DE1107296B - Parametrischer Verstaerker, insbesondere fuer Mikrowellen - Google Patents

Description

Bei der Verstärkung von Mikrowellen ist es schwierig, den Rauschfaktor niedrig zu halten. Man hat Mikrowellenverstärker entwickelt, bei denen die nichtlinearen Eigenschaften gewisser für Mikrowellen empfindlicher Elemente ausgenutzt werden. Ferner hat man versucht, bestimmte Phänomene nutzbar zu machen, die auf dem molekularen und atomaren Verhalten von Stoffen beruhen. Mikrowellenverstärker, die sich dieser letzteren Prinzipien bedienen, werden in der englischen Fachsprache als »MASER« bezeichnet. Bedienen diese Verstärker sich fester Körper, so müssen sie auf außerordentlich tiefen Temperaturen gehalten werden, um einwandfrei zu arbeiten. Sie sind außerdem für viele praktische Anwendungen wegen der nötigen Kühlapparatur im Aufbau zu kompliziert. Einen weniger verwickelten Aufbau haben die etwas jüngeren, parametrischen Mikrowellenverstärker, die auf der Ausnutzung der nichtlinearen Eigenschaften induktiver oder kapazitiver Elemente beruhen.

Der induktive Typ des parametrischen Verstärkers hat für viele praktische Fälle unzweifelhaft Vorteile. Seine Anwendung ist jedoch dadurch eingeschränkt, daß eine Einrichtung zur Erzeugung eines magnetischen Feldes vorgesehen werden muß, das das induktive Element durchsetzt. Diese Einrichtung nimmt beträchtlichen Raum in Anspruch und ist vor allem für Mikrowellensysteme zu sperrig, die in fliegenden Körpern untergebracht werden sollen, in denen es darauf ankommt, daß jedes Gerät so wenig wie nur möglich Raum in Anspruch nimmt und Leistung verbraucht. Daher ist man, wenn ein parametrischer Verstärker von äußerst geringem Gewicht verlangt wird, für manche Anwendungen genötigt, statt einer nichtlinearen Induktivität eine nichtlineare Kapazitat zu benutzen.

Es sind verschiedene Vorschläge gemacht worden, auf welche Weise für den Zweck dieses letzteren Typs von Verstärker die nichtlinearen kapazitiven Eigenschaften von Halbleiterdioden ausgenutzt werden können. So bedient man sich bei einem Typ eines Hohlraumes, der mit mehreren Frequenzen in Resonanz ist, nämlich mit der Frequenz der sogenannten Pumpenergie f_p, der Signalfrequenz f_s und der Summe oder Differenz fi=fp+f_s, wobei man die Frequenz f_t in der Mikrowellentechnik häufig als Leerlauffrequenz bezeichnet. Hierbei wird dem Hohlraum Energie sowohl mit Pumpfrequenz als auch mit Signalfrequenz zugeführt. Dadurch entsteht durch Mischung eine Hohlraumschwingung, deren Frequenz gleich der Leerlauffrequenz ist. Eine in dem Hohlraum angeordnete Diode, die nichtlineare kapazitive Parametrischer Verstärker,
insbesondere für Mikrowellen

Anmelder:

Hughes Aircraft Company,
Culver City, Calif. (V. St. A.)

Vertreter: Dr.-Ing. G. Eichenberg

und Dipl.-Ing. H. Sauerland, Patentanwälte,

Düsseldorf 10, Cecilienallee 76

Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 25. Juni 1959

Walter L. Whirry, Inglewood, CaUf. (V. St. A.),
ist als Erfinder genannt worden

Eigenschaften hat und zu diesem Zweck vorgespannt sein kann, setzt Energie, die mit Pumpfrequenz schwingt, in Energie um, die mit Signalfrequenz schwingt, um auf diese Weise die mit der letzteren Frequenz schwingende Energie zu verstärken. Die verstärkte und mit Signalfrequenz schwingende Energie steht dann zur Auskopplung aus dem Hohlraum zur Verfügung.

