DE1168556B

DE1168556B - Device for eliminating harmonic voltages in an alternating current network

Info

Publication number: DE1168556B
Application number: DEA31268A
Authority: DE
Inventors: Torao Nagai
Original assignee: Agency of Industrial Science and Technology
Current assignee: National Institute of Advanced Industrial Science and Technology AIST
Priority date: 1958-02-06
Filing date: 1959-02-03
Publication date: 1964-04-23

Description

Einrichtung zur Beseitigung der Oberwellenspannungen in einem Wechselstromnetz Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Beseitigung der Oberwellenspannungen in einem Wechselstromnetz unter Verwendung eines auf die Oberwellen abgestimmten Hauptresonanzzweiges sowie eines frequenzselektiven Verstärkers.Device for eliminating harmonic voltages in an alternating current network The invention relates to a device for eliminating harmonic voltages in an AC network using one tuned to the harmonics Main resonance branch and a frequency-selective amplifier.

Es ist eine Einrichtung zur Unterdrückung von Oberwellen in einem elektrischen Netz bekannt, bei welcher die in dem Netz enthaltenen Oberwellenspannungen dem Netz so verstärkt zugeführt werden, daß die Oberwellenspannungen kompensiert werden. Eine vollständige Unterdrückung der Oberwellen ist hier nur dann möglich, wenn die verstärkte Spannung der Oberwellenspannung im Netz genau entspricht. Es ist hier also erforderlich, die Ausgangsspannung des Verstärkers sehr genau zu steuern.It is a device for suppressing harmonics in one electrical network known, in which the harmonic voltages contained in the network are fed to the network so amplified that the harmonic voltages compensated will. A complete suppression of the harmonics is only possible here, if the amplified voltage corresponds exactly to the harmonic voltage in the network. It it is therefore necessary here to control the output voltage of the amplifier very precisely.

Es ist weiterhin bekannt, zur Unterdrückung von Oberwellen Siebkreise zu verwenden. Mit einem solchen Siebkreis ist die vollständige Ausschaltung der Oberwellen nur dann möglich, wenn der Wirkwiderstand des Siebkreises Null ist. Mit den bekannten Siebkreisschaltungen ist deshalb eine vollständige Oberwellenfreiheit praktisch nicht erreichbar.It is also known for the suppression of harmonics filter circles to use. With such a filter circuit, the complete elimination of the Harmonics are only possible if the effective resistance of the filter circuit is zero. With The known filter circuit circuits are therefore completely free from harmonics practically unreachable.

