DE102022107156A1

DE102022107156A1 - High-side-halbleiterschalter mit überstromschutz

Info

Publication number: DE102022107156A1
Application number: DE102022107156.1A
Authority: DE
Inventors: Paolo Del Croce; Francesco Morandotti
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2022-03-25
Filing date: 2022-03-25
Publication date: 2023-09-28
Also published as: CN116805870A; US20230308089A1

Abstract

Eine Schaltung, die als intelligenter Halbleiterschalter verwendet werden kann, wird hier beschrieben. Gemäß einer Ausführungsform enthält die Schaltung einen High-Side-Leistungstransistor mit einem zwischen einem Versorgungsknoten und einem Ausgangsknoten gekoppelten Laststrompfad, der dazu ausgebildet ist, während des Betriebs einen Laststrom an eine Last zu liefern. Die Schaltung enthält weiterhin eine Gate-Treiber-Schaltung, die mit einer Steuerelektrode des Leistungstransistors gekoppelt ist, und eine erste Stufe einer Überstromschutzschaltung, die mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors gekoppelt und dazu ausgebildet ist, die Steuerelektrode auf die Feststellung hin, dass der Laststrom einen ersten Schwellenwert erreicht hat, derart anzusteuern, dass ein Spannungsabfall über dem Laststrompfad des Leistungstransistors zunimmt. Eine zweite Stufe der Überstromschutzschaltung ist mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors gekoppelt und dazu ausgebildet, die Steuerelektrode auf die Feststellung hin, dass der Laststrom einen zweiten Schwellenwert erreicht hat, derart anzusteuern, dass der Laststrom auf einen Maximalwert begrenzt wird oder dass der Leistungstransistor ausgeschaltet wird.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft das Gebiet von intelligenten Halbleiterschaltern, insbesondere einen High-Side-Halbleiterschalter mit Überstromschutz.
HINTERGRUND
Es ist eine breite Vielfalt von Typen intelligenter Halbleiterschalter für unterschiedliche Anwendungen (z. B. bei der Automobil- oder in industriellen Anwendungen) bekannt. Solche Halbleiterschalter können zusätzlich zu dem eigentlichen Schalter (üblicherweise ein High-Side-Leistungs-MOSFET) weitere Schaltungen, um den Halbleiterschalter ein- und auszuschalten, und, falls erforderlich, Diagnoseinformationen (z. B. Laststrom, Temperatur usw.) auszugeben oder den Schalter vor Überlastung (z. B. aufgrund zu hoher Temperatur oder Lastströme) zu schützen, enthalten. Ein intelligenter Halbleiterschalter kann auch mehrere Kanäle, von denen jeder einen Halbleiterschalter zum Ansteuern einer Last enthält, aufweisen.
Eine Überlastung des Halbleiterschalters aufgrund eines zu hohen Laststroms (Überstroms) kann zum Beispiel aufgrund eines Kurzschlusses oder einer ähnlichen Fehlfunktion der an den Halbleiterschalter angeschlossenen Last auftreten. Es sind verschiedene Konzepte zum Schützen des Halbleiterschalters vor Überstrom bekannt. Solche Konzepte kombinieren üblicherweise eine Stromerfassungsschaltung und eine Art Komparatorschaltung, die auf die Feststellung hin, dass der Laststrom einen definierten Schwellenwert überschreitet, ein Ausschalten des Halbleiterschalters auslösen kann. Alternativ kann anstelle eines harten Abschaltens eine Laststrombegrenzung implementiert werden. Eine Strombegrenzung stellt üblicherweise sicher, dass der Laststrom einen definierten maximalen Strom nicht überschreitet.
Stromerfassungswiderstände (manchmal auch als Shunt-Widerstände bezeichnet) können verwendet werden, um den Laststrom zu erfassen. Bei High-Side-Schaltern kann eine Strommessung mit einem Messwiderstand jedoch aufgrund des begrenzten Spannungsspielraums, der für den Spannungsabfall über dem Widerstand zur Verfügung steht, auf einige Probleme stoßen. Insbesondere das genaue Einstellen des/der erwähnten Stromschwellenwerts oder Stromgrenze kann schwierig sein. Die Erfinder haben einen Bedarf für die Verbesserung bestehender Konzepte zum Überstromschutz bei intelligenten Halbleiterschaltern festgestellt.
