Korrekturschaltung für Servomechanismen Die Erfindung bezieht sich
auf Körrekturschaltungen, die bei Servomechanismen verwendet werden, um sowohl die
Stabilitätsbedingungen als auch die Genauigkeitsbedingungen zu erfüllen.. Die Erfindung
eignet sich insbesondere für Servomechanismen, bei denen das Führungsorgan ein Fehlersignal
in Form eines amplttudenmodulierten Trägerfrequenzsignals liefert. In diesem Fall
sind die in die Regelstrecke des nachgesteuerten Systems eingefügten Korrekturschaltungen
im allgemeinen herkömmliche Gleichstromschaltungen. Diesen muss daher am Eingang
ein Demodulator und am Ausgang ein Modulator hinzugefügt werden. Diese Lösung bedingt
jedoch einen beträchtlichen und kostspieligen Aufwand,denn die verwendeten Modulatoren
und Demodulatoren sind notwendigerweise Ringschaltungen, damit sowohl die Phase
als auch die Amplitude der die Regelabweichung
ausdrückenden Spannung
erhalten bleiben. Andrerseits rufen die in diesen Schaltungen enthaltenen Halbleiterelemente
Zinearitätsmängel in den Kennlinien hervor, weil sie eine bestimmte Schwelle für
schwache Signale aufweisen. Schliesslich können bei der Demodulation und der Modulation
Störspannungen erscheinen und unnötige und für das Ausgangsorgan gefährliche Verluste
hervorrufen. Das Ziel der Erfindung ist die Beseitigung dieser Nachteile durch Schaffung
einer Anordnung, die direkt auf das trägerfrequente Fehlersignal so einwirkt, dass
die Modulationsspannung dieses Signals nach einem vorgegebenen Gesetz kc)riJ9ert
wird. Hierfür wird eine Kaskadenkorrekturschaltung verwendet, die mit Phasenverzögerung
arbeitet. Mit der Erfindung wird eine mit Phasenverzögerung arbeitende Korrekturanordnung
geschaffen, die in Kaskade in die Wirkungsstrecke eines Servomechanismus eingefügt
wird und direkt auf das vom Führungsorgan abgegebene trägerfrequente Fehlersignal
so einwirkt, dass dessen Amplitude nach einem vorgegebenen Gesetz verändert wird,
das einer Übertragungsfunktion entspricht, die derjenigen einer herkömmlichen Gleichstrom-Korrekturschaltung
vergleichbar ist, d.h. symbolisch in folgender Form ausgedrückt werden kann:
wobeii.J die Kreisfrequenz jeder Spektrallinie der niederfrequenten
Fehlerspannung ist.Correction circuit for servomechanisms The invention relates to correction circuits which are used in servomechanisms in order to meet both the stability conditions and the accuracy conditions. The invention is particularly suitable for servomechanisms in which the guide element supplies an error signal in the form of an amplitude-modulated carrier frequency signal. In this case, the correction circuits inserted in the controlled system of the post-controlled system are generally conventional direct current circuits. A demodulator must therefore be added to the input and a modulator to the output. However, this solution requires considerable and costly effort, because the modulators and demodulators used are necessarily ring circuits so that both the phase and the amplitude of the voltage expressing the control deviation are maintained. On the other hand, the semiconductor elements contained in these circuits cause lack of linearity in the characteristics because they have a certain threshold for weak signals. Finally, interference voltages can appear during demodulation and modulation and cause unnecessary and dangerous losses for the output organ. The aim of the invention is to eliminate these disadvantages by providing an arrangement which acts directly on the carrier-frequency error signal in such a way that the modulation voltage of this signal is adjusted according to a predetermined law. A cascade correction circuit that works with phase delay is used for this. With the invention, a correction arrangement working with phase delay is created, which is inserted in a cascade into the effective path of a servomechanism and acts directly on the carrier-frequency error signal emitted by the guide element in such a way that its amplitude is changed according to a predetermined law that corresponds to a transfer function that corresponds to that is comparable to a conventional direct current correction circuit, i.e. can be expressed symbolically in the following form: wherei.J is the angular frequency of each spectral line of the low frequency error voltage.
Insbesondere wird mit der Erfindung eine Schaltung geschaffen, die
auf Grund eines trägerfrequenten Eingangssignals zwei überlagerte Signale übert-sägt:
Das eine dieser Signale ist aus dem Eingangssignal nach einer von der Trägerfrequenz
unabhängigen konstanten Übertragungsfunktion abgeleitet, die dem Glied dL vergleichbar
ist, während das andere Signal aus dem Eingangssignal nach einer von der Trägerfrequenz
unabhängigen, aber von der Modulation abhängigen Übertragungsfunktion abgeleitet
ist, die dem Glied
vergleichbar ist, wobei p = J W und die Kreisfrequenz jeder Spektrallinie der Modulatioasspannüng
ist. Vorzugsweise erfüllt die erfindungsgenisse Schaltung gleichzeitig die drei
folgenden Funktionen: Die Funktion der Demodulation des Eingangssignals der Korrekturschaltung,
die Funktion der Integration des .gewonnenen Modulationssignals entsprechend einer
Übertragungsfunktion der Form und die Funktion der Wiedermodulation des korrigierten
Modulationssignals .mit Hilfe einer Sinusspannung, welche die gleiche Frequenz und
die gleiche Phase wie der Träger des Eingangssignals hat.
