DE1054505B - Transistor circuit for generating approximately square-wave voltage oscillations, which are stepped up and rectified - Google Patents

Transistor circuit for generating approximately square-wave voltage oscillations, which are stepped up and rectified

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DE1054505B
DE1054505B DET13270A DET0013270A DE1054505B DE 1054505 B DE1054505 B DE 1054505B DE T13270 A DET13270 A DE T13270A DE T0013270 A DET0013270 A DE T0013270A DE 1054505 B DE1054505 B DE 1054505B
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induction
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Dr Rudolf Cantz
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
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Description

Zur Umwandlung einer niedrigen Gleichspannung in eine höhere Gleichspannung, z. B. zur Erzeugung einer Anodenspannung, werden bekanntlich Transistor-Schaltungen verwendet, welche angenähert rechteckförmige, niederfrequente oder überhörfrequente Spannungsschwingungen erzeugen. Diese werden hochtransformiert und dann gleichgerichtet. Man kann dabei den Gleichrichter entweder so an die Transformatorsekundärwicklung anschließen, daß Strom im Gleichrichter fließt, während im Transistor ebenfalls Strom fließt (»Stromfraßwandler«), oder so, daß während der Strompause im Kollektorkreis des Transistors Strom im Gleichrichter fließt (»Sperrwandler«). Ferner kann auch eine Gleichrichterschaltung nach Greinacher oder Delon mit zwei Gleichrichtern zur Spannungsverdopplung angewandt werden; es fließt dann während der Stromflußzeiten im Transistor Strom in dem einen Gleichrichter, während der Strompausen im TransistorStrom in dem anderen Gleichrichter (»Summierwandler «).To convert a low DC voltage into a higher DC voltage, e.g. B. to generate a Anode voltage, transistor circuits are known to be used, which are approximately rectangular, Generate low-frequency or overhearing-frequency voltage oscillations. These are stepped up and then rectified. You can either connect the rectifier to the transformer secondary winding, that current flows in the rectifier, while current also flows in the transistor (»Stromfraßwandler«), or so that current flows in the rectifier during the current break in the collector circuit of the transistor ("flyback converter"). A Greinacher or Delon rectifier circuit with two rectifiers can also be used be used for voltage doubling; current then flows in the transistor during the current flow times in one rectifier, during the pauses in the transistor current in the other rectifier (»summing converter «).

Die Erfindung bezieht sich hauptsächlich auf Schaltungen, bei denen eine Einweggleichrichterschaltung so benützt wird, daß jeweils während der Stromflußzeiten im Transistor auch der Stromdurchgang im Gleichrichter stattfindet. Diese »Stromfluß wandler «-Schaltungen haben bekanntlich den Vorteil, daß die vom Gleichrichter abgegebene Spannung grundsätzlich durch die Batteriespannung und das Windungszahlenverhältnis bestimmt ist und nur relativ wenig von der Belastung abhängt. Dabei ist selbstverständlich ein Speicherkondensator von ausreichender Kapazität vorausgesetzt.The invention relates mainly to circuits in which a half-wave rectifier circuit so it is used that during the current flow times in the transistor also the current passage in the rectifier takes place. These "current flow converter" circuits are known to have the advantage that the output from the rectifier Voltage basically determined by the battery voltage and the number of turns ratio and is relatively little dependent on the load. It goes without saying that a storage capacitor is included assuming sufficient capacity.

Dem steht jedoch ein Nachteil gegenüber: Die in der Primärselbstinduktion des Transformators während der Stromflußzeit des Transistors aufgespeicherte magnetische Energie muß in einem Kondensator aufgefangen werden, weil anderenfalls hohe Spannungsspitzen an der Primärwicklung bei der Unterbrechung des Kollektorstromes auftreten, die zu einem Durchschlag des Transistors oder Gleichrichters führen können. Der Kondensator wird meistens an die Sekundärspule gelegt, weil man dann mit geringeren Kapazitätswerten und weniger Raum auskommt.On the other hand, there is a disadvantage: The primary self-induction of the transformer during the Magnetic energy stored in the transistor must be captured in a capacitor otherwise high voltage peaks occur on the primary winding when the collector current is interrupted, which leads to a breakdown of the transistor or rectifier. The capacitor is mostly placed on the secondary coil because you can then get by with lower capacitance values and less space.

