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Phasenvergleichs-Schutzrelaissystem Zum Schutz elektrischer Hochspannungsleitungen
ist ein Verfahren bekannt, bei welchem die Auslösung des Schutzrelaissystems auf
Grund eines Phasenvergleichs zwischen einphasigen Ersatzgrößen vorgenommen wird,
die aus den Strömen abgeleitet sind, welche an jedem Leitungsende in die Leitung
hinein- oder aus ihr herausfließen. Solange die Leitung ungestört ist, haben diese
Ersatzgrößen eine normale und übereinstimmende Phasenbeziehung zueinander. Wenn
jedoch ein Fehler oder Kurzschluß auf der geschützten Leitung auftritt, kehrt sich
die Phasenlage einer der Ersatzgrößen, bezogen auf den Normalfall, um, was als Kriterium
benutzt wird, um beispielsweise ein Auslösesignal für die an den Enden der geschützten
Leitung eingebauten Leistungsschalter zu erzeugen.
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Um einen Phasenvergleich zwischen den an den Enden der geschützten
Leitung abgeleiteten Ersatzgrößen durchzuführen und um schnelleres und im wesentlichen
gleichzeitiges Öffnen der entsprechenden Leistungsschalter zu erreichen, müssen
die Leitungsenden bei Anwendung dieses bekannten Verfahrens bekanntlich mittels
eines Steuerkanals verbunden werden, der dazu geeignet sein muß, eine entsprechende
Information von jedem Leitungsende zu allen anderen Enden zu übertragen. Eine bekannte
Methode für eine derartige Verbindung ist die Trägerfrequenzverbindung, wobei z.
B. einer der Phasenleiter der Hochspannungsleitung zur gleichzeitigen Übertragung
eines modulierten Hochfrequenzsignals zwischen den Leitungsenden mitverwendet ist.
Geeignete Geräte zum Senden und Empfangen dieser Signale sind hierbei an jedem Leitungsende
vorgesehen; das modulierte Signal wird bei diesem Verfahren dazu verwendet, die
Relaisschutzeinrichtung zu sperren. Ein nach diesem bekannten Verfahren arbeitendes
Phasenvergleichs-Schutzrelaissystem ist so eingerichtet, daß beim Vorliegen von
Fehlern außerhalb des geschützten Leitungsabschnittes (nachfolgend kurz als »äußerer
Fehler« bezeichnet) modulierte Signale wechselweise von den verschiedenen Leitungsenden
der geschützten Leitung her übertragen werden, womit dann immer ein Signal zur Sperrung
des Relaissystems vorhanden ist. Wenn jedoch innerhalb des geschützten Leitungsabschnittes
ein Fehler (nachfolgend kurz als »innerer Fehler« bezeichnet) auftritt, wird durch
die sich dann ergebende Änderung der relativen Phasenlage zwischen den an den entsprechenden
Leitungsenden abgeleiteten einphasigen Ersatzgrößen eine gleichzeitige Übertragung
des modulierten Signals von allen Leitungsenden her bewirkt, wobei dann während
der Pause, wenn kein Signal von irgendeinem Leitungsende ausgesandt wird, das Relais
wirksam wird, um das gewünschte Auslösesignal zum Öffnen der entsprechenden Leistungsschalter
abzugeben.
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Bei den bisher bekannten, nach diesem Verfahren arbeitenden Relaissehutzeinrichtungen
wurden Hochvakuumröhren und elektromechanische Relais benutzt. Die Zuverlässigkeit
derartiger Einrichtungen ist naturgemäß nicht sehr groß. Außerdem beanspruchen diese
Einrichtungen erheblichen Raum und bedürfen regelmäßiger Wartung.
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Es ist ferner bereits eine Schaltungsanordnung zum Überwachen von
Hochspannungsleitungen durch Vergleich der Stromphasen an den Leitungsenden und
Abschalten der Leitungen bei Phasenfehlern vorgeschlagen worden. Bei dieser Schaltungsanordnung
sind an den beiden Leitungsenden Schaltmittel vorgesehen, die eine dem Leitungsstrom
proportionale Wechselspannung in eine Rechteckspannung umwandeln, diese in der Frequenz
modulieren und zum jeweils anderen Leitungsende übertragen, wo Auswerteschaltmittel
vorgesehen sind, die die empfangene frequenzmodulierte Spannung demodulieren, mit
einer aus einer dem Leitungsstrom an diesem Leitungsende proportionalen Wechselspannung
gewonnenen Rechteckspannung vergleichen und bei einer eine bestimmte Größe überschreitenden
Abweichung dieser beiden Spannungen voneinander
Auslöseschaltmittel
betätigen, die die Abschaltung der Leitung bewirken.
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Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die obenerwähnten
Nachteile zu beseitigen und eine kompakte und wartungsfreie Relaisschutzeinrichtung
zu erstellen, die sich durch große Zuverlässigkeit und höhere Arbeitsgeschwindigkeit
auszeichnet. Darüber hinaus ist die Aufgabe gestellt, die Zuverlässigkeit einer
derartigen Relaiseinrichtung durch Immunisierung gegen Ausgleichsvorgänge und durch
Verbesserung und Symmetrietang der Kurvenform der Signale zu erhöhen.
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Die Erfindung betrifft ein Phasenvergleichs-Schutzrelaissystem, bei
welchem an den Enden der geschützten Leitung mittels geeigneter Einrichtungen ausgesandte
und empfangene Trägerfrequenzen bei Fehlern außerhalb des geschützten Leitungsabschnittes
zwecks Verhinderung der Auslösung der Leistungsschalter wechselweise getastet sind,
bei Fehlern innerhalb des geschützten Leitungsabschnittes jedoch zwecks Auslösung
der Leistungsschalter entsprechend der relativen Änderung der Stromflußverhältnisse
an den Leitungsenden gleichzeitig getastet sind und wobei während einer Pause, in
der kein Signal von irgendeinem Leitungsende ausgesandt wird, das Auslösesignal
zum öffnen der entsprechenden Leistungsschalter gebildet wird. Erfindungsgemäß wird
die Lösung der anstehenden Aufgabe dadurch ermöglicht, daß die Systemgrößen nach
Herleitung einer einphasigen netzfrequenten Ersatzgröße betragsmäßig in Fehlerstromanregegliedern
mit einem Ansprechwert verglichen werden und in Abhängigkeit davon nach vorheriger
anderweitiger Umformung in einem Taststromkreis dem Sender zu dessen Inbetriebnahme
und Tastung sowie einem Phasenvergleichsglied zugehen, welches zudem mit dem Empfänger
verbunden ist und unabhängig vom Taststromkreis ein Freigabesignal benötigt.
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Nach einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schutzrelaiseinrichtung
sind an jedem Ende der zu schützenden Übertragungsleitung Einrichtungen zur Gewinnung
einer einphasigen Wechselstromgröße vorgesehen, welche repräsentativ ist für die
Leitungsströme an diesem Leitungsende während einer Störung.
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Weiterhin sind an jedem Ende der Leitung geeignete Einrichtungen zur
Erzeugung eines intermittierenden Tastsignals vorgesehen, dessen Polarität von der
an dem gleichen Leitungsende abgeleiteten Ersatzgröße abhängig ist. Das System ist
so eingerichtet, daß die Tastsignale verschiedener Leitungsenden beim Vorliegen
äußerer Fehler etwa 180° Phasenunterschied haben. An jedem Ende der Leitung ist
ein Sender zur Aussendung trägerfrequenter Ströme vorgesehen, und das Arbeiten dieses
Senders wird gemäß der Erfindung durch geeignete Fehlerstromanregung jedesmal dann
bewirkt, wenn ein Leitungsfehler auftritt. Die intermittierenden Tastsignale werden
an jedem Leitungsende gleichzeitig dazu verwendet, das Arbeiten des -zugehörigen
Senders zu sperren, wobei die trägerfrequente Übertragung unterbrochen wird, solange
dieses Signal ansteht, und Phasenvergleichsmittel zu betätigen, die am gleichen
Leitungsende eingebaut sind. Ein Arbeiten der Relais wird an jedem Leitungsende
herbeigeführt, wenn die Phasenvergleichsmittel erfolgreich betätigt wurden. Um die
Betätigung der Phasenvergleichsmittel beim Vorliegen äußerer Fehler zu verhindern,
ist ein Trägerfrequenzempfänger an jedem Leitungsende vorhanden. Der Empfänger arbeitet
durch Empfang der trägerfrequenten Ströme vom anderen Leitungsende und erzeugt so
ein Sperrsignal, welches den zugehörigen Phasenvergleichsmitteln zugeführt wird,
um deren Betätigung zu sperren, während der Empfänger arbeitet. Mit dieser Anordnung
wird eine Betätigung des Relaissystems bewirkt, wenn die intermittierenden Tastsignale,
die an den entsprechenden Enden der geschützten Leitungen erzeugt werden, in Phase
miteinander sind; diese Beziehung besteht nur beim Vorliegen innerer Fehler.
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Die Arbeitsgeschwindigkeit des erfindungsgemäßen Relaissystems wird
dadurch vergrößert, daß man Einrichtungen an jedem Leitungsende vorsieht, die die
trägerfrequente Übertragung des zugehörigen Senders aufheben, wenn am gleichen Leitungsende
das Relais durch die Phasenvergleichseinrichtung betätigt wird. Weiterhin wird die
Genauigkeit des Systems verbessert und die Möglichkeit von Fehlauslösungen reduziert
durch Anpassungseinrichtungen in Verbindung mit den das Tastsignal erzeugenden Einrichtungen
und dem Sender an jedem Leitungsende, die jedes Intervall der trägerfrequenten Aussendung
(während einer Netzperiode) so formen, daß der Empfänger an jedem Ende genau für
die Dauer einer Netzhalbperiode arbeitet. Die Anpassungseinrichtung enthält weiterhin
einen asymmetrischen Zeitverzögerungskreis mit einer Induktivität und einem Kondensator,
dessen Entladung durch besondere parallel geschaltete Bauelemente bewirkt wird,
um das Aussetzen der trägerfrequenten Übertragung für eine vorbestimmte Zeitdauer
am Ende jedes Tastsignals zu verlängern. Weiterhin wird bei der erfindungsgemäßen
Relaiseinrichtung das Arbeiten in verzögerter Abhängigkeit vom Auftreten eines äußeren
Fehlers durch Kontrolleinrichtungen verhindert, die an jedem Leitungsende vorgesehen
sind und bestehen aus a) einem Verzögerungsstromkreis zur Sperrung der zugehörigen
Phasenvergleichseinrichtung nur nach dauernder Einspeisung, abhängig vom Ansprechen
einer Fehlerstromanregeeinrichtung für eine vorbestimmte Zeitspanne (länger als
eine Periode), b) Einrichtungen zum Ausschalten des Verzögerungsstromkreises während
der Perioden, wo ein Tastsignal besteht, und c) Einrichtungen zum Sperren dieser
Abschaltung, welche also die Lahmlegung des Verzögerungskreises während der Perioden
verhindern, wo der Empfänger arbeitet.
