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Gleichumrichter
Die Erfindung betrifft einen aus Transistorwechselrichter, Übertrager und nachgeschaltetem Gleichrichter mit Ladekondensator bestehenden Gleichumrichter, bei dem der Übertrager in der Diagonale einer aus zwei Kondensatoren und zwei bezüglich ihrer Kollektoremitterstrecken in Serie geschalteten Transistoren gebildeten Brückenschaltung so eingefügt ist, dass er die Mitte der Kondensatoren und die Mitte der beiden Transistoren verbindet und bei dem die Eingangsgleichspannung an die andere Brückendiagonale angelegt ist und die wechselseitige Steuerung der T. ansistoren über ihre Basiskreise durch vom Übertrager abgeleitete Spannungen erfolgt.
Es sind Gleichumrichter mit einem Transistorwechselrichter in Gegentaktschaltung bekannt, bei denen am Kollektor der Transistoren eine Sperrspannung auftritt, die mindestens doppelt so gross ist, wie die Batteriespannung. Für solche Stromversorgungsgeräte müssen daher bei höheren Batteriespannungen teuere, hochsperrende Siliciumtransistoren verwendet werden. Solche Transistoren sind z. B. unte, der Typenbezeichnung Mub 20 bekannt. Diese haben eine Kollektorsperrfähigkeit von # 360 V. Aus Lebensdauergründen empfiehlt es sich jedoch bei Leistungstransistoren nur zirka,60% der Sperrfähigkeit auszunutzen.
Für höhere Batteriespannungen bzw. Eingangsgleichspannungen ist es daher vorteilhaft, eine andere ebenfalls bekannte Gleichumrichterschaltung zu verwenden, bei der die maximale Kollektorspannung nie grösser ist als die Batteriespannungen. Eine solche bekannte Gleichumrichterschaltung ist in Fig. l dargestellt. Dieser Gleichumrichter besteht aus einem Transistorwechselrichter mit Übertrager Ü1, nachgeschaltetem Gleichrichter Gl und Ladekondensator CL. Die Transistoren Trl und Tr, des Wechselrichters bilden mit den Kondensatoren Cl und C, eine Brückenschaltung. Die Batteriespannung bzw. Eingangs gleichspannung UE wird an die eine Brückendiagonale angelegt. In der andern Brückendiagonale liegt die
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doppelten Batteriestrom.
Die Steuerung der Transistoren Tr., Tr, erfolgt durch eine in die Basiskreise eingekoppelte Spannung, die vom Übertrager Ül über die Sekundärwicklungen n, n abgenommen wird.
Die Schaltfrequenz ist abhängig von der Zeit, bis der Übertrager Ü 1 in die Sättigung gesteuert wird. Bei jeder Periode wird also im Übertrager Ül die volle Hystereseschleife durchlaufen. Deshalb treten grosse Hystereseverluste auf. Ausserdem erfolgt die Umschaltung der Transistoren im Sättigungszustand des
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Übertragers Ü., d. h. bei einem Kollektorstrom, der stets höher ist alsdermaximaleKollektornutzstrom.
Dadurch treten erhebliche Umschalteverluste im Transistor auf.
Ferner ist eine Wechselrichterschaltungsanordnung bekannt, bei der die Kollektoren zweier Transistoren durch die Primärwicklung eines Differentialübertragers und die Emitter beider Transistoreu direkt miteinander verbunden sind. Die Batteriespannung wird zwischen der Mittelanzapfung der Primärwick- lung und dem Verbindungspunkt der beiden Emitter zugeführt. An der Sekundärwicklung des Differential- übertragers ist die Last angeschlossen. Parallel zur Primärwicklung dieses Differentialübertragers liegt eine Reihenschaltung bestehend aus einem Kondensator, einer Primärwicklung, einem weiteren Übertrager und einer Induktivität. Die beiden Sekundärwicklungen des weiteren Übertragers liegen jeweils in den Emitter-Basiskreisen der Transistoren und bewirken eine Aussteuerung der Transistoren im Gegentakt.
Nachteilig ist bei dieser bekannten Wechselrichterschaltungsanordnung, dass an den Kollektoren der Transistoren eine Sperrspannung auftritt, die ebenfalls wieder doppelt so gross ist, wie die Batteriespannung, so dass die Umschaltverluste sehr hoch sind. Ausserdem wird zur Bildung des Schwingkreises neben der bereits vorhandenen Primärwicklung des weiteren Übertragers eine zusätzliche Schwingkreisinduktivität benötigt.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, den bekannten Gleichumrichter insbesondere in dieser Hinsicht zu verbessern.