Ein anderer parametrischer Verstärker vom Diodentyp bedient sich dreier getrennter Koaxialleitungen, wobei jede Leitung in Resonanz mit einer der drei Resonanzfrequenzen steht, also der Pumpfrequenz, der Signalfrequenz und der Leerlauffrequenz. Die drei Leitungen sind durch eine rückwärts vorgespannte Halbleiterdiode miteinander gekoppelt, und zwei davon sind mit ihren Enden an Energiequellen angekoppelt, die mit Pumpfrequenz bzw. Signalfrequenz schwingen. Das Signal wird in derselben Weise verstärkt wie bei dem bereits erläuterten Verstärker, der sich eines auf drei Resonanzfrequenzen abgestimmten Hohlraumes bedient.

Die bisher bekannten Ausführungsformen parametrischer Verstärker vom Diodentyp, wie sie vorstehend kurz beschrieben worden sind, haben Mängel, die ihre allgemeine Anwendung in bestehenden oder zu errichtenden Systemen einschränkt. In solchen Systemen wird grundsätzlich ein niedriger Rauschfaktor gefordert; sodann muß die Bandbreite der

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Verstärker groß genug sein, um Pulsbetrieb und eine geeignete, in der Zeichnung nicht wiedergegebene Nachrichtenübermittlung im ultrakurzen und im Mi- Energiequelle angeschlossen wird, die Energie mit krowellengebiet zu gestatten; sie müssen ferner einen der Signalfrequenz f_s zur Verfügung stellt. Die Signal-Verstärkungsgrad haben, der hinreicht, das Rauschen energie pflanzt sich vom Eingang 11 durch geeignete in nachgeschalteten Komponenten zu überbrücken. 5 Wellenleiter zu einem Durchlaß 12 eines Zirkulators Wünschenswert ist ferner ein einfacher Aufbau, bil- 13 üblichen Aufbaues fort. Dieser überträgt die lige Herstellung, bequeme Einstellung und Bedienung Energie auf einen zweiten Durchlaß 14. Ein erstes und Abstimmbarkeit über einen weiten Frequenz- Abstimmglied 15, das von dem in Fig. 1 angedeutebereich. ten Doppelstumpftyp sein kann, ist mit dem Durch-

Im Vergleich mit anderen Arten von Mikrowellen- io laß 14 gekoppelt und pflanzt die Signalenergie durch Verstärkern sind die vorstehend erörterten Typen die Durchlaufstrecke eines T-Gliedes 16, also, räumvon Verstärkern besser in der Lage, den Anforderun- Hch gesprochen, durch dessen Balken fort, zu einem gen hinsichtlich des Rauschfaktors zu genügen. In Tiefpaß 17. Vom Tiefpaß 17 pflanzt sich die Energie dieser Beziehung macht man die Beobachtung, daß durch einen ersten Leitungsstrecker 18 fort und geein Verstärker, je niedriger sein Rauschfaktor ist, 15 langt dadurch zum Einlaß der geraden Durchlaufsich um so mehr dem idealen Verstärker nähert, der strecke eines zweiten T-Gliedes 21, also räumlich kein zusätzliches Rauschen in das System hinein- gesprochen, zu dessen Balken,
bringt. Was aber die übrigen Anforderungen betrifft, Fig. 1 zeigt ferner eine weitere Energiequelle 26, so befriedigen die bekannten parametrischen Ver- die Energie mit der Pumpfrequenz f_p zur Verfügung stärker vom Diodentyp nicht. So sind die Verstärker, 20 stellt. Der Ausgang der Energiequelle 26 ist mit die mit einem auf mehrere Frequenzen abgestimmten einem Isolator 27 üblicher Bauart gekoppelt. Ein Hohlraum arbeiten, nicht nur oder nur schwer über dem ersten Abstimmglied 15 ähnliches zweites Abeinen weiten Frequenzbereich abstimmbar; außer- Stimmglied 28 ist an den Isolator 27 angekoppelt und dem kommt es darauf an, die Abmessungen der pflanzt die Pumpenergie bis zu einem Hochpaß 29 Hohlräume sehr genau einzuhalten, so daß Massen- 25 fort, der seinerseits die Energie durch einen zweiten fertigung kaum anwendbar ist. Bei anderen Typen Leitungsstrecker 31 zum anderen Ende des Balkens ist die mit Leerlauffrequenz schwingende Energie des zweiten T-Gliedes 21 überleitet,
nicht vollständig abgeschlossen und wirkt sich daher Auf diese Weise wird Energie mit Signalfrequenz auf das verstärkte Ausgangssignal schädlich aus. und Energie mit Pumpfrequenz dem zweiten T-Glied Ferner ist die Einstellung des Verstärkers auf besten 30 21 von entgegengesetzten Enden des beschriebenen Wirkungsgrad schwierig. Wellenleitersystems her zugeleitet und über den Steg

