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Empfangseinrichtung fürelektromagnetische Schwingungen mit Frequenzabtastung
zum Nachweis sehr kleiner Signale Die vorliegende Erfindung betrifft eine Empfangseinrichtung
für elektromagnetische Schwingungen, welche einen Bereich des Radiofrequenzspektrums
überwacht und in diesem Bereich die auf einer oder mehreren festen Frequenzen vorhandenen
Signale anzeigt. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine Einrichtung, welche
eine Schwingung mit kleiner Signalenergie von einem Rauschuntergrund unterscheiden
kann, wobei die Einrichtung sich automatisch auf das erste derartige nachgewiesene
Signal einstellt.
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Es ist oft wünschenswert, eine kleine Signalamplitude innerhalb beträchtlicher
Störamplituden nachweisen zu können. Unter den bekannten Einrichtungen, die dieses
Problem betreffen, gibt es Empfangsgeräte, die ein gegebenes Frequenzband oder einen
Spektralbereich überstreichen und das Ergebnis einer jeden Abtastperiode auf dem
Bildschirm einer Kathodenstrahlröhre zur Darstellung bringen. Ein geschulter Beobachter,
der die Anzeigekurve beobachtet, kann ein Nutzsignal von dem Rauschuntergrund unterscheiden,
manchmal auch dann, wenn die Rauschamplitude größer ist als die des Nutzsignals.
Es gibt indessen Anwendungen, welche die Benutzung einer automatischen Einrichtung
erfordern. Diese kann nicht mit menschlichem Kombinationsgeist die Analyse der nachzuweisenden
Signale durchführen. Eine solche Einrichtung ist Gegenstand der Erfindung.
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Die erfindungsgemäße Empfangseinrichtung für elektromagnetische Schwingungen
zum Nachweis sehr kleiner Signale, bei welcher ein Abtastteil einen vorgegebenen
Frequenzbereich des Empfangsspektrums abtastet, ist gekennzeichnet durch ein Bandpaßfilter,
dessen Durchlaßbereich gegenüber der Breite des Empfangsspektrums klein ist und
welches im Zusammenwirken mit anderen Einheiten der Empfangseinrichtung nacheinander
schmale Ausschnitte des Empfangsspektrums durchläßt, ferner durch einen Sperrkreis,
der, wenn die Intensität in dem betreffenden Ausschnitt größer ist als das allgemeine
Rauschen, auf einen Intensitätsanstieg in einem der Spektralausschnitte anspricht
und der die Abtastung des Empfangsspektrums genau bei der dem Intensitätsanstieg
entsprechenden Frequenz unterbricht, weiter durch Schalteinheiten, die nach Auslösung
durch den Sperrkreis eine Frequenzmodulation der durch das Bandpaßfilter tretenden
Wellen bewirken, und schließlich durch eine Demodulatorstufe für die frequenzmodulierten
Schwingungen sowie einen Phasenvergleichskreis, welch letzterer bei Vorliegen eines
einem Empfangssignal in dem entsprechenden Spektralausschnitt entsprechenden kohärenten
Signals vorgegebener Dauer ein Haltesignal abgibt, wobei das LHaltesignal die Unterbrechung
der Abtastung bewirkt, wenn das Signal-Rausch-Verhältnis in dem fraglichen Ausschnitt
einen festgelegten, der betreffenden Frequenz entsprechenden Schwellenwert überschreitet.
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Die Empfangseinrichtung nach der Erfindung enthält einen Spektralänalysator,
der wiederholt einen Bereich des Empfangsspektrums abtastet und jeweils schmale
Ausschnitte oder Bänder nacheinander über ein sehr schmales Bandpaßfilter einem
Diskriminator zuleitet. Das Bandpaßfilter kann gleichzeitig zur Verstärkung dienen.
Wenn dabei der Diskriminator eine Intensitätsspitze des Empfangsspektrums registriert,
welche größer ist als das gerade vorhandene allgemeine Rauschniveau, dann erzeugt
der Diskriminator einen entsprechenden Impuls, auf Grund dessen der Spektralanalysator
während des Abtastdurchlaufs anhält.
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Der dieses Anhalten oder diese Unterbrechung bewirkende Schaltkreis
wird als Sperrkreis bezeichnet. Er bewirkt, daß das Empfangssystem auf die Frequenz
abgestimmt bleibt, bei der die Intensitätsspitze sich zeigte. Nach einer Weiterbildung
der Erfindung bleibt infolge der Wirkung des Diskriminators das Abtastsystem automatisch
auf die Frequenz eingestellt, auf der fortdauernd eine erhöhte Intensität in dem
Diskriminator gemessen wird. Der Sperrkreis setzt außerdem ein weiteres Teilsystem
in Tätigkeit, welches dann die in dem Diskriminator nachgewiesene Intensität daraufhin
untersucht, ob sie einem Störgeräusch oder einem wirklichen Signal zuzuordnen
ist.
Diese Untersuchung kann auf verschiedene Weise erfolgen. Es ist nur ein spezielles
Ausführungsbeispiel dieses Teilsystems im Zusammenhang mit der im folgenden dargestellten
Ausführungsform der Erfindung beschrieben. Wenn festgestellt wird, daß die Intensitätsspitze
auf ein Nutzsignal zurückzuführen ist, wird diese Information an eine Auswerteeinrichtung
weitergegeben.
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Wenn andererseits die Intensitätsspitze hauptsächlich aus Rauschanteilen
besteht, setzt das Empfangssystem die Abtastung im wesentlichen bei derselben Frequenz,
bei der sie unterbrochen wurde, fort und hält wiederum an, wenn eine andere auftretende
Intensitätsspitze registriert wird.
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Eine weitere Verbesserung, welche bei der vorliegenden Empfangseinrichtung
angewandt wird, ist ein Schaltkreis, der die Empfindlichkeit, mit der die Empfangseinrichtung
zwischen auftretenden Intensitätsspitzen und gewöhnlichen Rauschsignalen unterscheiden
kann, in Abhängigkeit von der Häufigkeit, mit der die Intensitätsspitzen auftreten,
automatisch verändert. Dadurch wird die Empfangseinrichtung für jede auftretende
Intensitätsspitze außerordentlich empfindlich. Dies ermöglicht die Untersuchung
einer jeden Intensitätsspitze im Hinblick darauf, ob sie möglicherweise auf ein
Nutzsignal zurückzuführen ist. Die genannten Arbeitsgänge laufen alle automatisch
und mit großer Geschwindigkeit ab. Die Empfangseinrichtung ist überhaupt nicht auf
eine menschliche Überwachung angewiesen, sobald sie erst einmal in Tätigkeit gesetzt
ist.
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Weitere Einzelheiten und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der
folgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung an Hand der Zeichnungen.
Es stellt dar F i g. 1 das Schaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,
F i g. 2 und 3 Diagramme, welche die Wirkungsweise einiger Schalteinheiten des Gesamtsystems
erläutern, F i g. 4 einige Schaltelemente, an Hand derer die Wirkungsweise der automatischen
Frequenzsteuerung erläutert wird, und F i g. 5 eine Anwendung der Erfindung innerhalb
eines Radarsystems.
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Bei der Anordnung nach F i g. 1 steuert ein Kippgenerator
11 mit Hilfe eines Reaktanzkreises 12 den Frequenzbereich eines internen
Oszillators 10 aus. Dieser kann in an sich bekannter Weise aufgebaut sein
und ist hier als Hartley-Oszillator dargestellt. Der Kippgenerator liefert eine
sägezahnförmige Spannung. Hierzu wird in einer Kippstufe, die eine Gasentladungsröhre
21, beispielsweise ein Thyratron, enthält, in an sich bekannter Weise ein
Kondensator 20 geladen. Die sich in ihrer Frequenz verändernde Ausgangsschwingung
des Oszillators 10 wird über die Leitung 13 zu einer Phasenumkehrstufe
14 geführt. Von dort tritt sie in einen symmetrischen Modulator 15 ein, welcher
die Schwingung des internen Oszillators in seinem Ausgang unterdrückt, wie weiter
unten erklärt wird.
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Die zu untersuchenden radiofrequenten Schwingungen werden über eine
Eingangsklemme 16 dem symmetrischen Modulator 15 zugeführt. Der Ausgang
des symmetrischen Modulators ist über eine Leitung 17 mit einem schmalbandigen
Filter 18 verbunden, welches nach Art eines. Zwischenfrequenzverstärkers
aufgebaut ist. Wenn die Frequenz des internen Oszillators einen gegebenen Frequenzbereich
überstreicht, können infolge Überlagerungswirkung aufeinanderfolgende Teile des
radiofrequenten Spektrums, das über die Eingangsklemme 16 zugeführt wird,
durch das Filter 18 treten. Sie gelangen dann zu einem Diskriminator 19,
welcher hier als Foster-Seeley-Diskriminator eingezeichnet ist. Die Ausgangsspannung
des Diskriminators kann über den Belastungswiderständen 22 und 23 abgenommen werden.
Ein Ende des Widerstandes 23 - das untere Ende in F i g. 1 - ist direkt über die
Leitung 24 mit dem Ladekondensator 20 des Kippgenerators verbunden.
Eine Leitung 26 verbindet das freie - in F i g. 1 obere - Ende des Widerstandes
22 über einen Widerstand 25 mit dem Reaktanzkreis 12 in unten zu erläuternder Weise.
Zwischen den Leitungen 24 und 26 liegt ein Filterkondensator
27. Die Verbindungen 24 und 26 werden für die im Zusammenhang
mit F i g. 4 darzustellende automatische Frequenzsteuereinheit benötigt. Der Widerstand
25 und der Kondensator 27 sorgen für die Stabilität dieses Steuerkreises.
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Das freie oder obere Ende des Widerstandes 22 am Diskriminatorausgang
ist ferner zu einem selektiven Kathodenverstärker 28 geführt, der zwei Ausgangsleitungen
29 und 30 hat. Wenn eine Intensitätsspitze in dem zu untersuchenden
Spektrum nachgewiesen wird, gibt die Leitung 30 ein Steuersignal an den Sperrkreis
31 weiter. Durch den Sperrkreis 31
wird die Schwingung des Kippgenerators
Il unterbrochen, und die Ladung des Kondensators 20 wird auf dem Wert
gehalten, den sie im Augenblick der Unterbrechung hatte. Die Leitung 29 wird
für die Untersuchung benötigt, ob die in dem Diskriminator nachgewiesene Schwingung
von einem Nutzsignal herrührt oder nicht. Dies wird weiter unten im einzelnen erläutert.