Dieser Kondensator ist zusammen mit der Selbstinduktion der Sekundärwicklung im wesentlichen frequenzbestimmend für die erzeugten Rechteckschwingungen und verursacht, wie die Erfahrung zeigt, daß die Verluste im Transformator und Transistor verhältnismäßig groß werden, so daß sich kein günstiger Wirkungsgrad für die Gleichspannungswandlung ergibt.This capacitor, together with the self-induction of the secondary winding, essentially determines the frequency for the square waves generated and, as experience shows, causes the Losses in the transformer and transistor are relatively large, so that there is no favorable efficiency for the DC voltage conversion results.

Nun ist von im Handel befindlichen Geräten mit Sperrwandler- und Summierwandlerschaltungen her bekannt, daß man durch Anwendung eines frequenzabhängigen Spannungsteilers zwischen der Rückkopplungswicklung des Transformators und der Basis-Emitter-Strecke des Transistors die Frequenz der erzeugten Rechteckschwin-Transistor-Sctialtung zum Erzeugen
angenähert rediteckförmiger
Sp annungs s chwingungen,
die hochtransformiert und
gleichgerichtet werdenIt is now known from commercially available devices with flyback converter and summing converter circuits that the frequency of the square-wave transistor Sctialtung generated can be generated by using a frequency-dependent voltage divider between the feedback winding of the transformer and the base-emitter path of the transistor
approximately rediteck-shaped
Stress vibrations,
which is stepped up and
be rectified

Anmelder:Applicant:

Telefunken G.m.b.H.,Telefunken G.m.b.H.,

Berlin NW 87, Sickingenstr. 71
15 Berlin NW 87, Sickingenstr. 71
15th

Dr. Rudolf Cantz1 Ulm/Donau,
ist als Erfinder genannt worden
Dr. Rudolf Cantz 1 Ulm / Danube,
has been named as the inventor

gungen und auch den Wirkungsgrad beeinflussen kann. Der Spannungsteiler besteht aus einem längsgeschalteten Kondensator und quergeschalteten Ohmschen Widerstand, von dem die Rückkopplungsspannung für die Basis-Emitter-Strecke abgenommen wird.and can also influence the efficiency. The voltage divider consists of a series connected Capacitor and cross-connected ohmic resistor from which the feedback voltage for the Base-emitter route is removed.

Der Grundgedanke der vorliegenden Erfindung besteht nun darin, daß diese bekannte Form eines Spannungsteilers zwischen der Rückkopplungswicklung des Transformators und der Basis-Emitter-Strecke des Transistors insbesondere bei der Anwendung auf einen Stromflußwandler dahin abgeändert wird, daß seine Querimpedanz durch eine Selbstinduktionsspule statt durch einen Ohmsehen Widerstand gebildet wird. Die Vorteile einer Frequenzbestimmung durch einen Spannungsteiler im Rückkopplungskreis können erst dann entscheidend zur Geltung kommen. Hierdurch nähern sich die erzeugten Schwingungen mehr der Rechteckform, so daß der Wirkungsgrad entsprechend ansteigt. Dieser Vorteil macht sich besonders bei Stromflußwandlern wegen deren schlechten Wirkungsgrades bemerkbar.The basic idea of the present invention is that this known form of a voltage divider between the feedback winding of the transformer and the base-emitter path of the transistor is modified in particular when applied to a current flow converter so that its shunt impedance is formed by a self-induction coil instead of an ohmic resistor. The advantages of frequency determination A voltage divider in the feedback circuit can only then come into its own come. As a result, the generated vibrations come closer to the rectangular shape, so that the efficiency increases accordingly. This advantage is particularly evident in the case of current flow converters because of them poor efficiency noticeable.