ÜBERBLICK
Eine Schaltung, die als intelligenter Halbleiterschalter verwendet werden kann, wird hier beschrieben. Gemäß einer Ausführungsform enthält die Schaltung einen High-Side-Leistungstransistor mit einem zwischen einem Versorgungsknoten und einem Ausgangsknoten gekoppelten Laststrompfad, der dazu ausgebildet ist, während des Betriebs einen Laststrom an eine Last zu liefern. Die Schaltung enthält weiterhin eine Gate-Treiberschaltung, die mit einer Steuerelektrode des Leistungstransistors gekoppelt ist, und eine erste Stufe einer Überstromschutzschaltung, die mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors gekoppelt und dazu ausgebildet ist, die Steuerelektrode auf die Feststellung hin, dass der Laststrom einen ersten Schwellenwert erreicht hat, derart anzusteuern, dass ein Spannungsabfall über dem Laststrompfad des Leistungstransistors zunimmt. Eine zweite Stufe der Überstromschutzschaltung ist mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors gekoppelt und dazu ausgebildet, die Steuerelektrode auf die Feststellung hin, dass der Laststrom einen zweiten Schwellenwert erreicht hat, derart anzusteuern, dass der Laststrom auf einen Maximalwert begrenzt wird oder dass der Leistungstransistor ausgeschaltet wird.
Darüber hinaus wird ein Verfahren zum Überstromschutz bei einem intelligenten Halbleiterschalter beschrieben. Gemäß einer Ausführungsform beinhaltet das Verfahren das Steuern eines Leistungstransistors in einen leitenden Zustand durch Laden einer Steuerelektrode des Leistungstransistors. Das Verfahren beinhaltet weiterhin das Ansteuern der Steuerelektrode derart, dass ein Spannungsabfall über einem Laststrompfad des Leistungstransistors ansteigt, wenn der Laststrom einen ersten Schwellenwert erreicht, und das Ansteuern der Steuerelektrode derart, dass der Laststrom auf einen Maximalwert begrenzt wird, oder das Ausschalten des Leistungstransistors, wenn der Laststrom einen zweiten Schwellenwert erreicht hat.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Erfindung lässt sich unter Bezugnahme auf die folgende Beschreibung und die Zeichnungen besser verstehen. Die Komponenten in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu, vielmehr wird der Schwerpunkt auf das Veranschaulichen der Prinzipien der Erfindung gelegt. Darüber hinaus bezeichnen in den Zeichnungen gleiche Bezugsziffern entsprechende Teile. Zu den Zeichnungen:

1 zeigt ein Beispiel eines High-Side-Halbleiterschalters mit einer einfachen Überstromschutzschaltung.
2 zeigt ein allgemeines Beispiel eines intelligenten Halbleiterschalters mit einem Überstromschutz gemäß den hier beschriebenen Ausführungsformen.
3 zeigt eine beispielhafte Implementierung des intelligenten Halbleiterschalters aus 2.
4 zeigt eine weitere beispielhafte Implementierung des intelligenten Halbleiterschalters von 2.
5 zeigt eine Modifikation des Beispiels von 4, gemäß der die Überstromschutzschaltung anstelle einer Strombegrenzung eine Abschaltung des intelligenten Halbleiterschalters vornimmt.
6 ist ein Diagramm, das ein Überstromschutzverfahren gemäß den hier beschriebenen Ausführungsformen zeigt.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
1 zeigt ein Beispiel eines High-Side-Halbleiterschalters mit einer einfachen Überstromschutzschaltung. Der High-Side-Halbleiterschalter kann als MOS („Metal-Oxide-Semiconductor“; Metall-Oxid-Halbleiter) Feldeffekttransistor (MOSFET) implementiert sein. Zum Beispiel kann ein DMOS (doppelt diffundierter MOS; „Double-Diffused MOS“) Transistor verwendet werden, der aus mehreren parallel geschalteten Transistorzellen gebildet ist (d. h. mit einem gemeinsamen Gate, einem gemeinsamen Drain und einer gemeinsamen Source-Elektrode). Die mehreren Transistorzellen sind üblicherweise in einem sogenannten Zellenfeld angeordnet.
Bei dem abgebildeten Beispiel ist der (z. B. DMOS) Leistungstransistor, bezeichnet als T_L, zwischen einem Versorgungsknoten VD und einem Ausgangsknoten OUT, an den während des Betriebs eine elektrische Last angeschlossen ist, angeschlossen. In 1 ist die elektrische Last durch den Widerstand R_L symbolisiert. Es versteht sich jedoch, dass die Last auch eine komplexere Schaltung, die verschiedene aktive und passive elektronische Schaltungskomponenten enthält, sein kann. Die Knoten VD und OUT können mit den jeweiligen Anschlüssen des Chips verbunden werden, um den Anschluss von externen Schaltkreisen zu ermöglichen. Bei dem dargestellten Beispiel ist die Versorgungsspannung VD an den Versorgungsknoten/-anschluss VD und damit auch an die Drain-Elektrode des Leistungstransistors T_L angelegt. Die an dem Ausgangsknoten OUT vorhandene Spannung ist mit V_S bezeichnet.