Die erfindungsgemässe
Schaltung, welche die drei zuvor angeführten Funktionen ausführt, überlagert gleichzeitig
das durch die Einwirkung dieser Funktionen umgeformte Signal einem Signal, das dem
Fehlersignal vergleichbar ist, und dessen pmplitüde in einem konstanten Proportionali-`
tätaverhältnis der Form z, zu der Amplitude des Fehlersignals steht. Vorzugsweise
ist dem Eingang der Korrekturschaltung ein Element vorgeschaltet, das diese Schaltung
von den vorgeschalteten Organen entkoppelt. und einen zusätzlichen Freiheitsgrad
für die Wahl der Werte der verschiedenen Schaltungskonstanten ergibt. Die Erfindung
wird nachstehend an Hand der Zeichnung beispielshalber beschrieben. Darin zeigen:
Fig.1 ein Übersichtsschaltbild der erfindungsgemässen Korrekturanordnung, Fig.2a
eine herkömmliche Korrekturschaltung, Fig.2b die Kennlinie der Korrekturschaltung
von Fig.2a, Fig.3 die nach der Erfindung ausgeführte Korrekturschaltung,
Fig.4
ein vereinfachtes Schaltbild der Anordnung von Fig.3 und Fig.5 die Anordnung der
Schaltung in der Regelstrecke. ,., Die beschriebene Korrekturschaltung für einen
Servomechanismus ist eine sogenannte Kaskadenschaltung, die in den Nachbildungskanal
oder direkten Kanal des nachgeregelten Systems eingefügt-- wird, um dessen Ansprechkennlinie
so zu korrigieren, dass die Genauigkeits-Bedingungen und die Stabilitätsbedingungen
gleichzeitig erfüllt werden. Zu diesem Zweck wird gemäss Fig.1 das von dem Nachbildungsorgan
abgegebene und gegebenenfalls verstärkte Fehlersignal e in den direkten Kanal des
nachgeregelten Systems über einen .Vierpol 1 übertragen, dessen Übertragungsfunktion
so bestimmt ist, dass die gewünschte Korrektur ausgeführt wird. Der Korrekturschaltung
1 ist eine Verstärkerschaltung 2 mit geringer Ausgangsimpedanz vorgeschaltet, damit
jede Störung des Betriebs der vor dem Kanal liegenden Organe vermieden wird. In
entsprechender Weise ist ein Verstärker 3 mit grosser Eingangsimpedanz an den Ausgang
der Korrekturschaltung 1 angeschlossen, um eine Rückwirkung der nachgeschalteten
Organe auf diese Schaltung zu verhindern. Es wird hier der Fall unterstellt, dass
die Korrektur durch Phasenverzögerung erfolgt. Die herkömmliche Korrekturschaltung
mit Phasenverzögerung,die mit Fehlerspannungen arbät%die
nicht durch
eine Trägerfrequenz zerhackt sind, ist durch den Vierpol von Fig.2a dargestellt.Irpymbolischer
Schreibweise kann die Spannungsübertrgungsfunktion dieses Vierpols folgendermassen
geschrieben werden:
mit p = j Log wobei LU die Kreisfrequenz jeder Spektrallinie der Fehlerspannung
t ist. Ferner gilt: 'r 2 = (r1 + r2) IL 1 = r2 e
b - 1 - a Die durch diese Übertragungsfunktion gegebene Dämpfung gt) ist als Funktion
von P, d.h. der Frequenz der betreffenden Spektrallinie durch die asymptotische
Kurve von Fig.2b dargestellt.Zwischen den Kreisfrequenzen 1/'C1 und 1/t-2 ist die
zur Dämpfung g(p) asymptotische Gerade eine Gerade mit einer Neigung von -6db pro
Oktave im logarithmischem Massstab. Die Wirksamkeit der Schaltung ist gegeben durch
das Verhältnis zwischen der Dämpfung bei niedrigen Frequenzen
und
der Dämpfung bei hohen Frequenzen, also f- 2/ Z 1.In particular, the invention creates a circuit which, on the basis of a carrier-frequency input signal, transfers two superimposed signals: One of these signals is derived from the input signal according to a constant transfer function independent of the carrier frequency, which is comparable to the element dL, while the other Signal is derived from the input signal according to a carrier frequency independent, but dependent on the modulation transfer function, which the member is comparable, where p = JW and the angular frequency of each spectral line is the modulation voltage. The circuit according to the invention preferably fulfills the following three functions at the same time: the function of demodulating the input signal of the correction circuit, the function of integrating the .gewonnenen modulation signal according to a transfer function of the form and the function of re-modulating the corrected Modulation signal using a sinusoidal voltage, which has the same frequency and phase as the carrier of the input signal. The circuit according to the invention, which performs the three functions listed above, simultaneously superimposes the signal transformed by the action of these functions on a signal that is comparable to the error signal and its amplitude in a constant proportionality ratio of the form z to the amplitude of the error signal stands. An element is preferably connected upstream of the input of the correction circuit which decouples this circuit from the upstream organs. and gives an additional degree of freedom for the choice of the values of the various circuit constants. The invention is described below by way of example with reference to the drawing. These show: FIG. 