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Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines sägezahnförmigen
Stromes in einer Spule
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines sägezahnförmigen Stromes in einer Spule, bei der im Sägezahnhinlauf der ohmsche Spannungsabfall gross ist gegenüber dem induk- tiven Spannungsabfall, insbesondere zur Vertikalablenkung von einem oder mehreren Elektronenstrahlen in der Bildröhre eines Fernsehempfängers.
Während die Ablenkspulen bei Zeilenfrequenz im Hinlauf des sägezahnförmigen Ablenkstromes noch im wesentlichen eine Induktivität darstellen, trifft dies für die sehr viel niedrigere Frequenz der Vertikalablenkung nicht zu. In diesem Falle stellt die Ablenkspule im wesentlichen einen ohmschen Widerstand mit nur geringer induktiver Komponente dar. Bei dem sehr viel schnelleren Rücklauf trifft diese Feststellung allerdings schon nicht mehr zu. Zur Erzielung eines linearen Anstiegs des Spulenstroms während des Hinlaufs ist daher auch ein linearer Anstieg der Spulenspannung erforderlich.
Dieser Spannungsanstieg an der Ablenkspule wird in bekannter Weise durch eine Röhre erzeugt, die direkt odertransformatorisch an die Spule angekoppelt ist und deren Steuerspannung durch langsame Aufladung eines Ladekondensators über einen Widerstand und schnelle Entladung über eine weitere Röhre, z. B. einen Sperrschwinger, erzeugt wird. Bei transformatorischer Ankopplung der Röhre an die Ablenkspule ist es aus Preisgründen üblich, einen relativ kleinen Transformator zu verwenden, wobei der Ablenkstrom in den Ablenkspulen von einem Sägezahn beträchtlich abweicht. Es ist bekannt, zur Linearisierung der ansteigenden Flanke des Sägezahnstromes in der Spule eine frequenzabhängige Gegenkopplung vom Transformator bzw. vom Anodenkreis der Röhre auf den Ladekondensator vorzunehmen.
Diese Gegenkopplung wird bei einer bekannten Schaltung durch einen zwischen den Transformator (bzw. die Anode) und den Ladekondensator eingeschalteten kapazitiven Spannungsteiler bewirkt, dessen Abgriffpunkt über ein oder mehrere ohmsche Widerstände an einen Punkt von zumindest nahezu festem Potential gelegt ist. Unter einem nahezu festen Potential ist in diesem Falle eine Spannung zu verstehen, die, verglichen mit der auf der andern Seite des Widerstandes stehenden Spannung, nur geringe Schwankungen aufweist.
Der kapazitive Spannungsteiler ist so bemessen, dass der erste im Gegenkopplungsweg liegende Kondensator zusammen mit dem im Querzweig eingeschalteten ohmschen Widerstand ein Differenzierglied bildet, welches die Gegenkopplung für die niedrigsten Frequenzen verringert, wodurch noch vorhandene Fehler und Abweichungen von der Sägezahnform, die durch die endliche Induktivität des Transformators hervorgerufen werden, korrigiert werden. Der verbleibende Teil des kapazitiven Spannungsteilers stellt ein Integrationsglied dar, welches die Gegenkopplungsspannung dem in den Ablenkspulen fliessenden Strom proportional macht und die Rücklaufspannungsspitze aussiebt.
Bei Verwendung einer Kathodenstrahlröhre, deren Krümmungshalbmesser des Schirmes grösser ist als der Abstand dieses Schirmes vom Ablenkzentrum der zur Vertikalablenkung dienenden Ablenkspule, ist es zur Vermeidung des dadurch bedingten Tangensfehlers bekannt, den Ablenkstrom S-förmig zu bemessen. Zu diesem Zweck wird bei einer bekannten Anordnung die Form der Steuergitterspannung der Röhre, in deren Anodenkreis die Spule liegt, geändert, indem die am Ladekreis wirksame Spannung ge- ändert wird. Es ist auch bekannt, eine S-förmige Verzerrung der Steuerspannung dadurch hervorzurufen, dass das dem Kondensator abgewendete Ende des Ladewiderstandes über ein integrierendes Netzwerk mit der Anode der gesteuerten Röhre verbunden ist und die Zeitkonstante dieses Netzwerkes wenigstens
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das zweifache der Dauer der Periode einer Abtastung beträgt.
