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Technisches Gebiet
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Die Erfindung betrifft eine Messschaltung zum Messen einer komplexen Impedanz für einen kapazitiven Messsensor ohne Schutzelektrode, der im Lademodus betrieben wird, insbesondere für Fahrzeuganwendungen, ein Verfahren zum Messen der Impedanz eines solchen kapazitiven Sensors und ein Softwaremodul zum Ausführen des Verfahrens.
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Stand der Technik
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Heutzutage ist die Verwendung von kapazitiven Erkennungssystemen mit kapazitiven Sensoren ohne Schutzelektrode, die im Lademodus betrieben werden, in Fahrzeugen weit verbreitet, zum Beispiel zur Erkennung der Belegung eines Fahrzeugsitzes.
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Zum Beispiel beschreibt das Dokument
JP-H11-78655 eine Fahrzeug-Sitzbelegungserkennungseinrichtung, die elektrische Feldsensoren umfasst. Ein Hochfrequenz-Oszillator, dessen Frequenz in etwa 100 kHz beträgt, ist über einen Widerstand an eine auf einem Fahrzeugsitz angeordnete Antennenelektrode angeschlossen. Dadurch wird ein elektrisches Wechselstrom-Differenzfeld zwischen der Antennenelektrode und der Kraftfahrzeugmasse erzeugt, so dass ein Ladestrom entsprechend dem elektrischen Wechselstromfeld durch den Widerstand fließt. Der Ladewechselstrom wird von dem Widerstand in eine Wechselspannung umgewandelt, die dann von einem Spannungspuffer zu einem Detektor mit einer Bandpassfilterfunktion übertragen wird, der eine Gleichstrom-Ausgangsspannung erzeugt.
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Falls ein Insasse auf dem Sitz sitzt, erhöht sich der zwischen der Antennenelektrode und der Kraftfahrzeugmasse fließende Strom, was das Vorhandensein des Insassen auf dem Sitz anzeigt.
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Eine Insassenerkennungseinrichtung zum Erkennen eines auf dem Beifahrersitz eines Fahrzeugs sitzenden Insassen ist in der US-Anmeldung 2002/0038947 beschrieben. Die Insassenerkennungseinrichtung weist mehrere elektrische Feldsensoren, die in einem unteren Teil und einem hinteren Teil des Sitzes vorgesehen sind, sowie einen Ladesensor und einen Beschleunigungssensor auf. Die elektrischen Feldsensoren sind mit einer Steuereinheit verbunden, die einen Hochfrequenz-Oszillator, einen Widerstand, einen Spannungspuffer und einen Detektor aufweist. Antennenelektroden werden von den Selektoren ausgewählt und zwischen dem Widerstand und einem Spannungspuffer angeschlossen. Ein Analog-Digital-Wandler führt an Ausgangssignalen der ausgewählten elektrischen Feldsensoren eine Analog-Digital-Wandlung aus. Digitale Ausgangssignale der elektrischen Feldsensoren, dem Knotensensor und dem Beschleunigungssensor, sind an eine Zentraleinheit angeschlossen, die nach vorbestimmten Kriterien basierend auf den Sensorausgangssignalen eine Sitzbelegung bestimmt.
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Aufgabenstellung
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Es ist wünschenswert, ein kostengünstiges Verfahren zum Messen der Impedanz eines kapazitiven Messsensors ohne Schutzelektrode, der im Lademodus betrieben wird, zur Verfügung zu stellen, der den Anforderungen der elektromagnetischen Verträglichkeit (EMV) in Kraftfahrzeugen entspricht.
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Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren zum Messen einer Impedanz eines kapazitiven Messsensors ohne Schutzelektrode, der im Lademodus betrieben wird, zur Verfügung zu stellen, bei dem weniger Hardwareteile und/oder kostengünstige Hardwareteile verwendet werden, das jedoch immer noch die EMV-Anforderungen für Kraftfahrzeuge erfüllt.
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Allgemeine Beschreibung der Erfindung
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Der Begriff „Fahrzeug”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, soll insbesondere so verstanden werden, dass er Personenkraftwagen, LKWs und Busse und dergleichen umfasst.
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Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird die Aufgabe durch ein Verfahren zum Messen der Impedanz eines kapazitiven Messsensors ohne Schutzelektrode, der im Lademodus betrieben wird, insbesondere in einer Fahrzeuganwendung, gelöst.
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Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte:
- – Kombinieren von mehreren synchronisierten Ausgangssignalen mit einer Prüfsignalfrequenz, wobei die mehreren synchronisierten Ausgangssignale durch wenigstens eine Pulsbreitenmodulationseinheit erzeugt werden, indem die synchronisierten Ausgangssignale addiert werden,
- – Anlegen einer Tiefpassfilterung an die addierten Ausgangssignale, um ein sinusförmiges Prüfsignal mit Prüfsignalfrequenz zu erzeugen;
- – Anlegen des sinusförmigen Prüfsignals an eine Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung, die wenigstens ein Impedanzelement und wenigstens einen Kondensator, die in Reihe geschaltet sind, sowie einen kapazitiven Sensor mit einer komplexen Impedanz umfasst, der mit der Prüfsignalfrequenz mit dem wenigstens einen Kondensator elektrisch parallel geschaltet ist;
- – Bestimmen einer Amplitude und relativen Phase, in Bezug auf das sinusförmige Prüfsignal, eines Sensorspannungssignals, das die komplexe Impedanz des kapazitiven Sensors anzeigt;
- – Anlegen des sinusförmigen Prüfsignals an eine Bezugsspannungsteilerschaltung, die im Wesentlichen mit der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung identisch ist, mit Ausnahme des Fehlens eines kapazitiven Sensors;
- – Bestimmen einer Amplitude und relativen Phase, in Bezug auf das sinusförmige Prüfsignal, eines Bezugsspannungssignals, das eine komplexe Impedanz der Bezugsspannungsteilerschaltung anzeigt;
- – Erhalten eines Differenzspannungssignals durch Subtrahieren des Bezugsspannungssignals von dem Sensorspannungssignal; und
- – Zuführen des Differenzspannungssignals an eine Vektordemodulatoreinheit zum Erhalten eines Realteils und eines Imaginärteils der komplexen Impedanz des kapazitiven Sensors.