Es ist schließlich noch eine Einrichtung zur Verminderung unzulässiger Spannungsanstiege in Hochspannungsnetzen bekannt, bei welcher an der Sekundärseite eines Abspanntransformators ein Kondensator angeschaltet ist. Bei dieser Einrichtung wird ein Resonanzkreis gebildet, welcher auf die entsprechende Oberwelle abgestimmt ist. Auch bei einer solchen Einrichtung kann eine vollständige Ausschaltung der Oberwellen nur folgen, wenn der Wirkwiderstand des Resonanzkreises Null ist, was sich in der Praxis naturgemäß nicht verwirklichen läßt.Finally, there is another device for reducing the number of impermissible Voltage increases in high-voltage networks known, with which on the secondary side a step-down transformer, a capacitor is connected. At this facility a resonance circuit is formed, which is tuned to the corresponding harmonic is. Even with such a device, a complete deactivation of the Harmonics only follow when the effective resistance of the resonance circuit is zero, what naturally cannot be realized in practice.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Einrichtung zur Beseitigung der Oberwellenspannungen in einem Wechselstromnetz zu schaffen, mit welcher eine praktisch vollständige Oberwellenfreiheit erreicht werden kann. Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der in der Einrichtung vorgesehene Verstärker aus einem Resonanzverstärker mit parallel geschalteten und auf die einzelnen zu unterdrückenden Oberwellen abgestimmten Resonanzgliedern und einem Mischverstärker für die Zusammenfassung der Ausgangsspannungen des Resonanzverstärkers besteht, dessen in Reihe mit dem Hauptresonanzzweig liegender Ausgang die Ausgangsspannung dem Hauptresonanzzweig mit entgegengesetzter Phase zuführt. Parallel zum Hauptresonanzzweig ist vorzugsweise eine so bemessene Induktivität geschaltet, daß der den Hauptresonanzzweig durchfließende Grundwellenstrom kompensiert wird. Vorteilhafterweise liegt im Ausgangskreis des Verstärkers eine derart bemessene Eisenkern-Drosselspule, daß die durch die Induktivität erzeugten tieffrequenten Schwingungen beseitigt werden. Durch die bei der erfindungsgemäßen Einrichtung vorgesehenen Maßnahmen wird eine Wirkung hervorgerufen, als ob der Wirkwiderstand der Einrichtung Null wäre. Es erfolgt also praktisch die Ausschaltung der Oberwellenspannungen durch Kurzschluß, so daß es auf die Einhaltung einer bestimmten kompensierenden Ausgangsspannung des Verstärkers nicht ankommt.The invention is based on the object of a device for elimination of the harmonic voltages in an alternating current network, with which a practically complete freedom from harmonics can be achieved. The invention is characterized in that the amplifier provided in the device consists of a Resonance amplifier with connected in parallel and on the individual to be suppressed Harmonics tuned resonance elements and a mixer amplifier for the summary of the output voltages of the resonance amplifier, which is in series with the Main resonance branch output the output voltage to the main resonance branch with opposite phase feeds. Parallel to the main resonance branch is preferred switched an inductance dimensioned so that the one flowing through the main resonance branch Fundamental current is compensated. Advantageously, is in the output circuit of the Amplifier has an iron-core choke coil of such a size that the inductance generated low-frequency vibrations can be eliminated. By the invention Facility provided measures an effect is produced as if the effective resistance the facility would be zero. So there is practically the elimination of the harmonic voltages by short circuit, so that there is compliance with a certain compensatory Output voltage of the amplifier does not arrive.

Die Erfindung ist im folgenden an Hand der Zeichnungen an einem Ausführungsbeispiel näher erläutert. In den Zeichnungen zeigt A b b. 1 ein schematisches Wirkschaltbild zur Erläuterung des Prinzips der Erfindung, A b b. 2 ein Blockschaltbild zu A b b. 1, A b b. 3 ein schematisches Wirkschaltbild des frequenzselektiven Verstärkers der erfindungsgemäßen Schaltanordnung, A b b. 4 ein Blockschaltbild zu A b b. 3, A b b. 5 Kennlinien zur Darstellung des Zusammenhangs zwischen Induktivität und elektrischer Spannung einer Drosselspule mit gesättigtem Eisenkern.The invention is illustrated below with reference to the drawings using an exemplary embodiment explained in more detail. In the drawings, A b shows b. 1 is a schematic circuit diagram to explain the principle of the invention, A b b. 2 a block diagram for A b b. 1, A b b. 3 is a schematic circuit diagram of the frequency-selective amplifier the switching arrangement according to the invention, A b b. 4 a block diagram for A b b. 3, A b b. 5 characteristics to show the relationship between inductance and electrical voltage of a choke coil with a saturated iron core.