Mit dieser bekannten Schaltung ist es jedoch nicht möglich, sowohl den Tangensfehler als auch den Einfluss des Transformators optimal zu kompensieren. Man könnte zwar daran denken, den Tangensfehler in der unteren Bildhälfte durch geringere Vorverzerrung der Steuerspannung zu kompensieren und die dadurch verursachte Dehnung des gesamten Bildes in der oberen Bildhälfte durch das einstellbare Integrationsglied zu kompensieren, doch erstreckt sich der Wirkungsbereich dieses Gliedes nur auf wenige Zeilen am oberen Bildrand, ist also für die Tangensentzerrung nicht brauchbar.
Durch die Erfindung wird eine Schaltung zur Beseitigung des Tangensfehlers und zur Linearisierung der ansteigenden Sägezahnflanke vorgeschlagen, die von der beschriebenen Schaltung mit frequenzabhängiger Gegenkopplung durch einen kapazitiven Spannungsteiler ausgeht und darin besteht, dass der zwischen den Abgriff des kapazitiven Spannungsteilers und ein nahezu festes Potential eingeschaltete Linearitätsregler zur Tangensentzerrung mit einem oder mehreren, eine zusätzliche Vorverzerrung der Steuerspannung bewirkenden Schaltungselement so verbunden ist, dass bei kurzgeschlossenem Linearitätsregler die zusätzliche Vorverzerrung minimal oder abgeschaltet ist.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird zwischen der Anode der die Ablenkspulen speisenden Röhre und einen Abgriffpunkt des zwischen den kapazitiven Spannungsteiler und das nahezu konstante Potential eingeschalteten ohmschen Widerstand ein zusätzlicher ohmscher Widerstand geschaltet und der vom Abgriff des kapazitiven Spannungsteilers zum festen Potential geschaltete Widerstand zwischen dem Anschlusspunkt des zusätzlichen Widerstandes und dem festen Potential regelbar ausgebildet, so dass mit diesem Regler die Balance zwischender Linearität in der unteren und oberen Bildhälfte und die Kompensation des Tangensfehlers eingestellt werden kann.
Dadurch wird erreicht, dass dem Abgriffpunkt des Spannungsteilers, d. h. dem Integrationsglied ein unverzerrter Anteil der Anodenwechselspannung der Röhre zugeführt wird, der eine Verringerung der frequenzabhängigen Gegenkopplung im letzten Teil (entsprechend dem unteren Bildrand) und eine Erhöhung der Gegenkopplung im ersten Teil des Sägezahnhinlaufs bewirkt. Bei kurzgeschlossenem Regler ist der eingeführte unverzerrte Anteil für die Gegenkopplung Null.
Zur näheren Erläuterung der Erfindung wird im folgenden ein Ausführungsbeispiel an Hand der Zeichnung näher erläutert.
In Fig. 1 ist das Prinzipschaltbild einer Vertikalablenkschaltung dargestellt, bei der die Ablenkspulen 1 über einen Transformator 2 mit der Anode einer Verstärkerröhre 3 verbunden sind. Die Anode der Röhre 3 ist über die Primärwicklung 4 des Transformators 2 mit der Betriebsspannung + Ug verbunden. Dem Steuergitter der Verstärkerröhre wird von einem Ladekondensator 5 über einen Koppelkondensator 6 eine annähernd sägezahnförmige Steuerspannung zugeführt, die durch Aufladung des Kondensators 5 über einen Widerstand 7 und durch Entladung über einen Sperrschwinger 8 gewonnen wird.