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die oder abgezweigten Teil des T-Gliedes 21 auf einen vorgenannten Mängel zu beseitigen. Ein parametri- Diodenhalter 37 übertragen, und zwar durch einen scher Verstärker nach der Erfindung besteht aus dritten Leitungsstrecker 38. Die am Halter 37 beeinem kapazitiven Element mit nichtlinearen Eigen- 35 festigte Diode ist in Fig. 1 nicht gezeichnet. Der erste schäften, einer ersten Übertragungsleitung, die mit Leitungsstrecker 18 wird so eingestellt, daß die von dem kapazitiven Element gekoppelt ist und ihm die der Pumpenergiequelle kommende Energie, die am Eingang eintretende Signalenergie aufdrückt, einer sich durch das zweite T-Glied 21 fortpflanzt und vom zweiten Übertragungsleitung, die mit der ersten und Tiefpaß 17 reflektiert wird, dem Diodenhalter 37 zumit dem kapazitiven Element gekoppelt ist und 40 geleitet wird. Der zweite Leitungsstrecker 31 wird diesem Pumpenergie aufdrückt, um Leerlaufenergie auf ähnliche Weise so justiert, daß die Energie des zu erzeugen, die in verstärkte Signalenergie umge- Signals, das sich durch das zweite T-Glied 21 hinsetzt wird, welche durch die erste Übertragungslei- durch fortpflanzt und vom Hochpaß 29 reflektiert tung fortgepflanzt wird, wobei Filter in den beiden wird, gleichfalls zu dem Diodenhalter 37 gelangt. An Übertragungsleitungen vorgesehen sind, die die Fort- 45 Stelle der Leitungsstrecker 18, 31 und 38 können Pflanzung der Pumpenergie und der Leerlaufenergie übliche Phasenschieber gesetzt werden, die nach den unterdrücken. gleichen Gesichtspunkten eingestellt werden.

Die Erfindung liefert einen parametrischen Ver- Es wurde bereits auf die Möglichkeit hingewiesen, stärker mit niedrigem Rauschfaktor, der die Leer- die Diode des Verstärkers rückwärts vorzuspannen, laufenergie nicht fortpflanzt und bei dem die Reso- 50 Eine derartige Vorspannung ist aber nicht immer nanzeinstellungen auf die Signalfrequenz und die nötig. Bei manchen Dioden verbessert die Vorspan-Pumpfrequenz getrennt und unabhängig voneinander nung die Rauscheigenschaften. In diesen Fällen wird sind. eine Vorspannungsquelle 41, wie sie in der Zeich-

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der nung in Form einer Batterie angegeben ist, an den

Zeichnung dargestellt. Es zeigt 55 abgezweigten Teil oder Steg des ersten T-Gliedes 16

Fig. 1 ein Blockdiagramm eines parametrischen angeschlossen, und zwar über einen weiteren Tief-Verstärkers, der gemäß der Erfindung aufgebaut ist, paß 42. Die Grenzfrequenz des Tiefpasses 42, also