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Der Begriff „Lademodus”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, ist insbesondere als ein Modus zum Messen eines Verschiebungsstroms zu verstehen, der durch das Vorliegen eines geerdeten Objekts in der Nähe einer einzelnen Sendeelektrode bewirkt wird (vgl. J. Smith et al., Electric field sensing for graphical interfaces, IEEE Comput. Graph. Appl., 18(3): 54–60, 1998).
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Der Begriff „Vektordemodulatoreinheit”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, ist insbesondere als ein Demodulator zu verstehen, der dafür ausgelegt ist, die Inphase-Komponente und die Quadraturkomponente von einem zusammengesetzten Eingangssignal relativ zu einem lokalen Oszillator wiederherzustellen. Vektordemodulationsmittel sind auf dem Fachgebiet der Sensorsignalverarbeitung allgemein bekannt und müssen daher hier nicht im Einzelnen beschrieben werden.
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Ein Vorteil des Verfahrens besteht darin, dass störende Wirkungen, wie ein Temperaturdrift, im Wesentlichen ausgeschaltet werden können, indem das Differenzspannungssignal zwischen Spannungssignalen aus zwei identischen Teilerschaltungen verwertet wird. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, dass sowohl das Bezugsspannungssignal als auch das Sensorspannungssignal individuell ausgewertet werden und die jeweilige Amplitude und die relative Phase in dem Mikrokontroller vor dem Subtrahieren der abgetasteten Signalwerte individuell bestimmt werden. In der Tat werden sowohl das Sensorspannungssignal als auch das Bezugsspannungssignal individuell in einem Analog-Digital-Wandler abgetastet, und die resultierenden Abtastwerte werden subtrahiert, um das Differenzspannungssignal zu erhalten.
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Ein weiterer Vorteil des Verfahrens besteht darin, dass der Einfluss des wenigstens einen Kondensators in allen identischen Teilerschaltungen, die als Unterdrückungsmittel für eine elektromagnetische Störung dienen, im Wesentlichen unterdrückt werden kann.
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Auch kann in einer geeigneten Ausführungsform die Impedanz des kapazitiven Sensors unter geringem Hardwareaufwand bestimmt werden.
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Vorzugsweise wird das sinusförmige Prüfsignal gleichzeitig an die Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung und die Bezugsspannungsteilerschaltung angelegt. Ebenso vorzugsweise werden die Schritte des Bestimmens der Amplitude und relativen Phase des Sensorspannungssignals bzw. des Bezugsspannungssignals gleichzeitig oder in großer zeitlicher Nähe ausgeführt. Der Begriff „in großer zeitlicher Nähe”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, ist insbesondere so zu verstehen, dass jedes Zeitintervall, das zwischen den beiden Perioden des Ausführens der Schritte des Bestimmens der Amplitude und relativen Phase vorliegen kann, kleiner als irgendeine der beiden Perioden ist.
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Bei einer bevorzugten Ausführungsform liegt die Prüfsignalfrequenz in einem Bereich zwischen 10 kHz und 500 kHz. In diesem Frequenzbereich sind Hardwarekomponenten zum Ausführen des Verfahrens kostengünstig und leicht erhältlich.
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In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst der Schritt des Bestimmens der Amplitude und relativen Phase des Sensorspannungssignals das Umwandeln des Sensorspannungssignals durch einen ersten Analog-Digital-Wandler in ein abgetastetes Sensorspannungssignal, und der Schritt des Bestimmens der Amplitude und relativen Phase des Bezugsspannungssignals umfasst das Umwandeln des Bezugsspannungssignals durch einen zweiten Analog-Digital-Wandler in ein abgetastetes Bezugsspannungssignal. Auf diese Weise können die zahlreichen Werkzeuge der digitalen Signalverarbeitung vorteilhaft eingesetzt werden.
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In noch einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfassen der Schritt des Bestimmens der Amplitude und relativen Phase des Sensorspannungssignals und der Schritt des Bestimmens der Amplitude und relativen Phase des Bezugsspannungssignals das Einsetzen eines Äquivalenzzeit-Abtastverfahrens, um die jeweiligen abgetasteten Spannungssignale zu erzeugen. Der Begriff „Äquivalenzzeit-Abtastverfahren”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, ist insbesondere als ein Abtastverfahren zu verstehen, bei dem nur ein momentanes Eingangssignal zum Zeitpunkt des Abtastens gemessen wird und das Eingangssignal nur einmal pro Auslösung abgetastet wird. Bei der nachfolgenden Abtastauslösung wird eine kleine zeitliche Verzögerung hinzugefügt und eine weitere Abtastung genommen. Die beabsichtigte Anzahl an Abtastungen bestimmt die resultierende Anzahl der Zyklen, die notwendig sind, um das Eingangssignal zu reproduzieren.
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Auf diese Weise können Anforderungen an die Hardwareeigenschaften, insbesondere bezüglich der Geschwindigkeit der Signalabwicklung und -verarbeitung, gesenkt werden, was zu geringeren Hardwarekosten führt.
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Bei einer Ausführungsform wird das Äquivalenzzeit-Abtastverfahren von einem Mikrokontroller durchgeführt und umfasst das Anwenden einer inkrementalen Zeitverzögerung zwischen aufeinanderfolgenden Abtastungen, die einer Taktperiode des Mikrokontrollers entspricht. Auf diese Weise kann die Impedanzmessung mit ausreichender Präzision in einer ausreichend kurzen Zeitdauer mit kostengünstiger Hardware ausgeführt werden.
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In einer Ausführungsform ist in einem vorausgehenden Schritt des Verfahrens folgendes vorgesehen:
- – wenigstens eine Hochfrequenzdrossel, die zwischen dem kapazitiven Sensor und der Reihenschaltung des wenigstens einen Impedanzelements und des wenigstens einen Kondensators der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung elektrisch in Reihe geschaltet ist, und
- – wenigstens ein zusätzlicher Kondensator, der mit dem kapazitiven Sensor elektrisch parallel geschaltet ist,
- – wenigstens eine Hochfrequenzdrossel, die zu der Hochfrequenzdrossel der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung im Wesentlichen identisch ist und die mit wenigstens einem zusätzlichen Kondensator, der zu dem zusätzlichen Kondensator der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung im Wesentlichen identisch ist, elektrisch in Reihe geschaltet ist, wobei die wenigstens eine Hochfrequenzdrossel und der wenigstens eine Kondensator mit dem wenigstens einen Kondensator der Bezugsspannungsteilerschaltung parallel geschaltet ist, um elektromagnetische Störung (EMI) zu unterdrücken.