Zur Linearisierung des in den Ablenkspulen l fliessenden sägezahnförmigen Stromes ist zwischen die Anode und das Steuergitter der Verstärkerröhre 3 ein Gegenkopplungskanal eingeschaltet, der einen kapazitiven Spannungsteiler aus den Kondensatoren 9 und 10 sowie zwei zwischen dem Verbindungspunkt c der Kondensatoren 9, 10 und Masse eingeschalteten Widerständen 11 und 12 enthält. Der Widerstand 12 ist regelbar ausgebildet. Ausserdem befindet sich im Gegenkopplungskanal ein regelbarer Widerstand 13, dessen dem kapazitiven Span- nungsteiler abgewandtes Ende mit dem Koppelkondensator 6 oder dem Ladekondensator 5 verbunden ist.
Zwischen die Anode der Röhre 3 bzw. den Punkt b des Gegenkopplungskanals und den Verbindungspunkt 14 der im Querzweig eingeschalteten Widerstände 11 und 12 ist ein Widerstand 15 eingeschaltet, der das Differenzierglied 9, 11 schwächt und dem Punkt c einen unverzerrten Anteil der Sägezahnspannung von der Anode der Röhre 3 überlagert. Ausserdem kann der Verbindungspunkt 14 über die Serienschaltung eines Kondensators 16 und eines Widerstands 17 mit dem Verbindungspunkt 18 des Kondensators 10 und des Widerstandes 13 verbunden werden. Der Gitterableitwiderstand der Röhre 3 ist mit 19, ein RC-GIied im Kathodenkreis der Röhre 3 mit 20, 21 bezeichnet. An den Verbindungspunkt der Kathode der Röhre 3 mit demRC-Glied 20, 21 (vgl. Fig. 3) oder an Masse (vgl.
Fig. l) ist der Fusspunkt des Ladekondensators 5 angeschlossen.
Die Wirkungsweise der soweit beschriebenen Schaltung wird im folgenden an Hand der Fig. 2 erläutert.
Um den Tangensfehler zu vermeiden, wird die am Ladekondensator 5 stehende nach einer e-Funktion ansteigende Spannung durch frequenzabhängige Gegenkopplung soweit vorverzerrt, dass der Sägezahnstrom in den Ablenkspulen, von der Bildmitte aus gesehen, kontinuierlich gegenüber dem linearen Verlauf verringert wird. Dem linearen Verlauf wird dadurch eine S-förmige Komponente überlagert. Die sich durch die Gegenkopplung ergebende Spannung am Ladekondensator 5 ist in Fig. 2 mit a bezeichnet.
Die Anodenwechselspannung der Röhre 3 am Punkt b ist in Fig. 2 mit b bezeichnet. Diese Spannung wird
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durch dasRC-Glied 9, 11, 12 differenziert, so dass die niederen Frequenzen im Gegenkopplungskanal nicht wirksam werden bzw. geschwächt werden. Durch das folgende Integrationsglied 13, 6, 5 wird der Rucklaufimpuls (22 in Fig. 2c) ausgesiebt und die dem Steuergitter der Röhre 3 zugeführte Gegenkopplungspannung dem Strom in den Ablenkspulen annähernd proportional gemacht. Ausserdem gelangt die Anodenwechselspannung über den Widerstand 15 zum Abgriff 14 des Spannungsteilers 11, 12, so dass die Widerstände 12, 15 als Spannungsteiler für die unverzerrte Anodenwechselspannung dienen und für die Grösse des dem Abgriff c zugeführten Anteils dieser Spannung massgeblich sind. Die am Punkt c stehende Spannung ist in Fig. 2 mit c bezeichnet.