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Zum besseren Verständnis der Erfindung und zur Erläuterung der durch
die Erfindung erzielten Vorteile wird in der nachfolgenden ausführlichen Be-Schreibung
auf die Zeichnung Bezug genommen, in der F i g. 1 das Blockschaltbild einer Hochspannungsleitung
zeigt, die durch ein Phasenvergleichs-Schutzrelaissystem gemäß der Erfindung geschützt
ist und beispielsweise mit Trägerfrequenzübertragung arbeitet; F i g. 2 zeigt ein
ausführlicheres Blockschaltbild des Schutzrelaissystems für nur ein Ende der zu
schützenden Hochspannungsleitung nach F i g. 1, wobei das dargestellte System gemäß
einer vorzugsweisen Ausführungsform der Erfindung geschaltet ist;
F
i g. 3 zeigt in Einzelheiten bevorzugte Schaltungsformen für Bauteile und Verbindungen
des Taststromkreises nach F i g. 2 und F i g. 4 ausführliche, bevorzugte Schaltungsformen
für Bauteile und Verbindungen einer Phasenvergleichsschaltung, welche in F i g.
2 dargestellt ist.
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In F i g. 1 ist als Blockschaltbild zur Erläuterung eine vorzugsweise
Ausführung der Erfindung gezeigt, und zwar ein Phasenvergleichs-Schutzrelaissystem
für eine dreiphasige Hochspannungsleitung mit den Leitern 1, 2 und 3. Zwei dreipolige
Leistungsschalter 4 und 5 sind an Stellen des Netzes eingebaut, die im folgenden
als das örtliche und das entfernte Ende der geschützten Leitung 1 bis 3 bezeichnet
werden. Diese Enden sind in der Praxis mehr oder weniger weit voneinander entfernt.
Obwohl in F i g. 1 nicht gezeigt, kann die Leitung an irgendeiner Stelle angezapft
sein und einen Leistungsschalter an einem weiteren Anschlußende besitzen.
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An jedem Ende der geschützten Leitung sind im wesentlichen identische
Schutzrelaiseinrichtungen vorgesehen, welche schnell und gleichzeitig die Schalter
4 und 5 öffnen und so die geschützte Leitung abtrennen, wenn ein innerer Fehler
auftritt, d. h. wenn ein Kurzschluß zwischen Phasenleitern oder zwischen Leitung
und Erde an einem Punkt zwischen den benachbarten Leitungsenden auftritt. Die notwendige
Verbindung zwischen den beiden identischen Relaiseinrichtungen wird in der gezeigten
Ausführungsform der Erfindung dadurch erhalten, daß die Leitung 3 gleichzeitig als
Steuerkanal für die Trägerfrequenzübertragung benutzt wird.
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An jedem Leitungsende wird zur Übertragung des hochfrequenten Trägersignals
ein trägerfrequenter Sender S benutzt. Der Sender erzeugt, sobald er durch ein geeignetes
Steuersignal betätigt wird, ein Hochfrequenzsignal von z. B. 100 kHz in der Wicklung
6 eines Übertragers 7. Dadurch wird die Trägerfrequenz in die Wicklung 8 induziert,
welche einerseits an Erde liegt und andererseits über einen Koppelkondensator 9
mit dem Leiter 3 der Hochspannungsleitung verbunden ist. Der Kondensator 9 ist hochspannungsfest
und so dimensioniert, daß er die Trägerfrequenz leicht durchläßt und für die Netzfrequenz
eine hohe Impedanz darstellt. Je ein auf die Trägerfrequenz abgestimmter Parallelresonanzkreis,
enthaltend eine Induktivität 10 und einen Kondensator 11, ist an jedem Ende der
Leitung 3 vorgesehen, um die übertragung der Trägerfrequenz auf die der geschützten
Leitung benachbarten Leitungsabschnitte zu verhindern; für den hochgespannten Leiterstrom
im Leiter 3 stellt der Parallelresonanzkreis eine vernachlässigbare kleine Impedanz
dar.
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Die durch das Arbeiten des Senders S in der Wicklung 8 des Übertragers
7 induzierte Hochfrequenzspannung verursacht in dem Stromkreis Koppelkondensator
9, Leiter 3, Koppelkondensator 9 und Wicklung 8 am entfernten Leitungsende einen
Strom, der über Erde zurückfließt. Eine weitere Wicklung 12 des Übertragers 7 ist
mit einem Empfänger E verbunden, der, wie in F i g. 1 gezeigt, an jedem Leitungsende
vorgesehen ist. Jeder Empfänger E ist auf die Frequenz abgestimmt, die am gegenüberliegenden
Leitungsende ausgesendet wird, und er wird gespeist von einer Signalspannung, die
in der Wicklung 12 durch den vom anderen Ende ausgesendeten Trägerfrequenzstrom
induziert wird. Obwohl das gezeigte Relaissystem erfolgreich arbeiten würde, wenn
die Sender S an den beiden Leitungsenden verschiedene Frequenzen erzeugen, wird
es vorgezogen, eine gemeinsame Frequenz zu benutzen, wobei jeder Empfänger sowohl
die vom örtlichen als auch die vom entfernten Sender abgegebene Trägerfrequenz empfängt.
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Wie in F i g. 1 gezeigt, sind an jedem Leitungsende drei Stromwandler
13, 14 und 15 in die Phasenleiter eingeschleift. Die Sekundärstromkreise dieser
Wandler werden mit einem sogenannten, in Blockform dargestellten und mit 16 bezeichneten
Konverterstromkreis verbunden. Im Konverterstromkreis wird je eine einphasige netzfrequente
Größe, deren Amplitude und Phase der Amplitude und Phase des Netzstromes am zugehörigen
Leitungsende der geschützten Leitung im Störungsfalle entspricht, erzeugt. Diese
Ersatzgröße wird zu einem polaritätsabhängigen Taststromkreis 17 geführt und in
gleichgerichteter Form zu amplitudenabhängigen »hoch« und »niedrig« eingestellten
Fehlerstromanregegliedern 18 und 19.
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Zwei voneinander abhängige Ausgangssignale intermittierender Art werden
an jedem Leitungsende von den Taststromkreisen abgegeben. Eines dieser Signale steuert
jeweils den zugehörigen Sender S, indem es ihn arbeiten läßt, wenn die Ersatzgröße
eine vorbestimmte Polarität hat und genügend Kurzschlußstrom in der Leitung vorhanden
ist, um das »niedrig« eingestellte Fehlerstromanregeglied 19 in Gang zu setzen.
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Beim Auftreten einer Störung auf der geschützten Leitung wird ein
trägerfrequentes periodisches Signal an jedem Leitungsende ausgesendet, wobei die
Perioden der Aussendung den verschiedenen Halbwellen der Ersatzgrößen entsprechen,
welche durch den Konverterstromkreis am gleichen Leitungsende gewonnen werden.
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Das andere Ausgangssignal des Taststromkreises, eingezeichnet bei
K in F i g. 1, wird während der Halbwellen der Ersatzgröße erzeugt, die die entgegengesetzte
Polarität zu der vorher genannten haben. Dieses Signal wird zur Speisung eines Phasenvergleichsstromkreises
20 verwendet, in der Absicht, diesem zum Ansprechen zu bringen. Bevor jedoch der
Phasenvergleichsstromkreis 20 arbeiten kann, muß er ebenfalls mit einem Ansprechsignal
von dem zugehörigen »hoch« eingestellten Fehlerstromanregeglied 18 beaufschlagt
werden, um sicherzustellen, daß der Sender S an einem Leitungsende immer in Tätigkeit
ist, wenn der Phasenvergleichsstromkreis am anderen Leitungsende arbeitet. Es ist
ersichtlich, daß an jedem Ende der geschützten Leitung während einer Störung, die
genügend heftig ist, um beide »hoch« und »niedrig« eingestellten Fehlerstromanregeglieder
18 und 19 ansprechen zu lassen, die Ersatzgröße aus dem Konverterstromkreis
16 durch den Tastsignalkreis 17 wirksam wird und den Trägerfrequenzsender S während
einer Halbwelle betätigt und den Phasenvergleichskreis 20 während der folgenden
Halbwelle beaufschlagt.
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Der Phasenvergleichskreis 20 wird außer von dem Tastsignal K des Taststromkreises
17 und dem Überwachungssignal des »hoch« eingestellten Fehlerstromanregegliedes
18 von einem periodischen Sperrsignal B beaufschlagt, das der zugehörige Trägerfrequenzempfänger
E einspeist. Das Sperrsignal B, das beim Arbeiten des Empfängers durch Empfang der
Trägerfrequenz sowohl vom örtlichen als auch
vom entfernten Leitungsende
erzeugt wird, macht den Phasenvergleichsstromkreis unwirksam und verhindert sein
Arbeiten. Wenn der Phasenvergleichsstromkreis 20 arbeitet, erzeugt er ein Auslösesignal
zur Speisung der Auslösespule 21 des zugehörigen Leistungsschalters 4 bzw. 5, der
dann abschaltet.
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Soll der Phasenvergleichsstromkreis die Auslösung veranlassen, so
muß er durch das Tastsignal K und das Ansprechsignal des »hoch« eingestellten Fehlerstromanregegliedes
18 gespeist werden, wobei das Sperrsignal B nicht vorhanden sein darf. Das Sperrsignal,
erzeugt durch Empfang der Trägerfrequenz vom anderen Leitungsende während der Halbwellen
der dort gewonnenen Ersatzgröße, die entsprechende Polarität hat, ist abhängig von
der Phasenlage der Ersatzgröße an dem entfernten Leitungsende. Es ist also der Phasenvergleichsstromkreis,
der das Phasenvergleichs-Schutzrelaissystem in die Lage versetzt, an jedem Leitungsende
der geschützten Leitung die relative Phasenlage der Ersatzgrößen, die von den Leitungsströmen
an den entsprechenden Leitungsenden abgeleitet sind, zu vergleichen. Die Konverterstromkreise,
die an den gegenüberliegenden Leitungsenden der geschützten Leitung angeordnet sind,
sind so eingerichtet, daß die an den entsprechenden Leitungsenden abgeleitetenErsatzgrößen
im wesentlichen 180° gegeneinander phasenverschoben liegen und die Trägerfrequenz
von den Enden wechselweise ausgesandt wird, wobei an jedem Leitungsende ein Sperrsignal
erzeugt wird in Gegenwirkung zu dem Tastsignal K, welches dem Phasenvergleichsstromkreis
20 zugeführt wird, wenn die Leitungsströme an den beiden Leitungsenden im wesentlichen
in Phase sind, wie es während eines Fehlers außerhalb der geschützten Leitung der
Fall ist. Infolgedessen kann kein Auslösesignal erzeugt werden.
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Wenn jedoch ein Fehler auf der geschützten Leitung auftritt, wie in
F i g. 1 bei F gezeigt, werden die Leitungsströme an den Enden der geschützten Leitung
etwa 180° gegeneinander in ihrer Phase verschoben, d. h., es dreht sich die Phase
einer der Ersatzgrößen um, so daß die Trägerfrequenz nun während einer Halbwelle
jeder Netzperiode gleichzeitig von beiden Leitungsenden ausgesendet wird. Unter
diesen Bedingungen wird an keinem Leitungsende ein Sperrsignal verfügbar, um das
Wirksamwerden der Phasenvergleichsstromkreise zu verhindern. Während der anderen
Halbwelle werden die Phasenvergleichsstromkreise durch die Tastsignale K beaufschlagt.
Unter diesen Bedingungen werden Auslösesignale sofort an beiden Leitungsenden erzeugt,
und die gestörte Leitung wird sofort durch die Leistungsschalter 4 und 5 abgetrennt.