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Durch Nutzung der Tatsache, dass die Bezugsspannungsteilerschaltung zu der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung identisch ist, kann der Einfluss der zusätzlichen EMI-Unterdrückungskomponenten verringert werden.
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In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist in einem vorausgehenden Schritt des Verfahrens eine Bezugsimpedanz vorgesehen, deren Impedanz a priori bekannt ist und welche mittels eines ferngesteuerten Schalters zwischen einem Zustand, in dem sie mit dem kapazitiven Sensor elektrisch parallel geschaltet ist, und einem Zustand, in dem sie von der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung getrennt ist, geschaltet werden kann. Der Schritt des Anlegens des sinusförmigen Prüfsignals an die Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung umfasst das Anlegen des sinusförmigen Prüfsignals, wenn die Bezugsimpedanz mit dem kapazitiven Sensor elektrisch parallel geschaltet ist, und das Anlegen des sinusförmigen Prüfsignals, wenn die Bezugsimpedanz elektrisch von der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung getrennt ist.
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Ferner umfasst der Schritt des Bestimmens der Amplitude und relativen Phase des Sensorspannungssignals, zusätzlich zum Bestimmen der Amplitude und relativen Phase des Sensorspannungssignals, wenn die Bezugsimpedanz von der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung elektrisch getrennt ist, das Bestimmen einer Amplitude und relativen Phase eines zweiten Sensorspannungssignals, wenn die Bezugsimpedanz mit dem kapazitiven Sensor elektrisch parallel geschaltet ist.
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Der Schritt des Erhaltens eines Differenzspannungssignals umfasst das Erhalten des Differenzspannungssignals durch Subtrahieren des abgetasteten Bezugsspannungssignals von dem abgetasteten Sensorspannungssignal und zusätzlich das Erhalten eines zweiten Differenzspannungssignals durch Subtrahieren des abgetasteten Bezugsspannungssignals von dem zweiten abgetasteten Sensorspannungssignal. Der Schritt des Zuführens des Differenzspannungssignals zur Vektordemodulatoreinheit wird anschließend für das Differenzspannungssignal und das zweite Differenzspannungssignal durchgeführt.
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Da die Bezugsimpedanz a priori bekannt ist und die Impedanz der Bezugsimpedanz durch Messung bestimmt wurde, kann die Transferfunktion der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung berechnet werden, und die gemessene komplexe Impedanz des kapazitiven Sensors kann durch die berechnete Transferfunktion korrigiert werden, wodurch die Präzision der Messung verbessert wird.
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Bei noch einer weiteren bevorzugten Ausführungsform ist in einem vorausgehenden Schritt des Verfahrens alternativ oder zusätzlich eine Bezugsimpedanz vorgesehen, deren Impedanz a priori bekannt ist und die mittels eines ferngesteuerten Schalters zwischen einem Zustand, in dem sie mit dem wenigstens einen Kondensator der Bezugsspannungsteilerschaltung elektrisch parallel geschaltet ist, und einem Zustand, in dem sie von der Bezugsspannungsteilerschaltung getrennt ist, geschaltet werden kann.
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Der Schritt des Anlegens des sinusförmigen Prüfsignals an die Bezugsspannungsteilerschaltung umfasst das Anlegen des sinusförmigen Prüfsignals, wenn die Bezugsimpedanz mit dem wenigstens einen Kondensator der Bezugsspannungsteilerschaltung elektrisch parallel geschaltet ist, und das Anlegen des sinusförmigen Prüfsignals an die Bezugsspannungsteilerschaltung, wenn die Bezugsimpedanz von der Bezugsspannungsteilerschaltung elektrisch getrennt ist.
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Der Schritt des Bestimmens der Amplitude und relativen Phase des Bezugsspannungssignals umfasst, zusätzlich zum Bestimmen der Amplitude und relativen Phase des Bezugsspannungssignals, wenn die Bezugsimpedanz von der Bezugsspannungsteilerschaltung elektrisch getrennt ist, das Bestimmen einer Amplitude und relativen Phase eines dritten Bezugsspannungssignals, wenn die Bezugsimpedanz mit dem wenigstens einen Kondensator der Bezugsspannungsteilerschaltung elektrisch parallel geschaltet ist.
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Der Schritt des Erhaltens eines Differenzspannungssignals umfasst das Erhalten des Differenzspannungssignals durch Subtrahieren des abgetasteten Bezugsspannungssignals von dem abgetasteten Sensorspannungssignal und zusätzlich das Erhalten eines dritten Differenzspannungssignals durch Subtrahieren des dritten abgetasteten Bezugsspannungssignals von dem abgetasteten Sensorspannungssignal.
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Der Schritt des Zuführens des Differenzspannungssignals zur Vektordemodulatoreinheit wird anschließend für das Differenzspannungssignal und das dritte Differenzspannungssignal durchgeführt.
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Da die Bezugsimpedanz a priori bekannt ist und die Impedanz der Bezugsimpedanz durch Messung bestimmt worden ist, kann wiederum die Transferfunktion der Bezugsspannungsteilerschaltung berechnet werden, und die gemessene komplexe Impedanz des kapazitiven Sensors kann durch die berechnete Transferfunktion korrigiert werden, wodurch die Präzision der Messung verbessert wird.
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Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung ist eine Impedanzmessschaltung zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Sensors, der im Lademodus betrieben wird, vorgesehen.
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Die Impedanzmessschaltung weist einen Mikrokontroller auf, der eine Prozessoreinheit, eine digitale Speichereinheit, eine Mikrokontroller-Systemuhr, mehrere synchronisierte Pulsbreitenmodulationseinheiten und eine Analog-Digital-Wandlereinheit umfasst. Derart ausgerüstete Mikrokontroller sind heutzutage in vielen Varianten im Handel erhältlich.
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Die Impedanzmessschaltung weist ferner eine Impulsgeneratoreinheit, die dafür konfiguriert ist, Ausgangssignale der mehreren synchronisierten Pulsbreitenmodulationseinheiten zu gewichten und zu addieren, wobei die Ausgangssignale die gleiche Prüfsignalfrequenz aufweisen und die Ausgangssignale eine definierte relative Phasenverschiebung zueinander zeigen, und eine Tiefpassfiltereinheit auf, die mit einem Ausgang der Impulsgeneratoreinheit in Reihe geschaltet und dafür konfiguriert ist, die addierten Ausgangssignale zu filtern, um ein sinusförmiges Prüfsignal mit der Prüfsignalfrequenz zu erzeugen.