Es ist in einem Gleichspannungswandler mit Transistor bekannt, zwischen die Batterie und den Wandler ein LC-Glied einzuschalten, welches eine Rückwirkung der stoßweisen Belastung der Batterie auf den Empfänger bei großem Innenwiderstand der Batterie vermeiden soll. Die Drossel liegt im Gegensatz zur erfindungsgemäßen Schaltung nicht in einem Wechselstromzweig der Oszillatorschaltung. It is known in a DC-DC converter with a transistor to insert between the battery and the converter Switch on the LC element, which has a retroactive effect of the intermittent load on the battery on the receiver should be avoided if the internal resistance of the battery is high. The throttle is in contrast to the invention Circuit not in an AC branch of the oscillator circuit.

In Fig. 1 ist als Beispiel das Schaltbild eines »Stromflußwandlers « gemäß der Erfindung dargestellt. Im KoUektorkreis eines Transistors Tr Uegt die Primärwicklung L1 eines Transformators T, dessen mit einemIn Fig. 1, the circuit diagram of a "current flow converter" according to the invention is shown as an example. In the KoUektorkreis of a transistor Tr Uegt the primary winding L 1 of a transformer T, whose with a

809 789i/339809 789i / 339

Claims (3)

Kondensator C2 überbrückte Sekundärwicklung L2 über einen Gleichrichter G mit den Gleichspannungsausgangsklemmen K1 und K2 verbunden ist. Zwischen diesen Klemmen liegt ein Speicherkondensator C Parallel zur Batterie B, im allgemeinen ein Akkumulator, liegt ein Ohmscher Spannungsteiler R1, R2, dessen Widerstand R1 zur Schließung des Rückkopplungskreises von einem Kondensator C1 überbrückt ist. R2 liefert die Vorspannung der Basis gegen den Emitter, und an R1 + ^2 ^eIt die Kollektorspannung. Wechselstrommäßig parallel zur Rückkopplungswicklung La liegt ein frequenzabhängiger Spannungsteiler, der hauptsächlich aus dem längsgeschalteten Kondensator Ct und der quergeschalteten Spule Lt besteht. Auf die Bedeutung von L und R wird unten näher eingegangen. Von. der Spule Lt wird die Rückkopplungsspannung für die Basis-Emitter-Strecke abgenommen, wobei zu beachten ist, daß der Punkt P wechselstrommäßig über den Akkumulator B oder die gestrichelt gezeichnete Kapazität am Emitter liegt. Durch die erfindungsgemäße Verwendung einer Selbstinduktion Lt von passender Größe als Querimpedanz ergibt sich gegenüber der Verwendung eines Ohmschen Widerstandes nicht nur eine Verringerung der Leistungsverluste im Rückkopplungskreis, sondern insbesondere ein günstigerer zeitlicher Verlauf der an der Basis-Emitter-Strecke wirksamen Rückkopplungsspannung. Dies sei an Hand der Fig. 2 und 3 verdeutlicht. Es wird vorausgesetzt, daß die Rückkopplungswicklung des Transformators eine angenähert rechteckförmige Spannung an den Eingang des Teilers Ct, Lt liefert. Dieser verändert dann die Kurvenform der Spannung Ube für die Basis-Emitter-Strecke. Im Falle eines Ohmschen Widerstandes als Ouerimpedanz würde der zeitliche Verlauf der Spannung Ube in Abhängigkeit von der Zeit t eine Form haben, wie sie in Fig. 2 gezeichnet ist. Man sieht dabei zunächst von der in Fig. 1 eingezeichneten weiteren Selbstinduktion L ab. Die Spannung Ube der Basis gegen den Emitter ist zunächst positiv, nimmt dann plötzlich bis auf Null ab und steigt auf einen hohen negativen Wert an, wodurch der Kollektorstrom eingeschaltet wird. Die Spannung sinkt am Anfang der Stromflußzeit T1 des Transistors schnell, dann langsamer und schließlich wieder schneller ab, bis beim Erreichen eines niedrigen negativen Spannungswertes die Unterbrechung des Kollektorstromes erfolgt und die Spannung umspringt auf einen positiven Wert. Im Falle einer Selbstinduktion Lt als Querimpedanz, wie dies die vorliegende Erfindung vorsieht, ergibt sich dagegen ein Verlauf, wie in Fig. 3 gezeichnet. Dort erfolgt die Abnahme der Spannung während T1 zuerst langsam und