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Um die verschiedenen Verbesserungen des Phasenvergleichs-Schutzrelaissystems
zu erklären, ist in F i g. 2 ein detailliertes Blockschaltbild der Bausteine gezeichnet,
die an einem der beiden Leitungsenden beispielsweise am örtlichen Ende der geschützten
Leitung vorgesehen sind. Es ist verständlich, daß die Anordnung der Bausteine am
entfernten Leitungsende die gleiche ist.
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Die bereits obenerwähnte einphasige netzfrequente Ersatzgröße wird
von den Leitungsströmen am örtlichen Leitungsende durch geeignete phasenabhängige
Einrichtungen gewonnen, die allgemein in Fig. 2 durch den Block 16a dargestellt
sind. Diese phasenabhängigen Einrichtungen enthalten ein Phasenfolgenetzwerk oder
-filter, das an die Leitung für die in F i g. 2 nicht mehr dargestellten Stromwandler
13 bis 15 angeschlossen ist. Solch ein Netzwerk, das allgemein bekannt ist
und daher nicht näher erläutert werden muß, erzeugt aus den Leitungsströmen eine
resultierende einphasige Spannung, die eine Funktion einer speziellen Phasenfolgekomponente
ist oder eine vorbestimmte Kombination aus solchen Komponenten. Die relative Polarität
der phasenempfindlichen Einrichtung, angeordnet sowohl an dem örtlichen als auch
an dem entfernten Leitungsende, ist derart, daß die Ersatzgrößen, die durch sie
gewonnen werden, etwa 180° gegeneinander phasenverschoben sind, wenn in die Leitung
hinein- oder aus ihr herausfließende Ströme an den entsprechenden Leitungsenden
in Phase sind.
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Obwohl jedes herkömmliche Phasenfolgenetzwerk zufriedenstellend als
phasenabhängige Einrichtung 16a in diesem Relaissystem benutzt werden kann, wird
die Verwendung einer verbesserten Konstruktion vorgezogen, die bei allen unsymmetrischen
Leitungsfehlern eine einphasige netzfrequente Wechselspannung proportional dem Gegensystem
und beim Auftreten eines symmetrischen dreiphasigen Fehlers eine Spannung, die vom
Mitsystem abhängig ist, liefert.
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Die Wechselspannungsersatzgröße, gewonnen durch die phasenabhängige
Einrichtung 16a, wird den amplitudenabhängigen »hoch« und »niedrig« eingestellten
vorerwähnten Fehlerstromanregegliedern 18 und 19 über einen Gleichrichter zugeführt,
der in F i g. 2 durch den Block 16b dargestellt ist. Die Funktion dieses Gleichrichters
besteht darin, jedem Fehlerstromanregeglied eine Eingangsgleichspannung zuzuleiten,
deren Größe proportional der Amplitude der Ersatzgröße und ein Maß für die Heftigkeit
des Leistungsfehlers ist. Der Gleichrichter 16b kann von herkömmlicher Ausführung
sein, jedoch werden im vorliegenden Fall bessere Resultate erzielt bei Verwendung
einer Einrichtung, die später noch ausführlich beschrieben wird.
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Die in F i g. 2 eingezeichneten »hoch« und »niedrig« eingestellten
Fehlerstromanregeglieder 18 und 19 sind ähnlich in der Ausführung und erzeugen Ausgangssignale
mit im wesentlichen konstanter Größe, abhängig von der Annäherung ihrer Eingangsspannung
an vorbestimmte kritische Spannungspegel. Da die Eingangsgröße in Abhängigkeit vom
Betrag des am örtlichen Leitungsende bei Störung fließenden Leitungsstromes variiert,
zeigt das Ansprechen der Fehlerstromanregeglieder 18 und 19 an, daß ein Kurzschluß
oder Fehler auf der Leitung eingetreten ist.
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Jedes Fehlerstromanregeglied enthält vorzugsweise einen transistorisierten
Pegeldeketorstromkreis. Das »hoch« eingestellte Fehlerstromanregeglied 18 arbeitet,
wenn die Eingangsgröße einen vorbestimmten Pegel erreicht hat, und gibt dann ein
kontinuierliches Ausgangssignal ab, welches dem Phasenvergleichsstromkreis zugeführt
wird. Das »niedrig« eingestellte Fehlerstromanregeglied 19 arbeitet bei entsprechend
niedrigeren Pegeln und liefert ein kontinuierliches Signal zur Ingangsetzung des
Taststromkreises.
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Der Taststromkreis 17 enthält eine Gruppe von Bausteinen zur Erreichung
von zwei Hauptfunktionen: 1. Versorgung des Senders S mit einem geeigneten Steuersignal
nach Anregung durch die Fehlerstromanregung 19 zwecks Aussendung periodischer Trägerfrequenz
gemäß der Polarität der
Wechselstromersatzgröße, die von den phasenabhängigen
Einrichtungen gewonnen wird.
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2. Lieferung eines Tastsignals an den Phasenvergleichsstromkreis
20 zu dessen intermittierender Beaufschlagung gemäß der Polarität der Ersatzgröße.
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Bevor auf den Aufbau der Schaltung des Taststromkreises näher eingegangen
wird, soll zunächst die Wirkungsweise betrachtet werden.
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Das A nregesignal des Anregegliedes 19 wird innerhalb des Taststromkreises
17 unmittelbar zu einem UND-Verknüpfungsglied 22 zur Steuerung des Senders geführt.
Die Einzelheiten eines vorzugsweise verwendeten UND-Gliedes 22 sind in F i g. 3
gezeigt und werden später beschrieben; es genügt für den Augenblick, zu verstehen,
daß ein Steuersignal zur Einleitung der Aussendung des Senders S durch diesen Baustein
erzeugt wird, sobald er vom Anregesignal gespeist wird, wenn kein Sperrsignal vorhanden
ist. Die Aussendung der Trägerfrequenz wird also durch Anregung 19 veranlaßt.
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Das UND-Verknüpfungsglied 22 gibt kein Steuersignal ab während der
Perioden, während denen es durch ein intermittierendes Sperrsignal beeinflußt wird.
Dieses Sperrsignal wird aus der Ersatzgröße gewonnen, die an den Taststromkreis
durch die Einrichtung 16a geliefert wird. Die Ersatzgröße wird, wie aus F i g. 2
zu ersehen, zu einem polaritätsempfindlichen Rechteckformer 23 geleitet. Der Rechteckformer
ist unwirksam während jeder zweiten Halbwelle der Ersatzgröße und hat während der
anderen Halbwelle eine rechteckförmige Ausgangsspannung. Mit anderen Worten: Der
Rechteckformer 23 liefert eine Ausgangsspannung konstanter Größe, wenn die Ersatzgröße
eine bestimmte Polarität hat.
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Die Ausgangsgröße des Rechteckformers 23 wird zur Speisung eines UND-Verknüpfungsgliedes
24 verwendet. Dieser Baustein wird ebenfalls gespeist durch das Anregesignal von
19. Er liefert nur dann ein Tastsignal, wenn er gleichzeitig vom Anregesignal und
vom Ausgang des Rechteckformers beaufschlagt wird. So entsprechen die Perioden des
Tastsignals zeitlich jeder zweiten Halbwelle der Wechselstromersatzgröße aus 16a.
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Wie in F i g. 2 gezeigt, gelangt das intermittierende Tastsignal vom
Baustein 24 in zwei Kanäle. Ein Kanal transportiert das Signal zu einem Symmetrierglied
25, und der Ausgang dieses Gliedes enthält das vorerwähnte Sperrsignal für den Sender.
Das Symmetrierglied 25 enthält Einrichtungen zur Einregulierung der Länge jeder
Sperrsignalperiode und dementsprechend zur Einstellung jeder Trägerfrequenzsendeperiode
des örtlichen Senders S derart, daß die Wirkungsdauer des Trägerfrequenzempfanges
am anderen Leitungsende während einer Netzperiode gleich ist der Dauer einer Halbwelle.
Durch entsprechende Auslegung des Bauteils 25 wird vorzugsweise eine solche Zeiteinstellung
erreicht, daß das Sendesperrsignal gleichzeitig mit dem Tastsignal auftritt und
noch für eine vorbestimmte kurze Zeitspanne nach Schluß jeder Tastsignalperiode
andauert. So wird der Beginn der Trägerfrequenzaussendung nach Ende jeder Tastsignalperiode
leicht verzögert, und der Sender S kann nur während Intervallen arbeiten, die kürzer
sind als eine Halbwelle. Da charakteristischerweise ein Trägerfrequenzempfänger
etwas länger als die übertragungsperiode eingeschaltet bleibt, ist es so möglich,
die Arbeitsdauer des Empfängers E auf genau eine Halbwelle zu begrenzen.
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Durch die Anordnung eines zweiten Stromkreises wird das intermittierende
Tastsignal aus dem Verknüpfungsglied 24 unmittelbar dem Phasenvergleichsstromkreis
20 zugeführt. Dieser Phasenvergleichsstromkreis enthält, wie in Fig. 2 gezeigt,
eine Gruppe von Bausteinen zur Erreichung zweier Funktionen: Zunächst Erzeugung
eines geeigneten Auslösesignals für den örtlichen Leistungsschalter 4, sobald ein
Anregesignal von 18 empfangen wird, wenn die Betätigungsintervalle vom Tastsignal
her nicht zeitlich zusammenfallen mit dem Arbeiten des örtlichen Empfängers E. Die
zweite Funktion wird später erreicht nach einer auf jeden äußeren Fehler folgenden
Zeitverzögerung, und sie umfaßt die Sperrung des Phasenvergleichsstromkreises.
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Nachfolgend wird zunächst die Wirkungsweise dieser Phasenvergleichseinrichtung
näher erläutert und später die in F i g. 4 dargestellte vorzugsweise Ausführungsform.
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Das intermittierende Tastsignal aus dem Tastkreis am Ausgang von 24
wird zu einem Phasenverzögerungsglied 26 als einem Bestandteil des Phasenvergleichskreises
20 geleitet. Die Ausgangsgröße dieses Bausteins geht durch ein sperrendes
Verknüpfungsglied 27 a zu dem Vergleichsglied 27 b (Koinzidenzglied,
welches mit UND in F i g. 2 bezeichnet wurde. Das Vergleichsglied 27b wird ebenfalls
gespeist durch das kontinuierliche Anregesignal von 18, und es ist mit dem örtlichen
Empfänger zum Empfang des Spersignals verbunden. Während die Einzelheiten eines
vorzugsweise verwendeten logischen Bausteins 27 b in F i g. 4 dargestellt sind und
später beschrieben werden, ist es für den Augenblick nur wichtig, zu wissen, daß
dieser Baustein ein Ausgangssignal erzeugt, welches dazu dient, die Auslösung des
Schalters 4 zu veranlassen, sobald es betätigt wird durch gleichzeitig ankommendes
Anrege- und Tastsignal bei Abwesenheit des Sperrsignals. Das Vergleichsglied 27b
wird unwirksam und gibt kein Ausgangssignal ab während der Halbwelle, in welcher
der örtliche Empfänger arbeitet und Sperrsignale abgibt.