Das Prinzip der Erfindung sei zunächst in Verbindung mit dem Wirkschaltbild der A b b. 1 beschrieben. Die Schaltanordnung umfaßt eine Wechselspannungsquelle S, eine Impedanz Zg, eine nichtlineare Last ZL, einen Rückkopplungsverstärker AM, einen Hauptresonanzzweig MRB sowie einen Kopplungsübertrager T, welcher den Verstärker AM an den Resonanzzweig MRB ankoppelt. Verstärker, Übertrager und Resonanzzweig sind so geschaltet, daß die im Stromkreis bestehende und durch den harmonischen Spannungsanteil ei der Wechselspannungsquelle S oder der Last ZL hervorgerufene Spannung e. den Eingangsklemmen 1 und 2 des Rückkopplungsverstärkers AM zugeführt werden kann. Wie in A b b. 3 und 4 gezeigt, besteht der Rückkopplungsverstärker AM aus einem Netzwerk KI zur Dämpfung der Grundfrequenz, aus einem Phasenkompensator K_, zur Kompensierung der Phase der Rückkopplungsspannung, aus einem frequenzselektiven Verstärker K3 mit parallel geschalteten und auf die einzelnen harmonischen Frequenzen abgestimmten Resonanzgliedern K33, K53 . . . K" 3, welche den dritten, fünften ... bzw. n-ten harmonischen Frequenzen zugeordnet sind, sowie einen Mischverstärker K4 zur Verstärkung der Ausgangsleistung der vorerwähnten Resonanzglieder.The principle of the invention is initially in connection with the circuit diagram of A b b. 1 described. The switching arrangement comprises an alternating voltage source S, an impedance Zg, a nonlinear load ZL, a feedback amplifier AM, a main resonance branch MRB and a coupling transformer T which couples the amplifier AM to the resonance branch MRB. Amplifier, transformer and resonance branch are connected in such a way that the voltage e existing in the circuit and caused by the harmonic voltage component ei of the alternating voltage source S or the load ZL. can be fed to the input terminals 1 and 2 of the feedback amplifier AM. As in A b b. 3 and 4, the feedback amplifier AM consists of a network KI for damping the fundamental frequency, of a phase compensator K_ to compensate for the phase of the feedback voltage, of a frequency-selective amplifier K3 with resonance elements K33, K53 connected in parallel and tuned to the individual harmonic frequencies . . . K "3, which are assigned to the third, fifth ... or n-th harmonic frequencies, as well as a mixer amplifier K4 for amplifying the output power of the aforementioned resonance elements.

Bei der Anordnung nach A b b. 1 wird die Ausgangsleistung des erwähnten Rückkopplungsverstärkers AM dessen Eingangsklemmen 1 und 2 über einen Koppelübertrager T, eine Drosselspule La mit gesättigtem Eisenkern und über einen Hauptresonanzzweig MRB zugeführt. Letzterer besteht aus einer Vielzahl von parallel geschalteten Resonanzgliedern, welche sich jeweils aus einer Spule L3, einem Widerstand R3 und einem Kondensator C3 usw. und letztlich einer Spule L", einem Widerstand R" und einem Kondensator C" zusammensetzen. Die einzelnen Resonanzglieder sind darin so bemessen, daß sie jeweils mit der dritten, fünften ... n-ten harmonischen Frequenz in Resonanz sind.With the arrangement according to A b b. 1, the output power of the aforementioned feedback amplifier AM is fed to its input terminals 1 and 2 via a coupling transformer T, a choke coil La with a saturated iron core and via a main resonance branch MRB. The latter consists of a large number of resonance elements connected in parallel, each composed of a coil L3, a resistor R3 and a capacitor C3 etc. and ultimately a coil L ", a resistor R" and a capacitor C ". The individual resonance elements are in it dimensioned so that they are each in resonance with the third, fifth ... nth harmonic frequency.

Das kennzeichnende Merkmal der Erfindung besteht darin, daß die Ausgangsleistung des Verstärkers AM derart zu dessen Eingang zurückgeführt wird, daß der der Grundfrequenz entsprechende Strom im Hauptresonanzzweig MRB durch die zu letzterem parallel geschaltete Induktionsspule L1 unterdrückt werden kann und die von der Anschaltung der erwähnten Induktionsspule L1 herrührenden tieffrequenten Schwingungen durch eine mit der Sekundärseite des Koppelübertragers T verbundene Drosselspule L" beseitigt werden können.The characteristic feature of the invention is that the output power of the amplifier AM is fed back to its input in such a way that the current corresponding to the fundamental frequency in the main resonance branch MRB can be suppressed by the induction coil L1 connected in parallel to the latter and that of the connection of the induction coil L1 mentioned Low-frequency vibrations caused by a connected to the secondary side of the coupling transformer T choke coil L "can be eliminated.