dann schneller und springt schließlich mit einem schärferen Knick um. Die Spannung Ube reicht daher während einer längeren Zeit aus, um einen genügend großen Basis- und Kollektorstrom fließen zu lassen, ohne daß ein wesentlich überhöhter Anfangswert von Ube erforderlich ist. Außerdem ist der erwähnte schärfere Knick für eine zeitlich wohldefinierte Unterbrechung des Kollektorstromes nützlich. Gegenüber der Verwendung eines Teilers mit Ohmscher Querimpedanz erhält man so eine wesentliche Verbesserung des Transistorwirkungsgrades und der Betriebsstabilität. Würde man eine Schaltung nach Fig. 1 in der bisher beschriebenen einfachen Form, noch ohne die Zusatzselbstinduktion L in der Zuleitung zum Spannungsteilerkondensator Ct, ausführen, so hätte dies den Nachteil, daß sich zu Beginn der Stromflußzeit im Transistor leicht eine kurzzeitige hohe Kollektorstromspitze ergeben könnte, weil das Umspringen der Basisspannung sehr plötzlich erfolgen würde. Auch würden sich, wenn Tran- sistoren verschiedener Stromverstärkung eingesetzt würden, wesentlich verschiedene Formen des zeitlichen Verlaufes des Kollektorstromes ergeben. Gemäß einem weiteren Erfindungsgedanken kann man sowohl das Auftreten der hohen Stromspitzen vermeiden als auch den Einfluß der Streuung der Stromverstärkung der Transistoren auf den Kollektorstromverlauf sehr stark einschränken. Dies wird dadurch erreicht, daß in die Zuleitung zum Spannungsteilerkondensator Cy die schon genannte Zusatzselbstinduktion L, die nötigenfalls mit einem Ohmschen Dämpfungswiderstand R überbrückt ist, eingefügt und so bemessen ist, daß ihre Serienresonanzfrequenz mit dieser Kapazität Cy etwa das 1- bis l,5fache der gewünschten Generatorfrequenz beträgt. Bei der praktischen Erprobung ergab sich durch das Einfügen von L eine bedeutend verbesserte Auswechselbarkeit der Transistoren ohne Änderung der Schaltelemente und eine merkliche Verbesserung des Gesamtwirkungsgrades . Bei Transistoroszillatoren (in Basisschaltung) ist die Einschaltung eines Serienresonanzkreises LCt zwischen Rückkopplungsspule L3 und Steuerelektrode (Emitter) an sich bekannt. Er stellt dort den einzigen Resonanzkreis des Oszillators dar. Dieser Oszillator ist nicht zur Erzeugung von rechteckförmigen Schwingungen bestimmt und enthält auch nicht die Spule Lt, die erst die günstige Form der Rechteckschwingungen nach Fig. 3 verursacht. Gemäß einer weiteren Durchbildung der Erfindung erhält man den besten Gesamtwirkungsgrad einer Stromflußwandlerschaltung nach Fig. 1, wenn man die Kapazität Ct, die Selbstinduktionswerte Lt und L und die Rückkopplungsübersetzung so bemißt, wie dies im Anspruch 3 angegeben ist. Patentansprüche:Capacitor C2 bridged secondary winding L2 is connected to the DC voltage output terminals K1 and K2 via a rectifier G. A storage capacitor C is located between these terminals. In parallel with the battery B, generally an accumulator, there is an ohmic voltage divider R1, R2, the resistor R1 of which is bridged by a capacitor C1 to close the feedback circuit. R2 supplies the bias voltage between the base and the emitter, and the collector voltage at R1 + ^ 2 ^ eIt. In terms of alternating current, parallel to the feedback winding La is a frequency-dependent voltage divider, which mainly consists of the parallel-connected capacitor Ct and the cross-connected coil Lt. The meaning of L and R is discussed in more detail below. From. The feedback voltage for the base-emitter path is taken from the coil Lt, whereby it should be noted that the point P is in terms of alternating current via the accumulator B or the capacitance shown in dashed lines at the emitter. The inventive use of a self-induction Lt of a suitable size as a shunt impedance results not only in a reduction in the power losses in the feedback circuit compared to the use of an ohmic resistor, but in