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Das obenerwähnte Phasenverzögerungsglied 26 enthält Einrichtungen
zur kontrollierbaren Phasenverschiebung der Halbwellenintervalle, während deren
das Vergleichsglied 27 'gegenüber den Perioden des intermittierenden Tastsignals
betätigt wird, wobei jedes Betätigungsintervall zeitlich zusammentrifft mit dem
Arbeiten des zugehörigen Empfängers E, sobald die Leitungsströme an den Enden der
geschützten Leitung im wesentlichen in Phase sind. Mit anderen Worten, das Relaissystem
ist so eingerichtet, daß an jedem Ende während eines äußeren Fehlers die Betätigungsintervalle
des Phasenvergl.eichsgliedes durch Empfang des Tastsignals am gleichen Leitungsende
genau zusammentreffen mit den Halbwellen des Sperrsignals, welches durch den zugehörigen
Empfänger E bei Empfang der Trägerfrequenz vom entgegengesetzten Leitungsende erzeugt
wird. Unter dieser Bedingung kann an keinem Leitungsende eine Ausgangsgröße vom
Vergleichsglied 27 b erzeugt werden. Unmittelbar nach dem Eintreten eines inneren
Fehlers ändern sich die relativen Richtungen der Leitungsströme am örtlichen und
entfernten Leitungsende; die an beiden Leitungsenden
gewonnenen
Ersatzgrößen und dementsprechend die Tastsigaale, die in gleicher Polarität erzeugt
werden, werden nahezu gleichphasig; es wird dem Vergleichsglied 27b während des
größeren Teils jedes Betätigungsintervalls kein Spei- rsignal zugeführt, so daß
demzufolge das Vergleichsglied arbziten kann; man erhält dann an beiden Leitungsenden
Auslösesignale. Die Verwendung des Phasenverzögerungsgliedes 26 in Verbindung mit
der oben beschriebenen Symmetriereinrichtung 25 ermöglicht ein sauberes Arbeiten
des Relaissystems sowohl mit minimaler Auslösemöglichkeit bei äußeren Fehlern als
auch mit maximaler Auslösemöglichkeit bei inneren Fehlern. Nach einer endgültigen
Auslöseentscheidung am örtlichen Leitungsende, jedoch vor dem Öffnen des Schalters
4, besteht die Möglichkeit, daß die fortgesetzte Trägerfrequenzaussendung vom örtlichen
Leitungsende in unerwünschter Weise die sofortige Abgabe eines Auslösesignals durch
den Vergleichsstromkreis am entfernten Ende stört. Diese Möglichkeit wird ausgeschaltet
durch Zuführung des Ausgangs des Vergleichsgliedes 27b zu einem Sperrglied 28, welches
ein Sperrsignal für den Sender an das Sperrglied 22 des Tastkreises liefern kann.
Das von dem Baustein 28 gelieferte Sperrsignal dient zur Sperrung des zugehörigen
Senders S und verhindert weitere Trägerfrequenzaussendung. So bleibt der Empfänger
am anderen Leitungsende stromlos, und sein Sperrsignal ist unterdrückt.
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Wie in F i g. 2 gezeigt, ist das Sperrglied 28 ein UND-Verknüpfungsglied.
Es liefert ein kontinuierliches Sperrsignal, sobald es gleichzeitig vom Ausgang
des Vergleichsgliedes 27 und dem kontinuierlichen Anregesignal von 19 gespeist
wird.
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Durch Rückführung eines Teils des vom Baustein 28 ausgehenden Sperrsignals
zu seinem Eingang wird eine Selbsthaltung erzeugt, wobei die Einheit 28 angesprochen
bleibt, bis die Signalgabe von 19 aussetzt. Diese Aussetzung erfolgt erst dann,
wenn der örtliche Schalter den Fehlerstrom erfolgreich abgeschaltet hat. Das bisher
beschriebene Phasenvergleichs-Schutzrelaissystem ist noch anfällig gegen falsche
Arbeitsweise, die in erster Linie herrühren kann von Ausgleichsvorgängen in den
phasenabhängigen Einrichtungen 16a, wenn ein äußerer oder Durchgangsfehler
durch das Öffnen entsprechender Leistungsschalter, die irgendeinen anderen Abschnitt
der Hochspannungsleitung schützen, beseitigt wird. Zum Schutz gegen diese Möglichkeit
ist der Phasenvergleichsstromkreis des Relaissystems mit geeigneten Bausteinen versehen,
die im folgenden beschrieben werden und die eine gegen Ausgleichsvorgänge durch
Zeitverzögerung sperrende Funktion ausüben. Entsprechend dieser Sperrfunktion wird
die Beaufschiagung des Vergleichsbausteines 27b durch das intermittierende
Tastsignal und damit die Abgabe eines Auslösesignals am örtlichen Leitungsende in
verzögerter Abhängigkeit (vorzugsweise eine Verzögerung von 1.1/z Perioden) vom
Auftreten eines äußeren Fehlers verhindert, und der Baustein 27b wird dann
unwirksam gehalten, bis nach Beseitigung des äußeren Fehlers eine Schutzzeit von
der Dauer einer halben Periode verstrichen ist.
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Die im Phasenvergleichsstromkreis 20 verwendeten Bausteine
zum Sperren gegen Ausgleichsvorgänge enthalten einen Zeitverzögerungsstromkreis
29. Dieser erzeugt ein Ausgangssignal, welches dem sperrenden logischen Verknüpfungselement
27a zugeführt wird, wo seine Anwesenheit den Durchgang des intermittierenden Signals
vom Phasenverzögerungsglied 26 zum Vergleichsglied 27b sperrt und damit die
Betätigung des Phasenvergleichsbausteines 27b verhindert. Der Zeitverzögerungskreis
29 ist so ausgeführt, daß er ein Ausgangssignal erst nach einer Zeitverzögerung
von 11/2 Perioden abgibt. Er kann kein Ausgangssignal abgeben, wenn er mit Halbwellen
gespeist wird. Der Zeitverzögerungskreis 29 wird gespeist vom Ausgang eines logischen
Anregegliedes 30 a, das in F i g. 2 mit UND bezeichnet ist. Dieser Baustein ist
mit dem »hoch« eingestellten Fehlerstromanregeglied 18 verbunden und arbeitet
so, daß er den Zeitverzögerungskreis dann speist, wenn er ein Anregesignal von
18
erhält. Das logische Anregeglied 30a ist so eingerichtet, daß es nicht
arbeiten kann, wenn es zusätzlich erregt wird durch ein Sperrsignal, welches von
einem sperrenden logischen UND-Verknüpfungsglied 30b erhalten wird. Das Verknüpfungselement
30b ist mit der Phasenverzögerungseinrichtung 26 so verbunden, daß es nur arbeiten
kann während der Zeitintervalle, in denen der Vergleichskreis 27b ebenfalls erregt
ist.
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Das Sperrelement 30b ist ebenfalls mit dem örtlichen Trägerfrequenzempfänger
E verbunden und so eingerichtet, daß es kein Sperrsignal abgibt, wenn ein Blockiersignal
von E empfangen wird. Mit anderen Worten, das Sperrelement 30b, das periodisch
ein Sperrsignal erzeugt, um das logische Anregeglied 30a in gesteuerter Abhängigkeit
von dem intermittierenden Tastsignal unwirksam zu machen, wird andererseits wieder
unwirksam gemacht und sein Sperreffekt von Baustein 30a blockiert oder verhindert
während der Perioden, in denen der örtliche Empfänger arbeitet. Infolgedessen ist
das logische Anregeglied 30a imstande, zur Betätigung des Verzögerungskreises
29 kontinuierlich zu arbeiten, wenn die aufeinanderfolgenden Betätigungsintervalle
des Sperrgliedes 30 b zusammentreffen mit den Arbeitshalbwellen des örtlichen Empfängers
E, wie sie bei äußeren Fehlern auftreten. Dadurch läßt das logische Anregeglied
30 a den Zeitverzögerungskreis 29 anlaufen, welcher das Vergleichselement27b
am Einbauort unwirksam macht. Andererseits wird, wenn eine 180°-Phasenverschiebung
zwischen dem Betätigungsintervall und der Empfängerarbeitsperiode vorhanden ist,
wie es bei einem inneren Fehler der Fall ist, ein periodisches Halbwellensperrsignal
erzeugt. Der Zeitverzögerungskreis 29 wird nun von aufeinanderfolgenden Perioden
des Sperrsignals gespeist, und er kann kein Ausgangssignal abgeben (oder sein Ausgangssignal,
wenn es vorher schon bestand, wird nach 11/f Perioden unterbrochen), wobei dann
der Phasenvergleichsstrom am örtlichen Leitungsende weiterhin ein Auslösesignal
abgibt.
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In F i g. 3 sind vorzugsweise Ausführungsformen des Taststromkreises
des erfindungsgemäßen Phasenvergleichsrelaissystems im Detail dargestellt. Der Rechteckformer
23, der durch die einphasige Ersatzgröße, gewonnen aus den Leitungsströmen, über
die nicht dargestellten phasenempfindlichen Einrichtungen 16 a gespeist wird, ist
wiederum in F i g. 3 als Block dargestellt. Jeder herkömmliche einstufige Gleichstromverstärker,
der eine Rechteckspulgröße abgeben kann, ist für diese Aufgabe geeignet.
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Der Verstärker 23 gibt eine konstante Ausgangsgröße ab, solange die
Ersatzgröße eine bestimmte Polarität hat. Während jeder Periode, in der der Rechteckformer
23 eine Ausgangsgröße liefert, ist
seine Ausgangsspannung negativ
gegenüber der positiven Bezugsspannung der Stromquelle. Die Stromquelle ist vereinfacht
durch die Sinnbilder O und O+ dargestellt. Die Versorgungsspannung beträgt beispielsweise
etwa 25 Volt. Die Amplitude der Ausgangsgröße des Rechteckformers 23 beträgt normalerweise
mehr als 90°/o der Versorgungsspannung.
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Der Rechteckformer ist über einen strombegrenzenden Widerstand 31
an die Basis eines pnp-Transistors 32 innerhalb des Tastbausteines 24 angeschlossen.
Die Basis eines weiteren pnp-Transistors 33, der mit Transistor 32 in Serie geschaltet
ist, wird über einen strombegrenzenden Widerstand 34 an den Ausgang des »niedrig«
eingestellten Fehlerstromanregegliedes 19 angeschlossen. Das Anregesignal ist negativ
gegenüber der Bezugsspannung und entspricht fast dem Betrag der Versorgungsspannung.
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Wie in F i g. 3 zu sehen, ist der Kollektor des Transistors 32 unmittelbar
mit dem Minuspol der Spannungsquelle verbunden. Der Emitter des Transistors 32 und
der Kollektor des Transistors 33 sind miteinander verbunden. Der Emitter des Transistors
33 ist mit der Bezugsspannung über eine Siliziumdiode 35 und einen Widerstand 36
verbunden. Ein Basiswiderstand 37 führt vom Widerstand 36 zur Basis des Transistors
32. Ein weiterer Basiswiderstand 38 führt vom gleichen Punkt zur Basis des
Transistors 33.
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Die Siliziumdiode 35 ist in Durchlaßrichtung zur Spannungsquelle gepolt.
Die Diode soll sicherstellen, daß die Transistoren nicht infolge ihres Leckstromes
arbeiten. Insbesondere wird der Transistor 33 hierdurch gesperrt, bis seine Basiselektrode
durch ein Anregesignal beaufschlagt wird.