1 an overview circuit diagram of the correction arrangement according to the invention, FIG. 2a a conventional correction circuit, FIG. 2b the characteristic curve of the correction circuit from FIG. 2a, FIG. 3 the correction circuit implemented according to the invention, FIG Fig.3 and Fig.5 the arrangement of the circuit in the controlled system. ,., The described correction circuit for a servomechanism is a so-called cascade circuit that is inserted into the simulation channel or direct channel of the readjusted system in order to correct its response characteristic in such a way that the accuracy conditions and the stability conditions are met at the same time. For this purpose, according to FIG. 1, the error signal e emitted by the simulation element and possibly amplified is transmitted into the direct channel of the readjusted system via a four-pole 1, the transmission function of which is determined so that the desired correction is carried out. The correction circuit 1 is preceded by an amplifier circuit 2 with a low output impedance, so that any disturbance in the operation of the organs located in front of the channel is avoided. In a corresponding manner, an amplifier 3 with a large input impedance is connected to the output of the correction circuit 1 in order to prevent the downstream organs from having an effect on this circuit. It is assumed here that the correction takes place by means of a phase delay. The conventional correction circuit with phase delay, which works with error voltages that are not chopped up by a carrier frequency, is represented by the quadrupole of Fig. 2a. with p = j Log where LU is the angular frequency of each spectral line of the error voltage t. Furthermore: 'r 2 = (r1 + r2) IL 1 = r2 e b - 1 - a The attenuation gt) given by this transfer function is shown as a function of P, ie the frequency of the relevant spectral line by the asymptotic curve of Fig. 2b. Between the angular frequencies 1 / 'C1 and 1 / t-2 is for attenuation g (p) asymptotic straight line a straight line with a slope of -6db per octave on a logarithmic scale. The effectiveness of the circuit is given by the ratio between the attenuation at low frequencies and the attenuation at high frequencies, i.e. f-2 / Z 1.
Das Ziel ist die Schaffung eines Vierpols 1, der*direkt auf ein Signal
mit der hohen Trägerfrequenz fo einwirkt, das durch die Fehlerspannung k amplitudenmoduliert
ist, und der ein Signal der Frequenz fo überträgt, das durch ein Signal t @@ amplitudenmoduliert
ist, das aus t durch eine solche Beziehung abgeleitet ist,.dass gilt: L " (P) =
1? (p) k (p) worin die Übertragungsfunktion F(p) der Übertragungsfunktion
f(p) der herkömmlichen Schaltung vergleichbar ist, d.h. die folgende Form hat:
Die nach der Erfindung ausgeführte Korrekturschaltung 1 ist' in Fig.3 dargestellt.Das
Fehlersignal e wird zwischen der Klemme 10 und Masse zugeführt. Das Ausgangssignal.S
wird an der Klemme 11 abgenommen. Die Schaltung 1 enthält einen Widerstand R1, der
zwischen den Klemmen 10 und 11 angeschlossen ist und parallel zu R1 einen Kondensator'
r` grosser Kapazität, der zur Gleichstromentkopplung dient, in Serie mit der Primärw
icklung eines Transformators T1. Es wird angenommen, dass der Transformator T1 ein
idealer Transformator ist. Seine Wicklungen weisen eine sehr grosse Induktivität
und einen sehr kleinen Gleichstromwiderstand in Bezug auf die Schaltungswiderstände
auf.
Die Sekundärwicklung des Transformators T1 hat eine.Mittelanzapfung 12, die .über
eine Kapazität C an Masse gelegt ist. Die Enden dieser Sekundärwicklung sind mit
den entgegengesetzten Eckpunkten 13 und 15 einer Brückenschaltung verbunden, die
in jedem ihrer vier Zweige 13-14, 14-1_5, 15-16 und 16-13 einen Widerstand R2 und
ein Halbleiterelement enthält, das durch die Diode D1, D2, D3 bzw. D_4 dargestellt
ist. Die Eckpunkte 14 und 16 der Brückenschaltung sind mit den beiden Enden der
Sekundärwicklung einen Transformators T2 verbunden. Die Mittelanzapfung .17 dieser
Wicklung ist an Masse gelegt. Die Primärwicklung des Transformators T2 wird zwischen
den Klemmen 18 und 19 mit einer Bezugsspannung v gespeist. Diese Spannung v ist
eine reine Sinusspannung der Frequenz fo, die gleichphasig oder gegenphasig zu der
Trägerfrequenz der Fehlerspannung e ist. Zur Untersuchung der Wirkungsweine
dieser Anordnung wird zunächst angenommen, dass die Fehlerspannung e mit einem GleichstromsLgnal
moduliert ist; ihre Amplitude ist dann konstant. Bei jeder Halbweile der Bezugsspannung
v sind entweder die Dioden D1, D¢ oder die Dioden D2, D3 stromführend, während die
beiden arideren Dioden gleichzeitig gesperrt sind. Beispielsweise führen die Dioden
D1 und D4 Strom, wenn die Klemme 16 in Bezug auf Masse auf einem positiven Potential
liegt, wobei dann die Klemme 14 auf dem entgegengesetzten negativen Potential liegt.