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Der Sperrkreis 31 enthält ein 'Ihyratron 33, dessen Anodenspannung
über einen Anodenwiderstand 34
und eine mit diesem in Serie liegende Erregerspule
35 einer Spannungsquelle von beispielsweise 300 V entnommen wird. Der Ladestrom
für den Kippgenerator 20 fließt über diesen Widerstand 34, die Spule
35,
eine gasgefüllte Röhre 36, beispielsweise eine Neonröhre, einen hochohmigen
Widerstand 37 von beispielsweise etwa 2 MSI und eine Leitung 38, welche alle
in Reihe geschaltet sind. Ein weiterer, etwas kleinerer Widerstand 39 liegt noch
zwischen der Zuleitung 38 und dem Kondensator 20. Die Aufgabe des
letztgenannten Widerstandes wird im folgenden noch erklärt. Die gasgefüllte Röhre
36 dient zur Isolation des Kondensators 20 nach Zündung des Thyratrons 33,
damit die Ladung des Kondensators auf dem Wert verbleibt, den sie im Augenblick
der Zündung hatte.
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Die Erregerspule 35 betätigt mehrere mechanisch gekoppelte Kontakte
41, 42 und 43. Jeder dieser Kontakte ist in der Stellung eingezeichnet,
welche er bei nicht erregter Spule 35 einnimmt. Die Spule wird erregt, sobald das
Thyratron 33 gezündet wird. Dann ändert jeder Kontakt seine Stellung. Der Kontakt
42
etwa schließt dann einen Widerstand 44 kurz, welcher mit einer zu
einem Niederfrequenzoszillator 46
gehörenden Ausgangsleitung 45 und dem Reaktanzkreis
12 in Serie liegt.
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Der Niederfrequenzoszillator hat beispielsweise eine Frequenz von
70 Hz. Mit Hilfe des Reaktanzkreises 12 bewirkt er eine Frequenzmodulation
der Schwingung des internen Oszillators 10. Dadurch
wiederum
wird die Frequenz derjenigen Schwingung moduliert, welche in dem Filter 18 nachgewiesen
wird. Als Niederfrequenzoszillator kann beispielsweise nach F i g. 1 ein an sich
bekannter RC-Oszillator benutzt werden.
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Von diesem Niederfrequenzoszillator führt eine zweite Ausgangsleitung
47 über eine Phasenumkehrstufe 48 zu einem Phasenvergleicherkreis
49. Die Ausgangsleitung 29 des zur Überprüfung des Vorhandenseins eines Nutzsignals
benutzten selektiven Kathodenverstärkers 28 ist ebenfalls mit dem Phasenvergleicherkreis
49 verbunden. Wie sich zeigen wird, tritt in der Leitung 51 stets dann ein GleichspannungssignaI
mit bestimmtem Vorzeichen auf, wenn ein Nutzsignal in dem Diskriminator nachgewiesen
wird, während der Sperrkreis 31 die Kippschwingung unterbricht. Die Leitung
51 beeinflußt einen Rückstellkreis 52.
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Der Rückstellkreis 52 enthält eine weitere gasgefüllte Entladungsröhre
53, vorzugsweise ebenfalls ein Thyratron, und ist so ausgelegt, daß die Röhre 53
normalerweise innerhalb eines festgewählten Zeitabschnitts leitend wird, nachdem
das Thyratron 33 des Sperrkreises 31 gezündet hat. Wennn das Thyratron 53 gezündet
hat, ist das Thyratron 33 des Sperrkreises gesperrt. Daraufhin setzt der Kippgenerator
11 seine Kippschwingung fort. Wenn indessen ein geeignetes Signal an der
Leitung 51 liegt, kann der Rückstellkreis 52 nicht wirksam werden. Wie sich
noch zeigen wird, wird ein derartiges geeignetes Signal nur dann erzeugt, wenn der
Sperrkreis durch ein Nutzsignal ausgelöst wird. Ein Rauschsignal kann in der Leitung
51 kein Gleichspannungssignal erzeugen.
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Einige der Schaltkreise der Empfangseinrichtung nach F i g. 1 sind
an sich bekannt. Der interne Oszillator10, der Diskriminator19 und der Niederfreuenzoszillator
46 wurden schon erläutert und sind an sich bekannt. Das Filter 18 zeigt eine einzelne
mit einem Gleichrichter 56 verbundene Stufe 55 eines an sich bekannten Zwischenfrequenzverstärkers.
Selbstverständlich können zur Zwischenfrequenzverstärkung auch erforderlichenfalls
zwei oder mehr Stufen benutzt werden. Die gleichgerichtete Spannung ist über die
Leitung 57 zu der Eingangsleitung 30 des Sperrkreises 31 geführt. In Verbindung
mit einem aus den Widerständen 315 und 115 bestehenden Spannungsteiler,
welcher eine Vorspannung erzeugt, wird die Ansprechschwelle des Sperrkreises 31
auf einen gewünschten Wert festgelegt.
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Der symmetrische Modulator 15 hat einen Gegentakteingang, an den die
Schwingungen des internen Oszillators 10 über die Phasenumkehrstufe
14 und die Eingangskapazitäten 61 und 62 angekoppelt sind.
Die Eingangsspannung liegt an zwei Reihenwiderständen 64 und 65, welche mit den
Eingangskondensatoren verbunden sind. Die an sich bekannte Phasenumkehrstufe
14 enthält eine Pentode 63. Man kann die Ausgangsspannung des internen
Oszillators als Bezugsspannung auffassen, welche in dem Frequenzbereich, den der
interne Oszillator 10 überstreicht, im wesentlichen erdsymmetrisch ist. Die
Blindwiderstände der Kondensatoren 61 und 62 sind in diesem Frequenzbereich nahezu
gleich und entsprechen in ihrer Größe etwa dem halben Gesamtwiderstand der Widerstände
64 und 65. Diese Widerstände 64 und 65 sind gleich groß,
und ihr Verbindungspunkt ist geerdet. Daher sind die in den Endpunkten
66 und 67 der Widerstände 64 und 65 durch den internen
Oszillator 10 erzeugten Spannungen gleich groß und gegenphasig. Die Blindwiderstände
der beiden in Reihe zwischen den Punkten 66 und 67 liegenden Ausgangskondensatoren
68 und 69 sind ebenfalls in dem Frequenzbereich des internen Oszillators 10 einander
nahezu gleich. Der Ausgang geht von dem Verbindungspunkt der beiden Ausgangskondensatoren
ab. In dem von dem internen Oszillator überstrichenen Frequenzbereich ist die in
der Ausgangsleitung 17 abgegebene Spannung des symmetrischen Modulators nahezu Null.
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Durch den symmetrischen Modulator wird über die Eingangsklemme 16
Energie in einem Spektralbereich aufgenommen, dessen Frequenz sich von der des internen
Oszillators um die Frequenz unterscheidet, auf die der Zwischenfrequenzverstärker
abgestimmt ist. Dies sind beispielsweise 150 kHz. Eine an der Eingangsklemme 16
auftretende Eingangsspannung verändert den Scheinwiderstand der Punkte 66 und 67
gegenüber Erde in Abhängigkeit von der Amplitude und dem Vorzeichen der Eingangsspannung.
Der Scheinwiderstand nimmt im Punkt 66 zu und im Punkt 67 ab, oder umgekehrt. Infolge
einer Modulation erscheinen dann in der Ausgangsleitung 17 die Frequenzen fa, (f1
± f.), (rzl - f1 ± h., - f,) usw. Dabei ist f1 die Frequenz
des internen Oszillators 10 und f., die in der Eingangsklemme 16 liegende empfangene
Frequenz: n1 und n, beziehen sich auf die höheren Harmonischen der Frequenzen f1
und f2. Die Richtleiter 71 und 72 können handelsübliche, bekannte Kristalldioden
sein.
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Der Kippgenerator 11 steuert den Reaktanzkreis aus, indem die
Spannung des Ladekondensators 20 über die Leitung 75 und den Widerstand 39 den Reaktanzkreis
beeinflußt. Der Reaktanzkreis enthält eine Pentode 76, wobei durch den phasendrehenden
Kondensator 79 eine Rückkopplung zwischen der Anode 77 und dem Steuergitter 78 vorgesehen
ist. Die Leitung 75 ist über einen Widerstand 81 mit dem Steuergitter 78 verbunden.
Weiterhin liegt ein Kondensator 82 von beispielsweise 0,001 [cF zwischen der Leitung
75 und Erde. Solange der Kondensator 20 über den Widerstand 34, die Erregerspule
35, die gasgefüllte Röhre 36, den hochohmigen Widerstand 37 und den Widerstand 39
geladen wird, fließt durch den letztgenannten Widerstand 39 ein Ladestrom, der an
demselben einen Spannungsabfall erzeugt. Dadurch hat das Potential des Steuergitters
78 der Reaktanzröhre einen positiven Wert gegenüber dem Potential des Ladekondensators
20. Wie noch im einzelnen gezeigt wird, wird hierdurch die Frequenz des internen
Oszillators 10 beeinflußt, sobald die Empfangseinrichtung gesperrt wird. Dies verbessert
die Genauigkeit des Systems.
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Bei Systemen der vorliegenden Art soll die Abtastfrequenz des Abtastteils
möglichst stabil sein. Um dies zu erreichen, enthält der Kippgenerator 11 in der
Zuleitung des Steuergitters 84 Schaltmittel, welche die Kippschwingung begrenzen.
Ein abgestimmter Parallelkreis 35, der aus einer Induktivität 86 und zwei dazu parallelliegenden,
selbst in Reihe geschalteten Kondensatoren 87 und 88 besteht, liegt
zwischen dem Steuergitter 84 und der Kathode 89 der Kippröhre 21. Ein Widerstand
90 verbindet die Kathode 89 mit dem abgestimmten Parallelkreis
85. Der Verbindungspunkt 91 ist geerdet. Der Verbindungspunkt 92 der beiden
Kondensatoren 87 und 88 des abgestimmten Parallelkreises 25 ist über einen Widerstand
93
und eine Leitung 94 mit dem Ausgang des internen Oszillators 10 verbunden.