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Die Tasteinheit 24 gibt ihr Tastsignal nur ab, wenn beide Transistoren
32 und 33 leitend sind. Solange einer von beiden Transistoren gesperrt ist, ist
das Potential des Leiters 39 praktisch gleich der Bezugsspannung. Sind beide Transistoren
leitend, dann führt der Leiter 39 eine hohe negative Spannung.
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Damit beide Transistoren gleichzeitig leitend werden, müssen ihre
Basiselektroden gleichzeitig durch Rechteckformer und Anregesignal negativ gespeist
werden, wie aus F i g. 3 hervorgeht. So wird beim Vorliegen eines Leitungsfehlers
der Taststromkreis 24 an die Leitung 39 ein intermittierendes Tastsignal
abgeben, dessen Perioden von der Wirkung des Rechteckformers 23 und damit von der
Ersatzgröße abhängen, die über die phasenabhängigen Einrichtungen 16a gewonnen
wird.
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Wie in F i g. 3 zu ersehen, teilt sich der aus Baustein 24 hervorgehende
Leiter 39 in zwei parallele Zweige 39 a und 39 b, die getrennt zur
positiven Bezugsspannung über die Symmetriereinheit 25 des Taststromkreises
und die in F i g. 3 nicht dargestellte Phasenverzögerungseinheit 26 des Vergleichsstromkreises
führen.
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Die Funktion der Symmetriereinrichtung 25 besteht, wie vorher
bereits erwähnt wurde, darin, die Perioden des Sendersperrsignals, bezogen auf die
Halbwellentastsignalperioden, zu verlängern, so daß die Perioden der Trägerfrequenzaussendung
durch den örtlichen Sender S etwas kürzer sind als eine Halbwelle. Um diese Funktion
zu erreichen, werden Verzögerungseinrichtungen benutzt, die einen Energiespeicherstromkreis
enthalten.
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Wie in F i g. 3 gezeigt, umfassen die Zeitverzögerungseinrichtungen
in dem Symmetrierstromkreis 25 eine Induktivität 40 und einen Kondensator
41. Die Induktivität 40 und der Kondensator 41 sind zwischen
positiver Bezugsspannung und dem Leiter 39a in Reihe geschaltet. Ein einstellbarer
Widerstand 42
ist der Wicklung 40 parallel geschaltet, und Impedanzglieder,
vorzugsweise eine Diode 43 in der gezeigten Polarität, sind zwischen dem
Bauteil 40 und dem Leiter 39 a in Reihe geschaltet.
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Die Induktivität ist eine von zwei magnetisch gekoppelten Windungen
40 und 44, die zu einem Spartransformator gehören. Die Sekundärwicklung44 enthält
etwa viermal soviel Windungen wie die Wicklung 40. Die Sekundärwicklung
44 und der Kondensator 41 sind zwischen der positiven Bezugsspannung und
einem Leiter 45 in Reihe geschaltet über einen strombegrenzenden Widerstand
46, eine Verstärkungseinrichtung 47 und Impedanzglieder, vorzugsweise
einen relativ kleinen Widerstand 48. Das Sperrsignal für den Sender, das von der
Symmetriereinheit 25 abgegeben wird, erscheint auf der Leitung 45.
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Wie aus F i g. 3 zu ersehen, sind die verstärkenden Einrichtungen
47 durch einen pnp-Transistor 49 dargestellt. Der Kollektor dieses Transistors ist
unmittelbar mit der negativen Versorgungsspannung verbunden, während der Emitter
mit der positiven Bezugsspannung über eine Siliziumdiode 50 und einen Emitterwiderstand
51 verbunden ist. Die Diode dient dem gleichen Zweck wie Diode
35 des Bausteines 24.
Die Basis des Transistors 49 ist mit dem
strombegrenzenden Widerstand 46 verbunden, und es ist weiterhin ein Basiswiderstand
52 zwischen die Widerstände 51 und 48, wie gezeigt, geschaltet. Die Basiselektrode
des Transistors 49 ist in Durchlaßrichtung vorgespannt, und der Transistor ist leitend,
wenn ein negatives Potential entsprechend der Tastsignalgröße am Ausgang der Spartransformatorwicklung
44 vorhanden ist.
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Um die positive Vorspannung an der Basiselektrode des Transistors
49 zu begrenzen, der er während des Arbeitens der Symmetriereinheit
25 unterworfen wird, führt ein vergleichsweise kleiner Widerstand 53 und
eine passend gepolte Diode 54 in Reihe von der positiven Bezugsleitung zum
Ausgang der Sekundärwicklung 44. Ein Kondensator 55 von vergleichsweise kleiner
Kapazität gegenüber Kondensator 41 ist zur Unterdrückung von Spannungsspitzen
der Reihenschaltung von Diode 54 und Widerstand 53 parallel geschaltet.
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Die Arbeitsweise des Verzögerungsgliedes ist folgende: Der Betrag
der Auf- oder Entladung des Kondensators 41 in Abhängigkeit von einer plötzlichen
Änderung der zugeführten Spannung wird begrenzt durch die Impedanz der Wicklung
40. Die sich ergebende Änderung des Magnetflusses in dem Spartransformator
induziert eine Spannung in seinen beiden Wicklungen, die zu einer Spitze ansteigt
und dann sehr schnell nach Null abklingt, wenn die Kondensatorspannung ihren neuen
Pegel erreicht. Die Ausgangsspannung enthält die Summe aus der Kondensatorspannung
und der in Wicklung 44 induzierten Spannung. Die Größe und Polarität dieser
induzierten Spannung ist derart, daß die Ausgangsspannung, gemessen am Ausgang der
Wicklung 44, kurzzeitig positiv gegenüber der positiven Bezugsspannung wird,
wenn die negtive Spannung am Leiter 39a ansteigt, während sie in negativer Richtung
ansteigt bei jedem plötzlichen Abfall in der Höhe der zugeführten
negativen
Spannung. Der Kondensator 55 dient dazu, die Größe zu reduzieren und die Zeitdauer
dieser negativen Spannungsspitzen in der Ausgangsspannung zu verlängern.
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Der variable Widerstand 42 parallel zur Wicklung 40 des Spartransformators
stellt ein Mittel dar, die Auf- oder Entladezeit des Kondensators 41 zu ändern.
Mit der vorbeschriebenen Einrichtung erhält man eine sehr genaue Zeitverzögerung
infolge der schnellen Änderung der Ausgangsspannung kurze Zeit nach einer Änderung
der Eingangsspannung.
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Die soeben beschriebene Zwischenverzögerungseinrichtung ist durch
Parallelschaltung der Diode 56 gemäß. F i g. 3 nur in einer Richtung wirksam. Die
Diode 56 zwischen den Leitern 39a und 45 ist so gewählt, daß das Potential des Leiters
45 nie wesentweniger als das Potential des Leiters 39a werden kann. Es ist daher
offensichtlich, daß ein plötzlicher Anstieg des negativen Potentials am Leiter 39
a, wie er beim Beginn jeder Tastsignalperiode auftritt, unmittelbar gefolgt wird
durch einen entsprechenden Anstieg des negativen Sendersperrsignals, wie es am Leiter
45 für die Symmetriereinrichtung 25 entwickelt wird. In anderen Worten,
als Nebenschluß zum Speicherkreis der Zeitverzögerungseinrichtung ermöglicht die
Diode 56 den unverzögerten Durchgang des Sendersperrsignals beim Beginn jeder Tastsignalperiode;
infolgedessen bestehen die sperrenden und tastenden Signale gleichzeitig. Andererseits
wird am Ende jeder Tastsignalperiode die Symmetriereinrichtung 25 wirksam und verlängert
das Sendersperrsignal um ein vorherbestimmtes kurzes Zeitintervall. Wenn die Spannung
am Leiter 39a am Ende jeder Tastsignalperiode plötzlich abnimmt, dann arbeitet der
Energiespeicherkreis der Zeitverzögerung in der beschriebenen Weise, um eine negative
Ausgangsspannung für eine vorbestimmte Zeitdauer aufrechtzuerhalten. Der Transistor
49 des Verstärkers 47, der vorher leitend war, verbleibt im leitenden Zustand, bis
kein genügend negatives Potential am Ausgang der Wicklung 44 mehr besteht, um seine
Basiselektrode negativ vorzuspannen. Solange der Transistor 49 leitend ist, führt
die Leitung 45 das Sperrsignal, und das Sperrsignal wird aufrechterhalten, obwohl
das Tastsignal beendet und die Leitung 39a stromlos ist. Sobald die Ausgangsspannung
des Zeitverzögerungskreises abgefallen ist unter den niedrigsten Wert, bei welchem
die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 49 durchlässig ist, wird dieser
Transistor gesperrt, und das Potential des Leiters 45 wird nahezu gleich der positiven
Bezugsspannung. Die Parameter der Zeitverzögerungseinrichtung sind so gewählt, daß
die bis zur Erreichung des genannten niedrigstmöglichen wirksamen Pegels verstreichende
Zeit nach Beendigung jeder Tastsignalperiode gerade um so viel verzögert wird, wie
man den Einsatz der örtlichen Trägerfrequenzaussendung zu verzögern wünscht.
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Gemäß der weiteren Erfindung wird ungewöhnlich exakte Verzögerung
durch das Symmetrierglied 25 und zusätzliche Schärfe bei der Beendigung des verlängerten
Sperrsignals erreicht durch Einrichtungen, welche das Abklingen der Spannung am
Kondensator 41 und am Spartransformator 44 beschleunigen, sobald sie
ihren niedrigstwirksamen Pegel erreicht hat. Wie in F i g. 3 gezeigt, bestehen diese
Einrichtungen aus einem normalerweise gesperrten Stromkreis 57, der der Reihenschaltung
aus Kondensator 41 und Wicklung 40 parallel geschaltet ist und der nach Ansteuerung
einen vergleichsweise niederohmigen Entladungsstromkreis für den Kondensator
41 darstellt. Mit anderen Worten, wenn bei sinkender Spannung der Kondensator
41 sich zu entladen beginnt, wird der niederohmige Kreis 57 wirksam.
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Der Stromkreis 57 enthält vorzugsweise einen npn-Transistor
58, dessen Kollektor mit der Bezugsspannung verbunden wird. Die Emitter-Basis-Strecke
des Transistors 58 wird in Durchlaßrichtung vorgespannt und damit der Transistor
leitend gemacht, wenn ein Entladungsstrom aus dem Kondensator 41 über den
Widerstand 36, Leitung 39 und 39a, den Widerstand 59 und von da in die Basiselektrode
des Transistors zu fließen beginnt. Damit stellt der Transistor für den Entladestrom
einen niederohmigen Nebenschluß zum Widerstand 50 dar.
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Das intermittierende Sperrsignal aus der Symmetriereinheit
25 wird über die Leitung 45 zum logischen Verknüpfungglied 22 für
die Sendersteuerung im Taststromkreis geleitet. Das Verknüpfungsglied 22 ist außerdem
auch mit dem Ausgang des niedrig eingestellten Fehlerstromanregegliedes 19 verbunden;
bei Anregung des Verknüpfungsgliedes 22 durch ein Anregesignal von 19 und
bei Abwesenheit des Sperrsignals wird so über die Leitung 60 ein Steuersignal für
die Einleitung der trägerfrequenten Aussendung durch den örtlichen Sender abgegeben.