Dabei wird angenommen, dass die den Klemmen 13 und 15 vom Transformator T1 zugeführten
Spannungen klein gegen die
Amplitude der Spannung. v sind, d.h.9
dass die Amplitude der Fehlerspannung e selbst klein gegen die Amplitude der Spannung
v ist, was leicht erreicht werden kann. Die Sekundärwicklung des Transformators
T1 verhält sich daher bei jeder Halbwelle wie eine einzige ihrer Halbwicklungen
12-13 bzw. 12-15, wobei die Klemmen 15 und 13 der Reihe nach unwirksam werden. Auf
Grund der dadurch erzeugten Umschaltung, die gleichphasig mit dem von der Primärwicklung
des Transformators T1 induzierten Signals ist, ist die Spannung zwischen der Klemme
13 und dem Punkt 12 bei einer gegebenen Halbwelle gleich und von gleichem Vorzeichen
wie die Spannung zwischen der Klemme 15 und dem Punkt 12 bei der nächsten Halbwelle.
Daraus folgt, dass im Kondensator C der Strom stets in der gleichen Richtung fliesst,
unabhängig von der betreffenden Halbwelle. Der Kondensator C lädt sich daher auf
eine mittlere Gleichspannung auf. `Aus Vereinfachungsgründen wird der Fall angenommen,
dase das Übersetzungsverhältnis zwischen der Primärwicklung und einer Halbsekundärwicklung
des Transformators T1 den Wert 1 hat. Fig.4 zeigt den Iadestromkreis der Kapazität
C, wobei die Quelle durch 1 e I dargestellt ist, d.h. durch die gleichgerichtete
Fehlerspannung, wobei die Gleichrichtung je nach der Phase v positiv oder negativ
ist. Die an den Klemmen des Kondensators 0 erscheinende Gleichspannung U®
ist,
bis auf das durch die Phase der Spannung v festgelegte Vorzeichen, dem Mittelwert
der Spannung Vel gleich, d.h.The aim is to create a quadrupole 1 which * acts directly on a signal with the high carrier frequency fo, which is amplitude-modulated by the error voltage k, and which transmits a signal of the frequency fo which is amplitude-modulated by a signal t @@ which is derived from t by such a relation that: L "(P) = 1? (p) k (p) where the transfer function F (p) is comparable to the transfer function f (p) of the conventional circuit, ie the following Shape has: The correction circuit 1 embodied according to the invention is shown in FIG. 3. The error signal e is fed between the terminal 10 and ground. The output signal S is taken from terminal 11. The circuit 1 contains a resistor R1, which is connected between the terminals 10 and 11, and parallel to R1 a capacitor 'r' with a large capacity, which is used for direct current decoupling, in series with the primary winding of a transformer T1. It is believed that transformer T1 is an ideal transformer. Its windings have a very high inductance and a very small DC resistance in relation to the circuit resistances. The secondary winding of the transformer T1 has a center tap 12 which is connected to ground via a capacitance C. The ends of this secondary winding are connected to the opposite corner points 13 and 15 of a bridge circuit which contains a resistor R2 and a semiconductor element through the diode D1 in each of its four branches 13-14, 14-1_5, 15-16 and 16-13 , D2, D3 and D_4, respectively. The corner points 14 and 16 of the bridge circuit are connected to the two ends of the secondary winding of a transformer T2. The center tap .17 of this winding is connected to ground. The primary winding of the transformer T2 is fed with a reference voltage v between the terminals 18 and 19. This voltage v is a pure sinusoidal voltage of the frequency fo, which is in phase or out of phase with the carrier frequency of the error voltage e . To examine the effects of this arrangement, it is initially assumed that the error voltage e is modulated with a direct current signal; their amplitude is then constant. At every half-wave of the reference voltage v, either the diodes D1, D [or the diodes D2, D3 are live, while the two other diodes are blocked at the same time. For example, the diodes D1 and D4 carry current when the terminal 16 is at a positive potential with respect to ground, in which case the terminal 14 is at the opposite negative potential. It is assumed that the voltages fed to