Fig. 2 einen Teil eines Verstärkers, der gemäß die Frequenz, oberhalb deren der Tiefpaß sperrt,

Fig. 1 aufgebaut ist, und zwar in Form einer Ko- liegt unterhalb der Grenzfrequenz des Tiefpasses 17.

axialleitung, 60 Außerdem wird zur Absperrung von Gleichstrom

Fig. 3 einen Längsschnitt durch einen der Filter ein Trennkondensator 43 zwischen dem ersten

des Verstärkers nach Fig. 2 und T-Glied 16 und dem Zirkulator 13 angeordnet. Ein

Fig. 4 eine perspektivische Darstellung des Dioden- dritter Durchlaß 46 des Zirkulators 13 koppelt das

halters des Verstärkers nach Fig. 2, wobei die ein- verstärkte Signal aus, stellt also den Ausgang des

zelnen Bauelemente teilweise auseinandergenommen 65 Verstärkers dar.

wiedergegeben sind. Wird an den Eingang 11 ein Signal gelegt, das

Der in Fig. 1 als Blockdiagramm dargestellte Ver- beispielsweise eine Frequenz von 2500 MHz hat, so

stärker besteht aus einem Signaleingang 11, an den pflanzt sich die Energie mit dieser Frequenz durch

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den Tiefpaß 17 hindurch fort, dessen Grenzfrequenz tungsstrecker 18, 31 und 38 und das Abstimmglied

in diesem Falle bei 3000 MHz liegt, und sie wird am 28 nicht notwendig.

zweiten T-Glied 21 aufgeteilt. Demgemäß gelangt die Theoretisch haben parametrische Verstärker den Hälfte der Energie zum Diodenhalter 37, während kleinsten Rauschfaktor, wenn die Leerlauffrequenz die andere Hälfte bis zum Hochpaß 29 fortschreitet, 5 größer ist als die Signalfrequenz. Diese Bedingung wo Reflexion stattfindet. Der zweite Leitungsstrecker ist in dem vorstehend behandelten Beispiel ohne wei-31 wird so eingestellt, daß die reflektierte Signal- teres erfüllt. Es sei aber noch eine weitere Möglichenergie sich zu der am T-Glied 21 vor der Reflexion keit des Betriebes der beschriebenen Anordnung anbereits aus dem geraden Leitungszug ausgekoppelten gegeben, bei der die Frequenz der Pumpenergie verEnergie addiert. Sie wird daher zur Einwirkung auf io hältnismäßig niedrig ist. Die Signalfrequenz und die die vom Diodenhalter 37 getragene Diode gebracht. Leerlauffrequenz mögen einfachheitshalber die glei-

Die Energiequelle 26 liefert in dem betrachteten chen sein wie zuvor. Die Pumpfrequenz betrage je-

Beispiel Pumpenergie mit einer Frequenz von doch 3000MHz, also die Hälfte der Summe der

6000 MHz. Daher wird in derselben Weise Energie Signalfrequenz und der Leerlauffrequenz. Der Tief-

mit dieser Frequenz durch den Hochpaß 29 fortge- 15 paß 17 sei so gewählt, daß seine Grenzfrequenz zwT-

pflanzt, der eine Grenzfrequenz von 4000 MHz hat, sehen der Signaifrequenz und der Pumpfrequenz liegt,

also keine tieferen Frequenzen durchläßt. Die Ener- und der Hochpaß 29 wird durch einen Bandpaß er-

gie wird am zweiten T-Glied 21 wiederum geteilt. setzt, bei dem die Mitte des Durchlaßbereiches mit

Demgemäß wird eine Hälfte der Pumpenergie zum der Pumpfrequenz zusammenfällt, diese Frequenz