Dabei stellt der gestrichelte Verlauf die tatsächlichen Verhältnisse nach Einfügung des Widerstandes 15 dar. Die grössere Steilheit im ersten Teil des Hinlaufes ergibt sich sowohl durch den Anteil der Anodenwechselspannung als auch durch die vergrösserte Differenzierwirkung des Gliedes 9, 11, 12, die erforderlich ist, um von Bildanfang bis Bildmitte eine allmählich abnehmende Drängung der Zeilen zu erzielen wie es für die Tangensentzerrung erwünscht ist. Durch die für die obere Bildhälfte bewirkte erhöhte Differenzierung wird zugleich, da der Regler 12 als Balanceregler wirkt, eine Beeinflussung der unteren Bildhälfte verursacht. Bei der bekannten Schaltung, also ohne Verwendung des
Widerstandes 15, würde sich eine solche Bemessung des Differenziergliedes als starke Dehnung der unteren Bildhälfte bemerkbar machen.
Durch die Einfügung des Widerstandes 15 wird aber eine zusätzliche (frequenzunabhängige) Gegenkopplung eingeführt, die sich in der oberen Bildhälfte stärker auswirkt als in der unteren Bildhälfte, da die Anodenwechselspannung dort grösser ist.
Ist der Regler 12 in Fig. l kurzgeschlossen, so ist die Differenzierwirkung des Gliedes 9, 11, 12 am grössten, die Grenzfrequenz am höchsten. Damit ist die Drängung der Zeilen am Bildanfang und die Dehnung der Zeilen am Bildende am grössten. Der Anteil der unverzerrten Anodenwechselspannung ist Null. Wird der Wert des Widerstandes 12 erhöht, so macht sich neben der Verringerung der Differenzierwirkung, wodurch die Drängung bzw. Dehnung der Zeilen gleichmässig verringert wird, der unverzerrte Anteil der Anodenwechselspannung am Punkt 14 bemerkbar, der sich im wesentlichen in der oberen Bildhälfte verzögernd auswirkt. Die am Steuergitter der Röhre 3 stehende Spannung ist in Fig. 2 mit d bezeichnet.
In Fig. 3 ist eine praktisch ausgeführte Schaltung nach Fig. 1 dargestellt.
Fig. 4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem gleiche Schaltungselemente wie in Fig. 1 mit gleichen Bezugszeichen versehen sind. Bei dieser Schaltung wird der Linearitätsregler im Querzweig des kapazitiven Spannungsteilers 9, 10 durch die Parallelschaltung eines Widerstandes 25 und einer Serienschaltung eines regelbaren Widerstandes 26 und eines Widerstandes 27 gebildet. Der Abgriff 28 dieser Serienschaltung ist über einen Kondensator 29 mit der Anode der Röhre 3 verbunden.
Bei kurzgeschlossenem Regler 26 sind die Kondensatoren 9 und 29 parallelgeschaltet. Da in diesem Fall auch die Widerstände 25 und 27 parallelgeschaltet sind, hat so das gebildete Differenzierglied seine höchste Grenzfrequenz. Bei Vergrösserung des Widerstandes 26 wird der Gesamtwiderstand im Querzweig grösser und der Einfluss des Kondensators 29 geringer, derart, dass die Grenzfrequenz kontinuierlich erniedrigt wird. Dies wird dadurch erreicht, dass der Gesamtwiderstand schneller zunimmt als die Kapazität verringert wird. Durch diese Massnahme wird erreicht, dass die Beeinflussung, d. h. die Zeilen in der unteren Bildhälfte mehr gedrängt werden als die Zeilen in der oberen Bildhälfte gedehnt werden, so dass im Gesamtbild die Bildmitte gedehnt und die obere und untere Bildhälfte gedrängt werden.
Für die Dimensionierung der Widerstände 25, 26, 27 ist es notwendig, dass der Widerstand 25 gross gegenüber dem Widerstand 27 ist, wobei die Parallelschaltung dieser Widerstände etwa 100 Kn und die Parallelschaltung der Kondensatoren 9 und 29 etwa 33 nF betragen soll.