terminals 13 and 15 from transformer T1 are small compared to the amplitude of the voltage. v, ie9 that the amplitude of the error voltage e itself is small compared to the amplitude of the voltage v, which can easily be achieved. The secondary winding of the transformer T1 therefore behaves like a single one of its half-windings 12-13 or 12-15 for each half-wave, with the terminals 15 and 13 becoming ineffective one after the other. Due to the switching generated by this, which is in phase with the signal induced by the primary winding of transformer T1, the voltage between terminal 13 and point 12 for a given half-cycle is the same and of the same sign as the voltage between terminal 15 and the Point 12 on the next half-wave. It follows from this that the current in capacitor C always flows in the same direction, regardless of the relevant half-cycle. The capacitor C is therefore charged to an average DC voltage. For reasons of simplification, the case is assumed that the transformation ratio between the primary winding and a semi-secondary winding of the transformer T1 has the value 1. 4 shows the charging circuit of the capacitance C, the source being represented by 1 e I, that is to say by the rectified error voltage, the rectification being positive or negative depending on the phase v. The direct voltage U® appearing at the terminals of the capacitor 0 is equal to the mean value of the voltage Vel, except for the sign determined by the phase of the voltage v, ie
gleich dem 2/9r-fachen der Amplitude der Spannung e. Demzufolge gibt
die an den Klemmen des Kondensators C erzeugte Gleichspannung bis auf den Proportionalitätsfaktor
2/ *ff die Modulationsgleichapannung des Fehlersignals e in dem angenommenen Fall
wieder.equal to 2 / 9r times the amplitude of the voltage e. As a result, there
the DC voltage generated at the terminals of the capacitor C except for the proportionality factor
2 / * ff the modulation equal voltage of the error signal e in the assumed case
again.
Die Spannung Uo tritt am Punkt 12 auf, und sie wird auf die Primärwicklung
des Transformators T1 , d.h. zwischen die Klemme 11 und Masse einmal von der Sekundärwicklung
12-13 und zum anderen Mal von der Sekundärwicklung 12-15 übertragen, wobei diese
beiden Wicklungen bei jeder Halbwelle abweähselnd arbeiten und auf Grund ihrer gegensinnigen
Anordnung Spannungen mit entgegengesetzten Vorzeichen in der Primärwicklung des
Transformators T1 erzeugen. Die resultierende Spannung am Punkt 11 ist daher der
entnommenen und erneut mit der Frequenz fo serhacktezModulalLonsspannung Uo äquivalent.
Diese am Punkt 11 erhaltene Rechteckspannung ist die von der Sekundärwicklung des
Transformators Tl zurückgelieferte Spannung. Am Punkt 11 erscheint ausserdem eine
Wechselspannung der Frequenz fo, die direkt von dem aus dem Widerstand R1 und der
Primärwicklung des Transformators T1 gelieferten Spannungsteiler stammt. Sobald
sich die Ladung des Kondensators C ausgebil*t hat, verhält sich die-ser für den
Strom der Frequenz fo wie ein Kurzschluss. Demzufolge
hat die auf
die Primärwicklung des Transformators T1 übertragene Belastung den Wert R2, da die
Durchlasowiderstände der Moden sehr klein gegen R2 sind.Der vom Widerstand R1 und
der Primärwicklung des Transformators T1 gebildete Spannungsteiler ergibt also am
Punkt 11 eine Spannung des Wertes
Schliesslich. wird dia an der Memme 11 erhaltene Ausgangsgleichspannung durch die
Überlagerung
der Rechteckapannung mit ,der implitude 2Uo von Spitze
zu Spitze und der Sinusspannung gebildet.
Im allgemeinen fall ist die Modulationsspannung des
Fehlersignals e, melche-die eigentliche Fehlerspannung E ausdrückt, eine beliebige
Niederfrequenzspannung. Man kann sie stets einer Summe von Sinusapannungen gleich
setzen, deren Frequenzen die Spektralfrequenzen der Fehlerspannung 1 sind. Um die
Rennlinie der Schaltung
für eine solche Modulationsspannung t, festzustellen,
genügt es, ihr .erhalten bei einer Moduioneapannu
der Form F ein eW 1t zu untersuchen, wobei 4j 1 die
Kreiafrequenz einer beliebigen Spektrallinie darstellt.