Das Gate des Leistungstransistors T_L wird üblicherweise durch eine sogenannte Gatetreiberschaltung angesteuert (geladen/entladen), die in 1 mit der Bezugsziffer 12 bezeichnet ist. Verschiedene geeignete Gatetreiberschaltungen sind als solche bekannt und werden daher hier nicht näher erläutert. 1 zeigt lediglich ein vereinfachtes Beispiel eines Gate-Treibers, bei dem je nach Pegel des Logiksignals IN entweder eine Stromquelle Q₁ (die einen positiven Gatestrom i_G>0 liefert) oder eine Stromquelle Q₂ (die einen negativen Gatestrom i_G<0 liefert) mit der Gate-Elektrode des Transistors T_L verbunden ist. Zum Beispiel kann ein High-Pegel des Logiksignals IN (IN=1) die Stromquelle Q₁ veranlassen, einen positiven Gatestrom i_G zu liefern und dadurch das Gate des Transistors T_L zu laden und den Transistor einzuschalten. Ähnlich kann ein Low-Pegel des Logiksignals IN (IN=0) die Stromquelle Q₂ veranlassen, einen negativen Gatestrom i_G zu liefern und dadurch das Gate des Transistors T_L entladen und den Transistor auszuschalten.
Die Stromquelle Q₁ kann zwischen einen Ladungspumpenausgang (Ausgangsspannung V_CP) und die Gate-Elektrode des Transistors T_L gekoppelt sein, während die Stromquelle Q₂ zwischen die Gate-Elektrode des Transistors T_L und seiner Source-Elektrode (verbunden mit dem Ausgangsknoten OUT) gekoppelt sein kann. Die Ladungspumpe (bezeichnet mit der Bezugsziffer 11) ist dazu ausgebildet, eine Versorgungsspannung V_CP-V_S für den Gate-Treiber 12 und andere Schaltkreise, für die das elektrische Potential V_S das Bezugspotential (floatende Masse) darstellt, zu liefern. Verschiedene geeignete Ladungspumpen- und andere Schaltungen zum Bereitstellen der Spannung V_CP sind als solche bekannt und werden daher hier nicht weiter erörtert.
Die Überstromschutzschaltung verwendet einen sogenannten Sense-Transistor T_S und einen Widerstand R_S zur Stromerfassung und eine Verstärkerschaltung (Operationsverstärker AMP und Transistor T₁) zur Strombegrenzung. Der Sense-Transistor T_S kann aus einer oder mehr Transistorzellen des Zellenfeldes des Leistungstransistors T_L gebildet sein. Die Transistoren T_S und T_L haben gemeinsame Gate- und Drain-Elektroden, aber getrennte Source-Elektroden. Daher wird der (durch die Spannungsversorgung gelieferte) Drainstrom in den Laststrom i_L und den Sense-Strom is aufgeteilt, wobei der Sense-Strom näherungsweise proportional zum Laststrom ist und der Proportionalitätsfaktor durch das Verhältnis der aktiven Flächen (oder das Verhältnis der Anzahl der Transistorzellen) der Transistoren T_L und T_S bestimmt wird. Um den Sense-Strom i_S in ein Spannungssignal umzuwandeln, ist ein Stromerfassungswiderstand zwischen die Source-Elektrode des Sense-Transistors T_S und den Ausgangsknoten OUT gekoppelt.
Die Spannung i_S·R_S über dem Widerstand R_S sowie eine Referenzspannung V_OS (Offsetspannung) werden der Verstärkerschaltung zugeführt, die dazu ausgebildet ist, einen solchen Strom von der Gate-Elektrode des Leistungstransistors T_L abzuleiten („to sink“), dass der Sense-Strom i_S ungefähr gleich einem Schwellenwertstrom (Maximalstrom) V_OS/R_S ist. Der Schwellenwert-/Maximalstrom wird durch die Referenzspannung V_OS und den Widerstand des Widerstands R_S bestimmt. Um den Laststrom i_L zu begrenzen, ist der Transistor T₁ zwischen die Gate-Elektrode und die Source-Elektrode des Transistors T_L gekoppelt, während das Gate des Transistors T₁ durch den Ausgang des Operationsverstärkers AMP basierend auf der Differenz R_S·i_S-V_OS (die proportional zur Differenz i_S-V_OS/R_S ist) angesteuert wird. Der Operationsverstärker AMP kann durch die Spannung V_S (Ausgangsspannung am Ausgangsknoten OUT) und die durch die Ladungspumpe 11 bereitgestellte Spannung V_CP versorgt werden. Bei einigen Ausführungsformen kann der Operationsverstärker AMP als Komparator (der als Differenzverstärker mit einer hohen Verstärkung betrachtet wird) arbeiten oder durch einen solchen ersetzt werden. Wenn der Operationsverstärker AMP durch einen Komparator ersetzt wird, kann er im Modus mit offener Schleife arbeiten, um eine Überstromabschaltung auszulösen, wenn die Differenz R_S·i_S-V_OS positiv wird. Dies gilt auch für andere hier beschriebene Beispiele.