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Wie aus F i g. 3 ersichtlich, wird dieses Steuersignal auf der Leitung
60 durch Ansteuerung eines pnp-Transistors 61 erhalten. Der Kollektor dieses
Transistors ist unmittelbar mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung verbunden,
während sein Emitter mit dem positiven Pol der Spannungsquelle über einen Widerstand
62 verbunden ist. Die vom Emitter des Transistors 61 ausgehende Leitung 6(?
wird gespeist, sobald dieser Transistor leitend wird. Die Basiselektrode des Transistors
61 ist unmittelbar mit dem Kollektor eines normalerweise leitenden pnp-Transistors
63 verbunden. Der Emitter dieses Transistors ist mit dem positiven Pol der Spannungsquelle
verbunden; in seinem Kollektorkreis liegt der Widerstand 64. Die Basiselektrode
des Transistors 63
ist über Widerstand 65 mit dem positiven Pol der Spannungsquelle
verbunden und erhält normalerweise über die Leitung 66 eine negative Vorspannung.
Solange der Transistor 63 also leitend ist, bleibt der Transistor 61 gesperrt. Eine
Sperrung des Transistors 63 ist möglich durch Wegnahme der Einspeisung über die
Leitung 66. Die Leitung 66 wird normalerweise gespeist über den im leitenden Zustand
befindlichen pnp-Transistor 67, der im folgenden als Hilfstransistor bezeichnet
wird. Die Leitung 66 ist mit dem Emitter des Hilfstransistors über eine Zenerdiode
68 verbunden. Der Emitter des Transistors 67 ist mit dem positiven Pol der Spannungsquelle
über die Teilwiderstände 69a und 69b verbunden, wobei der Widerstand 69b
etwa fünfmal kleiner ist als der Widerstand 69 a. Der Kollektor des Transistors
67 ist mit einer negativen Teilspannung der Spannungsquelle über einen Stromkreis
verbunden, der unter anderem einen strombegrenzenden Widerstand 70 mit verhältnismäßig
kleinem Widerstandswert enthält. Ein Widerstand 71 ist zwischen die Basiselektrode
des Hilfstransistors 67 und den negativen Pol der Spannungsquelle geschaltet. In
dieser Anordnung ist der Hilfstransistor normalerweise leitend, und die Leitung
66 ist mit dem negativen
Pol der Spannungsquelle über einen verhältnismäßig
niederohmigen Pfad verbunden.
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Die Größe des Steuersignals an der vorerwähnten Leitung 60 wird beeinflußt
durch Änderung der Einspeisung auf der Leitung 66; durch genaue Steuerung dieser
Änderung kann der Trägerfrequenzkanal des Schutzrelaissystems für Fernmeß-, Fernsprech-
oder andere Funktionen ausgenutzt werden. Hierzu ist bei der Ausführung nach F i
g. 3 ein Reservesignalglied 72 mit dem Ruhekontakt 73 eines Druckknopfschalters
vorgesehen, der zusammen mit einem verstellbaren Widerstand 74 im Kollektorkreis
des Transistors 67 angeordnet ist. Diese Einrichtung soll als ein Ersatzbild einer
Fernmeßeinrichtung od. dgl. gedacht sein. Durch Drücken des Druckknopfes 73 kann
der Transistor 61 eine Teilausgangsspannung zur Modulation des Senders abgeben.
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Um Leitung 66 stromlos zu machen, muß der Transistor 67 gesperrt werden.
Das wird erreicht durch die Ansteuerung eines weiteren pnp-Transistors 75, der im
folgenden als Anregetransistor bezeichnet wird. Der Kollektor dieses Anregetransistors
ist direkt mit der Basiselektrode des Transistors 67 verbunden, während sein Emitter
über eine Siliziumdiode 76 und den Teilwiderstand 69 b mit dem positiven Pol der
Spannungsquelle verbunden ist. Die Basiselektrode von Transistor 75 ist mit dem
positiven Pol der Spannungsquelle über den Widerstand 77 parallel zur spannungsbegrenzenden
Zenerdiode 78 verbunden; sie ist ferner über den strombegrenzenden Widerstand 79
und eine Diode 80 mit dem Ausgang des Fehlerstromanregegliedes 19 verbunden, von
dem sie mit einem kontinuierlichen Anregesignal gespeist wird. Die Siliziumdiode
76 verhindert die Ansteuerung des Anregetransistors 75, bis dessen Basiselektrode
durch das von 19 empfangene Anregesignal gespeist wird. Sobald das Anregesignal
zum Verknüpfungsglied 22 gelangt, wird der Anregetransistor 75 in den leitenden
Zustand gesteuert, und die Basiselektrode des Transistors 67 erhält ein Potential,
das nahezu gleich dem des positiven Pols der Spannungsquelle ist. Damit wird der
Hilfstransistor 67 gesperrt. Die Geschwindigkeit, mit der dies geschieht, wird vergrößert
durch Einbeziehung des Widerstandes 69b in den Emitterstromkreis des Anregetransistors
75 und die dadurch erreichte Rückkopplung.
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Für die Zenerdiode 68 und damit auch den Transistor 63 wird also ein
schneller übergang vom leitenden zum nichtleitenden Zustand erreicht als Folge der
Ansteuerung von Transistor 75 durch ein Anregesignal.
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- Um die Leitung 66 einspeisen zu können und damit das Steuersignal
an der Leitung 60 zu unterbrechen, obwohl die Basiselektrode des Anregetransistors
75 durch ein Anregesignal beaufschlagt wird, ist ein weiterer pnp-Transistor 81
vorgesehen, der im folgenden als Sperrtransistor des den Sender steuernden Verknüpfungsgliedes
22 bezeichnet wird. Der Emitter dieses Transistors ist mit dem Emitter des Anregetransistors
75 verbunden, sein Kollektor dagegen über einen Widerstand 82 in Reihe mit einem
Widerstand 83 mit dem negativen Pol der Spannungsquelle. Der Widerstand 83 ist klein
gegenüber dem Widerstand 82. Ein Basiswiderstand 84 ist zwischen dem positiven Pol
der Spannungsquelle und der Basiselektrode des Sperrtransistors 81 eingeschaltet,
die Basiselektrode ist weiterhin über einen Widerstand 85 und eine Diode 86 mit
der Leitung 45 verbunden, welche mit dem aus der Symmetriereinheit 25 stammenden
intermittierenden Sperrsignal gespeist wird. Wenn das negative Sperrsignal dem Verknüpfungsglied
zugeführt wird, wird die Steuerstrecke des Sperrtransistors 81 in Durchlaßrichtung
beaufschlagt, und dieser Transistor wird leitend. Wenn er leitend ist, wird der
Emitter des Anregetransistors 75 durch Spannungsabfall am Widerstand 69 b auf ein
negatives Potential gebracht. Der Stromkreis des Verknüpfungsgliedes 22 ist so eingerichtet,
daß hierbei im Anregetransistor 75 kein Strom mehr fließen kann und der Transistor
67 wieder leitend wird. Dies ist möglich, da durch Begrenzung des negativen Anregesignals
an der Basiselektrode des Transistors 75 durch die Zenerdiode 78 der Transistor
75 bei leitendem Transistor 81 niemals leitend werden kann. Auch bei Eintreten des
leitenden Zustandes im Transistor 81 nach dem Beginn eines Anregesignals
wird der Transistor 75 sofort gesperrt, wobei die schnelle Sperrung noch durch die
Rückkopplung über den Widerstand 69b unterstützt wird. Infolgedessen kann des Verknüpfungsglied
22 kein Steuersignal während der Einspeisung des Sendersperrsignals abgeben. Damit
die Wiederherstellung der vollen Einspeisung auf der Leitung 66 bei Empfang des
intermittierenden Sperrsignals nicht durch das Reservesignalglied 72 gehindert wird,
ist ein npn-Transistor 87 als Nebenschluß zur Einheit 72 vorgesehen. In der Emitterzuleitung
dieses Transistors liegt die Silziumdiode 88, während seine Basiselektrode mit der
Verbindungsstelle der Widerstände 82 und 83 verbunden ist. In dieser Anordnung wird
der Transistor 87 bei Ansteuerung des Sperrtransistors 81 leitend, und der Kollektorstrom
des Transistors 67 findet einen niederohmigen Pfad zum negativen Pol der Spannungsquelle
vor, obwohl der Schalter 73 geöffnet sein kann.
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Zum Anschluß eines Richtungsvergleichsrelais, das in manchen Fällen
erwünscht sein kann, ist das Verknüpfungsglied 22 mit zusätzlichen Eingangsklemmen
z und y versehen, die über Trenndioden 89 und 90 führen.
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Auf die bisher noch nicht erwähnte Einheit 28 des Taststromkreises
aus F i g. 3 wird später im Zusammenhang mit der Wirkungsweise noch näher eingegangen.
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In F i g. 4 werden vorzugsweise Ausführungformen der Phasenvergleichsbausteine
des Phasenvergleichs-Schutzrelaissystems näher beschrieben.
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Der Phasenverzögerungsbäustein 26, der mit der Leitung 39 b (vgl.
F i g. 3) verbunden ist und durch das intermittierende Tastsignäl gespeist wird,
ist in F i g. 4 nochmals in Blockform eingezeichnet. Dieser Baustein enthält geeignete
phasendrehende Einrichtungen, die eine Ausgangsgröße abgeben während Intervallen,
die steuerbar verzögert sind gegenüber seiner Eingangsgröße. Obwohl Einzelheiten
des Phasenverzögerungsbausteines für die Anwendung der Erfindung nicht kritisch
sind, erhält man das gewünschte Ergebnis durch Verwendung eines Stromkreises ähnlich
der Zeitverzögerungseinrichtung aus den Bauteilen 40 bis 42, 44 und 46 bis 48, wie
sie oben in Verbindung mit dem Symmetrierglied 25 beschrieben wurden. Die Phasenverzögerungseinheit
26 liefert während Halbwellenintervallen eine Ausgangsspanung mit einer vorbestimmten
Phasennacheilung gegen die Halbwellen des intermittierenden Tastsignals. Diese intermittierende
Ausgangsgröße erscheint
in Form eines negativen Impulses am Leiter
91. Wie schon erwähnt, ist die Phasenverzögerung der Einheit 26 so eingerichtet,
daß jede der Halbwellen-Ausgangsgrößen gleichzeitig mit dem Arbeiten des örtlichen
Empfängers E dann auftritt, wenn d#e Leitur,- sströrme an den beiden Enden der geschützten
Leitung im wesentlichen in Phase sind.
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Die Phasenverzögerungseinheit 26 ist durch die Leitung 91, einen strombegrenzenden
Widerstand 92 und eine Diode 93 mit der Basiselektrode eines pnp-Transistors
94 innerhalb der Phasenvergleichseinheit 27b verbunden. Die Basiselektrode
eines weiteren pnp-Transistors 95, der mit dem Transistor 94 in Reihe geschaltet
ist, ist über einen strombegrenzenden Widerstand 96 und eine Diode 97 mit der Leitung
98 zur Speisung aus dem hoch eingestellten Fehlerstromanregeglied 18 verbunden.
Das Potential des Anregesignals ist negativ gegenüber der positiven Bezugsspannung,
und seine Größe ist nahezu gleich der Speisespannung.