Diodenhalter 37 hin ausgekoppelt, während die 20 also passieren läßt, während die Signalfrequenz und

andere Hälfte zum Tiefpaß 17 fortschreitet, wo sie die Leerlauffrequenz gesperrt werden,

reflektiert wird. Der erste Leitungsstrecker 18 wird In den vorstehend behandelten Beispielen für

in dem betrachteten Beispiel so eingestellt, daß sich mögliche Betriebsarten des Verstärkers sind be-

die reflektierte Pumpenergie im Steg- oder Quer- stimmte Zahlenwerte für die Signalfrequenz, die

teil des zweiten T-Gliedes 21 zu der bereits vor der 25 Pumpfrequenz und die Leerlauffrequenz gewählt

Reflexion ausgekoppelten Pumpenergie addiert, so worden. Von diesen Werten kann naturgemäß be-

daß sie zur Einwirkung auf die vom Halter 37 ge- trächtlich abgewichen werden. Allgemein ausgedrückt

tragene Diode gelangt. muß in dem ersten der beiden betrachteten Fälle die

Wenn nunmehr Energie mit Signalfrequenz und Bedingung

Pumpfrequenz am Diodenhalter 37 auftreten, so wird 30 f_P ⁼fs'^fi die Kapazität der Diode durch die Pumpfrequenz

variiert, und Teile dieser Energie werden in Signal- erfüllt sein, während im zweiten Fall die Bedingung frequenz und die Summen- und Differenzfrequenz

umgesetzt, wobei die letztere als Leerlauffrequenz// fp — U_s+fi)/2

bezeichnet sei. Zweckmäßigerweise wird die Leer- 35

lauffrequenz auf die Differenz zwischen der Pump- Geltung hat. Hervorgehoben sei, daß diese beiden frequenz und der Signalfrequenz beschränkt. Dies allgemeinen Beziehungen es gestatten, das Verhältkann bequem durch geeignete Einstellung des dritten nis f_s: /;■ beliebig klein zu machen, um dadurch den Leitungsstreckers 38 geschehen. Auf diese Weise Rauschfaktor des Verstärkers auf ein Minimum zu wird der Leitungsbereich, der sich vom Diodenhalter 40 bringen, ohne daß die angeführten Beziehungen ver-37 zum Tiefpaß 17 bzw. zum Hochpaß 29 erstreckt, letzt werden.

in Resonanz mit der gewählten Leerlauffrequenz ge- Hervorgehoben sei ferner, daß die mit Leerlaufbracht, die in dem betrachteten Beispiel 3500 MHz frequenz schwingende Energie durch die beiden FiI-beträgt. Der Resonanzkreis ist dabei praktisch abge- ter 17 und 29 im wesentlichen abgeschlossen ist. schlossen, da die Filter jede mit Leerlauffrequenz 45 Wesentlich ist außerdem, daß immer dann, wenn die schwingende Energie reflektieren. Der Signalteil der Resonanzkreise neu abgestimmt werden müssen, der Leitung wird in Resonanz mit der Signalfrequenz ge- auf Signalfrequenz abzustimmende Kreis und der auf bracht, indem das erste Abstimmglied 15 entspre- Pumpfrequenz abzustimmende Kreis unabhängig vonchend eingestellt wird. In derselben Weise wird der einander abstimmbar sind und daß dabei der auf die Pumpteil der Leitung durch Einstellung des zweiten 50 Leerlauffrequenz abgestimmte Kreis nicht verstimmt Abstimmgliedes 28 auf Resonanz gebracht. Diese wird. Für den praktischen Gebrauch bedeutet dies beiden Einstellungen haben keine verstimmenden eine erhebliche Vereinfachung und eine Abkürzung Wirkungen auf den Leerlaufabschnitt der Leitung. der Einstellzeiten.