Wie aus 1 ersichtlich ist, bestimmt die Offsetspannung V_OS den Stromschwellenwert / die Stromgrenze. Wenn er vollständig eingeschaltet ist, hat der Leistungstransistor T_L typischerweise einen Ein-Widerstand von näherungsweise 1 Milliohm. Unter der Annahme, dass der Überlastschutz bei einem Laststrom von 30 Ampere ausgelöst werden soll, beträgt der Spannungsabfall über dem Ein-Widerstand des Leistungstransistors T_L 30 Millivolt (Drain-Source-Spannung V_DS). Das heißt, die theoretisch maximale Spannung über dem Sense-Widerstand beträgt bei diesem Beispiel ebenfalls 30 Millivolt, und natürlich muss die Offset-Spannung V_OS (deutlich) kleiner als 30 Millivolt sein, damit der Verstärker AMP ordnungsgemäß arbeiten kann.
Die Offsetspannung V_OS kann jedoch nicht beliebig klein eingestellt werden, denn wenn die Offsetspannung V_OS zu klein ist, ist sie im Vergleich zu dem systematischen (aber praktisch zufälligen) Offset des Operationsverstärkers AMP nicht länger vernachlässigbar, was die Genauigkeit verschlechtert. Dementsprechend bestimmt die erforderliche Genauigkeit eine untere Grenze für die Offset-Spannung, die typischerweise größer ist als die Drain-Source-Spannung V_DS des Leistungstransistors T_L. Mit der Einschränkung, dass Vos während des Ein-Zustands des Leistungstransistors T_L kleiner als V_DS sein muss, kann die Überstromschutzschaltung 13 von 1 nur bei Anwendungen eingesetzt werden, bei denen die Genauigkeitsanforderungen eher gering sind (so dass Vos auf ausreichend niedrige Werte eingestellt werden kann).
Um die Situation zu verbessern, wird unten ein neuartiges Konzept erörtert, das im Vergleich zu dem Beispiel in 1 höhere Offsetspannungen Vos ermöglicht, indem eine Überstromschutzschaltung mit zwei Stufen verwendet wird, die nacheinander aktiv werden, wenn der Laststrom in Richtung der voreingestellten Stromgrenze steigt. Ein Beispiel ist in 2 dargestellt.
Die Schaltung von 2 enthält als Leistungshalbleiterschalter einen High-Side-DMOS-Transistor T_L, der einen zwischen einen Versorgungsknoten VD und einen Ausgangsknoten OUT gekoppelten Laststrompfad (Drain-Source-Strompfad) aufweist. Die Knoten VD und OUT können mit j eweiligen Chip-Anschlüssen verbunden sein. Der Ausgangsknoten OUT liefert im Betrieb (d. h. wenn der Transistor T_L eingeschaltet ist) einen Laststrom i_L an eine elektrische Last R_L. Eine Treiberschaltung 12 ist mit der Steuer- (Gate-)-Elektrode des Leistungstransistors T_L gekoppelt. Verschiedene geeignete Gate-Treiber-Implementierungen sind als solche bekannt und werden daher hier nicht weiter erörtert. Ähnlich zu dem Beispiel von 1 kann eine Ladungspumpe verwendet werden, um den Gate-Treiber mit einer Versorgungsspannung V_CP, die höher ist als die Spannung Vs an dem Ausgangsknoten, zu versorgen. Dementsprechend „sieht“ der Gate-Treiber 12 die Spannungsdifferenz V_CP-V_S als Versorgungsspannung. Das elektrische Potential am Ausgangsknoten OUT ist das Bezugspotential (floatende Masse) für den Gate-Treiber sowie für die unten beschriebene Überstromschutzschaltung.