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Wie aus F i g. 4 zu ersehen ist, ist der Kollektor des Transistors
95 unmittelbar mit dem Minuspol der Speisespannung verbunden. Der Emitter des Transistors
95 und der Kollektor des Transistors 94 sind miteinander verbunden. Der Emitter
des Transistors 94 ist mit dem Pluspol der Stromquelle über die Siliziumdiode 99
und den Widerstand 100 verbunden. Die Funktion der Diode 99 ist die gleiche wie
die der Siliziumdiode 35 im Baustein 24. Ein Basiswiderstand 101 bzw.
102 verbindet die Leitung 103 mit der Basiselektrode des Transistors
94 bzw. 95.
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Die Phasenvergleichseinheit 27b kann ein Ausgangssignal am Leiter
103 nur abgeben, wenn beide Transistoren 94 und 95 leitend sind.
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Aus F i g. 4 ist ersichtlich, daß in leitendem Zustand die Transistoren
94 und 95 gleichzeitig durch das Phasenverzögerungsglied bzw. Anregesignal angesteuert
sein müssen. Ein solcher Zustand kann während einer Netzperiode nicht länger als
für die Dauer einer Halbwelle bestehen, die durch das Tastsignal aus dem Taststromkreis
bestimmt wird.
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Um die Phasenvergleichseinheit 27 b während des Empfangsintervalls
des örtlichen Empfängers E zu sperren, ist der Kollektor-Emitter-Kreis eines weiteren
pnp-Transistors 104 zwischen der Basiselektrode des Transistors 94 und dem
Pluspol der Spannungsquelle eingeschaltet. Wie aus F i g. 4 zu ersehen, ist die
Basiselektrode des Transistors 104 mit dem Pluspol der Spannungsquelle durch
den Basiswiderstand 105 verbunden, und eine Siliziumdiode 106 ist zwischen seinen
Emitter und den Pluspol der Spannungsquelle geschaltet. Die Basiselektrode des Transistors
104 ist über einen strombegrenzenden Widerstand 107 mit der Leitung
108 verbunden, die durch das vom örtlichen Empfänger E erhaltende Sperrsignal gespeist
wird. Das Potential dieses Sperrsignals ist negativ, bezogen auf den Pluspol der
Spannungsquelle. Offensichtlich wird die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 104
in Durchlaßrichtung vorgespannt und so der Transistor leitend gemacht, wenn seine
Basiselektrode vom Sperrsignal gespeist wird. Es ist ebenfalls offensichtlich, daß
bei leitendem Transistor 104 die Basiselektrode des Transistors 94 mit dem Pluspol
der Spannungsquelle niederohmig verbunden ist und so der Transistor 94 nichtleitend
werden kann. Mit anderen Worten bewirkt die Ansteuerung des Transistors
104 durch das Sperrsignal, daß ein Ausgangssignal aus der Phasenverzögerungseinheit
26 den Transistor 94 nichtleitend machen kann. Während der Sperrsignalperioden kann
also an der Leitung 103 kein Signal erzeugt werden.
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Bei Leitungsstörungen, die das Fehlerstromanregeglied 18 zur Anregung
bringen, gibt die Phasenvergleichseinheit 27b an der Leitung 103 ein periodisches
Ausgangssignal ab, dessen Dauer innerhalb jeder Netzperiode derjenigen Zeit entspricht,
während welcher die Phasenverzögerungseinheit 26 eine Ausgangsspannung abgibt
ohne gleichzeitiges Auftreten eines Ausganges am örtlichen Empfänger E (kein Sperrsignal).
Wie vorher erwähnt, wird bei einem äußeren Fehler, bei welchem die Leitungsströme
an den entsprechenden Leitungsenden in Phase sind, kein Ausgangssignal erzeugt,
weil der Empfänger gleichzeitig mit der ganzen Halbwellenausgangsgröße der Phasenverzögerungseinheit
26 arbeitet. Wenn jedoch ein innerer Fehler auf der geschützten Leitung auftritt,
gibt es nur eine geringe oder gar keine überlappung zwischen den Empfangsintervallen
und dem Ausgang der Phasenverzögerungseinheit, und die Phasenvergleichseinheit erzeugt
ein Ausgangssignal, dessen Dauer während jeder Netzperiode mindestens den größeren
Teil einer Halbwelle beträgt. Das Ausgangssignal der Phasenvergleichseinheit 27b
wird durch eine Integriereinrichtung, die nachfolgend näher beschrieben wird, in
ein Auslösesignal umgewandelt.
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Wie aus F i g. 4 zu ersehen, ist der Leiter 103 über ein RC-Glied
aus Widerstand 109 und Kondensator 110 mit dem Pluspol der Spannungsquelle
verbunden. So wird der Kondensator 110 bei gleichzeitiger Beaufschlagung der Transistoren
94 und 95 aufgeladen. Durch die Diode 111 ist eine schnelle
Entladung des Kondensators 110 möglich.
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Die Spannung am Kondensator 110 liefert das Eingangssignal
für einen Pegeldetektor 112, welcher in F i g. 4 in Blockform gezeichnet
ist und geeignete Einrichtungen zur Erzeugung eines negativen Auslösesignals von
konstanter Größe enthält, wobei dieses Signal sofort nach der Erreichung einer bestimmten
kritischen Eingangsspannung auftritt. Als ein solcher Pegeldetektor wird vorzugsweise
eine in der USA.-Patentanmeldung Serial-Nr. 25 915 beschriebene Schaltung verwendet.
Die Parameter des RC-Gliedes 109/110 und des Pegeldetektors 112 sind so gewählt,
daß die Aufladung am Kondensator 110 den kritischen Pegel zum Ansprechen des Pegeldetektors
112 erst dann erreicht, wenn das Ausgangssignal aus Einheit 27b bereits für
eine vorbestimmte Mindestzeitdauer ansteht, die vorzugsweise etwas größer ist als
ein Sechstel einer Netzperiode. Diese kurze Verzögerung des Auslösesignals vermeidet
Fehlbetätigung des Relaissystems durch sehr kurze Störsignale.
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Das vom Pegeldetektor 112 abgegebene Auslöse-Signal geht über
die Leitung 113 zum Auslöserelais 114, welches in F i g. 4 symbolisch
durch einen Arbeitskontakt 115 in Reihe mit einer Stromquelle 116 angedeutet
ist und vorzugsweise aus einem elektrischen Gleichspannungsverstärker und einem
Telefonrelais besteht, wie beispielsweise in der USA:-Patentanmeldung Serial-Nr.
25 914 beschrieben ist. Diese Kombination bringt auch bei einem sehr kurzen Auslösesignal
schnelles Ansprechen, und der Kontakt 115 wird sehr schnell zur Speisung
der Auslösespule 21 des örtlichen Leistungsschalters 4 aus der Stromquelle
116 geschlossen. Obwohl in F i g. 4
nicht gezeigt, enthält das
Auslöserelais 114 vorzugsweise eine Selbsthalteeinrichtung, durch welche der Speisestromkreis
für die Auslösespule nach einmaliger Schließung bis zum Öffnen eines Hilfskontaktes
117 des örtlichen Leistungsschalters (vgl. F i g. 1) bestehenbleibt.
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Zum möglichen Anschluß eines Richtungsvergleichsrelais enthält die
Phasenvergleichseinheit 27 b einen Anschluß Z, wie in F i g. 4 gezeigt. Der Anschluß
Z ist mit der Basiselektrode des Transistors 94 über den strombegrenzenden Widerstand
118 und die Diode 119 verbunden und über eine weitere Diode 120 und den Widerstand
96 mit der Basiselektrode des Transistors 95. Bei konstanter Einspeisung eines negativen
Auslösesignals am Anschluß Z werden beide Transistoren 94 und 95 gleichzeitig beaufschlagt,
und die Phasenvergleichseinheit gibt ein dauerndes Ausgangssignal ab, falls kein
Sperrsignal vom örtlichen TrägerfrequenzempfängerE empfangen wird.
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Das Auslösesignal am Leiter 113, welches bei einem entsprechenden
Ausgangssignal der Phasenvergleichseinheit erzeugt wird, wird über die Leitung 121
auch zur Entsperreinheit 28 im Taststromkreis (F i g. 3) geführt. Die Funktion der
Entsperreinheit besteht darin, den örtlichen Sender S nach Beginn des Auslösesignals
stromlos zu machen. Einzelheiten dieses Bausteines.28 werden als nächstes beschrieben.
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Aus F i g. 3 ist ersichtlich, daß die Leitung 121, welche ein Auslösesignal
führen kann, über einen strombegrenzenden Widerstand 122 und eine Sperrdiode 123
mit der Basiselektrode eines pnp-Transistors 124 innerhalb der Entsperreinheit 28
verbunden ist. Die Basiselektrode eines weiteren pnp-Transistors 125, der mit Transistor
124 in Serie liegt, ist über einen strombegrenzenden Widerstand 126 mit der Leitung
zur Speisung durch das Sperrsignal aus der niedrig eingestellten Fehlerstromanregung
19 verbunden. Der Emitter des Transistors 125 ist über eine Siliziumdiode127 und
einen Widerstand 128 mit dem Pluspol der Spannungsquelle verbunden. Der Emitter
des Transistors 124 und der Kollektor des Transistors 125 sind miteinander verbunden.
Der Kollektor des Transistors 124 liegt über einen Widerstand 129,
dessen Wert vergleichsweise klein ist gegenüber dem des Widerstandes 128, am Minuspol
der Spannungsquelle. Ein Basiswiderstand 130 verbindet den Widerstand 128
und die Basiselektrode des Transistors 124, ebenso ein Basiswiderstand
131 den Widerstand 128
und die Basiselektrode des Transistors 125.
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Die Steuerstrecke eines npn-Verstärkertransistors 132 liegt
parallel zum Widerstand 129, wie in Fig. 3 zu sehen. Der Kollektor dieses
Transistors ist über einen Widerstand 133 mit dem Pluspol der Spannungsquelle und
über eine Leitung 134, eine Diode 135 und den Widerstand 85 mit der Basiselektrode
des Sperrtransistors 81 im Verknüpfungsglied 22 verbunden. Eine Siliziumdiode 136
verbindet den Emitter des Transistors 132 mit dem Minuspol der Spannungsquelle.
Die Siliziumdiode 135 und 136 arbeiten entsprechend wie Diode 35 in Baueinheit 24.
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Die Entsperreinheit 28 erzeugt, wenn ihr Transistor 132 betätigt wird,
ein Sondersperrsignal auf der Leitung 134. Bevor der Transistor 132 leitend wird,
ist das Potential auf der Leitung 134 etwa gleich der positiven Bezugsspannung.
Bei leitendem Transistor 132 ist das Potential der Leitung 134 fast
gleich der negativen Versorgungsspannung. Unter dieser Bedingung fließt ein Strom
durch die Emitter-Basis-Strecke des Sperrtransistors 81 des Verknüpfungsgliedes
22. Der Sperrtransistor wird leitend, und es kann kein Steuersignal (auf Leitung
60) durch den Taststromkreis erzeugt werden.
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Aus F i g. 3 ist ersichtlich, daß der Verstärkertransistor 132 durch
einen aus dem Transistor 124 fließenden Kollektorstrom leitend wird. Diese Bedingung
tritt nur dann auf, wenn die Transistoren 124
und 125 beide gleichzeitig leitend
sind. Damit das geschieht, müssen ihre Basiselektroden gleichzeitig durch das Auslöse-
bzw. Anregesignal beaufschlagt werden. Sobald das negative Anregesignal dem Baustein
28 zugeführt wird, wird der Transistor 125 leitend. Es wird jedoch kein wesentlicher
Kollektorstrom fließen, bis die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 124 durch
das negative Auslösesignal über Leitung 121 beaufschlagt wird.