Der Gleichumrichter wird zur Vermeidung der erwähnten Nachteile daher gemäss der Erfindung so ausgebildet, dass der Steuerübertrager mit seiner Primärwicklung über einen Vorwiderstand parallel zur Primärwicklung des Hauptübertragers liegt und im Basis-Emitterkreis eines jeden Transistors je eine Sekundärwicklung des Steuerübertragers so liegt, dass ein an der Primärwicklung auftretender Impuls jeweils den einen Transistor durchsteuert und den andern Transistor sperrt und dass der Hauptübertrager so ausgebildet ist, dass er unterhalb seiner Sättigungsgrenze betrieben wird und sein Eisenkern aus einem Material besteht, das bei geringen Hystereseverlusten eine hohe Sättigungsgrenze aufweist, während der Steuer- übertrager so ausgebildet ist,
dass er bei geringen Hystereseverlusten in die Sättigung gesteuert wird und dass ferner die Streuinduktivität des Hauptübertragers und des Steuerübertragers so klein bemessen sind, dass die Zeit für den Stromanstieg kurz ist im Vergleich mit der Halbperiode der Wechselrichterspannung und dass die Entladezeitkonstante des dem Gleichrichter nachgeschalteten Kondensators zusammen mit
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bzw. oder der Eingangsgleichspannung mit höheren Potentialdifferenzen zu rechnen ist, so dass im Wick- 1ungsaufbau höhere Isolationswerte erforderlich werden.
Die Erfindung wird an Hand der in den Fig. 2 und 5 schematisch dargestellten Ausführungsbeispiele und an Hand der Diagramme nach den Fig. 3,4, 6, 7 und 8 näher erläutert.
Der prinzipielle Aufbau der in Fig. 2 dargestellten Schaltung eines Gleichumrichters entspricht demjenigen der Schaltung nach Fig. 1. Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 ist jedoch der Übertra-
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des Hauptübertragers Ü'1. Durch Verlegung der Steuerung der Transistoren Tr, Tr in den gesonderten, speziell bemessenen Steuerübertrager Ü, ergibt sich, ausser geringeren EisenveJ1usten, bei dieser Schaltung noch der weitere wesentliche Vorteil, dass die Umschaltverluste der Transistoren sehr kleine Werte annehmen, da im Augenblick der Sättigung des Steuerübertragers Ü, der Basisstrom kurzgeschlossen wird und damit der Kollektorstrom erst auf einen sehr kleinen Betrag abklingt, ehe die Kollektorspannung auf den Sperrwert umspringen kann.
Dies ist aus der Fig. 3 deutlich erkennbar, die den zeitlichen Verlauf der Spannung UCE und des Stromes JC an einem 1ransistor Trl bzw. Tir zeigt. Bei 100 W Ausgangsleistung betragen die Umschaltverluste je Transistor nur zirka 0, 5 W. Die Durchgangsverluste sind dabei zirka 0, 25 W je Transistor, die gesamten Basisverluste zirka 0,2 W je Transistor. Die Schaltfrequenz des Umsetzers ist so gewählt, dass die Summe aller Verluste ein Minimum beträgt. Die optimale Frequenz liegt z. B. bei einer speziellen Dimensionierung bei 1820 Hz für eine Ausgangsleistung von 100 W. Bei Leerlauf steigt die Frequenz lediglich auf 1850 Hz an. Die Kurve nach Fig. 4 zeigt die bei einem Gleichumrichter von 212 V auf 24 V gemessenen Gesarntverlub, e Nv abhängig von der abgegebenen Leistung Na.
Die Gesamtschaltung eines Gleichumrichters von 212 V auf 24 V zeigt Fig. 5. Die entstehende Rechteckspannung wird im Übertrager Ü. auf den erforderlichen Wert transformiert und in einer Gegentaktschaltung mit den zwei Germaniumleistungsgleichrichtern GL, GL gleichgerichtet. Die Germaniumgleichrichter besitzen wegen ihres geringeren Schwellwertes einen besseren Wirkungsgrad als Selen-
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eingeschaltet, die zusammen mit den Kondensatoren Cl und C die Störspannungsforderungen auf der Batterieseite gewährleistet.