particular in a more favorable time profile of the feedback voltage effective at the base-emitter path. This is illustrated by means of FIGS. 2 and 3. It is assumed that the feedback winding of the transformer supplies an approximately square-wave voltage to the input of the divider Ct, Lt. This then changes the curve shape of the voltage Ube for the base-emitter path. In the case of an ohmic resistance as cross-impedance, the time profile of the voltage Ube as a function of the time t would have a form as shown in FIG. One initially disregards the further self-induction L shown in FIG. 1. The voltage Ube between the base and the emitter is initially positive, then suddenly decreases to zero and rises to a high negative value, whereby the collector current is switched on. The voltage drops rapidly at the beginning of the current flow time T1 of the transistor, then more slowly and finally more quickly again, until the collector current is interrupted when a low negative voltage value is reached and the voltage jumps to a positive value. In the case of a self-induction Lt as the shunt impedance, as provided by the present invention, on the other hand a curve results as shown in FIG. 3. There, the decrease in voltage during T1 takes place slowly at first and then faster and finally jumps over with a sharper kink. The voltage Ube is therefore sufficient for a longer time to allow a sufficiently large base and collector current to flow without a significantly excessive initial value of Ube being necessary. In addition, the above-mentioned sharper kink is useful for a well-defined interruption of the collector current. Compared to the use of a divider with ohmic shunt impedance, this results in a significant improvement in transistor efficiency and operational stability. If a circuit according to FIG. 1 were to be carried out in the simple form described so far, without the additional self-induction L in the lead to the voltage divider capacitor Ct, this would have the disadvantage that a brief high collector current peak could easily result at the beginning of the current flow time in the transistor because the base voltage would change very suddenly. If transistors with different current amplifications were used, there would also be significantly different forms of the time course of the collector current. According to a further inventive concept, the occurrence of high current peaks can be avoided and the influence of the scattering of the current gain of the transistors on the collector current curve can be very greatly restricted. This is achieved in that the already mentioned additional self-induction L, which is bridged with an ohmic damping resistor R if necessary, is inserted into the supply line to the voltage divider capacitor Cy and is dimensioned so that its series resonance frequency with this capacitance Cy is about 1 to 1.5 times that desired generator frequency. In practical testing, the insertion of L resulted in a significantly improved interchangeability of the transistors without changing the switching elements and a noticeable improvement in the overall efficiency. In the case of transistor oscillators (in basic circuit), the connection of a series resonance circuit LCt between the feedback coil L3 and the control electrode (emitter) is known per se. There it represents the only resonance circuit of the oscillator. This oscillator is not intended to generate square-wave oscillations and neither does it contain the coil Lt, which only causes the favorable shape of the square-wave oscillations according to FIG. According to a further development of the invention, the best overall efficiency of a current flow converter circuit according to FIG. Patent claims: 1. Transistor-Schaltung zum Erzeugen angenähert rechteckförmiger Spannungsschwingungen, die hochtransformiert