Die Spannung e läget sich dann folgendermassen schreiben:
e =fein w 'lt ein LO ot = AM ein u= ot
mit
AM = F ein i#O itt
In diesem Fall ist die Amplitude des Signals e nicht konstant,
sondern sie ändert sich zeitlich mit der Niederfrequenz 0.-
f 1 = :u
1/2 wie die Funktion e t sinvJ 1t1 . Demzufolge gibt die an den Klemmen des Kondensators
C erscheinende Spannung U die sinusförmigen Schwankungen dieser Amplitude wieder,
jedoch mit einer bestimmten Phasenverschiebung infolge der Zeitkonstante 'C = C
(R1 + R2) des in Fig.¢ dargestellten hadekreises. Infolge der Zeitkonstante 'Wist
die an den Klemmen des Kondensators C abgenommene Modulationsspannung der Modulationsspannung
des Signals e nicht direkt proportional. Die an den Klemmen des Kondensators C erzeugte
Niederfrequenzspannung U kann, bis auf das Vorzeichen, folgendermassen geschrieben
werden:
wobei die Funktion A' (t) aus der Funktion A(t) nach der folgenden symbolisch geschriebenen
Gleichung abgeleitet werden kann:
mit p = j (0 1 Die Spannung U, welche die mit dem Glied
korrigierte Amplitude der Modulationsspannung .darstellt, erscheint am Punkt 12
und wird infolge der abwecbmlnden Wirkung der beiden halben Sekundärwicklungen des
Transformators T1
erneut mit der Frequenz fo zerhackt, so dass
am Punkt 11 eine im wesentlichen rechteckige Wechselspannung der Frequenz fo erzeugt
wird, die eine 2u hat, die also zeitlich mit der Frequenz f1 veränderlich ist. Diese
Reelteckspannung kann im übrigen auf Grund der folgenden Überlegung einer amplitudenmodulierten
Sinusspannung nähwungsweise gleichgesetzt werden, denn die später "erwähnten Phasenschieberzellen
suchen sie sinusförmig zu gestalten. Wenn diese Vereinfachung vorausgesetzt wird,
ist offensichtlich die endgültig an die Klemme 11 für die betreffende Eingangsspannung
e erhaltene Ausgangsspannung durch die Überlagerung von zwei amplitudenmodulierten
Sinusspannungen fo gegeben. Die erste dieser Spannungen hat die durch den Spannungsteiler
R1, Primärwidlung von T1 gegebene Amplitude
und die zweite Spannung hat die von der Sekundärwicklung des Transformators T1 übertragene
Augenblicksamplitude:
Die resultierende Augenblicksamplitude kann also folgendermassen geschrieben werden:
Diese Gleichung kann in symbolischer Schreibweise folgendermassen
geschrieben werden:
Demzufolge hat die Übertragungsfunktion der Schaltung in Bezug auf die die Fehlerspannung
des Servomechanismus ausdrückende Modulationsspannung die Form
worin die Konstanten dl, B und It durch folgende Beziehungen gegeben sind:
R2 2 Ir =(R1 + R2)C
-
F(p) kann auch in die folgende Fbrm gebracht werden:
Die hierin erscheinenden Zeitkonstanten @C und T' bestimmen das Frequenzintervall,
in welchem die von der Schaltung verursachte Korrektur wirksam wird. Das Verhältnis
zwischen der Dämpfung der Schaltung bei niedrigen Frequenzen und der Dämpfung der
Schaltung bei. hohen Frequenzen, das die Wirksamkeit der Korrektur ausdrückt, ist
gegeben durch
Die verschiedenen zuvor angeführten Ausdrücke zeigen, dass die Konstanten Öi und
4V. der Schaltung beliebig durch die Wahl der Werte der Widerstände R1, R2
und des Kondensators C festgelegt werden können. Andrerseits hängt das Verhältnis
zwischen der Dämpfung bei niedrigen Frequenzen und der Dämpfring bei hohen Frequenzen
nur von dem Verhältnis R1/R2 ab. Es kann daher unabhängig von den für die Zeienstanten
`'C und 'Cl gewählten Werten bemessen werden. Schliesslich ist zu erkennen, dass
die soeben beschriebene Schaltung für die Modulationsspannung eines Trägerfrequenzfehlersigls
e die gleiche Rolle spielt wie eine herkömmliche Gleichstromschaltung, wobei die
Schaltungsparameter ebenso leicht wie bei einer herkömmlichen Schaltung geändert
werden können. Ein Beispiel für die Anordnung der Schaltung von Fig.3 im direkten
Kanal eines naehgeregiten Systems ist in Fig.5 dargestellt.Die in Fig.1 dargestellten
Organe 2 und 3 werden hier jeweils durch einen Transistorverstärker in KolZektnrschaltung
gebildet. Diese Schaltung ergibt den Vorteil einer grossen zeitlichen Stabilität
und Tempeaaturstabilität.Das von dem Nachbildungsorgan 4 des Servomechanismus abgegebene
Fehlersignal
wird nach Verstärkung in einem Verstärker 5 an die Basis des Transistors 20 angelegt.