In Fig. 5 ist eine Schaltung dargestellt, bei der der Linearitätsregler 12 mechanisch mit einem regelbar ausgebildeten Teil 30 des Gitterableitwiderstandes 19 gekuppelt ist. Dadurch wird erreicht, dass die linearität der dem Steuergitter der Röhre 3 zugeführten Steuerspannung in Abhängigkeit von der Stellung des Linearitätsreglers verändert werden kann.
Fig. 6 zeigt eine Schaltung, bei der an den Abgriff eines in den Querzweig des kapazitiven Spannungsteilers eingeschalteten ohmschen Spannungsteilers der Fusspunkt des Gitterableitwiderstandes 19 angeschlossen ist, dessen einer Teilwiderstand als Potentiometer 31 ausgebildet ist, wobei der Schleifer dieses Potentiometers mit dem nahezu konstanten Potential verbunden ist.
In den Schaltungen nach Fig. 5 und 6 kann zusätzlich noch der Widerstand 15 der Fig. l eingefügt werden.
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Circuit arrangement for generating a sawtooth-shaped
Current in a coil
The invention relates to a circuit arrangement for generating a sawtooth-shaped current in a coil, in which the ohmic voltage drop in the sawtooth trace is large compared to the inductive voltage drop, in particular for vertical deflection of one or more electron beams in the picture tube of a television receiver.
While the deflection coils still essentially represent an inductance at the line frequency in the trajectory of the sawtooth deflection current, this does not apply to the much lower frequency of the vertical deflection. In this case, the deflection coil essentially represents an ohmic resistance with only a small inductive component. With the much faster return, however, this statement no longer applies. To achieve a linear increase in the coil current during the trace, a linear increase in the coil voltage is therefore also necessary.
This increase in voltage at the deflection coil is generated in a known manner by a tube which is coupled directly or via a transformer to the coil and whose control voltage is generated by slowly charging a charging capacitor through a resistor and quickly discharging it through another tube, e.g. B. a blocking oscillator is generated. In the case of a transformer coupling of the tube to the deflection coil, it is customary for reasons of price to use a relatively small transformer, the deflection current in the deflection coils deviating considerably from a sawtooth. It is known to linearize the rising edge of the sawtooth current in the coil with a frequency-dependent negative feedback from the transformer or from the anode circuit of the tube to the charging capacitor.
In a known circuit, this negative feedback is caused by a capacitive voltage divider connected between the transformer (or the anode) and the charging capacitor, the tapping point of which is connected to a point of at least almost fixed potential via one or more ohmic resistors. In this case, an almost fixed potential is to be understood as a voltage which, compared with the voltage on the other side of the resistor, has only slight fluctuations.
The capacitive voltage divider is dimensioned in such a way that the first capacitor in the negative feedback path, together with the ohmic resistor connected in the shunt branch, forms a differentiating element which reduces negative feedback for the lowest frequencies, which means that errors and deviations from the sawtooth shape that are still present due to the finite inductance caused by the transformer. The remaining part of the capacitive voltage divider is an integration element which makes the negative feedback voltage proportional to the current flowing in the deflection coils and filters out the return voltage peak.
When using a cathode ray tube whose radius of curvature of the screen is greater than the distance of this screen from the deflection center of the deflection coil used for vertical deflection, it is known to measure the deflection current in an S-shape to avoid the resulting tangent error. For this purpose, in a known arrangement, the shape of the control grid voltage of the tube, in whose anode circuit the coil is located, is changed by changing the voltage effective at the charging circuit. It is also known to cause an S-shaped distortion of the control voltage in that the end of the charging resistor facing away from the capacitor is connected to the anode of the controlled tube via an integrating network and the time constant of this network at least
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twice the duration of the period of a sample.
With this known circuit, however, it is not possible to optimally compensate both the tangent error and the influence of the transformer. Although one could think of compensating for the tangent error in the lower half of the image by lowering the predistortion of the control voltage and compensating for the resulting expansion of the entire image in the upper half of the image using the adjustable integration element, the effective range of this element only extends to a few lines upper edge of the picture, so it cannot be used for the tangent rectification.