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Der abgestimmte Parallelkreis 85 hat eine scharfe Resonanz bei derjenigen
Grenzfrequenz, bis zu der der interne Oszillator 10 durch den Kippgenerator
11
durchgestimmt wird. Gemäß einem Ausführungsbeispiel ist der interne Oszillator
10 von einer Frequenz von 190 kHz entsprechend der vollständigen Entladung des Kondensators
20 auf eine Grenzfrequenz von 154 kHz durchstimmbar. Dies ist in F i g. 2 dargestellt,
in welcher die Kurve 95 die Frequenzänderung des internen Oszillators 10 in Abhängigkeit
von der Zeit zeigt. Die Kurve 96 gibt die an dem Kondensator 20 liegende Spannu4g
während des entsprechenden Zeitabschnittes wieder. Der Kippgenerator 11 ist so ausgelegt,
daß der Ladekondensator 20 auf eine viel höhere Spannung, als sie zur Durchstimmung
des internen Oszillators 10 auf die Grenzfrequenz von 154 kHz erforderlich
ist, aufgeladen wird, damit die Spannung der Anode 98 einen Wert erreicht, welcher
zur Zündung der Röhre 21 ausreicht. Dies ermöglicht es, nur einen ziemlich linearen
Teil der gesamten Ladekurve 96 des Kondensators für die Frequenzabtastung zu benutzen.
Um so verfahren zu können, muß ferner die Kathode 89 auf eine positive Spannung
mit Bezug auf das Steuergitter84 gelegt werden. Dazu dient eine positive Spannungsquelle
von beispielsweise 230 V, welche über die Klemme 99 und den Widerstand 101 an die
Kathode 89 gelegt ist. Dann verbinden der Widerstand 101 und der dazu in Serie liegende
Widerstand 90 die Klemme 99 mit Masse, während das Steuergitter 84 über die Induktivität
86 mit sehr kleinem Wirkwiderstand mit Masse verbunden ist. Die Kippröhre 21 wird
sodann über den Ausgang des internen Oszillators 10 gezündet.
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In dem Maße, in welchem die Frequenz des internen Oszillators 10 bei
der Annäherung an 154 kHz der Resonanzfrequenz des Parallelkreises 85 gleich wird,
nimmt die Frequenz der Schwingungen 102 ab, und gleichzeitig steigt die Amplitude
entsprechend der Resonanzkurve 103, die in F i g. 2 als gestrichelte Linie
eingezeichnet ist. Schließlich überschreitet eine Schwingungsamplitude 104 die Kurve
105, welche das kritische Gitterpotential der Kippröhre 21 darstellt. Dadurch wird
die Röhre gezündet. Die Zündung erfolgt bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
ziemlich genau bei der Frequenz des internen Oszillators von 154 kHz. Die sägezahnförmige
Schwingung 96 fällt dann ziemlich steil auf den Anfangs- oder Nullwert ab, wie das
Kurvenstück 106 zeigt. Zur selben Zeit T1 läuft die Frequenz des internen Oszillators
in an sich bekannter Weise unmittelbar auf den Wert von 190 kHz zurück. Diese Art
eines Kreises zur Begrenzung der Kippschwingung in einem Kippgenerator wird mit
»Steinwall«-Kreis bezeichnet.
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Wenn das Empfangssystem in kaltem Zustand eingeschaltet wird, setzt
unmittelbar die Ladung des Kondensators 20 ein, da die positive Spannung
sofort an dem Widerstand 34 anliegt. Andererseits sind die Kathoden der verschiedenen
Elektronenröhren in den meisten Fällen indirekt beheizt. Daher arbeiten die Reaktanzröhre
76 und die Röhre des internen Oszillators 10 erst, wenn der Kondensator 20 eine
Ladung erreicht hat, die weit über dem für das obengenannte Beispiel erforderlichen
Frequenzwert des internen Oszillators 10 von 154 kHz liegt. Unter diesen Umständen
kann die Einrichtung fehlerhaft arbeiten, oder die Abtastuug tritt überhaupt nicht
in Tätigkeit. Damit die Kippröhre 21 von selbst zündet, sobald die Spannung am Kondensator
20 über den gewünschten Wert hinaus ansteigt, ist an das Schirmgitter 108 der Kippröhre
21 über die Klemme 99 und einen geeignet bemessenen Widerstand 109 eine positive
Spannung angelegt. Ein an dem Schirmgitter 108 liegendes positives Potential von
230 V sorgt dafür, daß die Kippröhre trotz der durch die' Spannungsteilerwiderstände
90 und 101 erzeugten Kathodenvorspannung von etwa 2,3 V auch bei nicht erregtem
Resonanzkreis sicher zündet. Die Röhre 21 wird jeweils gezündet, wenn die Spannung
des Kondensators 20 einen Wert von 50 V überschreitet. Diese Spannung entspricht
derjenigen Frequenz des internen Oszillators, bei welcher der Resonanzkreis 85 erregt
wird.
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Eine Abschätzung zeigt, daß die Kippröhre 21, die jeweils am Ende
einer jeden Kipperiode gezündet wird, nur während dieser kurzen Zeitabschnitte im
Sinne einer Entladung des Ladekondensators 20 leitend wird. Andernfalls ist diese
Röhre nichtleitend. Wenn daher das Empfangssystem bei einer festen Frequenz gesperrt
ist, leitet die Kippröhre 21 nicht. Dann würde jedoch diese Röhre über die Leitung
24 oder die Leitung 75 Störungen in das System einstreuen, wenn das Potential des
Schirmgitters 108 auf dem obenerwähnten hohen positiven Wert bleibt. Sobald daher
das Thyratron des Sperrkreises 31 gezündet hat und die Erregerspule 35 erregt ist,
wird der eine der durch diese Erregerspule betätigten Kontakte 41 so umgelegt, daß
er das Schirmgitter 108 direkt erdet. Dadurch scheidet eine mögliche Quelle unerwünschter
Rauschstrahlung aus.
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Die Kippschwingung des Kippgenerators 11 kann durch den Sperrkreis
31 unterbrochen werden. Die Röhre 33 befindet sich normalerweise in einem nichtleitenden
Zustand, da durch die Widerstände 115 und 315, welche zwischen einer positiven Spannung
B+. von etwa 215 V und Erde liegen, eine feste negative Vorspannung des Steuergitters
111 erzeugt wird. Die Steuersignale gelangen über die Leitung 30 auf das Steuergitter
111. Sie erzeugen über die Widerstände 112 und 113 einen Spannungsabfall. Jedes
positive Signal genügender Größe kann das Thyratron 33 zünden, wodurch die Spannung
an der Anode 114 weitgehend bis auf den Wert Null vermindert wird.
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Als gasgefüllte Röhre 36 kann man, wie schon erwähnt, eine einfache
Neonröhre mit zwei gleichen Elektroden 117 und 118 benutzen. Die Zündspannung einer
solchen Röhre beträgt etwa 57 V, während die Löschspannung etwa 55 V ausmacht. Wenn
die Einrichtung eingeschaltet wird, kann die erforderliche Zündspannung leicht von
der mit dem Widerstand 34 verbundenen Spannungsquelle geliefert werden. Die Spannungsquelle
liefert vorzugsweise eine Spannung B-1- von etwa 300 V, so daß die Röhre 36 zündet
und ein Strom zu dem Ladekondensator 20 fließen kann.
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Der Ladekondensator wird beim normalen Betrieb auf eine Spannung zwischen
20 und 50 V aufgeladen. Er wird sodann um denselben Betrag von etwa 50 V entladen.
Wenn das Thyatron 33 zündet, sinkt seine Anodenspannung auf etwa 30 V ab, und infolgedessen
ist die an der Neonröhre 36 liegende Spannung viel kleiner als 55 V, so daß diese
Röhre erlischt. Dadurch wird der Kondensator mit Ausnahme einer Entladestrecke durch
den Kathodenkreis der Reaktanzröhre 36, die im Zusammenhang mit F i g. 4 erläutert
werden
soll, vollständig von jedem möglichen Entladungsweg isoliert.
Diese Regelstrecke hält die Empfangseinrichtung sehr genau auf eine Signalfrequenz
abgestimmt, wenn nach der Erfindung die Abtasteinrichtung bei dieser Frequenz gesperrt
wird. Das Empfangssystem setzt die Abtastung über den festgelegten Frequenzbereich
fort, sobald das Thyratron 33 gesperrt wird. Dies bedingt ein Wiederzünden der Neonröhre
36. Die Art, in der das Thyratron des Sperrkreises wieder gesperrt wird, soll weiter
unten erläutert werden.
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Es soll jetzt der selektive Kathodenverstärker 28 im einzelnen erläutert
werden. Die an demselben anliegende Eingangsspannung wird von den Belastungswiderständen
22 und 23 am Ausgang des Diskriminators 19 abgenommen. Ar. dem selektiven Kathodenverstärker
liegt ein Eingangssignal, dessen Gestalt sich dauernd ändert. Dazu wird der Eingangskreis
am einen Ende über die Leitung 24 und den Ladekondensator 20 des Kippgenerators
gegenüber Erde geschlossen. Der Ladekondensator 20 ist sehr groß; seine Kapazität
beträgt etwa 1 itF, so daß sein Widerstand für Wechselspannungen sehr klein ist.
Die andere Seite des Eingangskreises liegt an dem Steuergitter 121 der Verstärkerröhre
122 und wird über die Kathode 123, den Widerstand 1.24 und den abgestimmten
Kreis 125 gegenüber Erde geschlossen. Die am Steuergitter 121 anliegende Spannung
enthält daher die in F i g. 3 angedeutete, an dem Ladekondensator 20 anliegende
sägezahnförmige Spannung 126. Dieser Spannung ist außerdem die momentane
Ausgangsspannung des Diskriminators 19 überlagert.
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Wenn der interne Oszillator 10 den vorgesehenen Frequenzbereich überstreicht,
macht sich das Vorhandensein einer Signalamplitude im Ausgang des Diskriminators
dadurch bemerkbar, daß die Spannung über den Widerständen 22 und 23 ihre Polarität
zwischen zwei Extremwerten umkehrt, so daß dem sägezahnförmigen Spannungsverlauf
126 in dem Bereich, in welchem die Signalamplitude auftritt, eine Spannungswelle
127 in Form einer einzelnen, annähernd sinusförmigen Schwingung überlagert ist.