Der Verstärker 5 hat den Zwick, dem Fehlersignal einen ausreichend hohen Pegel zu
erteilen, damit die durch die möglichen Unregelmässigkeiten der Schaltung 1 hervorgerufenen
Störspannungen vernachlässigbar klein gegen dieses Fehlersignal sind. Insbesondere
werden die Genauigkeitsanforderungen hinsichtlich der Werte und der Gleichheit der
Widerstände R2 verringert, wenn ein ausreichend grosser Verstärkungsfaktor für den
Verstärker 5 vorgesehen wird. Der Transistor 20 wird von einer Gleichapannungaquelle
21 gespeist , und er ist mit einem Widerstand 22 belastet, dessen Wert zur Anpassung
der Eingangsimpedanz des Organs 2 bemessen ist. Im allgemeinen hat der Widerstand
22 einen sehr viel kleineren Wert als der Widerstand R1, so dass die Schaltung 1
keinen Einfluss auf die Wirkung der Stufe 2 hat. Zwischen den Klemmen 10 und 11
ist die zuvor beschriebene Korrekturschaltung 1 angeschlossen. Das Ausgangssignal
dieser Korrekturschaltung wird der Basis des Transistors 30 zugeführt, der durch
die Gleichapannungsquelle 31 gespeist wird und mit dem Widerstand 32 belastet
ist. Der Wert dieses Widerstands 32
ist so bemessen, daue die Eingangsimpedanz
der Stufe 3 so gross ist, dass diese Stufe den Betrieb der Korrekturschaltung 1
nicht stört. Schliesslich wird das Ausgangssignal des Organs 3
zu den nachfolgenden Organen den Vi-rkungakanals'des Servo-
mechanismus
über eine l'häsenschieberzelle 6 übertragen. Diese Zelle wird verwendet, wenn das
Fehlersignal einen Zweiphasenmotor steuern soll. Sie bewirkt eine Phasenverschiebung
des Fehlersignals um l"/2, damit die Steuerspannung des Motors gegen die Bezugsspannung
mit der Frequenz io um 90o phasenverschoben ist. Diese Phasenschieberzelle@hat ausserdem
die Eigenschaft, dann sie die im wesentlichen rechteckigen Signale, die von der
Klemme 11 geliefert werden, in im wesentlichen einunförmige Signale umformt.
Schliesslich ergibt die beschriebene Korrekturschaltung die folgenden Vorteile:
- vollkommenes Fehlen von Schwellwerten und Nichtlinearitäten in Abhängigkeit
von der Amplitude den Eingangs-
signals, - Fehlen von Einstellungen,
Abgla1ahpotentiometern usw.;
- groaee Betriebssicherheit, da das verwendete
Material aus passiven Schaltungselementen und Transistoren in Kollekt6rechaltüng
gebildet ist;
- verhältniamäaeig niedrige Impedanz der Schaltung und dementsprechend
Unempfindlichkeit gegen elektrische
Störfelder;
- unter Berücksichtigung
einer leicht zu realisierenden Bedingung kann die gleiche Schaltung für äervo-mechanismen
mit verschiedenen Trägerfrequenzen, beispielsweise 50,
60, 800 oder 2 000
Hz verwendet werden; - die Zeitkonstanten der Übertragungsfunktion
der
Schaltung können beliebig geändert werden; - die Dämpfung
der Schaltfür die Modulationsfrequenz Null kann durch
entsprechende Bemessung des Widerstands R1
nach Belieben festgelegt
werden.The voltage Uo occurs at point 12, and it is transferred to the primary winding of the transformer T1, ie between the terminal 11 and ground, once by the secondary winding 12-13 and the other time by the secondary winding 12-15, these two windings at work alternately every half-wave and, due to their opposing arrangement, generate voltages with opposite signs in the primary winding of the transformer T1. The resulting voltage at point 11 is therefore equivalent to the extracted voltage and again with the frequency fo serhacktez module voltage Uo. This square-wave voltage obtained at point 11 is the voltage returned by the secondary winding of the transformer T1. In addition, an alternating voltage of frequency fo appears at point 11, which comes directly from the voltage divider supplied from resistor R1 and the primary winding of transformer T1. As soon as the charge on the capacitor C has developed, it behaves like a short circuit for the current of the frequency fo. As a result, the load transferred to the primary winding of transformer T1 has the value R2, since the laser resistances of the modes are very small compared to R2. The voltage divider formed by resistor R1 and the primary winding of transformer T1 thus gives a voltage of the value at point 11 In the end. becomes the DC output voltage obtained at the meme 11 by the superposition the rectangular voltage with, the implitude 2Uo from the tip
formed to peak and the sinusoidal voltage.
In general the modulation voltage is des
Error signal e, melche-expresses the actual error voltage E, any low-frequency voltage. It can always be equated to a sum of sinusoidal voltages, the frequencies of which are the spectral frequencies of the error voltage 1. To the racing line of the circuit for such a modulation voltage t, determine
it is enough to get her at a Moduioneapannu
of the form F to investigate an eW 1t, where 4j 1 is the
Represents the cross frequency of an arbitrary spectral line.