Das Starten des Gleichumrichters erfolgt durch einen Spannungsabfall am Basiswiderstand Rb, des Transistors Trader durch einen Hilfsstrom von der 212 V-Gleichspannung abgeleitet wird. Nach dem Anschwingen wird dieser Strom durch den Relaiskontakt sl des Relais S unterbrochen, dessen Erregerspule in Serie mit einem Widerstand Rv parallel zur Ausgangsspannung bzw. zum Ladekondensator liegt. Ein weiterer Kontakt s, dieses Relais S schaltet nach dem Anschwingen die Last RA an. Bei Kurzschluss an den Ausgangsklemmen bricht die Spannung am Hauptübertrager Ü zusammen und der Wechselrichter hört auf zu schwingen. Nach einer gewissen Zeit, verursacht durch das Zeitglied Rv, C'im Relaiserregungsstromkreis, wird der Wechselrichter von neuem gestartet.
Durch den niedrigen Innenwiderstand ('" 0, 3 Ohm) ist die Lastabhängigkeit der Ausgangsspannung UA sehr gering. Sie beträgt im Bereich zwischen 20 und 100 W nur zirka 2, 5 0. Bei ungeregelter Eingangsspannung UE oder bei erhöhter Konstanzforderung der Ausgangsspannung UA kann ein normaler Verlustregler nachgeschaltet werden.
Fig. 6 zeigt den Gesamtwirkungsgrad ta der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 einschliesslich Eingangsdrossel L1, Ausgangssiebglied L2, Cs und Anlassschaltung in Abhängigkeit von der abgegebenen Leistung Na. Wie aus Fig. 6 ersichtlich, kann mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 im grossen Lastbereich von zirka 20 bis 100 W ein Wirkungsgrad von 90 bis 94% erreicht werden.
Fig. 7 zeigt die Abhängigkeit der Ausgangsspannung UA von der Last. Die Spannung schwankt dabei zwischen einem Lastbereich von 5 bis 100 W um 2, 5So. Durch umschaltbare Anzapfungen 1... 7 der Primärwindungen des Hauptübertragers nul (vgl. Fig. 5) können diese Spannungsschwankungen innerhalb gewisser Lastbereiche auf < 0', 5'7o herabgesetzt werden. Die Fig. 8 zeigt die Abhängigkeit der Ausgangs- spalmungUa von der Ausgangsleistung Na unter Berücksichtigung von umschaltbaren Anzapfungen 1... 7
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Rectifier
The invention relates to a rectifier consisting of a transistor inverter, transformer and downstream rectifier with charging capacitor, in which the transformer is inserted in the diagonal of a bridge circuit formed from two capacitors and two transistors connected in series with respect to their collector-emitter paths so that it is inserted in the middle of the capacitors and the The middle of the two transistors connects and in which the input DC voltage is applied to the other bridge diagonal and the mutual control of the T. ansistoren takes place via their base circuits through voltages derived from the transformer.
Rectifiers with a transistor inverter in a push-pull circuit are known, in which a reverse voltage occurs at the collector of the transistors which is at least twice as high as the battery voltage. For such power supply devices, expensive, high-blocking silicon transistors must therefore be used at higher battery voltages. Such transistors are z. B. below, the type designation Mub 20 known. These have a collector blocking capacity of # 360 V. For reasons of service life, however, it is advisable to use only about 60% of the blocking capacity for power transistors.
For higher battery voltages or input DC voltages, it is therefore advantageous to use another, likewise known, rectifier circuit in which the maximum collector voltage is never greater than the battery voltages. Such a known rectifier circuit is shown in FIG. This rectifier consists of a transistor inverter with transformer U1, a downstream rectifier Gl and charging capacitor CL. The transistors Trl and Tr of the inverter form a bridge circuit with the capacitors Cl and C. The battery voltage or input DC voltage UE is applied to one bridge diagonal. In the other bridge diagonal lies the
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double battery power.
The transistors Tr., Tr, are controlled by a voltage which is coupled into the base circuit and which is taken from the transformer Ül via the secondary windings n, n.
The switching frequency depends on the time until the transformer Ü 1 is controlled into saturation. The full hysteresis loop is run through in the transformer Ül for each period. Therefore, there are large hysteresis losses. In addition, the transistors are switched in the saturation state
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Transformer o., D. H. at a collector current that is always higher than the maximum useful collector current.
This leads to considerable switching losses in the transistor.
Furthermore, an inverter circuit arrangement is known in which the collectors of two transistors are directly connected to one another through the primary winding of a differential transformer and the emitters of both transistors. The battery voltage is fed between the center tap of the primary winding and the connection point of the two emitters. The load is connected to the secondary winding of the differential transformer. In parallel to the primary winding of this differential transformer, there is a series circuit consisting of a capacitor, a primary winding, another transformer and an inductance. The two secondary windings of the further transformer are each located in the emitter base circuits of the transistors and cause the transistors to be driven in push-pull.