Dieser Punkt ist offensichtlich durch die im Augenblick vorhandene Frequenz des
internen Oszillators 10 bestimmt. Die Spannungswelle 127 erscheint
näherungsweise in Form einer einzelnen, sinusförmigen Schwingung und ist als S-Kurve
eines Foster-Seeley-Diskriminators bekannt (Artikel 26, Kap. 4, S. 4-80 bis 4-83,
des Buches »Principles of Radar«, M. I. T. Radar School Staff, erschienen bei McGraw-Hill
Book Company, Ine., New York 1946). Sie wird daher auch im folgenden als S-Kurve
bezeichnet.
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Die S-Kurve 127 tritt auch an der Kathode 123
sowie über
dem Widerstand 124 und dem abgestimmten Schwingungskreis 125 auf, wobei die
Spannung an der Kathode 123 im wesentlichen der an dem Steuergitter 121 anliegenden
Spannung entspricht, unter Umständen mit etwas verkleinerter Amplitude. Der abgestimmte
Schwingungskreis 125 enthält eine Induktivität 130 und parallel dazu eine Kapazität
131. Die Induktivität 130 hat eine hohe Güte Q und einen Gleichstromwiderstand
von etwa 4 kQ im Vergleich zu einem Widerstand von etwa 115 ka des Widerstandes
124. Während sich die Sägezahnspannung langsam ändert, liegt eilte sehr kleine Spannung
an der Induktivität 130. Wenn indessen der durch die Induktivität 130 fließende
Strom während der negativen Halbwelle 132 der S-Kurve 127
sehr schnell
seine Richtung ändert, erscheint eine steile, zackenförmige Spannungswelle 133 an
der Induktivität 130. Die Induktivität 130 ist so gepolt, daß die zackenförmige
Spannungswelle 133 gegenüber der Bezugsleitung 30 positive Spannungswerte hat. Diese
Spannung wird über den Koppelkondensator 134 ausgekoppelt. Die Spannungsspitze
133 ist gegenüber dem Maximum der negativen Halbwelle 132 der S-Kurve verzögert,
wie aus F i g. 3 ersichtlich. Diese Verzögerung rührt von-dem Widerstand der Induktivität
130 her.
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Wenn man den Spannungsverlauf an der Induktivität 130 mit einem
Oszillographen untersucht, findet man, daß unmittelbar vor Auftreten der Spannungsspitze
133 die Spannung an der Induktivität 130 in Phase mit der negativen
Halbwelle 132 der S-Kurve 127 zu fallen beginnt, wie der Kurvenverlauf bei 135 zeigt.
Dies rührt von dem Widerstand der Induktivität 130 in Höhe von 4 k62 her. Die Spannungsänderung
verläuft selbstverständlich gleichphasig mit dem ursprünglichen Spannungsverlauf.
Auf die positive Spitze 133 folgt eine negative Spitze 136, welche offenbar
der positiven Halbwelle 137 der S-Kurve 127 entspricht.
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Die Induktivität 130 ist durch eine Diode 138 in der
Weise überbrückt, daß ihre Anode 139 mit Erde und ihre Kathode 141 mit dem Verbindungspunkt
des Kathodenwiderstandes 124 verbunden ist. Diese Diode schneidet die Spannungsspitzen
135 und 136
des Spannungsverlaufs über der Induktivität 130
unterhalb
eines Spannungswertes ab, der durch die gestrichelte Linie 142 angedeutet ist. Der
endgültige Spannungsverlauf in der Eingangsleitung 30 des Sperrkreises 31 ist dann
näherungsweise durch die Kurve 143 dargestellt. Es tritt eine positive Spannung
auf, welche zur Zündung des Thyratrons 33 ausreicht, so daß die Kippschwingung des
Kippgenerators 11 unterbrochen wird. Beim Fehlen der Diode 138 würde der abgestimmte
Schwingungskreis 135 nach einer derartigen Stoßerregung in gedämpfte, abklingende
Schwingungen entsprechend einem Spannungsverlauf 144 geraten. Die Diode verhindert
jedoch das Auftreten solcher Schwingungen vollständig. Es zeigt sich außerdem, daß
die Diode 138 den Impuls 140 und ähnliche durch Stoßerregung infolge plötzlicher
Entladung des Ladekondensators 20 am Ende einer jeden Kipperiode in dem abgestimmten
Schwingungskreis 125 angefachten Störungen hinreichend unterdrückt. Diese
Impulse können daher nicht die Empfangseinrichtung sperren.
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Der selektive Kathodenverstärker kann also S-Kurven 127 mit verschiedenem
Phasenverlauf unterscheiden. Bei einer S-Kurve, deren negative Halbwelle 132 zeitlich
vor der positiven Halbwelle 137 auftritt, liefert der Ausgang des selektiven Kathodenverstärkers
28 'die positive Spannungsspitze 133 im gewünschten Sinne. Wenn hingegen die positive
Halbwelle einer S-Kurve 127 vor der negativen Halbwelle auftritt, kommt keine nennenswerte
positive Spannungsspitze 133 zustande. Dies kann durch einen im folgenden beschriebenen
Versuch experimentell nachgewiesen werden.
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Der Diskriminator wird zunächst in der Richtung verstimmt, daß, wenn
bei der Abtastung ein sinusförmiges Signal bekannter Frequenz durch ihn hindurchläuft,
an seinem Ausgang nur eine negative Halbwelle 145 entsprechend F i g. 3 auftritt.
Dieser Spannungsverlauf über der Induktivität 130 stellt
sich bei
fehlender Diode 138 auf dem Oszillographenschirm in Form der Kurve 146 dar. Wie
man sieht, tritt in dem Spannungsverlauf 146 die erste negative Halbwelle 135 ebenso
wie die negative Halbwelle 136 neben der Spannungsspitze 133 auf. Die Amplitude
dieser Schwingung 146 ist bei genau abgestimmtem Diskriminator allerdings
etwas kleiner als die über der Induktivität 130 gemessene Spannungsamplitude, so
daß sich am Ausgang eine S-Kurve 127 ergibt. Der Diskriminator wird sodann in der
entgegengesetzten Richtung verstimmt, so daß unter denselben Betriebsbedingungen
am Ausgang eine einzelne positive Halbwelle 148 auftritt. In diesem Falle
kann, wenn der Diskriminator in der angegebenen Weise mit einer sinusförmigen Schwingung
gespeist wird, über der Induktivität 130 praktisch keine Spannung nachgewiesen
werden.
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Diese Schaltungsfunktion wird bei der vorgeschlagenen Empfangseinrichtung
dazu benutzt, um zwischen verschiedenen S-Kurven 127 mit entgegengesetzer
Phasenlage am Ausgang des Diskriminators zu unterscheiden. Eine Zunahme von Störimpulsen,
die sich von einem Nutzsignal durch ihre Inkohärenz unterscheiden, kann unter verschiedenen
Bedingungen eine S-Kurve ergeben, die jede Zwischenform zwischen einem einem Nutzsignal
entsprechenden glatten Verlauf und einem völlig zerfetzten und praktisch nicht identifizierbaren
Verlauf haben kann.
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Die negative Halbwelle muß nicht in allen Fällen zeitlich vor der
positiven Halbwelle auftreten. Ein Nutzsignal andererseits, welches auf einer festen
Frequenz einen kohärenten Verlauf zeigt, liefert je nach der gewählten Einstellung
des Diskriminatorkreises eine S-Kurve, bei der die negative Halbwelle der positiven
Halbwelle immer vorangeht bzw. nachläuft. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
soll, wenn ein Nutzsignal vorhanden ist, die negative Halbwelle vorangehen. Auf
Grund dieser charakteristischen Eigenschaften des selektiven Kathodenverstärkers
erhält man eine wirksame Unterdrückung von Störimpulsen, die keine Nutzsignale darstellen..
Neben dieser Anordnung zur Unterdrückung von Störsignalen sind jedoch in dem vorliegenden
Empfangssystem noch weitere Schaltkreise eingeschlossen, die genau prüfen, ob das
in dem Kathodenverstärker nachgewiesene, die Abtastung des Empfangssystems bei der
entsprechenden Frequenz unterbrechende Signal ein Nutzsignal oder eher ein Störimpuls
ist. Im letzteren Falle sorgt der Rückstellkreis 52 dafür, daß das Empfangssystem
seine Abtastperiode fortsetzt.
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Wenn die Abtastung des Empfangssystems durch einen im Ausgang des
Diskriminators 19 eine S-Kurve mit geeigneter Phasenlage erzeugenden Intensitätsanstieg
unterbrochen wird, befindet sich das möglicherweise vorhandene Nutzsignal an einer
Stelle der Sägezahnkurve 126, welche seiner Frequenz in dem zu untersuchenden Empfangsspektrum
entspricht. Dies wurde oben im Zusammenhang mit F i g. 3 erläutert. Das Eingangssignal
sperrt dann die Abtastung irgendwo auf der S-Kurve 127. Das Thyratron 33 wird dadurch
in der beschriebenen Weise leitend. Die Erregerspule 35 legt den Kontakt
42 um, so daß er den Widerstand 44 im Ausgangskreis 45
des Niederfrequenzoszillators
46 kurzschließt.
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Die über die Leitung 45 verfügbare Niederfrequenzspannung wird
durch den Kondensator 151 auf das Schirmgitter 152 der Reaktanzröhre
76 gekoppelt. Dadurch bewirkt die Niederfrequenzschwingung nach Kurzschluß
des Widerstandes 44 eine Frequenzmodulation der Ausgangsschwingung des internen
Oszillators 10 im Verhältnis dieser Niederfrequenz. Mit Vorteil kann man hierfür
beispielsweise eine Frequenz von 70 Hz benutzen. Am Eingang des symmetrischen
Modulators 15 liegt dann eine entsprechend frequenzmodulierte Schwingung.
