Eingangstransistor mit zwei Emittern. Der Transistor Q17 dient als Phasenteiler und steuert die Transistoren Q18 und Q19 aus. Letztere tasten gemeinsam den Ausgangstransistor Q20. Sperrt der Transistor Q2Q, ist Vaus&der Ausgangsleitung hoch, leitet er, so ist dagegenVausg.tief. Fig.7 zeigt die Übertragungsfunktion des invertierenden Yerstärkers aus den Transistoren Q13 bis Q15i im Linearbereich des Verstärkers ist der Verstärkungsfaktor größer als 100, was den bisher gestellten Forderungen entspricht. Die Übertragungsfunktion des zweifach invertierenden Ausgangsschalters mit den Transistoren Q16 bis Q20 ist aus Fig.8 zu ersehen.

Zur Wirkungsweise des !Comparators der Fig.6 ist au sagen, daß der Eingang des invertierenden Verstärkers im Zweifach-Emitter Transistor Q13 einen + Und Schalter darstellt, während der Eingang des z\^eifach invertierenden TTL-Schalters durch den Zweifach-Emitter Transistor Q16 die Funktion eines -Oder Schalters ausübt. Hat nun ein Eingangssignal V!M die durch VREF gesetzte Schwelle betragsmäßig überschritten, so wird

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am Ausgang dee zweifach invertierenden TTL-Schalters bei dem gezeigten Beispiel O Volt erscheinen. Wie Fig.8 anzeigt, hat der zweifach invertierende TTL-Schalter eine sehr hohe Spannungsverstärkung, bewirkt durch die Serienschaltung zweier Verstärkerstufen. Dadurch wächst die Gesamt verstärkung des !Comparators der Fig.6 merklich an. Fig.9 zeigt die übertragungsfunktion der Gesamtanordnung der Fig.6. Dabei wurde die Referenzspannung VHEF mit 20 Millivolt gewählt; die Toleranzabweichungen beider Eingänge zu diesen 20 Millivolt sind in Fig.9 eingezeichnet; die Gründe liegen vorwiegend in den auftretenden Offset-Spannungen, wie bereits erwähnt. Obwohl bei 25⁰C gemessen wurde, zeigen Aufzeichnungen im Bereich zwischen -55 und +125°C (hier nicht dargestellt), daß eine durchschnittliche Änderung der Schwellenspannung mit weniger als 10 Mikro-Volt pro Grad Celsius erwartet werden kann.

Zur Durchführung einer zeitlichen Diskriminierung eines Eingangssignals wird jeweils ein Zeitblendensignal (strobe) an je einem der ünd-Eingänge der invertierenden Verstärker eingeführt. Eine niedere Spannung oder Null Volt auf diesen Leitungen bedeuten die Blockierung des Durchreichens eines Eingangs signals. ⁿL^w auf der Leitung "strobe" dagegen ermöglicht die Wirkungsweise der Verstärker in der beschriebenen Art.

Die Zeitblendensignaleingänge "strobe" sowie der Komparatorausgang der Fig.6 sind compatibel mit Standard TTL-Kreisen. Der Schwellwert VT kann Bitteis VHEF zwischen 10 und 60mV eingestellt werden. Die obere Grenze (60 Milli-Volt) ist zur Aufrechterhaltung des Arbeitens im Linearbereich des Referenzverstärkers gesetzt, während die untere Grenze auf 10 Milli-Volt aus Gründen der Stabilität der angelegten Referenzspannung,

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des Temperaturkoeffizienten der Schwelle sowie des möglichen Bauteileabgleichs liegt.

Die erfindungsgemäße Schaltung eignet sich für Leseverstärker, Komparatoren im Millivolt Bereich, Abtast- und Prüfkreise (sampling circuits), quantisierende Kreise (quantizing circuits) sowie überall dort, wo eine genaue Bestimmung der Amplitude niedriger Eingangsspannungen erwünscht ist. Sie kann von einer voll/integrierten, monolithischen Technik GebrafF&nrSfid erfordert keine zusätzlichen diskreten oder Präzisionsbauteile zur Festlegung des Schwellwerts. Sie ist gekennzeichnet durch gute Abgleich- und Gleichlaufeigenschaften und eine stabile Arbeitsweise.

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Claims (9)

A 36 774 b - 13 - b - 137 8.Oktober 1968 Patentansprüche

1. Vergleicherschaltkrexs für Eiigangssignale niederer Spannung mit mindestens einem mit einem Eingangssignal beaufschlagten Eingangsverstärker sowie einem dem letzteren nachgeschalteten Schalter, gekennzeichnet durch einen Referenzverstärker (Ql, Q2) zur Erzeugung eines Referenzpotentials (VCS), das zur Einstellung des Schwellwertes des Eingangsverstärkers (Q5, Qö) an diesen geführt ist.

2. Schaltkreis nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine an den Eingang des ReferenzVerstärkers (Ql, Q2) gelegte Signalleitung für ein Referenzsignal ( VREP) zur Einstellung des Referenzpotentials ( VCS).

3. Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzverstärker eine erste, mit dem Referenzsignal beaufschlagte Differenzschaltung (Ql, Q2) sowie eine Rückführung (Q3, AR, Q4) aufweist zur Stabilisierung des Referenzpotentials (VCS).

1». Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangsverstärker eine zweite Differenzschältung (Q5, Q6) und einen ümkehrverstärker (Q13, Ql4,Q15) ent hält, und daß die zweite Differenzschaltung so ausgebildet ist, daß sie entweder mit unipolaren oder bipolaren Signalen beaufschlagbar ist.

5. Schaltkreis nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß

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der ümkehrverst.ärker als TTL-Schalter (Q13-Q15) mit mindestens zwei Eingängen ausgeführt ist, deren einer mit der zweiten Differenzschaltung (Q5j Q6) verbunden und deren anderer mit einem Zeitblendensignal beaufschlagbar ist.

6. Schaltkreis nach Anspruch.*!₉ gekennzeichnet durch einen Ausgangsschalter (Q16-Q2©) zur Erzeugung eines digitalen Ausgangssignals entsprechend dem Ausgangssignal des'.'Umkehr-■ i.. - Verstärkers „

7. Schaltkreis nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgangssehalter (Ql6-Q2o) von einem in den anderen Zustand schaltbar ist, wenn das Eingangssignal (VIN) grosser als das Refei'cnzsignal C VREF) ist.

8. Schaltkreis nach Anspruch I₉ dadurch gekennzeichnet, daß

sowohl der Referenzvsrsfccii'kar als auch der Eingangsverstärker jeweils eine Sdrferaiisschaltung mit einem Konstantstromgenerator (IR, Ii) aufweist.

9. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß

der Eingangsverstärker eiiien Zeitölendensignaleingang (strobe) zum Anlegen des Zeitblendensignals gleichseitig mit dem Eingangssignal aufweist.

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