The disadvantage of this known inverter circuit arrangement is that a reverse voltage occurs at the collectors of the transistors, which is again twice as high as the battery voltage, so that the switching losses are very high. In addition, in addition to the existing primary winding of the further transformer, an additional resonant circuit inductance is required to form the resonant circuit.
The invention is therefore based on the object of improving the known rectifier in particular in this respect.
In order to avoid the disadvantages mentioned, the rectifier is therefore designed according to the invention in such a way that the primary winding of the control transformer is parallel to the primary winding of the main transformer via a series resistor and a secondary winding of the control transformer is located in the base-emitter circuit of each transistor so that one is connected to the The impulse occurring in the primary winding controls one transistor and blocks the other transistor and that the main transformer is designed so that it is operated below its saturation limit and its iron core is made of a material that has a high saturation limit with low hysteresis losses, while the control transmitter is trained
that it is controlled into saturation with low hysteresis losses and that the leakage inductance of the main transformer and the control transformer are dimensioned so small that the time for the current rise is short compared to the half-cycle of the inverter voltage and that the discharge time constant of the capacitor connected downstream of the rectifier combined With
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or the input DC voltage is expected to have higher potential differences, so that higher insulation values are required in the winding structure.
The invention is explained in more detail using the exemplary embodiments shown schematically in FIGS. 2 and 5 and using the diagrams according to FIGS. 3, 4, 6, 7 and 8.
The basic structure of the circuit of a rectifier shown in FIG. 2 corresponds to that of the circuit according to FIG. 1. In the circuit arrangement according to FIG. 2, however, the transmission is
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of the main transformer Ü'1. By relocating the control of the transistors Tr, Tr in the separate, specially dimensioned control transformer Ü, there is, in addition to lower iron losses, the further essential advantage of this circuit that the switching losses of the transistors assume very small values, since at the moment of saturation Control transformer Ü, the base current is short-circuited and thus the collector current only decays to a very small amount before the collector voltage can jump to the blocking value.
This can be clearly seen from FIG. 3, which shows the time profile of the voltage UCE and the current JC at a transistor Trl or Tir. At 100 W output power, the switching losses per transistor are only around 0.5 W. The throughput losses are around 0.2 W per transistor, and the total base losses are around 0.2 W per transistor. The switching frequency of the converter is chosen so that the sum of all losses is a minimum. The optimal frequency is e.g. B. with a special dimensioning at 1820 Hz for an output power of 100 W. When idling, the frequency only increases to 1850 Hz. The curve according to FIG. 4 shows the total displacement measured for a rectifier from 212 V to 24 V, e Nv as a function of the output Na.
The overall circuit of a rectifier from 212 V to 24 V is shown in Fig. 5. The resulting square-wave voltage is in the transformer Ü. transformed to the required value and rectified in a push-pull circuit with the two germanium power rectifiers GL, GL. The germanium rectifiers have a better efficiency than selenium due to their lower threshold value
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switched on, which together with the capacitors Cl and C ensures the interference voltage requirements on the battery side.
The rectifier is started by a voltage drop across the base resistor Rb of the Trader transistor, which is derived from the 212 V DC voltage by an auxiliary current. After the oscillation has started, this current is interrupted by the relay contact sl of the relay S, whose excitation coil is in series with a resistor Rv parallel to the output voltage or to the charging capacitor. Another contact s, this relay S, switches on the load RA after the oscillation has started. If there is a short circuit at the output terminals, the voltage at the main transformer Ü collapses and the inverter stops oscillating. After a certain time, caused by the timer Rv, C 'in the relay excitation circuit, the inverter is restarted.
Due to the low internal resistance (0.3 Ohm), the load dependency of the output voltage UA is very low. In the range between 20 and 100 W, it is only about 2.5 0. With unregulated input voltage UE or with increased constancy of output voltage UA, normal loss regulator can be connected downstream.
FIG. 6 shows the overall efficiency ta of the circuit arrangement according to FIG. 5 including input choke L1, output filter element L2, Cs and starting circuit as a function of the output Na. As can be seen from FIG. 6, an efficiency of 90 to 94% can be achieved with the circuit arrangement according to FIG. 5 in the large load range of approximately 20 to 100 W.
7 shows the dependence of the output voltage UA on the load. The voltage fluctuates between a load range of 5 to 100 W by 2.5So. By means of switchable taps 1 ... 7 of the primary windings of the main transformer nul (see FIG. 5), these voltage fluctuations can be reduced to <0.57o within certain load ranges. 8 shows the dependence of the output splitting Ua on the output power Na, taking into account switchable taps 1 ... 7
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