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Außerdem umfasst die Impedanzmessschaltung eine Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung, die mit der Tiefpassfiltereinheit in Reihe geschaltet ist und wenigstens ein Impedanzelement und wenigstens einen Kondensator, die in Reihe geschaltet sind, umfasst. Der wenigstens eine Kondensator ist an den kapazitiven Sensor mit einer komplexen Impedanz anschließbar. Der kapazitive Sensor ist in einem angeschlossenen Zustand elektrisch mit dem wenigstens einen Kondensator mit der Prüfsignalfrequenz parallel geschaltet, und die Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung ist mit einem ersten Eingangsanschluss der Analog-Digital-Wandlereinheit verbunden.
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Der Begriff „Impedanzelement”, wie er in dieser Anmeldung verwendet wird, ist insbesondere so zu verstehen, dass er ohmsche Widerstände, Kondensatoren, Induktoren oder jede gewünschte Kombination von diesen umfasst.
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Dann weist die Impedanzmessschaltung eine Bezugsspannungsteilerschaltung auf, die mit der Tiefpassfiltereinheit in Reihe geschaltet und im Wesentlichen identisch zu der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung ist, mit Ausnahme des Fehlens von Verbindungen zum kapazitiven Sensor. Die Bezugsspannungsteilerschaltung ist mit einem zweiten Eingangsanschluss der Analog-Digital-Wandlereinheit verbunden.
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Außerdem weist die Impedanzmessschaltung eine Vektordemodulatoreinheit auf, die einen Quadraturdetektor umfasst und die dafür konfiguriert ist, eine Inphase-Komponente und eine Quadraturkomponente eines Signals in Bezug auf ein Bezugssignal zu trennen.
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Die Prozessoreinheit ist dafür konfiguriert, wenigstens Schritte von irgendeiner Ausführungsform des hier offenbarten Verfahrens auszuführen. Auf diese Weise kann die Impedanz des kapazitiven Sensors auf eine schnelle, zuverlässige und reproduzierbare Weise bestimmt werden, und die Verfahrensschritte können bei Bedarf ohne weiteres modifiziert werden.
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In einer Ausführungsform weist der Mikrokontroller ferner ein Multiplexgerät auf und die Analog-Digital-Wandlereinheit umfasst einen einzelnen Analog-Digital-Wandler, wobei das Multiplexgerät dafür konfiguriert ist, gesteuert von der Prozessoreinheit den ersten oder zweiten Eingangsanschluss der Analog-Digital-Wandlereinheit auf einen Eingangsanschluss des einzelnen Analog-Digital-Wandlers zu schalten. Hierdurch lassen sich Kosten für die Hardware weiter verringern.
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In einer anderen Ausführungsform weist die Impedanzmessschaltung ferner wenigstens eine Hochfrequenzdrossel, die zwischen dem kapazitiven Sensor und der Reihenschaltung des wenigstens einen Impedanzelements und des wenigstens einen Kondensators der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung elektrisch in Reihe geschaltet ist, und wenigstens einen zusätzlichen Kondensator auf, der mit dem kapazitiven Sensor elektrisch parallel geschaltet ist.
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Die Impedanzmessschaltung umfasst ferner wenigstens eine weitere Hochfrequenzdrossel, die im Wesentlichen identisch zu der Hochfrequenzdrossel der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung ist und die elektrisch mit wenigstens einem zusätzlichen Kondensator in Reihe geschaltet ist, der zu dem zusätzlichen Kondensator der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung im Wesentlichen identisch ist. Die wenigstens eine Hochfrequenzdrossel und der wenigstens eine zusätzliche Kondensator sind mit dem wenigstens einen Kondensator der Bezugsspannungsteilerschaltung parallel geschaltet.
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Durch Einsetzen der Hochfrequenzdrosseln kann eine elektromagnetische Störung weiter unterdrückt werden, während Wirkungen auf die Bestimmung der komplexen Impedanz des kapazitiven Sensors auf einem Minimum gehalten oder sogar ausgeschaltet werden können, und zwar auf Grund der identischen Ausführung der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung und der Bezugsspannung zur Schaltung.
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In einer alternativen Ausführungsform weist die Impedanzmessschaltung ferner eine Bezugsimpedanz auf, deren Impedanz a priori bekannt ist und welche mittels eines ferngesteuerten Schalters zwischen einem Zustand, in dem sie mit dem kapazitiven Sensor elektrisch parallel geschaltet ist, und einem Zustand, in dem sie von der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung getrennt ist, geschaltet werden kann.
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Wie vorstehend beschrieben, kann das Einsetzen einer Bezugsimpedanz die Berechnung der Transferfunktion der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung gestatten, und die gemessene komplexe Impedanz des kapazitiven Sensors kann durch die berechnete Transferfunktion korrigiert werden, wodurch die Präzision der Messung verbessert werden kann.
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Bei einer weiteren Ausführungsform weist die Impedanzmessschaltung alternativ oder zusätzlich eine Bezugsimpedanz auf, deren Impedanz a priori bekannt ist und die mittels eines ferngesteuerten Schalters zwischen einem Zustand, in dem sie mit dem wenigstens einen Kondensator der Bezugsspannungsteilerschaltung elektrisch parallel geschaltet ist, und einem Zustand, in dem sie von der Bezugsspannungsteilerschaltung getrennt ist, geschaltet werden kann.
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Wie vorstehend beschrieben, kann das Einsetzen einer Bezugsimpedanz die Berechnung der Transferfunktion der Bezugsspannungsteilerschaltung gestatten, und die gemessene komplexe Impedanz des kapazitiven Sensors kann durch die berechnete Transferfunktion korrigiert werden. Auf diese Weise kann die Präzision der Messung verbessert werden.
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Nach noch einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Softwaremodul zum Ausführen der Schritte irgendeiner Ausführungsform des offenbarten Verfahrens zum Messen der Impedanz des kapazitiven Messsensors ohne Schutzelektrode, der im Lademodus betrieben wird, vorgesehen. Die auszuführenden Verfahrensschritte werden in einen Programmcode des Softwaremoduls umgewandelt, wobei der Programmcode in der digitalen Speichereinheit des Mikrokontrollers implementierbar und von der Prozessoreinheit des Mikrokontrollers ausführbar ist.