Die Wirkungsweise der vorliegenden Erfindung wird im folgenden in Verbindung mit A b b. 1 beschrieben. Die Last ZL sei zunächst außer Betracht gelassen. Des weiteren sei die Grundfrequenz der Quellenspannung S mit El, die n-te höhere Harmonische mit ei und die verbleibende n-te höhere Harmonische zwischen den Verbindungsleitungen ml und in, mit e. bezeichnet. Wenn die Induktivität L1 und die Drosselspule L, vernachlässigt werden, ist das Verhältnis der Spannungen et und e" durch die folgende Gleichung (1) gegeben: wobei K1, K#, K3 und K4 die Rückkopplungs-Übertragungsfaktoren der Glieder K,', K2', K.3' und K4' darstellen, während Z" die Impedanz des aus Spule L.", Widerstand R" und Kondensator C" bestehenden Resonanzzweiges ist. Die letztere Impedanz wird im Resonanzfall größengleich mit R".The mode of operation of the present invention is described below in connection with A b b. 1 described. The burden ZL is initially disregarded. Furthermore, let the fundamental frequency of the source voltage be S with El, the nth higher harmonic with ei and the remaining nth higher harmonic between the connecting lines ml and in with e. designated. If the inductance L1 and the choke coil L, are neglected, the ratio of the voltages et and e "is given by the following equation (1): where K1, K #, K3 and K4 represent the feedback transmission factors of the elements K, ', K2', K.3 'and K4', while Z "represents the impedance of the coil L.", resistor R "and capacitor C" existing resonance branch is. The latter impedance is equal to R ″ in the case of resonance.