In Fällen, in denen die Diode vorgespannt ist, gibt Das in Fig. 1 wiedergegebene Blockdiagramm

man dem Tiefpaß 42 beispielsweise eine Grenz- 55 stellt die relative Anordnung der einzelnen Kompo-

frequenz von 1000 MHz. Außerdem wird die Länge nenten des parametrischen Verstärkers dar, der

der Wellenleitung zwischen dem Tiefpaß 42 und dem Gegenstand der Erfindung ist. Die zur Fortleitung der

ersten T-Glied 16 so gewählt, daß offene Leitungs- Energie dienenden Komponenten können dabei

reflexion rückwärts durch den Hauptteil des Wellen- grundsätzlich jede brauchbare Form einer Übertra-

leiters bei Signalfrequenz stattfindet. Unter diesen 60 gungsleitung haben, also beispielsweise die einer Ko-

Bedingungen wird das Signal am Tiefpaß 42 blök- axialleitung, eines hohlen Wellenleiters, einer Zwei-

kiert, und die Einwirkung der Komponenten auf das drahtleitung, einer Streifenleitung, einer Sickenleitung

Signal wird ein Minimum. usw., wobei die übrigen Komponenten dem Leitungs-

Sind die Signalfrequenz und die Pumpfrequenz typ entsprechend gewählt sind. Es ist auch möglich,

fest gegeben und im wesentlichen konstant, so kann 65 Kombinationen dieser verschiedenen Typen von

man die Länge der verschiedenen Abschnitte des Wellenleitungen anzuwenden.

Wellenleiters leicht so festlegen, daß die verlangten Ein Beispiel für eine Art des Aufbaues eines VerResonanzen eintreten. In diesem Falle sind die Lei- stärkers nach der Erfindung, der dem Blockdiagramm

nach Fig. 1 entspricht, ist in Fig. 2 dargestellt. Dort ist ein Teil des nach Art einer Koaxialleitung gebauten Verstärkers wiedergegeben, und zwar unter der Annahme, daß die Signalfrequenz und die Pumpfrequenz praktisch konstant sind. Zur besseren Übersieht sind, soweit möglich, in Fig. 2 die gleichen Bezugsziffern verwendet wie in Fig. 1. Demgemäß hat das erste T-Glied 16 ein offenes Ende 47 zur Verbindung mit einem geeigneten Zirkulator 13 üblicher Bauart. Dieser Zirkulator kann vom koaxialen Typ oder vom Wellenleitertyp sein, wobei im letzteren Falle geeignete Übergänge vorgesehen werden müssen.

Wird eine Vorspannung in Form einer Gleichspannung durch den Steg oder abgezweigten Teil des T-Gliedes 16 angelegt, so muß ein Trennkondensator in der Verbindung zwischen' dem T-Glied 16 und dem Zirkulator 13 angeordnet werden. Außerdem wird ein Tiefpaß 42, dessen Grenzfrequenz niedriger ist als die Signalfrequenz, zwischen das T-Glied 16 und die Vorspannungsquelle gelegt, um das Signal zu sperren. Wird ein Filter 42 vom Koaxialtyp gewählt, so kann dieser gemäß Fig. 3 aus einem inneren Leiter 51 und einem äußeren Leiter 52 bestehen, wobei der innere Leiter mit mehreren in Abstand voneinander angeordneten Ringen 53 versehen ist, die Un-Stetigkeiten längs der Leitung darstellen, die Leitung also diskontinuierlich machen. Derartige Unstetigkeiten haben eine induzierende Wirkung und bilden in Verbindung mit den verteilten Kapazitäten der Leitung einen Filter vom konzentrierten oder diskontinuierlichen Typ.

Durch geeignete Wahl der Abmessungen des inneren Leiters und der Länge kann die Grenzfrequenz des Filters leicht bestimmt und gewählt werden. Die Länge der Koaxialleitung zwischen dem Tiefpaß 42 und dem T-Glied 16 wird so gewählt, daß die Signalfrequenz im offenen Kreis durch den Balkenteil oder Durchgangsteil des T-Gliedes hindurch reflektiert wird.