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Das Softwaremodul kann eine robuste und zuverlässige Ausführung des Verfahrens ermöglichen und eine schnelle Modifikation von Verfahrensschritten gestatten.
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Diese und andere Aspekte der Erfindung werden anhand der im Folgenden beschriebenen Ausführungsformen offensichtlich und werden durch diese erklärt.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Weitere Einzelheiten und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der folgenden ausführlichen Beschreibung von mehreren, nicht einschränkenden Ausführungsformen anhand der beigefügten Zeichnungen, in denen
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1 ein Layout einer Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung gemäß der Erfindung zeigt;
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2 eine Kombination von mehreren synchronisierten Ausgangssignalen mit der gleichen Prüfsignalfrequenz zeigt, die von synchronisierten Pulsbreitenmodulationseinheiten des Mikrokontrollers der Impedanzmessschaltung gemäß 1 erzeugt werden;
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3 ein Layout einer alternativen Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung gemäß der Erfindung zeigt;
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4 ein Layout einer weiteren alternativen Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung gemäß der Erfindung zeigt; und
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5 ein Flussdiagramm einer Ausführungsform eines Verfahrens gemäß der Erfindung ist.
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Beschreibung von bevorzugten Ausführungsformen
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Nachstehend werden mehrere Ausführungsformen gemäß der Erfindung offenbart. Die individuellen Ausführungsformen werden mit Bezug auf eine besondere Figur beschrieben und sind durch eine vorangestellte Zahl der besonderen Ausführungsform gekennzeichnet. Merkmale, deren Funktion in allen Ausführungsformen die gleiche oder grundsätzlich die gleiche ist, sind durch Bezugszeichen gekennzeichnet, die aus der vorangestellten Zahl der Ausführungsform, auf die es sich bezieht, gefolgt von der Zahl des Merkmals gebildet. Falls ein Merkmal einer Ausführungsform in der entsprechenden Schilderung der Figur nicht beschrieben ist oder ein Bezugszeichen, das in einer Schilderung der Figur erwähnt ist, in der Figur selbst nicht gezeigt ist, wird auf die Beschreibung einer vorausgehenden Ausführungsform verwiesen.
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1 zeigt ein Layout einer Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung 110 zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Sensors, der im Lademodus betrieben wird, gemäß der Erfindung.
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Die Impedanzmessschaltung 110 weist einen Mikrokontroller 114 auf, der eine Prozessoreinheit 116, eine digitale Speichereinheit 118, eine Mikrokontroller-Systemuhr 120, mehrere, z. B. drei, synchronisierte Pulsbreitenmodulationseinheiten (PWM) 122 mit Rechteckwellenausgaben und eine Analog-Digital-Wandlereinheit 124 umfasst. Es versteht sich, dass Datenverbindungen (in 1 als ein Datenbus gezeigt) bestehen, die die verschiedenen Komponenten des Mikrokontrollers 114 miteinander verbinden.
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Die Impedanzmessschaltung 110 weist ferner eine Impulsgeneratoreinheit 136 auf, die dafür konfiguriert ist, Ausgangssignale 138, 140, 142 der mehreren synchronisierten PWM-Einheiten 122 mit einer Prüfsignalfrequenz zu gewichten und zu addieren. Die einstellbare Prüfsignalfrequenz liegt im Allgemeinen in einem Bereich zwischen 10 kHz und 500 kHz und ist in dieser speziellen Ausführungsform mit 100 kHz gewählt.
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Die Impulsgeneratoreinheit 136 weist drei Widerstände 144, 146, 148 auf, wobei jeder Widerstand 144, 146, 148 zum gewichteten Addieren aller PWM-Einheit-Ausgangssignale 138, 140, 142 mit einem Ausgangsanschluss von einer der drei PWM-Einheiten 122 verbunden ist.
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Die Rechteckwellen-Ausgangssignale 138, 140, 142 der Pulsbreitenmodulationseinheiten 122 sind schematisch in 2 gezeigt. Die Ausgangssignale 138, 140, 142 haben die gleiche Prüfsignalfrequenz, mit einer definierten relativen Phasenverschiebung zwischen diesen. Das PWM-Einheit-Ausgangssignal 140 wird um 1/8 Periode relativ zum PWM-Einheit-Ausgang 138 verzögert, und das PWM-Einheit-Ausgangssignal 142 wird wiederum um 1/8 Periode relativ zum PWM-Einheit-Ausgangssignal 140 verzögert. Die relativen Amplituden der PWM-Einheit-Ausgangssignale 138, 140, 142, wie sie von den Widerständen gewichtet werden, sind 1, √2 bzw. 1. Durch Addieren der gewichteten PWM-Einheit-Ausgangssignale 138, 140, 142 wird eine angenäherte Sinuswelle 150 erzeugt, wie im unteren Teil von 2 angezeigt ist. Die 2. bis 7. Oberschwingungen der angenäherten Sinuswelle 150 werden im Wesentlichen unterdrückt.
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Eine Tiefpassfiltereinheit 134, die als ein LC-Filter in π-Konfiguration gestaltet ist, ist mit dem Ausgang der Impulsgeneratoreinheit 136 in Reihe geschaltet und filtert im Wesentlichen den größten Teil der verbleibenden Oberschwingungen heraus. Die Ausgabe der Tiefpassfiltereinheit 134 ist ein sinusförmiges Prüfsignal mit einer Frequenz von 100 kHz und einem geringen Verzerrungsfaktor.
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Die Impedanzmessschaltung 110 umfasst ferner eine Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 152 und eine Bezugsspannungsteilerschaltung 162. Sowohl die Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 152 als auch die Bezugsspannungsteilerschaltung 162 sind mit der Tiefpassfiltereinheit 134 in Reihe geschaltet.
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Die Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 152 umfasst ein Impedanzelement 154, das durch einen Widerstand gebildet ist, wobei es sich um den oberen Leitungszweig der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 152 handelt, und einen Kondensator 156, der in Reihe geschaltet ist, wobei es sich um den unteren Leitungszweig der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 152 handelt. Ein Kapazitätswert des Kondensators 156 ist derart ausgewählt, dass im Wesentlichen die gesamten potentiell extern eingespeisten Hochfrequenzströme, die zum Beispiel während einer Stromeinprägung (Bulk Current Injection, BCI) in die Sensorverdrahtung eingespeist werden, zur Masse und nicht in die Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 152 abgelenkt werden.