The invention proposes a circuit for eliminating the tangent error and for linearizing the rising sawtooth edge, which is based on the circuit described with frequency-dependent negative feedback through a capacitive voltage divider and consists in the linearity regulator connected between the tap of the capacitive voltage divider and an almost fixed potential for tangent equalization with one or more circuit elements causing an additional predistortion of the control voltage is connected in such a way that the additional predistortion is minimal or switched off when the linearity controller is short-circuited.
In a preferred embodiment, an additional ohmic resistor is connected between the anode of the tube feeding the deflection coils and a tap point of the ohmic resistor connected between the capacitive voltage divider and the almost constant potential, and the resistance connected from the tap of the capacitive voltage divider to the fixed potential is between the connection point of the additional resistance and the fixed potential so that the balance between the linearity in the lower and upper half of the image and the compensation of the tangent error can be set with this controller.
It is thereby achieved that the tap point of the voltage divider, d. H. an undistorted portion of the anode alternating voltage of the tube is fed to the integration element, which causes a reduction in the frequency-dependent negative feedback in the last part (corresponding to the lower edge of the picture) and an increase in the negative feedback in the first part of the sawtooth trace. If the controller is short-circuited, the undistorted component introduced for the negative feedback is zero.
To explain the invention in more detail, an exemplary embodiment is explained in more detail below with reference to the drawing.
1 shows the basic circuit diagram of a vertical deflection circuit in which the deflection coils 1 are connected to the anode of an amplifier tube 3 via a transformer 2. The anode of the tube 3 is connected to the operating voltage + Ug via the primary winding 4 of the transformer 2. The control grid of the amplifier tube is supplied with an approximately sawtooth-shaped control voltage from a charging capacitor 5 via a coupling capacitor 6, which is obtained by charging the capacitor 5 via a resistor 7 and by discharging it via a blocking oscillator 8.
To linearize the sawtooth-shaped current flowing in the deflection coils l, a negative feedback channel is connected between the anode and the control grid of the amplifier tube 3, which has a capacitive voltage divider from the capacitors 9 and 10 and two resistors 11 connected between the connection point c of the capacitors 9, 10 and ground and 12 contains. The resistor 12 is adjustable. In addition, there is a controllable resistor 13 in the negative feedback channel, the end of which, facing away from the capacitive voltage divider, is connected to the coupling capacitor 6 or the charging capacitor 5.
Between the anode of the tube 3 or the point b of the negative feedback channel and the connection point 14 of the resistors 11 and 12 connected in the shunt branch, a resistor 15 is connected, which weakens the differentiating element 9, 11 and the point c an undistorted portion of the sawtooth voltage from the anode the tube 3 superimposed. In addition, the connection point 14 can be connected to the connection point 18 of the capacitor 10 and the resistor 13 via the series connection of a capacitor 16 and a resistor 17. The grid leakage resistance of the tube 3 is designated by 19, an RC element in the cathode circuit of the tube 3 by 20, 21. At the connection point of the cathode of the tube 3 with the RC element 20, 21 (see FIG. 3) or at ground (see FIG.
Fig. L) the base of the charging capacitor 5 is connected.
The mode of operation of the circuit described so far is explained below with reference to FIG.
In order to avoid the tangent error, the voltage at the charging capacitor 5, which increases according to an exponential function, is predistorted by frequency-dependent negative feedback to such an extent that the sawtooth current in the deflection coils, viewed from the center of the image, is continuously reduced compared to the linear curve. An S-shaped component is thereby superimposed on the linear course. The voltage at the charging capacitor 5 resulting from the negative feedback is denoted by a in FIG. 2.