und gleichgerichtet werden, unter Verwendung eines Transformators mit einer Primärwicklung im Kollektorkreis, einer den Gleichrichter speisenden Sekundärwicklung, einer Rückkopplungswicklung und eines Spannungsteilers zwischen der Rückkopplungswicklung und der Basis-Emitter-Strecke, dessen Längsimpedanz eine Kapazität enthält, insbesondere mit einem so gepolten Einweggleichrichter, daß jeweils während der Stromflußzeiten im Transistor auch der Stromdurchgang im Gleichrichter stattfindet, dadurch gekennzeichnet, daß die Ouerimpedanz des Spannungsteilers aus einer Selbstinduktionsspule (Lt) besteht.1. Transistor circuit for generating approximately square-wave voltage oscillations, which are stepped up and rectified, using a transformer with a primary winding in the collector circuit, a secondary winding feeding the rectifier, a feedback winding and a voltage divider between the feedback winding and the base-emitter path, its Series impedance contains a capacitance, in particular with a half-wave rectifier polarized in such a way that the current flow in the rectifier also takes place during the current flow times in the transistor, characterized in that the cross-impedance of the voltage divider consists of a self-induction coil (Lt) . 2. Transistor-Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß noch eine weitere Selbstinduktion (L), die nötigenfalls mit einem Ohmschen Dämpfungswiderstand (R) überbrückt ist, in Reihe mit der Kapazität (Ct) des Spannungsteilers geschaltet und so bemessen ist, daß ihre Serienresonanzfrequenz mit dieser Kapazität (Ct) etwa das 1- bis l,5fache der gewünschten Generatorfrequenz beträgt.2. Transistor circuit according to claim 1, characterized in that a further self-induction (L), which if necessary is bridged with an ohmic damping resistor (R) , connected in series with the capacitance (Ct) of the voltage divider and is dimensioned such that their series resonance frequency with this capacitance (Ct) is about 1 to 1.5 times the desired generator frequency. 3. Transistor-Schaltung nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch die folgende Bemessung der Kapazität (Ct) des Spannungsteilers, der Selbstinduktionswerte (Lt undL) und der Rückkopplungsübersetzung (wsIw1) 3. Transistor circuit according to claim 2, characterized by the following dimensioning of the capacitance (Ct) of the voltage divider, the self-induction values (Lt and L) and the feedback ratio (w s Iw 1 ) L1 = D- L 1 = D- V>-Ür)\V> -Ür) \
Na-N a - ff ς. β ς. β Ib Ib maxMax UU be be max ' fmax 'f
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3045148A (en) * 1962-07-17 Ignition system with transistor control
DE1218019B (en) * 1964-01-16 1966-06-02 Telefonbau Circuit arrangement for intrinsically safe modulation of a transmitter, in particular for remote control and telemetry purposes
DE1254749B (en) * 1962-03-10 1967-11-23 Siemens Ag Voltage converter with a transistor generator
DE1278601B (en) * 1959-07-04 1968-09-26 Philips Nv Self-excited transistor voltage converter

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE834703C (en) * 1948-12-29 1952-03-24 Western Electric Co Vibration generator

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE834703C (en) * 1948-12-29 1952-03-24 Western Electric Co Vibration generator

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3045148A (en) * 1962-07-17 Ignition system with transistor control
DE1278601B (en) * 1959-07-04 1968-09-26 Philips Nv Self-excited transistor voltage converter
DE1254749B (en) * 1962-03-10 1967-11-23 Siemens Ag Voltage converter with a transistor generator
DE1218019B (en) * 1964-01-16 1966-06-02 Telefonbau Circuit arrangement for intrinsically safe modulation of a transmitter, in particular for remote control and telemetry purposes

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