Ein weiterer Tiefpaß 17, dessen Grenzfrequenz oberhalb der Signalfrequenz liegt, bildet die Verbindung zwischen dem ersten T-Glied 16 und dem zweiten T-Glied 21. Dieser Filter kann vom gleichen Koaxialtyp sein wie der Filter nach Fig. 3, hat aber natürlich andere Abmessungen, um die verlangte höhere Grenzfrequenz zu liefern.

Zur Zuführung der mit Pumpfrequenz schwingenden Energie dient ein Koaxialleiter 56, der an das Isolatorglied 27 angekoppelt ist, das seinerseits mit der Quelle 26 der Pumpenergie verbunden ist. Der Isolator schützt die Quelle 26 gegen jede reflektierte oder anderweitig durchgelassene Energie. Er kann vom koaxialen Typ oder vom hohlen Wellenleitertyp sein, wobei im letzteren Falle geeignete Übergänge vorgesehen sind. Die Quelle 26 kann von irgendeinem Hochfrequenzoszillator gebildet werden, etwa einem Klystron, das die verlangte Frequenz und Leistung zu erzeugen vermag. Der Hochpaß 29 liegt zwischen dem verbindenden Element 56 und dem T-Stück 21 und läßt Energie mit Pumpfrequenz durch, reflektiert jedoch Energien, die mit der niedrigeren Signalfrequenz und Leerlauffrequenz schwingen. Der Hochpaß 29 kann wiederum vom Typ einer Koaxialleitung sein, wie sie in Verbindung mit Fig. 3 beschrieben wurde. Seine Abmessungen sind so gewählt, daß er die richtige Grenzfrequenz liefert.

Sowohl die mit Signalfrequenz schwingende Energie als auch die mit Pumpfrequenz schwingende Energie erscheinen am T-Stück 21. Mit dem Steg die ses T-Stückes ist der als Koaxialleitung ausgebildete Diodenhalter 37 so verbunden, daß beide Energien auf eine Halbleiterdiode 61 einwirken, deren kapazitive Charakteristik nichtlinear ist. Eine geeignete Form eines solchen Diodenhalters 37 ist in Fig. 4 dargestellt, die die einzelnen Bauelemente teilweise auseinandergenommen wiedergibt. Der Halter besteht im wesentlichen aus einem Sockel 63 und einer Kappe 64. Der Sockel 63 ist mit Gewinde 66 versehen und hat Schlitze 67, Eine in der Zeichnung nicht sichtbare Isolierstoffscheibe, die innerhalb des mit Gewinde versehenen Teiles des Sockels angebracht ist, dient als Träger eines mittleren Leiters 68. Dieser Leiter 68 ist an seinem freien Ende mit einer in der Zeichnung nicht sichtbaren axialen Bohrung versehen, die zur Aufnahme des einen Endes der Diode 61 dient, und er verjüngt sich von einem verhältnismäßig großen Durchmesser im Bereich des Sockels 63 zu einem kleinen Durchmesser nahe der Diode 61. Die Kappe 64 ist im Innern gleichfalls verjüngt gestaltet, und zwar in einer Form, die der Verjüngung des Leiters 68 im wesentlichen entspricht. Ihre Stirnwand 71 hat eine zentrische Öffnung 69, die zur Aufnahme des anderen Endes der Diode 61 dient, wobei die Stirnwand mit diesem Ende der Diode elektrisch verbunden ist. Der so gestaltete Diodenhalter 37 stellt, wenn er in das System des Verstärkers eingefügt wird, einen Abschnitt einer Koaxialleitung von niedriger Impedanz dar. Die Verjüngungen des Leiters ergeben eine zweckmäßige Impedanzanpassung an die üblichen Koaxialleitungsabmessungen am Sockel 63. Dadurch wird die Impedanz der Diode 61 an die Leitungsimpedanz ziemlich genau angepaßt, und zwar bezogen auf die Leerlauffrequenz, so daß alle drei Frequenzkomponenten größere Spannungen über die nichtlineare Kapazität der Diode entwickeln, als sich ergeben würden, wenn der Diodenhalter eine höhere Impedanz hätte.