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Nach dem Durchgang durch den Diskriminator wird die Modulationsfrequenz
herausgesiebt und ermöglicht in weiter unten zu erklärender Weise eine Anzeige der
Existenz eines Nutzsignals. Der Modulationsgrad ist begrenzt. Die Ausgangsspannung
des Diskriminators soll möglichst während jeder derartigen Frequenzmodulation innerhalb
desjenigen Teiles der S-Kurve bleiben, welcher zwischen der positiven und der negativen
Spannungsspitze, d. h. in der Mitte der S-Kurve, liegt. Wie schon gezeigt, erfolgt
die Sperrung mit einer Verzögerung, die mindestens teilweise auf die Verzögerung
in der Induktivität 130 des selektiven Kathodenverstärkers zurückzuführen ist. Deshalb
steigt die Sägezahnspannung 126 noch weiter auf einen etwas zu großen Wert an, so
daß ein etwa vorhandenes Nutzsignal sich in der Nähe der positiven Spitze 137 der
S-Kurve 127 befindet. Die Größe dieser unerwünschten Verschiebung gegenüber dem
Zentrum der S-Kurve hängt von der Größe der Sägezahnspannung ab, da der Spannungsverlauf
126 nicht vollkommen linear ist. Um dem zu begegnen, wurde der Widerstand
39 so in die Schaltung eingefügt, daß er gleichzeitig in dem Ladestromkreis des
Ladekondensators 20 und in dem Kontrollkreis des Reaktanzmodulators 12
liegt.
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Solange der Kondensator 20 geladen wird, fließt durch den Widerstand
39 ein Ladestrom. Dadurch erhält das der Eingangsstrecke 25 des Reaktanzmodulators
zugekehrte Ende 155 des Widerstandes 39 eine positive Spannung gegenüber dem an
den Ladekondensator 20 angeschlossenen Ende 156.
Deshalb würde der
interne Oszillator bei Abwesenheit des Widerstandes 39 auf einer anderen Frequenz
schwingen. Diese Frequenzverschiebung entspricht der Spannungsdifferenz zwischen
den Enden 155 und 156 des Widerstandes 39. Wenn die Empfangseinrichtung
gesperrt und die Kippschwingung unterbrochen wird, hört der Stromfluß zu dem Kondensator
20 auf, und die Spannung über den Widerstand 39 verschwindet unmittelbar. Dann hat
der Punkt 155 dieselbe Spannung wie der Kondensator 20. Die Gitterspannung der Reaktanzröhre
36 wird mit anderen Worten sprunghaft vermindert, und dadurch erfolgt eine Frequenzänderung
des internen Oszillators in dem Sinne, daß die Verzögerung durch die Induktivität
130 ausgeglichen wird und das möglicherweise vorhandene Nutzsignal in den
gewünschten Bereich der S-Kurve 127 verschoben wird. Diese Maßnahme erlaubt es,
das möglicherweise vorhandene Nutzsignal mittels einer durch den Niederfrequenzoszillator
46 bewirkten Frequenzmodulation zu untersuchen. Die hierzu gehörigen Einrichtungen
sollen im folgenden beschrieben werden.
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Der Niederfrequenzoszillator 46 hat, wie schon erwähnt, zwei "Ausgangsleitungen
45 und 47, über deren erstere bei Kurzschluß des Widerstandes 44
durch den
Kontakt 42 die Frequenzmodulation des internen Oszillators 10 mittels der
Reaktanzröhre 76 durchgeführt wird. Die zuletzt genannte Ausgangsverbindung
47
des Niederfrequenzoszillators speist den Eingang einer Niederfrequenz-Phasenumkehrstufe
48, welche an den Ausgangskondensatoren 161
und 162 entsprechende Signale
derselben Frequenz und gleicher Amplitude, aber mit entgegengesetzter Phase abgibt.
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Der Niederfrequenz-Phasenvergleicher 49 enthält in einem ersten Zweig,
jeweils in Reihe geschaltet, einen ersten Widerstand 163, einen zweiten Widerstand
164 und einen dritten Widerstand 165. Der Verbindungspunkt 166 der ersten und zweiten
Widerstände 163 und 164 ist geerdet. In einem zweiten Zweig des Phasenvergleicherkreises
liegen eine erste Diode 167 und eine zweite Diode 168 in Reihe. Die
beiden Zweige sind einander parallel geschaltet. Die Anode 169 der ersten
Diode ist mit der Eingangsstrecke 161 und die Kathode 171 der zweiten Diode mit
der Eingangsstrecke 162 des Phasenvergleicherkreises verbunden. Die Kathode der
ersten und die Anode der zweiten Diode 167 bzw. 168 sind an den Verbindungspunkt
172 angeschlossen, zu welchem auch die Ausgangsstrecke 29 des Kathodenverstärkers
28 geführt ist. Ein Ausgangswiderstand 173 liegt zwischen den Verbindungspunkten
166 und 172 der beiden Parallelzweige.
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Wenn der Wert des ersten Widerstandes 163 der Summe der Widerstände
164 und 165 gleich ist, verschwindet der mittlere Strom in dem Ausgangswiderstand
173 vollkommen. Dies beruht darauf, daß die Niederfrequenzspannung in der
Eingangsstrecke 162 einen bestimmten, in einer Richtung durch den Ausgangswiderstand
173 und über die zweite Diode 168 verlaufenden Strom hervorruft, während
gleichzeitig ein Niederfrequenzsignal entsprechender Amplitude, jedoch entgegengesetzter
Phase, an der anderen Eingangsstrecke 161 liegt, welches über die erste Diode
167 einen gleich großen Strom entgegengesetzter Richtung in dem Ausgangswiderstand
173 erzeugt. Um dies zu erreichen, haben die Dioden 167 und 168 eine ähnliche Richt-
und Sperrcharakteristik, und die Koppelkondensatoren 175 und 176 der
Phasenumkehrstufe 48 haben ähnliche Widerstandswerte für die Frequenz des
Niederfrequenzoszillators 46. Durch die Einstellung des veränderlichen Widerstandes
165 kann dafür gesorgt werden, daß am Ausgangswiderstand 173 eine Gleichspannung
auftritt, deren Vorzeichen und Größe beim Fehlen eines Nutzsignals einen festgelegten
Wert hat. Es wird unten noch gezeigt werden, daß bei der vorgeschlagenen Einrichtung
eine derartige Spannung über dem Ausgangswiderstand 173 in vorgesehener Weise eine
Gittervorspannung für die Rückstellröhre 53 erzeugt.
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Die frequenzmodulierte Schwingung des internen Oszillators wird in
dem Diskriminator 19 demoduliert, so daß die Niederfrequenzschwingung bei Vorhandensein
eines Nutzsignals in dem Empfangsspektrum in derselben Form vorliegt, wie sie durch
den Niederfrequenzoszillator 46 geliefert wurde. Zwischen diesem wiedergewonnenen
Signal und den Niederfrequenzsignalen, die am Eingang des Phasenvergleichskreises
49 liegen, besteht eine feste Phasenbeziehung. Durch eine geeignete Bemessung des
geschlossenen Kreises, bestehend aus dem Reaktanzkreis 12, dem internen Oszillator
10, der Phasenumkehrstufe 14, dem symmetrischen Modulator 15, dem schmalbandigen
Zwischenfrequenzverstärker 18 und dem Diskriminator 19, kann die Phase des
Diskriminatorausgangssignals mit Bezug auf das in der einen der Eingangsstrecken
161 bzw. 162 des Phasenvergleichskreises vorhandene Niederfrequenzsignal auf 0°,
mit Bezug auf die andere der genannten Eingangsstrecken auf 1$0° eingestellt werden.
Wenn daher ein von dem Niederfrequenzoszillator herrührendes Signal in der Ausgangsleitung
29 des Kathodenverstärkers 28 auftritt, führt eine der Dioden 167 bzw. 168 über
eine volle Schwingungsperiode mehr Strom als die andere. Dadurch wird an dem Ausgangswiderstand
173 eine Spannung entsprechender Polarität erzeugt. Das Vorzeichen und die Größe
dieser Spannung können nach Wunsch eingestellt werden. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
sind die Phasenbeziehungen so gewählt, daß die durch das Signal in dem Verbindungspunkt
172 erzeugte Spannung einen negativen Wert gegenüber dem geerdeten Verbindungspunkt
166 hat.
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Da das an dem Kathodenverstärker 28 abgenommene Niederfrequenzsignal
in dem Verstärker 18 verstärkt wurde, kann die Größe dieses Signals im Vergleich
zu dem über die Phasenumkehrstufe 48 übertragenen Signal leicht verändert werden.
Wenn die Phase des verstärkten Signals geeignet gewählt wird, können daher während
der ersten Halbwelle, in der die Anode 169 der ersten Diode 167 negative Spannungswerte
einnimmt, an die Kathode dieser Diode dieselben negativen Spannungen angelegt werden,
so daß diese Diode keinen Strom zieht. Gleichzeitig liegt die Anode der zweiten
Diode 168 ebenfalls auf negativem Potential, während ihre Kathode 171 positive Spannungswerte
einnimmt. Daher bleibt auch die zweite Diode nichtleitend. Unter denselben Bedingungen
hat während der zweiten Halbwelle die Anode 169 der ersten Diode ein positives
Potential, während ihre Kathode ebenso an derselben positiven Spannung liegt, so
daß auch während dieser Halbwelle die erste Diode 169 nicht leitet. Indessen liegt
gleichzeitig an der Anode der zweiten Diode 168 eine positive Spannung und an ihrer
Kathode 171 eine negative Spannung, so daß die zweite Diode 168 Strom zieht. Man
erkennt daraus, daß beim Vorhandensein einer von dem Niederfrequenzoszillator herrührenden
Schwingung geeigneter Phasenlage der Niederfrequenz-Phasenvergleicherkreis an seinem
Ausgangswiderstand 173 jeweils eine Spannung der gewünschten Polarität abgibt.