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Der Kondensator 156 ist mit einem kapazitiven Messsensor ohne Schutzelektrode 112 verbunden, der im Lademodus betrieben wird und eine zu messende komplexe Impedanz aufweist, die eine Kombination aus ohmschen, kapazitiven und induktiven Impedanzen ist.
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In dem in 1 gezeigten verbundenen Zustand ist der Kondensator 156 mit dem kapazitiven Sensor 112 über einen zusätzlichen Wechselstrom-Entkopplungs-Kondensator 158 zum Verhindern einer Einspeisung einer Gleichspannung in den kapazitiven Sensor 112 verbunden. Der Wechselstrom-Entkopplungs-Kondensator 158 ist so ausgewählt, dass er bei der Prüfsignalfrequenz eine Impedanz aufweist, deren Modul viel kleiner als das Modul irgendeiner erwarteten komplexen Impedanz des kapazitiven Sensors 112 ist. Auf diese Weise ist der kapazitive Sensor 112 mit dem Kondensator 156 mit der Prüfsignalfrequenz wirksam elektrisch parallel geschaltet.
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Die Bezugsspannungsteilerschaltung 162 ist identisch gestaltet wie die Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 152, mit Ausnahme des Fehlens von Verbindungen zum kapazitiven Sensor 112, und sie weist ein als ein Widerstand ausgebildetes Impedanzelement 164 und einen Kondensator 166 auf, die in Reihe geschaltet sind und gleiche Werte wie der Widerstand 154 und der Kondensator 156 der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 152 haben.
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Die Analog-Digital-Wandlereinheit 124 weist einen einzelnen Analog-Digital-Wandler 126 und ein Signal-Multiplexgerät 128 auf, wobei das Multiplexgerät 128, gesteuert von der Prozessoreinheit 116, dafür konfiguriert ist, Eingangsanschlüsse 130, 132 von mehreren Eingangsanschlüssen (von denen nur zwei Eingangsanschlüsse in 1 gezeigt sind) der Analog-Digital-Wandlereinheit 124 an einen Eingangsanschluss des einzelnen Analog-Digital-Wandlers 126 zu schalten. Der Analog-Digital-Wandler 126 ist dafür konfiguriert, von einer zusätzlichen Taktquelle des Mikrokontrollers 114 ausgelöst zu werden, die von einer anderen PWM-Einheit (nicht gezeigt) ausgebildet ist.
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Die Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 152 ist an einem Schaltungsmittelpunkt 160 elektrisch mit einem ersten Eingangsanschluss 130 der Analog-Digital-Wandlereinheit 124 verbunden. Die Bezugsspannungsteilerschaltung 162 ist an einem Schaltungsmittelpunkt 168 mit einem zweiten Eingangsanschluss 132 der Analog-Digital-Wandlereinheit 124 verbunden.
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Nachstehend wird eine Ausführungsform eines Verfahrens zum Messen der Impedanz des kapazitiven Messsensors ohne Schutzelektrode 112, der im Lademodus betrieben wird, beschrieben (5). Zur Vorbereitung des Messens der Impedanz des kapazitiven Sensors 112 durch die Ausführungsform der Impedanzmessschaltung 110 gemäß 1 sollte klar sein, dass sich alle beteiligten Einheiten und Vorrichtungen in einem funktionsfähigen Zustand befinden und wie in 1 konfiguriert sind.
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Um in der Lage zu sein, das Verfahren auszuführen, weist der Mikrokontroller 114 ein Softwaremodul 170 auf. Die auszuführenden Verfahrensschritte werden in einen Programmcode des Softwaremoduls 170 umgewandelt, wobei der Programmcode in der digitalen Speichereinheit 118 des Mikrokontrollers 114 implementierbar und von der Prozessoreinheit 116 des Mikrokontrollers 114 ausführbar ist.
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In einem Schritt 100 des Verfahrens werden die Amplitude und relative Phase, in Bezug auf das sinusförmige Prüfsignal, eines von dem Schaltungsmittelpunkt 160 der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 152 erhaltenen Sensorspannungssignals, das die komplexe Impedanz des kapazitiven Sensors 112 anzeigt, bestimmt.
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Auf ähnliche Weise werden die Amplitude und relative Phase, in Bezug auf das sinusförmige Prüfsignal, eines von dem Schaltungsmittelpunkt 168 der Bezugsspannungsteilerschaltung 162 erhaltenen Bezugsspannungssignals, welches eine komplexe Impedanz der Bezugsspannungsteilerschaltung 162 anzeigt, in einem weiteren Schritt 102 bestimmt.
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Hierfür schaltet das Multiplexgerät 128 anschließend den ersten Eingangsanschluss 130 mit dem Sensorspannungssignal und den zweiten Eingangsanschluss 132 mit dem Bezugsspannungssignal jeweils an den Eingangsanschluss des einzelnen Analog-Digital-Wandlers 126.
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Während eines von Sensorspannungssignal und Bezugsspannungssignal mit dem Eingangsanschluss des einzelnen Analog-Digital-Wandlers 126 verbunden ist, wird ein Äquivalenzzeit-Abtastverfahren wie folgt eingesetzt.
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Um die Signale am Eingangsanschluss des einzelnen Analog-Digital-Wandlers 126 abzutasten, ist eine spezifizierte Anzahl an Abtastungen pro Periode der Prüfsignalfrequenz, vorzugsweise mehr als 100 Abtastungen pro Periode, erforderlich, um eine ausreichende Präzision der Impedanzmessung zu erreichen. Die Prüfsignalfrequenz liegt jedoch bei 100 kHz und das Abtasten von 100-mal pro Prüfsignalperiode würde eine Abtastfrequenz von 10 MHz implizieren, was bei dem kostengünstigen Mikrokontroller, der für alle hier offenbarten Ausführungsformen in Betracht gezogen wird, nicht denkbar ist.
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Bei dem Ansatz des Äquivalenzzeit-Abtastverfahrens hat das Auslösesignal des Analog-Digital-Wandlers eine Frequenz, die gleich der Prüfsignalfrequenz plus oder minus einer Differenzfrequenz ist. Die Auslöseperiode des Analog-Digital-Wandlers wird so ausgewählt, dass sie um eine Periode der Mikrokontroller-Systemuhr 120 länger ist als die Prüfsignalfrequenz-Taktperiode. Dadurch eilt die Abtastung des Analog-Digital-Wandlers bei jeder Prüfsignalperiode um eine Taktperiode des Mikrokontrollers voraus.