Im vorstehenden Teil der Beschreibung sind die Leitungsstrecker 18, 31 und 38 der Fig. 1 außer acht gelassen worden. Der Zweck, den diese Leitungsstrecker haben, kann nämlich durch geeignete Wahl der Längen der koppelnden Leitungen ersetzt werden, wodurch bewirkt wird, daß die bereits genannte Summierung der verschiedenen Signale am T-Stück 21 zur Weiterleitung an die Diode 61 zustande kommt. Im ganzen ist die Wirkungsweise der aus Fig. 2 bis 4 ersichtlichen koaxialen Version des Erfindungsgegenstandes die gleiche wie die, welche sich aus dem Blockdiagramm nach Fig. 1 ergibt.

Claims (8)

PATENTANSPRÜCHE:

1. Parametrischer Verstärker, insbesondere für Mikrowellen, mit einem nichtlinearen kapazitiven Element, das der Einwirkung der als Eingangssignal zugeführten, mit Signalfrequenz schwingenden Energie und einer mit von der Signalfrequenz abweichenden Frequenz (Pumpfrequenz) schwingenden Energie (Pumpenergie) ausgesetzt wird, und bei dem zwei Übertragungsleitungen miteinander und mit dem kapazitiven Element gekoppelt sind, von denen die erste dem kapazitiven Element die mit Signalfrequenz schwingende Energie zuführt, während die zweite ihm die mit Pumpfrequenz schwingende Energie zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß Filter (17, 29) in beiden Leitungen angeordnet sind, die von den

Frequenzen (f_s, f„, f_s±f_p), die bei der Energieumsetzung am kapazitiven Element (61) entstehen, lediglich die Signalfrequenz der verstärkten Energie zum Verstärkerausgang gelangen lassen.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das kapazitive Element von einer Halbleiterdiode (61) mit nichtlinearer kapazitiver Charakteristik gebildet wird.

3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch ge- ίο kennzeichnet, daß die Halbleiterdiode rückwärts vorgespannt ist.

4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Übertragungsleitungen unabhängig voneinander abstimmbar sind.

5. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß er mit einer Pumpfrequenz (f_p) betrieben wird, die wesentlich größer ist als die Signalfrequenz (f_s).

6. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Filter (17,29) so abgestimmt sind, daß der in der ersten Leitung liegende Filter (17) die in diese Leitung entgegen der Signalenergie eintretende Pumpenergie auf das kapazitive Element (61) zurückreflektiert, während der in der zweiten Leitung

Hegende Filter (29) die in diese Leitung entgegen der Pumpenergie eintretende Signalenergie auf das kapazitive Element zurückreflektiert, und daß beide Filter die Fortpflanzung der mit Leerlauffrequenz (fi=fp+fs) schwingenden Energie sperren.

7. Verstärker nach Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Filter in der ersten Leitung von einem Tiefpaß (17) und derjenige in der zweiten Leitung von einem Hochpaß (29) gebildet wird und daß die Pumpfrequenz (f_p) gleich der Summe der Signalfrequenz (/_s) und der Leerlauffrequenz (Si) ist.

8. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Filter in der ersten Leitung ein Tiefpaß mit einer zwischen der Signalfrequenz Üs) und der Pumpfrequenz (f_r) liegenden Grenzfrequenz ist, während der Filter in der zweiten Leitung von einem Bandpaß gebildet wird, in dessen Durchlaßband die Pumpfrequenz (fp) fällt und der die Signalfrequenz (f_s) und die Leerlauffrequenz (/,-) sperrt, und daß die Pumpfrequenz (f_p) gleich der halben Summe der Signalfrequenz (/j und der Leerlauffrequenz (/,·) ist.

In Betracht gezogene Druckschriften:
I. R. E.-Trans. ED-6 (1959), 2 (April), S. 223.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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