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Der vorstehend beschriebene Testkreis für die Empfangssignale benutzt
die Tatsache, daß die Rauschstrahlung kein Phasenspektrum hat, sondern allenfalls
im Mittel ein bestimmtes Amplitudenspektrum. Wenn daher ein schmaler Ausschnitt
des Rauschspektrums ausgewählt wird, z. B. mittels des beschriebenen Spektralanalysators,
dann wird die in den verschiedenen Ausschnitten des Empfangsspektrums vorhandene
Amplitude verschieden sein. Wenn beispielsweise wie gemäß der vorliegenden Erfindung
der Ausschnitt seitlich über das Empfangsspektrum verschoben wird, kann man einen
gleichmäßigen Amplitudenverlauf erhalten. Wenn die Verstärkung des Verstärkers sich
zeitlich ändert, kann der durchgelassene Rauschanteil eine Amplitudenmodulation
aufweisen. Das Phasenspektrum des schmalbandigen Rauschsignals hat dagegen eine
statistische Verteilung, d. h., es verschwindet im Mittel, gleichgültig, ob ein
fester oder ein sich zeitlich ändernder Ausschnitt des Rauschspektrums ausgewählt
wird. Es ist dabei nicht möglich, durch eine besondere zeitabhängige
übertragungscharakteristik
eine Phasenbeziehung zu erzeugen.
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Im Gegensatz dazu zeigt ein echtes Nutzsignal eine feste Phasenkohärenz
bzw. Selbstkorrelation. Dies trifft insbesondere auch bei einem Radarsystem zu,
bei welchem die vorliegende Erfindung nach F i g. 5 der Zeichnungen zum Aufsuchen
der reflektierten Radarsignäle benutzt werden kann, die infolge des Doppeleffekts
auf verschiedenen Frequenzen liegen. Dies trifft auch auf Nachrichtensysteme zu,
bei welchen die Nutzsignale im Gegensatz zum Rauschspektrum, bei welchem eine Phasenkohärenz
fehlt, gleichermaßen eine Kohärenz bzw. Selbstkorrelation aufweisen. Das vorgeschlagene
Testsystem für Empfangssignale macht mit Vorteil von der Phasenkohärenz der Nutzsignale
Gebrauch, um das Nutzsignal von einer Mischung von Signalen und Rauschstrahlung
zu unterscheiden, da letztere im Gegensatz zu einem Nutzsignal keine Kohärenz aufweist.
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Das über die Eingangsklemme 16 in den symmetrischen Modulator 15 gelangende
Signal besteht aus Rauschanteilen und kann ein oder mehrere Nutzsignale enthalten.
Die in dem symmetrischen Oszillator 15 gebildete und von dem Filter 18 jeweils durchgelassene
Differenzschwingung ist in demselben Maß wie die Schwingung des internen Oszillators
10
frequenzmoduliert. Da der gleichzeitig mit einem Nutzsignal durchgelassene
Rauschanteil keine festen Phasenbeziehungen hat, tritt in dem Filter im wesentlichen
derselbe Rauschanteil auf, unabhängig davon, ob der interne Oszillator
10 frequenzmoduliert ist oder nicht. Wenn der Diskriminator 19 die gesamten
von dem Filter durchgelassenen Schwingungen verarbeitet hat, entspricht dem Nutzsignal
ein Signal auf der Frequenz des Niederfrequenzoszillators. Dieses hat, wie schon
gesagt, eine feste Phasenbeziehung bezüglich der Schwingung des Niederfrequenzoszillators.
Wenn bei einem Intensitätsanstieg der Rauschstrahlung der Abtastteil gesperrt wurde,
ohne daß gleichzeitig ein Nutzsignal vorhanden ist, wird die Frequenzmodulation
des internen Oszillators 10 keinen meßbaren Einfluß auf die Ausgangsspannung des
Diskriminators 19 haben. Wenn andererseits ein Nutzsignal vorhanden ist,
wird es in oben beschriebener Weise in dem Niederfrequenz-Phasenvergleicherkreis
49 nachgewiesen. Es erzeugt dort eine Gleichspannung der gewünschten Polarität.
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Solange der Abtastteil bei einer bestimmten Frequenz gesperrt ist,
wird er durch einen in F i g. 1 und in Einzelheiten in F i g. 4 dargestellten automatischen
Frequenzsteuerkreis sorgfältig abgestimmt. Die Ausgangsspannung des Diskriminators
19 liegt an den Belastungswiderständen 22 und 23 und ist in
F i g. 4 mit Ei bezeichnet. Wenn ein Nutzsignal im Zentrum der' Abstimmkurve des
Diskriminators liegt, verschwindet -die Spannung Ei vollständig oder ist zumindest
sehr klein. Solange die Frequenzabtastung unterbrochen ist, soll die an dem Ladekondensator
20 anliegende Spannung möglichst konstant bleiben, damit sich der Leitwert
der Reaktanzröhre 76 und damit die Frequenz des internen Oszillators 10 nicht
ändert. Wenn jedoch das .Nutzsignal seine Frequenz verändert, soll sich andererseits
der Leitwert der Reaktanzröhre in genügendem Maße ändern können, um das -Nutzsignal
im Zentrum der Abstimmkurve des Diskriminators zu halten: Die am Ladekondensator20anliegende
Spannung hat, wenn die Sperrung erfolgt, bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel
einen Wert zwischen 20 und 50 V. Aus F i g. 4 ist ersichtlich, daß sich die Ladung
des Kondensators 20
über den über die Diskriminatorausgangswiderstände
22 und 23, den Filterwiderstand 25 und den Kathodenkreis der
Reaktanzröhre 76 nach Erde geführten Nebenstromkreis ändern kann. Der Kathodenkreis
der Reaktanzröhre soll nunmehr erläutert werden.
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Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel enthält der Reaktanzkreis
12 ein in Reihe zwischen die Kathode 183 und Erde geschaltetes Widerstandspaar
181 und 182. Da die Reaktanzröhre normalerweise immer Strom zieht, fließt in diesen
beiden Widerständen ununterbrochen ein Strom, welcher auch in jedem der Widerstände
eine Spannung erzeugt. Der erste der Widerstände kann einen Wert von etwa 6,8 k62
haben, der zweite Widerstand 182
einen Wert von 12 kQ. Ein in Reihe geschaltetes
Gleichrichterdiodenpaar184 und 185 überbrückt den ersten Widerstand
181. Die Kathoden 186 und 187
der Dioden 184 bzw.
185 liegen an demselben Ende des Widerstandes 181 wie die Kathode
183 an. Daher sind die Dioden durch die Spannung, welche der Kathodenstrom
der Reaktanzröhre 76 am Widerstand 181 erzeugt, in Sperrichtung vorgespannt.
Vorzugsweise verwendet man Kristalldioden; deren Widerstand in Sperrichtung etwa
hundertmal größer als in Durchlaßrichtung ist.
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Die beiden Dioden 184 und 185 haben in Sperrrichtung
im wesentlichen denselben Widerstand. Der Verbindungspunkt 188, welcher die
zum Diskriminator führende. Leitung 26 an die beiden Dioden anschließt, hat
etwa dieselbe Spannung gegen Masse wie der Mittelpunkt des Widerstandes
181. Die Spannung am Ladekondensator 20 hat bei nicht vorhandenen
Steuereinflüssen das Bestreben, sich- auf dieses Potential einzustellen, wenn die
Frequenzabtastung unterbrochen ist. Das Potential des Verbindungspunktes
188 wird vorzugsweise in die Mitte des von der Kippspannung überstrichenen
Bereiches gelegt, da hierdurch im Mittel die Größe der Spannungsänderung bei Sperrung
verkleinert wird. Die Zeitkonstante des Kreises, über den der Kippkondensator
20 sich entladen kann, wird durch die Dioden 184
und 185 bestimmt.
Solange diese gesperrt sind, ist ihrWiderstand groß, und man erhält eine große Zeitkonstante.
Wenn der Diskriminator 19 kein Nutzsignal erfaßt, wird sich das Potential
des Ladekondensators 20 sehr langsam ändern und dem Potential im Verbindungspunkt
188 zwischen den beiden Dioden 184 und 185 zustreben. Wenn
der Diskriminator ein Nutzsignal erfaßt, wird diese Spannungsänderung am Ladekondensator
durch eine vorhandene Spannung El geeigneter Polarität und Größe kompensiert. Die
Spannung Ei ändert die Gitterspannung und damit den Blindwiderstand der Reaktanzröhre
76, so daß das Nutzsignal im Zentrum der Abstimmkurve des Diskriminators
verbleibt. Wie schon erwähnt, verhindern der Widerstand 25 und der Kondensator
27
in an sich bekannter Weise das Auftreten von Schwingungen in dem von dem
Reaktanzmodulator 12, dem internen Oszillator 10, dem symmetrischen
Modulator 15, dem Filterkreis 18 und dem Diskriminator 19 gebildeten
geschlossenen Kreis.
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Wenn eine größere Änderung der Signalfrequenz auftritt oder wenn sich
das von dem Diskriminator erfaßte Signal um eine größere Strecke auf der S-Kurve
verschiebt, wird eine entsprechend große Spannung Ei mit geeignetem Vorzeichen auftreten.
Die
Spannung muß so groß sein, daß eine der beiden Dioden 184 bzw. 185 leitend wird.
Dabei wird ihr Widerstand etwa um einen Faktor 100 kleiner. Auch die Zeitkonstante
des Kreises, über den der Ladekondensator seine Ladung ändern kann, wird sich dadurch
wesentlich vermindern. Dies bewirkt eine schnelle automatische Frequenzsteuerung.
Man erhält somit einen automatischen Frequenzsteuerkreis, dessen Zeitkonstante groß
ist, solange der Diskriminator keineAusgangsspannung abgibt, und der eine wesentlich
kleinere Zeitkonstante hat, sobald eine Diskriminatorausgangsspannung auftritt,
die einen festgelegten Wert überschreitet. Dies ist natürlich derjenige Wert, der
ausreicht, eine der beiden Dioden leitend zu machen.
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Durch den Miller-Effekt in dem Reaktanzkreis wird die Kapazität des
Kondensators 20 mit Bezug auf den automatischen Frequenzsteuerkreis scheinbar wesentlich
vergrößert. Dadurch erhält man eine große, für die Stabilität der Regelung erforderliche
Zeitkonstante.