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Ohne Verlust der Allgemeinheit soll angenommen werden, dass die erste Abtastung des Analog-Digital-Wandlers genau zu Beginn der ersten Prüfsignalperiode auftritt. In der anschließenden Prüfsignalperiode tritt die zweite Abtastung des Analog-Digital-Wandlers zu Beginn der zweiten Prüfsignalperiode plus eine Mikrokontroller-Taktperiode auf, und so weiter. Der Mikrokontroller 114 der Ausführungsform hat eine Systemuhr 120 mit einer Frequenz von 16 MHz. Da die Prüfsignalfrequenz 100 kHz beträgt, werden genau 16 MHz/100 kHz = 160 Prüfsignalperioden (oder 1,6 ms) vergangen sein, bis die Abtastung des Analog-Digital-Wandlers wieder mit dem Beginn einer Prüfsignalperiode zusammenfällt. Dadurch hat der Analog-Digital-Wandler 126 auf äquivalente Weise eine gesamte Prüfsignalperiode abgetastet, wobei 160 Abtastungen für eine vollständige Prüfsignalperiode vorgenommen werden. Bei dieser Ausführungsform ist die Prozessoreinheit 116 des Mikrokontrollers 114 dafür konfiguriert, mehrere, nämlich vier äquivalente Prüfsignalperioden abzutasten, d. h. 640 Abtastungen, und die bestimmten Daten in der digitalen Speichereinheit 118 des Mikrokontrollers zu speichern.
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Dieser Schritt wird sowohl für das Sensorspannungssignal als auch für das Bezugsspannungssignal ausgeführt, und die abgetasteten Daten von beiden Signalen werden in der digitalen Speichereinheit 118 gespeichert.
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In einem weiteren Schritt 104 des Verfahrens wird durch Subtrahieren des abgetasteten Bezugsspannungssignals von dem abgetasteten Sensorspannungssignal ein Differenzspannungssignal erhalten.
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Dann wird im nächsten Schritt 106 das Differenzspannungssignal einer Vektordemodulatoreinheit 172, die einen Quadraturdetektor umfasst, zugeführt. Das Differenzspannungssignal wird erstens mit einer Sinuswelle mit einer Periode von 160 Abtastungen und zweitens mit einer Kosinuswelle mit einer Periode von 160 Abtastungen multipliziert. Dann wird jedes der Ergebnisse von beiden Multiplikationen integriert, und die Integrationsergebnisse zeigen den Realteil und den Imaginärteil der Messung der komplexen Impedanz an.
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Um den tatsächlichen Realteil und Imaginärteil der komplexen Impedanz des kapazitiven Sensors 112 zu berechnen, gibt es eine zusätzliche Größenvereinheitlichung und Phasenkorrektur, die in einem zusätzlichen Schritt des Verfahrens ausgeführt werden. Dies kann zum Beispiel durch Multiplizieren des Realteils und des Imaginärteils der Messung der komplexen Impedanz mit einem a priori bestimmten Kalibrierungsvektor entweder durch Schaltungscharakterisierung oder durch Kalibrierung ausgeführt werden.
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Ein Layout einer anderen Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung 210 zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Sensors 212, der im Lademodus betrieben wird, gemäß der Erfindung ist in 3 veranschaulicht. Es werden nur Merkmale beschrieben, die sich von der Ausführungsform gemäß 1 unterscheiden. Bezüglich Merkmalen der zweiten Ausführungsform, die nachstehend nicht beschrieben werden, wird auf die Beschreibung der ersten Ausführungsform verwiesen.
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Im Vergleich zur ersten Ausführungsform (1) weist die Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung 210 gemäß 3 ferner eine Hochfrequenzdrossel 74 auf, die als eine Ferritperle ausgebildet und zwischen dem kapazitiven Sensor 212 und dem Schaltungsmittelpunkt 260 der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 252 elektrisch in Reihe geschaltet ist.
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Die Impedanzmessschaltung 210 umfasst ferner einen zusätzlichen EMI-Schutzkondensator 76, der mit dem kapazitiven Sensor 212 elektrisch parallel geschaltet ist.
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Dann weist die Impedanzmessschaltung 210 ferner eine weitere Hochfrequenzdrossel 78 auf, die im Wesentlichen identisch zu der Hochfrequenzdrossel 74 der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 252 ist und die mit einem zusätzlichen EMI-Schutzkondensator 80 elektrisch in Reihe geschaltet ist, der im Wesentlichen identisch zu dem zusätzlichen EMI-Schutzkondensator 76 ist. Die Hochfrequenzdrossel 78 und der zusätzliche EMI-Schutzkondensator 80 sind mit dem wenigstens einen Kondensator 266 der Bezugsspannungsteilerschaltung 262 parallel geschaltet.
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Durch Einsetzen der zwei Hochfrequenzdrosseln 74, 78 wird die elektromagnetische Störung weiter unterdrückt. Das Verfahren zum Messen der Impedanz des kapazitiven Messsensors ohne Schutzelektrode 212, der im Lademodus betrieben wird, das im Zusammenhang mit der ersten Ausführungsform beschrieben wurde, ist ohne Änderungen anwendbar.
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Ein Layout einer anderen alternativen Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung 310 zum Bestimmen einer komplexen Impedanz eines kapazitiven Sensors 312, der im Lademodus betrieben wird, gemäß der Erfindung ist in 4 veranschaulicht.
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Im Vergleich zur zweiten Ausführungsform aus 3 weist die Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung 310 gemäß 4 ferner eine Bezugsimpedanz 82 auf, deren Impedanz a priori bekannt ist und die zwischen einem Zustand, in dem sie mit dem kapazitiven Sensor 312 elektrisch parallel geschaltet ist, und einem Zustand, in dem sie von der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 352 getrennt ist, mittels eines Schalters 84 geschaltet werden kann, der durch einen Stellgliedanschluss 90 des Mikrokontrollers 314 ferngesteuert wird.