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Um das Arbeiten der Entsperreinheit 28 zu verlängern und damit ein
kontinuierliches Sperrsignal an der Leitung 134 zu bekommen, wird ein Teil des Sperrsignals
zur Basiselektrode des Transistors 124 über einen zeitverzögerten Selbsthaltekreis
zurückgeführt. Der Selbsthaltekreis enthält eine Leitung 137, einen strombegrenzenden
Widerstand 124a und eine Diode 123 a in Reihe zwischen Leitung 134 und der
Basiselektrode des Transistors 124. Ein relativ kleiner Kondensator 138 zur Unterdrückung
von Ausgleichsvorgängen ist zwischen Diode 123a und der positiven Bezugsspannung
eingeschaltet, um das Signal von Leitung 137 zur Basiselektrode des Transistors
124 kurzzeitig zu verzögern, wodurch keine Selbsthaltung hervorgerufen wird bei
kurzzeitigen Spannungsspitzen, die an der Leitung 121 oder 134 auftreten können.
Wenn jedoch das Sperrsignal länger als eine kurze Zeitspanne bestanden hat, wie
es bei wirklicher Auslösung der Fall ist, wird eine negative Vorspannung an der
Emitter-Basis-Strecke des Transistors 124 aufrechterhalten, auch wenn das
Auslösesignal periodisch unterbrochen wird; demzufolge bleibt das Sperrsignal auf
Leitung 134 erhalten, bis das Anregesignal nach Aussetzen des Fehlerstromanregegliedes
19 verschwindet.
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Im Phasenvergleichsstromkreis der F i g. 4 werden nachfolgend die
Einrichtungen für die Zeitverzögerung zur Sperrung von Ausgleichsvorgängen im einzelnen
betrachtet. Der Zweck dieser Einrichtung besteht, wie bereits oben erläutert, darin,
das Arbeiten der Vergleichseinheit 72 b verzögert zu sperren, wenn ein äußerer Fehler
auftritt. Um den gewünschten Sperreffekt zu erhalten, ist das Sperrglied 27a vorgesehen,
welches einen pnp-Transistor 139 enthält. Dieser Transistor ist grundsätzlich parallel
zum Transistor 104 angeordnet. Der Kollektor des Transistors 139 ist durch die Diode
93 mit der Basiselektrode des Transistors 94 des Phasenvergleichsgliedes 27 b verbunden,
während sein Emitter über die Siliziumdiode 106 mit der positiven Bezugsspannung
verbunden ist. Die Basiselektrode des Transistors 139 ist über einen Basiswiderstand
140 mit der positiven Bezugsspannung verbunden und über einen Widerstand 141 mit
einer Leitung 142, die aus dem Verzögerungsglied 29 mit dem Sperrsignal gegen Ausgleichsvorgänge
beaufschlagt ist. Das Potential des Sperrsignals gegen Ausgleichsvorgänge ist negativ
gegen die positive Bezugsspannung und entspricht betragsmäßig etwa der Versorgungsspannung.
Es ist ersichtlich, daß der Transistor 139 durch das Sperrsignal gegen Ausgleichsvorgänge
leitend
gemacht wird. Damit wird die Basiselektrode des Transistors 94 über den niederohmigen
Emitter-Kollektor-Widerstand des Transistors 1.39 mit dem positiven Pol der
Spannungsquelle verbunden. Das intermittierende Ausgangssignal der Phasenverzögerungseinheit
26 wird kurzgeschlossen und die Phasenvergleichseinheit 27b unwirksam. Infolgedessen
kann auf der Leitung 113 kein Auslösesignal erzeugt werden, wenn die Sperreinrichtung
29 gegen Ausgleichsvorgänge ein Ausgangssignal abgibt.
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Die Zeitverzögerungseinheit 29 enthält ein RC-Glied 143,/144 und einen
Pegeldetektor 145. Die Spannung am Kondensator144 ist das Eingangssignal für den
Pegeldetektor 145. Der Pegeldetektor 145 ist vorzugsweise ähnlich
dem vorher beschriebenen Pegeldetektor 112 ausgeführt. Er gibt das Sperrsignal gegen
Ausgleichsvorgänge unmittelbar bei Erreichung einer bestimmten Höhe der Eingangsspannung
ab, und das so erzeugte Signal bleibt bestehen, bis die Eingangsspannung auf einen
bestimmten zweiten, niedriger liegenden Wert abgefallen ist.
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Die Parameter des RC-Gliedes 143/144 und der Pegeldetektor 145 sind
so gewählt, daß der Ansprechpunkt des Pegeldetektors 145 am Kondensator 144 erst
dann erreicht wird, wenn die Leitung 146 ein kontinuierliches Signal von 1'/2 Perioden
Dauer führt. Die Spannung am Kondensator 144 wird diesen Ansprechpunkt niemals erreichen,
wenn die Leitung 146 periodisch mit Halbwellenimpulsen gespeist wird. Tritt eine
solche Halbwellenspeisung auf der Leitung 146 einmal auf, nachdem sie lange
genug kontinuierlich Spannung führte, um den Pegeldetektor 145 ansprechen zu lassen,
dann wird die Spannung am Kondensator 144 nicht unter den Abfallwert des Pegeldetektors
145 fallen, bis die Leitung 146 mindestens für die Dauer von l'/2 Perioden stromlos
bleibt.
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Die Speisung der Leitung 146 wird gesteuert durch das Anregeglied
30a, welches einen pnp-Transistor 147 enthält. Der Kollektor dieses Transistors
ist unmittelbar mit dem Minuspol der Spannungsquelle verbunden, während sein Emitter
über eine Siliziumdiode 148 (gleicher Zweck wie Diode 35) und einen Widerstand 149
mit dem Pluspol der Spannungsquelle verbunden ist. Die Basiselektrode dieses Transistors
ist mit Widerstand 149 über einen Basiswiderstand 150 verbunden. Schaltungsteile
einschließlich eines strombegrenzenden Widerstandes 151 verbinden die Basiselektrode
des Transistors 147 mit einer Eingangsklemme 152 der Sperreinrichtung, welche ihrerseits
über Leitung 98 mit dem Ausgang des Anregegliedes 18 der Fehlerstromanregung verbunden
ist. Die Spannung des RC-Gliedes 1431144 wird am Ernitterwiderstand 149 des Transistors
147 abgegriffen. Durch Beaufschlagung des Transistors 147 über die Eingangsklemme
152 wird dieser leitend, so daß ein großer Teil der Speisespannung am Widerstand
149 erscheinen wird. Bleibt dieser Zustand ohne Unterbrechung bestehen, so wird
die Verzögerungseinrichtung 29 das Sperrsignal mit Verzögerung von l.''2 Perioden
auf Leitung 142 abgeben.
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Zur Verhinderung dauernder Einspeisung auf Leitung 146 bei inneren
Fehlern enthält die Sperreinrichtung gegen Ausgleichsvorgänge das Verknüpfungsglied
30 b, welches zwei pnp-Transistoren 153 und 154 enthält. Der Kollektor des einen
Transistors 153 ist unmittelbar mit der Basiselektrode des Transistors 147 verbunden,
während sein Emitter durch eine Siliziumdiode 155 mit der positiven Bezugsspannung
verbunden ist. So ist also der Emitter-Kollektor-Kreis des Transistors 153 parallel
zur Emitter-Basis-Strecke des Transistors 147 geschaltet. Die Basiselektrode von
Transistor 153 liegt über den Basiswiderstand 156 an der positiven Speiseleitung
und über einem Stromkreis, enthaltend die Widerstände 157 und 158,
an einer zweiten Eingangsklemme 159
der Sperreinrichtung. Die Eingangsklemme
159 ist über die Leitung 91 mit dem Phasenverzögerungsglied 26 verbunden.
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Während der Betätigungsintervalle des Vergleichsgliedes 27b in Abhängigkeit
vom Tastsignal wird über die Eingangsklemme 159 ein negatives Signal an der Basiselektrode
des Transistors 153 erzeugt. Dieses periodische Signal bewirkt jeweils eine
Umsteuereng des Transistors 153 in den leitenden Zustand, so daß er dann einen periodischen
Nebenschluß für das Anregesignal auf Eingangsklemme 152
zum positiven Pol
der Stromquelle hin bildet. Ein Leitendwerden des Transistors 147 ist so verhindert
und die Leitung 146 spannungslos.
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Der Transistor 153 wird seinerseits durch den Transistor
154 gesperrt. Die Basiselektrode des Transistors 154 ist über einen
Basiswiderstand 160 mit dem Pluspol der Stromquelle und über einen Widerstand
161 mit einer dritten Eingangsklemme 162 der Sperreinrichtung verbunden. Der Eingang
162 liegt über Leitung 98 am Ausgang des örtlichen Trägerfrequenzempfängers
E. Die negative Steuerspannung an der Basiselektrode durch das Sperrsignal von Empfänger
E läßt den Transistor 154 leitend werden, so daß dieser die Steuerstrecke
des Transistors 153 kurzschließt. Solange der örtliche Empfänger arbeitet, kann
eine Einspeisung auf Leitung 146 nicht verhindert werden.
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Die Gesamtarbeitsweise der Sperreinrichtung gegen Ausgleichsvorgänge
kann in dieser Weise kurz zusammengefaßt werden: Die Leitung 146 führt negatives
Potential, wenn ein Anregesignal am Eingang 152 liegt, ausgenommen während
der Perioden, in denen der Eingang 159 aus der Phasenverzögerungseinheit 26 bei
Abwesenheit einer Einspeisung auf Eingangsklemme 162 durch ein Sperrsignal gespeist
wird. Bei Auftreten eines äußeren Fehlers stehen an den Eingangsklemmen
159 und 162 gleichzeitig Eingangssignale an, und demzufolge führt Leitung
146
dauernd Spannung; die Verzögerungseinheit 29 kann dann das Sperrsignal
gegen Ausgleichsvorgänge nach angemessener Verzögerungszeit abgeben. Andererseits
tritt während eines inneren Fehlers kein Sperrsignal auf während der Intervalle,
in denen der Eingang 159 gespeist wird. Dadurch wird ein an den Klemmen 152
anstehendes Eingangssignal periodisch kurzgeschlossen, und der Verzögerungsstromkreis
29
wird nur mit Halbwellenimpulsen gespeist. So wird, wie bereits beschrieben,
kein Sperrsignal gegen Ausgleichsvorgänge erzeugt oder, falls ein solches schon
vorher bestand, wird es nach einer Zeitverzögerung von '/_ bis 1'/2 Perioden aufgehoben.
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Es ist selbstverständlich, daß die Erfindung nicht nur auf die als
ein Beispiel dargestellte Relaisschutzeinrichtung anwendbar ist. Insbesondere können
für die Signalübertragung zwischen den Leitungsenden besondere, nicht gleichzeitig
für die Energieübertragung verwendete Hilfsleiter vorgesehen werden. Die in den
dargestellten Schaltungen verwendeten logischen Verknüpfungsglieder können ebenfalls
durch andere, gleichwertige Verknüpfungsglieder ersetzt werden,
gegebenenfalls
auch durch solche, die nicht transistorisiert sind.