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Es wurde schon darauf hingewiesen, daß der Ladekondensator 20 einen
großen Kapazitätswert von beispielsweise 1 [tF hat. Diese Kapazität ist in Verbindung
mit dem obenerwähnten Miller-Effekt genügend groß, um auch Niederfrequenzschwingungen
gegen Masse kurzzuschließen. Dies gilt insbesondere für die Schwingungen des Niederfrequenzoszillators
46. Daher beeinflussen diese niederfrequenten Schwingungen, welche im Ausgang des
Diskriminators während der überprüfung der erfaßten Signalamplituden auftreten,
den automatischen Frequenzkontrollkreis nicht, sondern erscheinen nur im Kathodenverstärker
28. In dem automatischen Frequenzsteuerkreis ist ausschließlich die Gleichspannungskomponente
in nennenswertem Maße wirksam.
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Es wird nunmehr der Sperrkreis 31 erörtert. Die Röhre 33 dieses Kreises
kann ein Thyratron des Typs 2D21 sein. Bei dem vorliegenden Kreis beträgt, solange
die Röhre gesperrt ist, die an der Anode 114 anliegende Spannung etwa 300 V. Gleichzeitig
liegt das Steuergitter 111 auf etwa -4,5 bis -5,4 V gegenüber Kathode. Diese Spannung
wird durch die schon erwähnten Spannungsteilerwiderstände 115 und 315 erzeugt, so
daß die Kathode eine positive und das Steuergitter 111 eine entsprechende negative
Vorspannung erhält. Das Steuergitter 111 erhält außerdem von dem Gleichrichterkreis
56 des Zwischenfrequenzverstärkers 18 über die Leitung 57 eine negative Gleichspannung.
Die von dem Gleichrichterkreis erzeugte Vorspannungskomponente ist den Änderungen
der mittleren Rauschamplitude während der Abtastung des Empfangsspektrums proportional.
Bei manchen Anwendungen werden die Störsignale in verschiedenen Bereichen des Empfangsspektrums
eine verschieden große Amplitude haben. Die Zeitkonstante dieses Kreises wird hauptsächlich
von dem zwischen der Leitung 57 und Masse liegenden Kondensator 191 und dem mit
der Leitung 57 und dem Steuergitter 111 in Serie liegenden Widerstand 192 bestimmt.
Es ist eine möglichst große Zeitkonstante erforderlich, damit die Schwingungen des
Niederfrequenzoszillators 46 keinen Einfluß auf den Gleichrichterkreis haben.
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Das Steuergitter 111 erhält von der Spannungsquelle 193, welche beispielsweise
eine negative Spannung von etwa -30 V liefert, eine weitere Vorspannung. Diese Spannungsquelle
ist mit der Eingangs-Strecke 30 des Sperrkreises 31 über zwei ziemlich große Serienwiderstände
194 und 195 verbunden. Der Verbindungspunkt 196 dieser beiden Widerstände ist an
den normalerweise geschlossenen Abgriff 197 des Kontaktes 41 angeschlossen. Dieser
Kontakt dient während der Sperrung zur Erdung des Schirmgitters 108 der Kippröhre
21. Während der Sperrung ist daher der Verbindungspunkt 196 nicht mehr geerdet,
und das Steuergitter 111 liegt über die Widerstände 194, 195, 112 und 113
an der negativen Spannungsquelle 193. Damit die negative Vorspannung von -30 V den
Gleichrichterkreis 56 nicht beeinflussen kann, liegen Spannungsteilerwiderstände
294 und 295 zwischen einer positiven Spannungsquelle B+ und Erde. Dadurch liegt
das eine Ende der 1-MS2-Widerstände 296 und 293 an einer positiven Spannung von
etwa +40V. Die Widerstände 296 und 293 liegen in Reihe mit der Anode der Gleichrichterdiode
298 und einem Gleichrichterkondensator 297, der eine Kapazität von 0,08 RF hat.
Wenn der Zwischenfrequenzverstärker kein Signal erfaßt, läßt diese Spannung keine
negative Gleichspannung entstehen. In Verbindung mit dem Ableitwiderstand 292 und
der Begrenzerdiode 299 sorgt diese Spannung für eine sichere Gleichrichterwirkung
und verhindert, daß die negative Vorspannung 193 von -30 V die Gleichrichtung beinträchtigt.
Die negative Vorspannung läßt am Steuergitter 111 keine positive Ladung entstehen,
wenn nach Zündung der Röhre 33 positive Ionen auf das Steuergitter auftreffen. Diese
in der gasgefüllten Röhre entstehenden positiven Ionen könnten den Filterkondensator
191 und den überbrückungskondensator 199 des Sperrkreises 31 in einem solchen Maße
aufladen, daß das Steuergitter eine positive Spannung erhält. Unter solchen Bedingungen
würde offenbar der Sperrkreis gesperrt bleiben oder willkürlich sperren. Die Spannung
193 ist daher so hoch gewählt, daß sie die von den positiven Ionen herrührende Ladung
des Steuergitters 111 absaugen kann.
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Wenn die Röhre 33 gesperrt ist, liegt der die Anode 114 der Sperrkreisröhre
und die Anode 202 der Rückstellröhre verbindende Kondensator 201 mit der dem Thyratron
33 zugewandten Seite an einem Potential von etwa 300 V und mit der der Anode 202
zugewandten Seite an etwa 215 V. Daher liegt eine Spannungsdifferenz von etwa 85
V an dem Kondensator. Wenn das Thyratron 33 gezündet wird, sinkt sein Anodenpotential
auf etwa 20 V gegenüber Masse ab, und dementsprechend wird die durch die Widerstände
206 und 207 erzeugte Vorspannung von 2,9 V etwa im Verhältnis 10: 1 kleiner.
Dann kann die Röhre 53 bei einer Anodenspannung von etwas weniger als 215 V zünden.
Außerdem fällt gleichzeitig auf der mit der Anode 202 verbundenen Seite des Koppelkondensators
201 das Potential auf einen Wert von etwa -65 V gegen Masse ab. Der Koppelkondensator
201 beginnt sich sofort zu laden. Der Ladestrom fließt von der Anodenspannungsquelle
der Rückstellröhre über den Anodenwiderstand 203, den Koppelkondensator 201, das
jetzt leitende Thyratron 33 und seinen Kathodenwiderstand 115 nach Masse. Die mit
der Anode 202 verbundene Seite des Koppelkondensators 201 wird auf eine Spannung
von -I-215 V geladen; während die andere Seite des Koppelkondensators auf einem
Potential von etwa -f-20 V verbleibt, so daß schließlich eine Spannung von etwa
1.95 V an dem Koppelkondensator liegt. Die Zeitkonstante
des Ladestromkreises
ist hauptsächlich durch den Anodenwiderstand 203 von beispielsweise 2,2 MQ und durch
den Ladekondensator von beispielsweise 0,05 IF bestimmt. Sie beträgt ungefähr 0,1
Sekunde. Nach dieser Zeit hat die mit der Anode 202 verbundene Seite des
Koppelkondensators ihre Spannung um 63 % der Differenz zwischen -65 und -I- 215
V oder 63 a/o von 280 V geändert. Nach etwa 0,1 Sekunde liegt die Anode der Rückstellröhre
53 auf einer Spannung von ungefähr 110 V.
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Eine nähere Betrachtung des Rückstelikreises 52 zeigt, daß. die Kathode
205 der Rückstellröhre 53 vor Zündung der Röhre 33 eine Spannung von etwa
+2,9 V gegen Masse hat. Diese wird durch die Widerstände 206 und
207, welche zwischen der Anode 114 des Thyratrons 33 und Masse liegen, erzeugt.
Sie haben eine Größe von etwa 1,5 MQ bzw. 15 000 Sä. Dadurch erhält das Steuergitter
208 der Rückstellröhre 53 eine wirksame Vorspannung von -2,9 V. Die Rückstellröhre
53 ist ebenfalls ein Thyratron, beispielsweise des Typs 2 D 21. Sie bedarf einer
Anodenspannung von etwa -I-215 V, damit sie bei einer Gittervorspannung von -2,9
V zünden kann. Wenn die Röhre 33 gezündet ist, fällt die durch die Spannungsteilerwiderstände
206 und 207 erzeugte Kathodenvorspannung von 2,9 V auf einen Wert
von 0,3 V ab. Die durch den Widerstand 165 des Niederfrequenz-Phasenvergleicherkreises
einstellbare Gitterspannung hat etwa den Wert Null. Die Schirmgitterspannung wird
durch die Widerstände 306 und 307,
welche die Spannung von -I-215 V
im Verhältnis 100:1 teilen, normalerweise auf etwa +2,2V eingestellt. Daher
kann die Röhre bei einer Anodenspannung von etwa r 165 V zünden, wenn nicht das
Gitter, bevor der Kondensator 201 auf -I-165 V gegen Masse aufgeladen ist,
durch eine im Niederfrequenz-Phasenvergleicherkreis erzeugte negative Gleichspannung
gegenüber der Kathode eine negative Vorspannung erhält, welche größer als -0,3 V
ist. Also muß offensichtlich in jedem Fall eine größere Zeitspanne als eine solche
von 0,1 Sekunde nach Zündung des Thyratrons 33 vergehen, bevor die Rückstellröhre
53 gezündet werden kann.
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Die Zündung der Rückstellröhre kann durch den veränderlichen Widerstand
165 in dem Niederfrequenz-Phasenvergleicherkreis 49 geregelt werden.
Dieser Widerstand erlaubt es, die Empfindlichkeit des Rückstellkreises 52 einzustellen.
Vas Steuergitter 208 der Rückstellröhre ist über die Widerstände 211 und 212 in
der Leitung 51 mit dem Verbindungspunkt 172 am einen Ende des Belastungswiderstandes
173 in dem Niederfrequenz-Phasenvergleieherkreis 49 verbunden. Daher vermag
die an dem Belastungswiderstand 173 des Phaaenvergleicherkreises abgenommene Spannung
die Rückstellröhre 53 zu steuern. Die Spannung am Gitter 208 ist normalerweise mit
Hilfe des Regelwiderstandes 165 so eingestellt, daß sie beim Fehlen eines
Nutzsignals verschwindet oder einen kleinen positiven Wert gegen Masse hat, außer
wenn kleine Wechselspannungs-Störsignale auftreten. Wie schon erläutert, wird diese
Spannung negativ gegen Masse, wenn ein Nutzsignal in dem Diskriminator 19 erfaßt
wird. Die beim Fehlen eines Nutzsignals an dem Belastungswiderstand 173 vorhandene
Spannung kann in gewünschter Weise so eingestellt werden, da der Verbindungspunkt
172 der Leitung 51 entweder eine positive oder eine negative Spannung gegen Masse
hat. Dies wird, wie schon erwähnt, durch Änderung des Widerstandes 165 erreicht.