Unter der von der folgenden Gleichung (2) angegebenen Bedingung geht die Gleichung (1) in die Gleichung (3) über, in der K5 den durch die Impedanzen Z, und Z, bestimmten Übertragungsfaktor darstellt. In Gleichung (3) wird das Verhältnis dann sehr klein, wenn der Faktor K1, K." K3, K4, K5 genügend groß gewählt wird. Dieses entspricht dem Fall, daß die höhere harmonische Spannung e; kurzgeschlossen ist. Die Gleichung (3) kann durch das Blockschaltbild der A b b. 2 dargestellt werden, in dem der Faktor K1, K." K3, K4 den Rückkopplungs-Übertragungsfaktor des Rückkopplungsverstärkers AM und der Faktor KS den durch die Impedanzen Z, und Zn bedingten Übertragungsfaktor bedeuten. Zur Stabilisierung der Bedingung der Gleichung (3) ist es notwendig, daß der Phasenwinkel des Faktors K1, K2, K3, K4, K5 immer innerhalb 180° liegt. Dies kann dadurch erreicht werden, daß die frequenzselektiven Resonanzelemente K33, K53 ... K"" wie in A b b. 3 gezeigt, parallel geschaltet werden, d. h. wenn die Ausgangsleistung des Phasenkompensators K, über die Klemmen 5 und 6 den parallel geschalteten Vakuumröhren V31, V51 . . . V", der frequenzselektiven Resonanzglieder K33, K53 ... K"3 zugeführt wird. Im Falle des frequenzselektiven Resonanzgliedes K3.3 der dritten Harmonischen fällt, wenn die zwischen den Klemmen 5 und 6 vorhandene harmonische Frequenz dem Steuergitter der Vakuumröhre V.31 zugeführt wird, diese am Anodenwiderstand R" geeignet verstärkt an. Diese verstärkte Spannung wird dem Steuergitter der Vakuumröhre V33 zugeführt. Der Anodenstrom der Vakuumröhre V33 fällt an deren Kathodenwiderstand Rk verstärkt an und gelangt über einen Kondensator CK zu einem Doppel-T-Netzwerk ß3, welches auf die dritte Harmonische abgestimmt ist. Auf diese Weise werden durch die Röhre V3, mit Ausnahme der Dritten alle anderen Harmonischen beseitigt, und am Widerstand Rk fällt nur die gewünschte dritte Harmonische an. Der Spannungsabfall am Widerstand Rk wird dem Steuergitter der Vakuumröhre V3", des Mischverstärkers K4 zugeführt. Die anderen harmonischen Spannungen, nämlich die fünfte, siebente ... n-te Harmonische, gelangen in gleicher Weise zu den Steuergittern der anderen Vakuumröhren V @ "" V7,... V"," des Mischverstärkers K4 und erzeugen dort entsprechende harmonische Anodenwechselspannungen. Diese harmonischen Anodenwechselspannungen werden gemischt und danach in einem Leistungsverstärker AMP verstärkt. Diese verstärkte Spannung wird als harmonische Rückkopplungsspannung KI, K@" K3, K4, e, durch den Koppelübertrager T dem Stromkreis entnommen.Under the condition given by the following equation (2), the equation (1) is transformed into the equation (3) in which K5 represents the transmission factor determined by the impedances Z i and Z i. In equation (3), the ratio becomes then very small if the factor K1, K, K3, K4, K5 is chosen to be sufficiently large. This corresponds to the case that the higher harmonic voltage e; is short-circuited. Equation (3) can be derived from the block diagram of A b b . 2 are shown in which the factor K1, K. " K3, K4 denote the feedback transfer factor of the feedback amplifier AM and the factor KS denote the transfer factor caused by the impedances Z and Zn. To stabilize the condition of equation (3), it is necessary that the phase angle of the factor K1, K2, K3, K4, K5 is always within 180 °. This can be achieved in that the frequency-selective resonance elements K33, K53 ... K "" as in A b b. 3, are connected in parallel, ie when the output power of the phase compensator K is connected to the parallel connected vacuum tubes V31, V51. . . V ", the frequency-selective resonance elements K33, K53 ... K" 3 is supplied. In the case of the frequency-selective resonance element K3.3 of the third harmonic, when the harmonic frequency present between terminals 5 and 6 is fed to the control grid of the vacuum tube V.31, it is appropriately amplified at the anode resistor R ". This amplified voltage is fed to the control grid of the The anode current of the vacuum tube V33 increases at its cathode resistance Rk and passes through a capacitor CK to a double-T network β3, which is tuned to the third harmonic the third eliminates all other harmonics, and only the desired third harmonic occurs at the resistor Rk. The voltage drop at the resistor Rk is fed to the control grid of the vacuum tube V3 "of the mixer amplifier K4. The other harmonic voltages, namely, the fifth, seventh ... n-th harmonic, arrive in the same manner to the control grids of the other vacuum tubes V @ "" V7, ... V "," the mixing amplifier K4 and generate respective there harmonic anode AC voltages . These harmonic alternating anode voltages are mixed and then amplified in a power amplifier AMP. This amplified voltage is taken as harmonic feedback voltage KI, K @ "K3, K4, e, through the coupling transformer T from the circuit.