The voltage e could then be written as follows:
e = fine w 'lt a LO ot = AM a u = ot
with
AM = F a i # O itt
In this case, the amplitude of the signal e is not constant, but changes over time with the low frequency 0.- f 1 =: u 1/2 like the function et sinvJ 1t1. As a result, the voltage U appearing at the terminals of the capacitor C reflects the sinusoidal fluctuations of this amplitude, but with a certain phase shift due to the time constant 'C = C (R1 + R2) of the circle shown in FIG. As a result of the time constant 'W, the modulation voltage taken from the terminals of the capacitor C is not directly proportional to the modulation voltage of the signal e. The low-frequency voltage U generated at the terminals of the capacitor C can be written as follows, with the exception of the sign: where the function A '(t) can be derived from the function A (t) according to the following symbolically written equation: with p = j (0 1 The voltage U, which is associated with the term corrected amplitude of the modulation voltage .represents, appears at point 12 and is again chopped up at the frequency fo due to the alternating effect of the two half secondary windings of the transformer T1, so that at point 11 an essentially rectangular alternating voltage of the frequency fo is generated, which is a 2u that is variable over time with the frequency f1. This square wave voltage can be roughly equated to an amplitude-modulated sinusoidal voltage due to the following consideration, because the phase shifter cells mentioned later try to make them sinusoidal. If this simplification is assumed, the output voltage finally obtained at terminal 11 for the relevant input voltage e is obviously given by the superposition of two amplitude-modulated sinusoidal voltages fo. The first of these voltages has the amplitude given by the voltage divider R1, primary winding of T1 and the second voltage has the instantaneous amplitude transmitted by the secondary winding of transformer T1: The resulting instantaneous amplitude can thus be written as follows: This equation can be written in symbolic notation as follows: Accordingly, the transfer function of the circuit with respect to the modulation voltage expressing the error voltage of the servomechanism takes the form where the constants dl, B and It are given by the following relationships: R2 2 Ir = (R1 + R2) C
-
F (p) can also be put into the following Fbrm: The time constants @C and T 'appearing here determine the frequency interval in which the correction caused by the circuit becomes effective. The relationship between the attenuation of the circuit at low frequencies and the attenuation of the circuit at. high frequencies, which expresses the effectiveness of the correction, is given by The various expressions cited above show that the constants Öi and 4V. of the circuit can be determined by the choice of the values of the resistors R1, R2 and the capacitor C. On the other hand, the ratio between the damping at low frequencies and the damping ring at high frequencies depends only on the ratio R1 / R2. It can therefore be dimensioned independently of the values chosen for the time characters `` 'C and' Cl. Finally, it can be seen that the circuit just described for the modulation voltage of a carrier frequency error signal e plays the same role as a conventional direct current circuit, the circuit parameters being able to be changed just as easily as in a conventional circuit. An example of the arrangement of the circuit of Fig. 3 in the direct channel of a sewing system is shown in Fig. 5. The organs 2 and 3 shown in Fig. 1 are each formed here by a transistor amplifier in a KolZektnr circuit. This circuit has the advantage of great temporal stability and temperature stability. The error signal emitted by the simulation element 4 of the servomechanism is applied to the base of the transistor 20 after being amplified in an amplifier 5. The amplifier 5 has the task of giving the error signal a sufficiently high level so that the interference voltages caused by the possible irregularities of the circuit 1 are negligibly small compared to this error signal. In particular, the accuracy requirements with regard to the values and the equality of the resistors R2 are reduced if a sufficiently large gain factor is provided for the amplifier 5. The transistor 20 is fed by a DC voltage source 21, and it is loaded with a resistor 22, the value of which is dimensioned to match the input impedance of the organ 2. In general, resistor 22 has a much smaller value than resistor R1, so that circuit 1 has no influence on the effect of stage 2. The correction circuit 1 described above is connected between the terminals 10 and 11. The output signal of this correction circuit is fed to the base of the transistor 30, which is fed by the DC voltage source 31 and is loaded with the resistor 32. The value of this resistor 32 is dimensioned so that the input impedance of stage 3 is so great that this stage does not interfere with the operation of correction circuit 1. Finally, the output signal of the member 3 to the following organs is the Vi-rkungakanals'des servo mechanism transmitted via a l'häsenschieberzelle. 6 This cell is used when the error signal is to control a two-phase motor. It causes a phase shift of the error signal to l '/ 2 so that the control voltage of the motor is phase shifted from the reference voltage with the frequency io 90o. These phase shifters cell @ has also the property, then the substantially rectangular signals from the terminal 11 are supplied, transforms in substantially einunförmige signals Finally, the correction circuit described gives the following advantages: -. perfect absence of threshold values, and non-linearities as a function of the amplitude of the input signal, - the absence of settings etc Abgla1ahpotentiometern .; - groaee operational reliability since the material used is made up of passive circuit elements and transistors in collective form; - relatively low impedance of the circuit and, accordingly, insensitivity to electrical interference fields; - taking into account an easily realizable condition, the same circuit can be used for servo-mechanisme n can be used with different carrier frequencies, for example 50, 60, 800 or 2,000 Hz; - The time constants of the transfer function of the circuit can be changed at will; The attenuation of the switching for the modulation frequency zero can be determined as desired by appropriate dimensioning of the resistor R1.