Der Zweck dieser Maßnahme soll im folgenden erklärt werden.
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Die Spannung über dem Belastungswiderstand 173
des Phasenvergleicherkreises
49, die nur von Rauschanteilen herrührt, weist zufällige Schwankungen in ihrer Amplitude
auf. Diese Spannung liegt gleichzeitig am Steuergitter 208 der Rückstellröhre
53 an. Die Widerstände 212 und 211 der Leitung 51 haben ziemlich große Werte,
beispielsweise 4,7 MS2 und 1,5 MQ, so daß sie zusammen mit den Kondensatoren
213 und 214, die beide eine Kapazität von etwa 0,1 wF haben, eine
recht große Zeitkonstante ergeben und die Größe der auf die Rauschintensität zurückzuführenden
Spannung am Steuergitter 208 im Mittel auf einen Wert von 0,5 V begrenzen.
Der regelbare Widerstand 165 in dem Niederfrequenz-Phasenvergleicherkreis
49 dient zur Einstellung und Änderung der Empfindlichkeit des Rückstellkreises
52. Die Empfindlichkeit wird so eingestellt, daß ungefähr 1 Sekunde nach der Zündung
des Thyratrons 33 die Rückstellröhre 53 leitend werden kann, wenn in dem Diskriminator
nach der Sperrung nur Rauschstrahlung nachgewiesen wird. Da die Rauschintensität
von Fall zu Fall verschieden groß ist, kann der Regelwiderstand 165 nicht
auf einten festen Wert eingestellt werden. Vorzugsweise ist dieser Widerstand durch
einen Regelknopf einstellbar, so daß sein Wert erforderlichenfalls geändert werden
kann. Normalerweise ist der Widerstand 165 so eingestellt, daß die Gleichspannung
am Widerstand 173 im wesentlichen verschwindet, wenn die in dem Zwischenfrequenzverstärker
verstärkte Rauschintensität beim Fehlen eines Signals eine mittlere Amplitude von
ungefähr 0,5 V aufweist. Dies ergibt bei den gewählten Arbeitsspannungen eine günstige
Wirkungsweise des Rückstellkreises. Die Einstellung kann für verschiedene Röhren
verschieden sein und vom Alter der Röhre abhängen. Selbstverständlich können in
Verbindung mit Sperr- und Rückstellröhren des Typs 2 D 21 oder in Verbindung mit
anderen Röhrentypen abweichende Spannungen und Widerstände verwendet werden, sofern
dadurch ähnliche Betriebsbedingungen eingehalten werden.
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Wie schon erwähnt, wird der Kontakt 43, der das Steuergitter
208 der Rückstellröhre 53 erdet und den Kondensator 214 während der
Frequenzabtastung kurzschließt, sobald eine Sperrung erfolgt, so umgelegt, daß die
Erdverbindung unterbrochen wird. Dadurch kann die Rückstellröhre frühestens 0,1
Sekunde nach Beginn der Sperrung gezündet werden, da erst dann ein ausreichendes
Anodenpotential vorhanden ist. Wenn die Rückstellröhre nicht innerhalb einer festgelegten
Zeit, beispielsweise binnen einer Sekunde nach Auftreten einer Sperrung, gezündet
ist, tritt ein weiterer Schaltkreis, beispielsweise ein verzögertes Relais 216,
in Tätigkeit. Solche Schaltkreise können in verschiedener Form ausgelegt werden
und vermögen verschiedene Aufgaben zu erfüllen. Beispielsweise können sie von dem
Empfangssystem betätigt werden, wenn dieses ein Nutzsignal erfaßt hat. Das erfaßte
Nutzsignal erzeugt eine negative Spannung an dem Belastungswiderstand 173 des Nieder
frequenz-Phasenvergleicherkreises 49, so daß die Rückstellröhre 53 nicht
innerhalb der zu erwartenden Zeit gezündet werden kann.
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Eine Weiterbildung der vorliegenden E sieht eine selbsttätige Regelung
der Gitterspannung
für das Thyratron 33 vor. Ein Kondensator 218
liegt zwischen der Anode 214 und dem Verbindungspunkt 219, an den zwei in Reihe
geschaltete Dioden 220 und 221 mit gleicher Durchlaßrichtung zur überbrückung des
Widerstandes 113 angeschlossen sind. Auch dieser Widerstand 113 wirkt bei der Einstellung
der gewünschten Vorspannungen für das Thyratron 33 mit. Der schon genannte Kondensator
199 überbrückt ebenfalls den Widerstand 113. Ein gemeinsamer Verbindungspunkt des
Kondensators 199, des Widerstandes 113 und der Kathode 222 der Diode 220 ist geerdet.
Die Anodenspannungsquelle von 300 V lädt den Kondensator 218 über den Anodenwiderstand
34 und die Erregerspule 35. Der Ladestrom fließt außerdem durch die Diode 220, deren
Kathode 222 geerdet ist. Die mit der Anode 114 verbundene Seite des Kondensators
218 hat dementsprechend eine positive Spannung. Wenn das Thyratron 33 gezündet wird,
fällt dieses Potential sehr stark ab, und der Kondensator entlädt sich über die
andere Diode 221, da die an den Verbindungspunkt 219 angeschlossene Seite gleichzeitig
auf ein hohes negatives Potential gegen Masse kommt. Dadurch wird die dem Steuergitter
111 zu liegende Seite des Kondensators 199 negativ aufgeladen, so daß auch die Spannung
am Steuergitter 111 in negativer Richtung abfällt. Die am Kondensator 199 aufgebaute
Ladung vermag über den Widerstand 113 abzufließen. Wenn jedoch die einzelnen Sperrungen
mit großer Häufigkeit erfolgen, bleibt eine Ladung am Kondensator 199 stehen und
spannt das Steuergitter 111 in negativer Richtung vor. Dadurch wird die Zahl der
Sperrungen vermindert. Eine große Häufung der Sperrungen kann nur dann auftreten,
wenn Intensitätsanstiege der Störstrahlung häufig vorkommen und keine Nutzsignale
vorhanden sind. Das Empfangssystem soll gegenüber derartigen. Anstiegen der Störstrahlung
unempfindlich sein und keine Zeit mit der Untersuchung der Störstrahlung verlieren.
Der soeben beschriebene Kreis, den man als Sperr-Steuerkreis bezeichnen kann, erfüllt
diese Aufgabe.
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In F i g. 5 der Zeichnungen ist die Anwendung der Erfindung in einem
kontinuierlich strahlenden Radarsystem dargestellt. Ein solches System dient bekanntlich
zur Messung der Relativgeschwindigkeit von nachzuweisenden Objekten mit Hilfe des
Dopplerprinzips. Man kann auch mittels einer geeigneten Frequenzmodulation des Empfängers
den Abstand der Objekte messen. In dem System nach F i g. 5 wird der Sender 325
von einem Frequenzmodulator 323 erregt, der eine dreieckförmige Spannung 324 abgibt.
über eine Antenne 326 wird ein Bündel 327 von elektromagnetischen Schwingungen ausgesandt.
Ein Empfänger 328 benutzt eine Empfangsantenne 330, um die elektromagnetischen Wellen
331 aufzunehmen. Der Empfänger ist mit einem, breitbandigen Signalverstärker 329
verbunden, welcher jede Dopplerfrequenz zwischen etwa 1 und 100 kHz durchläßt. Der
Empfänger 328 ist so abgestimmt, daß er die von einem reflektierenden Objekt modulierten
Dopplersignale aufnehmen kann.
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Ein bestimmter Anteil der frequenzmodulierten Sendesignale 332 wirkt
jeweils auf die Empfangsantenne 333 ein. Dadurch erfolgt in bekannter Weise eine
überlagerung der Sende- und Empfangsschwingung, so daß der Empfänger ein der Relativgeschwindigkeit
entsprechendes Differenzsignal an den breitbandigen Signalverstärker 329 abgeben
kamt. Die übrigen zu dem Radarsystem gehörigen und im einzelnen beschriebenen Teile
umfassen auch den symmetrischen Modulator 15, in dem das Ausgangssignal des breitbandigen
Signalverstärkers 329 mit den Schwingungen des internen Oszillators 10 gemischt
wird. Dieser wird durch den Niederfrequenzoszillator 46 über den Reaktanzmodulator
12 frequenzmoduliert. Auf diese Weise wird ein Bereich des in dem breitbandigen
Signalverstärker 329 übertragenen elektromagnetischen Spektrums abgetastet, und
gleichzeitig wird eine Zwischenfrequenz gebildet, welche über den schmalbandigen
Zwischenfrequenzverstärker 18 übertragen wird. Wenn der an den Zwischenfrequenzverstärker
18 angeschlossene Phasenvergleicherkreis 49 ein Nutzsignal erfaßt, unterbricht der
Sperrkreis 31 die Abtastung des Kippgenerators und bricht die Kippschwingung in
der vorstehend beschriebenen Weise ab.
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Radareinrichtungen, welche die vorerwähnten Schaltkreise benutzen,
sind außerdem mit an sich bekannten Einrichtungen verbunden, welche die durch das
empfangene Signal oder eine Codeinformation angezeigte Relativgeschwindigkeit entsprechend
der Stellung des Kippgenerators anzeigen. Man kann auch die Stellung des Bezugsoszillators
abfragen, wenn ein Signal nachgewiesen wird. Die vorliegende Erfindung löst jedoch
die Aufgabe, festzustellen, ob überhaupt ein Nutzsignal vorhanden ist.
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Das dargestellte und erläuterte Ausführungsbeispiel der Erfindung
kann durch den Fachmann in mancher Hinsicht ohne erfinderische Tätigkeit verändert
oder umgestaltet werden. So wird beispielsweise bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel
das Nutzsignal durch eine Anordnung untersucht, welche die von dem Diskriminatar
durchgelassenen Schwingungen frequenzmoduliert. Diese Untersuchung kann auch mittels
an sich bekannter Einrichtungen erfolgen. Auch die automatische Frequenzsteuerung
und Stabilisierung des Kippgenerators kann durch andere als die dargelegten Schaltungen
durchgeführt werden.