Im folgenden sei der Fall beschrieben, bei welchem die Grundwellen von Wechselspannungen der Frequenzen zwischen 45 und 55 Hz unterdrückt und die höheren Harmonischen dieser Spannungen verstärkt werden sollen. In diesem Fall wird eine gestaffelte Schaltung des Verstärkers angewendet, um die Grundwelle im Vergleich zu den höheren Harmonischen möglichst weitgehend zu dämpfen. Es werden z B. die Verstärkungselemente zur Unterdrückung der Spannungen mit den Frequenzen 45, 48, 51 und 55 Hz in Reihe hintereinandergeschaltet. Bei dieser Schaltung liegen die Verstärkungsfaktoren für die Grundwelle und für die höheren harmonischen Spannungen in der Größenordnung von 10-6 bzw. 10-1. Demgemäß wird die Grundwelle außerordentlich stark gedämpft. Da sich jedoch die Phasenwinkel der vorerwähnten Verstärkungsfaktoren für den Frequenzbereich zwischen 0 und oo Hz in dem weiten Bereich von -350° . . . ci 0" . . . c-,# -=-350° bewegen, läßt sich die Stabilitätsbedingung entsprechend Gleichung (3) nicht erfüllen.The following describes the case in which the fundamental waves suppressed by alternating voltages of frequencies between 45 and 55 Hz and the higher Harmonics of these tensions should be amplified. In this case a staggered Circuit of the amplifier applied to the fundamental wave to attenuate as much as possible compared to the higher harmonics. It will e.g. the reinforcement elements for suppressing the stresses with the frequencies 45, 48, 51 and 55 Hz connected in series. In this circuit lie the amplification factors for the fundamental and for the higher harmonic voltages on the order of 10-6 or 10-1. Accordingly, the fundamental wave becomes extraordinary heavily damped. However, since the phase angle of the aforementioned gain factors for the frequency range between 0 and 00 Hz in the wide range of -350 °. . . ci 0 "... c -, # - = - 350 °, the stability condition can be adjusted accordingly Do not meet equation (3).

Bei Parallelschaltung der Frequenzselektions-Resonanzglieder K3." K33 ... K" 3, wie in A b b. 3, gelingt jedoch die Begrenzung des Phasenwinkels auf ± 180°.When the frequency selection resonance elements K3. "K33 ... K" 3 are connected in parallel, as in A b b. 3, however, the phase angle can be limited to ± 180 °.

Wenn nun die harmonische Rückkopplungsspannung Ki, K", K3, K4, e6, wie in A b b. 1, durch den Hauptresonanzzweig MRB zu den Eingangsklemmen 1 und 2 des rückgekoppelten Verstärkers AM geleitet wird, ruft die Grundwelle El der Spannungsquelle S Ströme von Grundfrequenz und voreilender Phasenlage hervor, welche den Kapazitäten der Kondensatoren C3, CJ ... C., proportional sind und die Resonanzglieder des vorerwähnten Zweiges MRB durchfließen. Bei Außerachtlassung der Spule L1 und der Drossel L6 durchfließt in diesem Fall der resultierende Strom aus den eben erwähnten voreilenden Strömen in den Resonanzgliedern die Sekundärwicklung des Koppelübertragers T. Der Mischverstärker K4 der A b b. 3 und 4 kann dann nicht arbeiten.If now the harmonic feedback voltage Ki, K ", K3, K4, e6, as in A b b. 1, is passed through the main resonance branch MRB to the input terminals 1 and 2 of the feedback amplifier AM , the fundamental wave El calls the voltage source S currents Fundamental frequency and leading phase position, which are proportional to the capacitances of the capacitors C3, CJ ... C., and flow through the resonance elements of the aforementioned branch MRB mentioned leading currents in the resonance elements the secondary winding of the coupling transformer T. The mixer amplifier K4 of A b b. 3 and 4 can then not work.

Erfindungsgemäß liegt jedoch parallel zum Hauptresonanzzweig MRB die Induktivität L1. Die Zufuhr des voreilenden Stromes der Grundfrequenz zum Übertrager T kann daher wirksam unterdrückt werden, wenn die erwähnte Induktivität L1 so bemessen wird, daß ein nacheilender Strom von gleicher Amplitude, jedoch entgegengesetzter Phase wie der voreilende Strom des Zweiges MRB entsteht.According to the invention, however, lies parallel to the main resonance branch MRB Inductance L1. The supply of the leading current of the fundamental frequency to the transformer T can therefore be effectively suppressed if the aforementioned inductance L1 is dimensioned in this way becomes that a lagging current of the same amplitude, but opposite Phase in which the leading current of branch MRB arises.