The anode alternating voltage of the tube 3 at point b is denoted by b in FIG. This tension will
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Differentiated by the RC element 9, 11, 12, so that the lower frequencies in the negative feedback channel are not effective or are weakened. The return pulse (22 in Fig. 2c) is filtered out by the following integration element 13, 6, 5 and the negative feedback voltage supplied to the control grid of the tube 3 is made approximately proportional to the current in the deflection coils. In addition, the anode alternating voltage reaches the tap 14 of the voltage divider 11, 12 via the resistor 15, so that the resistors 12, 15 serve as voltage dividers for the undistorted anode alternating voltage and are decisive for the size of the portion of this voltage fed to the tap c. The voltage at point c is denoted by c in FIG.
The dashed curve represents the actual conditions after the insertion of the resistor 15. The greater steepness in the first part of the path results both from the component of the anode alternating voltage and from the increased differentiating effect of the element 9, 11, 12, which is required around to achieve a gradually decreasing compression of the lines from the beginning of the image to the middle of the image, as is desired for the tangent rectification. Due to the increased differentiation brought about for the upper half of the image, at the same time, since the regulator 12 acts as a balance regulator, the lower half of the image is influenced. With the known circuit, i.e. without using the
Resistance 15, such a dimensioning of the differentiating element would make itself felt as a strong expansion of the lower half of the picture.
By inserting the resistor 15, however, an additional (frequency-independent) negative feedback is introduced, which has a stronger effect in the upper half of the figure than in the lower half of the figure, since the anode alternating voltage is greater there.
If the regulator 12 in FIG. 1 is short-circuited, the differentiating effect of the element 9, 11, 12 is greatest, the limit frequency the highest. This means that the lines at the beginning of the picture are pushed together and the lines stretched out at the end of the picture. The proportion of the undistorted anode alternating voltage is zero. If the value of the resistor 12 is increased, the undistorted component of the anode alternating voltage at point 14 becomes noticeable in addition to the reduction in the differentiating effect, whereby the compression or expansion of the lines is uniformly reduced, which essentially has a delaying effect in the upper half of the picture. The voltage at the control grid of the tube 3 is denoted by d in FIG.
In Fig. 3 a practically executed circuit according to Fig. 1 is shown.
FIG. 4 shows a further exemplary embodiment of the invention in which the same circuit elements as in FIG. 1 are provided with the same reference symbols. In this circuit, the linearity regulator in the shunt arm of the capacitive voltage divider 9, 10 is formed by the parallel connection of a resistor 25 and a series connection of an adjustable resistor 26 and a resistor 27. The tap 28 of this series circuit is connected to the anode of the tube 3 via a capacitor 29.
When the controller 26 is short-circuited, the capacitors 9 and 29 are connected in parallel. Since the resistors 25 and 27 are also connected in parallel in this case, the differentiating element thus formed has its highest limit frequency. When the resistor 26 is increased, the total resistance in the shunt branch increases and the influence of the capacitor 29 decreases, so that the cut-off frequency is continuously reduced. This is achieved by the fact that the total resistance increases faster than the capacitance is decreased. This measure ensures that the influence, i. H. the lines in the lower half of the picture are pushed more than the lines in the upper half of the picture are stretched, so that in the overall picture the center of the picture is stretched and the upper and lower halves of the picture are pushed.
For the dimensioning of the resistors 25, 26, 27 it is necessary that the resistor 25 is large compared to the resistor 27, the parallel connection of these resistors being about 100 Kn and the parallel connection of the capacitors 9 and 29 about 33 nF.
In FIG. 5, a circuit is shown in which the linearity regulator 12 is mechanically coupled to a controllable part 30 of the grid bleeder resistor 19. This means that the linearity of the control voltage supplied to the control grid of the tube 3 can be changed as a function of the position of the linearity regulator.
Fig. 6 shows a circuit in which the base of the grid leakage resistor 19 is connected to the tap of an ohmic voltage divider connected to the shunt of the capacitive voltage divider, one part of which is designed as a potentiometer 31, the wiper of this potentiometer being connected to the almost constant potential is.
In the circuits according to FIGS. 5 and 6, the resistor 15 of FIG. 1 can also be inserted.