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Außerdem ist die Impedanzmessschaltung 310 mit einer weiteren Bezugsimpedanz 86 ausgerüstet, deren Impedanz a priori bekannt ist und die zwischen einem Zustand, in dem sie mit dem zusätzlichen EMI-Schutzkondensator 380 der Bezugsspannungsteilerschaltung 362 elektrisch parallel geschaltet ist (was, bei der Prüfsignalfrequenz, auch bedeutet, dass sie mit dem Kondensator 366 der Bezugsspannungsteilerschaltung 362 elektrisch parallel geschaltet ist), und einem Zustand, in dem sie von der Bezugsspannungsteilerschaltung 362 getrennt ist, mittels eines weiteren ferngesteuerten Schalters 88 geschaltet werden kann, der über einen weiteren Stellgliedanschluss 92 des Mikrokontrollers 314 ferngesteuert wird.
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Das Verfahren zum Messen der Impedanz des kapazitiven Messsensors ohne Schutzelektrode 312, der im Lademodus betrieben wird, wird bei der Ausführungsform einer Impedanzmessschaltung 310 gemäß 4 wie folgt modifiziert:
- – Das sinusförmige Prüfsignal wird an die Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 352 angelegt, wobei die Bezugsimpedanz 82 mit dem kapazitiven Sensor 312 elektrisch parallel geschaltet ist und wobei anschließend die Bezugsimpedanz 82 von der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 352 elektrisch getrennt wird.
- – Die Amplitude und relative Phase eines zweiten Sensorspannungssignals werden, zusätzlich zum Bestimmen der Amplitude und relativen Phase des Sensorspannungssignals, bestimmt, wobei die Bezugsimpedanz 82 elektrisch von der Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 352 getrennt ist, wobei die Bezugsimpedanz 82 mit dem kapazitiven Sensor 312 elektrisch parallel geschaltet ist.
- – Das Differenzspannungssignal wird durch Subtrahieren des Bezugsspannungssignals von dem Sensorspannungssignal erhalten, und zusätzlich wird ein zweites Differenzspannungssignal durch Subtrahieren des Bezugsspannungssignals von dem zweiten Sensorspannungssignal erhalten.
- – Das sinusförmige Prüfsignal wird an die Bezugsspannungsteilerschaltung 362 angelegt, wobei die Bezugsimpedanz 86 mit dem Kondensator 366 der Bezugsspannungsteilerschaltung 362 elektrisch parallel geschaltet ist und wobei anschließend die Bezugsimpedanz 86 von der Bezugsspannungsteilerschaltung 362 elektrisch getrennt wird.
- – Die Amplitude und relative Phase eines dritten Bezugsspannungssignals werden, zusätzlich zum Bestimmen der Amplitude und relativen Phase des Bezugsspannungssignals, bestimmt, wobei die Bezugsimpedanz 86 von der Bezugsspannungsteilerschaltung 362 elektrisch getrennt ist, wobei die Bezugsimpedanz 86 mit dem Kondensator 366 der Bezugsspannungsteilerschaltung 362 elektrisch parallel geschaltet ist.
- – Ein drittes Differenzspannungssignal wird durch Subtrahieren des dritten Bezugsspannungssignals von dem Sensorspannungssignal erhalten.
- – Das Differenzspannungssignal, das zweite Differenzspannungssignal und das dritte Differenzspannungssignal werden anschließend der Vektordemodulatoreinheit 372 zugeführt. In der Vektordemodulatoreinheit 372 werden die verschiedenen Differenzspannungssignale auf die gleiche Weise verarbeitet, wie für die erste Ausführungsform des Verfahrens beschrieben wurde.
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Der Vorteil des Hinzufügens der Bezugsimpedanz 82 zur Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 352 besteht darin, dass dadurch die Charakterisierung einer relevanten Messstrecke ermöglicht wird. Damit die Messung zuverlässig ist, ist es jedoch notwendig, dass die komplexe Impedanz des kapazitiven Sensors 312 während der Messung konstant ist. Der Vorteil des Hinzufügens der zweiten Bezugsimpedanz 86 zur Bezugsspannungsteilerschaltung 362 besteht darin, dass, damit die Messung zuverlässig ist, die komplexe Impedanz des kapazitiven Sensors 312 während der Messung nicht konstant sein muss. Die Messung an der Bezugsspannungsteilerschaltung 362 charakterisiert jedoch nicht die relevante Messstrecke.
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Durch Hinzufügen von Bezugsimpedanzen 82, 86 zur Sensorsignal-Spannungsteilerschaltung 352 sowie zur Bezugsspannungsteilerschaltung 362 werden die Vorteile kombiniert und die Nachteile ausgeschaltet.
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In den vorstehend offenbarten Ausführungsformen der Erfindung wurden drei PWM-Ausgänge für die Sinuswellenerzeugung verwendet. Es sei jedoch angemerkt, dass die Erzeugung der Sinuswelle nicht unbedingt drei Ausgänge erfordert. Falls eine mehr oder weniger starke Verzerrung für die Sinuswelle gestattet ist, kann jede Zahl größer oder gleich einem der PWM-Ausgänge verwendet werden, wobei passende Phasenverschiebungen dazwischen und eine passende ohmsche Gewichtung vorhanden sind.
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Während die Erfindung im Einzelnen in den Zeichnungen und der vorstehenden Beschreibung veranschaulicht und beschrieben wurde, sind eine solche Veranschaulichung und Beschreibung als veranschaulichend oder beispielhaft und nicht als einschränkend anzusehen; die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt.
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Andere Varianten der offenbarten Ausführungsformen können von den Fachleuten bei der Ausführung der beanspruchten Erfindung, durch Studium der Zeichnungen, der Offenbarung und der beigefügten Ansprüche verstanden und herbeigeführt werden. In den Ansprüchen schließt das Wort „aufweisend“ andere Elemente oder Schritte nicht aus, und die unbestimmten Artikel „ein“, „eine“ oder „einer“ schließen keine Mehrheit aus. Die bloße Tatsache, dass bestimmte Maßnahmen in sich voneinander unterscheidenden Unteransprüchen aufgeführt sind, weist nicht darauf hin, dass nicht eine Kombination dieser Maßnahmen vorteilhaft genutzt werden kann. Keines der Bezugszeichen in den Ansprüchen soll als den Schutzbereich einschränkend ausgelegt werden.
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Bezugszeichenliste
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Schritte des:
- 94
- Addierens synchronisierter PWM-Einheit-Ausgangssignale
- 96
- Anlegens von Tiefpassfilterung
- 98
- Anlegen des Prüfsignals
- 100
- Bestimmens des Sensorspannungssignals
- 102
- Bestimmens des Bezugsspannungssignals
- 104
- Erhaltens des Differenz-spannungssignals
- 106
- Erhaltens der komplexen Impedanz