Bei Zuschaltung der Induktivität L1 besteht jedoch die Gefahr, daß die tieffrequenten Anteile des übertragungsfaktors K1, K2, K3, K4, K"- zunehmen und sich ihre Phasenwinkel 180° annähern. Zur Vermeidung dieses Nachteiles werden die Ausgangsklemmen 3 und 4 des Koppelübertragers T mit einer im Sättigungsbereich arbeitenden Eisenkern-Drosselspule L6 parallel geschaltet. In A b b. 5 ist die Kennlinie der Induktivität der Drosselspule L6 in Abhängigkeit von deren Klemmenspannung V6 dargestellt. Die Kurve II wurde bei praktischen Versuchen mit der Frequenz f = 150 Hz gemessen. Für alle anderen Frequenzen als 150 Hz ist die Permeabilität der Drosselspule L6 immer gleich, solange der durch die Drossel fließende Strom gleichbleibt. Demgemäß erhält man die Kennlinie I für die Frequenz f = 1,5 Hz anhand der Kurve 1I, indem man die Kurve 1I um 1/loo des Spannungsmaßstabes von V6 nach links verschiebt. In gleicher Weise erhält man die Kennlinie III für die Frequenz f = 550 Hz, indem man die Kurve II um 556/15o des Spannungsmaßstabes von V6 nach rechts verschiebt. Im Fall einer Wechselspannung V6 von ungefähr 0,01 V und einer niederen Frequenz von 1,5 Hz steigt die Amplitude dieser Spannung allmählich an. Wenn diese Spannung aber 0,1 V überschreitet, nimmt die Induktivität der Drossel L6 plötzlich ab, und für Spannungen über 0,2 V stellt die Drossel L6 schon fast einen Kurzschluß dar. Es kommt dann keine Rückkopplung der Wechselspannung V6 durch die Spule L1 zustande, so daß Schwingungen vermieden werden. Im Gegensatz dazu steigt die Induktivität der Drosselspule L6 bei auszusiebenden Frequenzen zwischen 150 und 550 Hz auf 50 mH und ihr Blindwiderstand auf über 50 Ohm an, wenn eine höhere harmonische Spannung (V6 = 1 bis 10 V) dieser Frequenzen zwischen den Ausgangsklemmen 3 und 4 des Übertragers T auftritt. Da der gesamte Blindwiderstand dann mehr als etwa zehnmal so groß wie der Resonanzwiderstand des Resonanzzweiges MRB ist, fließt der ausgesiebte harmonische Ausgangsstrom des Übertragers T fast gänzlich durch den Hauptresonanzzweig MRB und nicht durch die Drosselspule L6.When the inductance L1 is switched on, however, there is a risk that the low-frequency components of the transmission factor K1, K2, K3, K4, K "- increase and their phase angles approach 180 °. To avoid this disadvantage, the output terminals 3 and 4 of the coupling transformer T are also an iron core choke coil L6 operating in the saturation range is connected in parallel. Fig. 5 shows the characteristic curve of the inductance of the choke coil L6 as a function of its terminal voltage V6. Curve II was measured in practical tests with the frequency f = 150 Hz all frequencies other than 150 Hz, the permeability of the choke coil L6 is always the same as long as the current flowing through the choke remains the same. Accordingly, the characteristic curve I for the frequency f = 1.5 Hz is obtained from the curve 1I by shifting the curve 1I to the left by 1/100 of the voltage scale from V6. In the same way, the characteristic III for the frequency f = 550 Hz is obtained by shifting the curve II by 556/150 of the voltage scale from V6 to the right. In the case of an AC voltage V6 of about 0.01 V and a low frequency of 1.5 Hz, the amplitude of this voltage gradually increases. However, if this voltage exceeds 0.1 V, the inductance of the choke L6 suddenly decreases, and for voltages above 0.2 V the choke L6 is almost a short circuit. There is then no feedback of the alternating voltage V6 through the coil L1 so that vibrations are avoided. In contrast, the inductance of the choke coil L6 increases to 50 mH at frequencies to be filtered out between 150 and 550 Hz and its reactance to over 50 ohms when a higher harmonic voltage (V6 = 1 to 10 V) of these frequencies between the output terminals 3 and 4 of the transformer T occurs. Since the total reactance is then more than about ten times as large as the resonance resistance of the resonance branch MRB, the filtered harmonic output current of the transformer T flows almost entirely through the main resonance branch MRB and not through the choke coil L6.

Gegenstand der Erfindung ist daher im wesentlichen eine Schaltanordnung mit einem frequenzselektiven rückgekoppelten Verstärker, welcher einen Resonanzverstärker mit parallel geschalteten und auf die einzelnen zu unterdrückenden harmonischen Spannungen abgestimmten Resonanzgliedern sowie einen Mischverstärker, welcher die Resultierende sämtlicher Ausgangsspannungen des erwähnten Resonanzverstärkers einem Hauptresonanzzweig zuführt, umfaßt, wobei die Ausgangsspannung des frequenzselektiven Verstärkers zu seinem Eingang zurückgekoppelt wird. Erfindungsgemäß wird der in dem vorerwähnten Hauptresonanzzweig fließende Strom der Grundwelle durch eine zum Hauptresonanzzweig parallel geschaltete Induktivität kompensiert, und die von letzterer hervorgerufenen gefährlichen tieffrequenten Schwingungen werden von einer mit der Sekundärseite des Ausgangsübertragers verbundenen gesättigten Eisenkerndrossel beseitigt. Mit dieser Einrichtung können höhere harmonische Spannungen, die zwischen zwei Punkten einer Wechselstrom-Schaltanordnung auftreten, in stabiler Arbeitsweise und mit Sicherheit beseitigt werden. Genauso bewährt sich die Erfindung bei elektrischen Meßeinrichtungen großer Genauigkeit, die eine elektrische Spannung von reiner Sinuswellenform benötigen.The invention therefore essentially relates to a switching arrangement with a frequency-selective feedback amplifier, which is a resonance amplifier with harmonics connected in parallel and on the individual to be suppressed Tensions matched resonance elements as well as a mixer amplifier, which the Resulting of all output voltages of the mentioned resonance amplifier one Main resonance branch supplies, comprises, the output voltage of the frequency-selective Amplifier is fed back to its input. According to the invention, the in the aforementioned main resonance branch flowing current of the fundamental wave through a to Main resonance branch compensates inductance connected in parallel, and that of the latter Dangerous low-frequency vibrations caused by one with the Secondary side of the output transformer connected saturated iron core choke eliminated. With this device higher harmonic tensions can be created between two points an AC switching circuit occur in a stable operation and with certainty be eliminated. The invention has also proven itself in electrical measuring devices high accuracy that require an electrical voltage of pure sine waveform.

Claims

Claims: 1. Device for eliminating harmonic voltages in an AC network using one tuned to the harmonics Main resonance branch and a frequency-selective amplifier, d a d u r c h g e -k e n n n z e i c h n e t that the amplifier consists of a resonance amplifier with connected in parallel and matched to the individual harmonics to be suppressed Resonance elements and a mixer amplifier for combining the output voltages of the resonance amplifier, the one lying in series with the main resonance branch Output the output voltage of the main resonance branch with opposite phase feeds.

2. Device according to claim 1, characterized in that parallel to the Main resonance branch an inductance dimensioned in this way is connected, that the fundamental wave current flowing through the main resonance branch is compensated.

3. Device according to claim 1 and 2, characterized in that in the output circuit of the amplifier there is an iron core choke coil dimensioned in such a way that the low-frequency vibrations generated by the inductance are eliminated. Documents considered: German Patent No. 653 957; British Patent No. 681 148; Elektrizitätswirtschaft, 56 (1957), pp. 1.86 ff.