Wie bereits erwähnt, verfügt die Schaltung von 2 über eine zweistufige Überstromschutzschaltung 13. Die erste Stufe 13a der Überstromschutzschaltung ist mit der Gate-Elektrode des Leistungstransistors T_L gekoppelt und dazu ausgebildet, die Steuerelektrode auf die Feststellung hin, dass der Laststrom iL einen ersten Schwellenwert i_TH1 erreicht hat, (durch Modifizieren der Gate-Spannung V_G) derart anzusteuern, dass der Spannungsabfall V_DS über dem Laststrompfad des Leistungstransistors T_L ansteigt. Dieser erste Schwellenwert i_TH1 ist niedriger als die tatsächliche Stromgrenze, die durch einen zweiten Schwellenwert i_TH2 repräsentiert wird.
Die zweite Stufe 13b der Überstromschutzschaltung ist ebenfalls mit der Gate-Elektrode des Leistungstransistors T_L gekoppelt und dazu ausgebildet, die Steuerelektrode auf die Feststellung hin, dass der Laststrom iL den zweiten Schwellenwert i_TH2 erreicht hat, (durch weiteres Modifizieren der Gate-Spannung V_G) derart anzusteuern, dass der Laststrom i_L auf einen Maximalwert i_LMAX begrenzt wird. Der zweite Schwellenwert kann (muss aber nicht notwendigerweise) gleich dem maximalen Laststrom I_LMAX sein. Anstatt den Laststrom i_L auf den maximalen Strom I_LMAX zu begrenzen, kann der Leistungstransistor T_L auf die Feststellung hin, dass der Laststrom i_L den zweiten Schwellenwert i_TH2 erreicht hat, ausgeschaltet werden.
Wenn der Laststrom i_L ansteigt und den ersten Schwellenwert i_TH1 erreicht, begrenzt die erste Stufe 13a den Laststrom nicht und löst auch keine Abschaltung des Transistors T_L aus, sondern entlädt lediglich das Gate des Leistungstransistors T_L geringfügig, um die Gate-Spannung V_G um einen solchen Betrag zu verringern, dass die Drain-Source-Spannung V_DS von sehr niedrigen Werten von z. B. einigen 10 Millivolt auf etwas höhere Werte von z. B. 70-150 Millivolt ansteigt. Dieser Anstieg der Spannung V_DS verschafft der zweiten Stufe 13b genügend Spannungsspielraum, um die Strombegrenzung (oder eine Überstromabschaltung) mit der erforderlichen Genauigkeit durchführen zu können.
Die 3 und 4 zeigen zwei sehr ähnliche Schaltungen, in denen beispielhafte Implementierungen der zweistufigen Überstromschutzschaltung detaillierter gezeigt sind. Bei dem in 3 gezeigten Beispiel enthält jede der Stufen 13a und 13b der Überstromschutzschaltung eine Stromerfassungsschaltung. Jede Stromerfassungsschaltung ist aus einem Sense-Transistor, T_S1 und T_S2, und einem (Stromerfassungs)-Widerstand, R_S1 und R_S2, die mit dem Drain-Source-Strompfad des Sense-Transistors in Reihe geschaltet sind, gebildet. Wie oben unter Bezugnahme auf 1 erörtert, können die Sense-Transistoren T_S1 und T_S2 aus einer oder mehr Transistorzellen des Zellenfeldes des Leistungstransistors T_L gebildet werden. Die Transistoren T_S1, T_S2 und T_L besitzen gemeinsame Gate- und Drain-Elektroden, aber getrennte Source-Elektroden. Daher wird der (durch die Leistungsversorgung gelieferte) Drainstrom in den Laststrom iL (der durch den Leistungstransistor T_L fließt) und die Sense-Ströme i_S1 und i_S2 aufgeteilt, wobei die Sense-Ströme i_S1 und i_S2 näherungsweise proportional zum Laststrom i_L sind. Wie oben erwähnt, wird der Proportionalitätsfaktor durch das Verhältnis der aktiven Flächen (oder das Verhältnis der Anzahl von Transistorzellen) der Transistoren T_L und T_S1 bzw. T_L und T_S2 bestimmt. Um die Sense-Ströme i_S1 und i_S2 in Spannungssignale (Strom-Sense-Signale V_RS1=i_S1·R_S1 und V_RS2=i_S2·R_S2) umzuwandeln, sind die Widerstände R_S1 und R_S2 zwischen der Source-Elektrode des jeweiligen Sense-Transistors (T_S1 oder T_S2) und dem Ausgangsknoten OUT angeschlossen. Gemäß einigen Ausführungsformen kann der Widerstand des Widerstands R_S1 niedriger sein als der Widerstand des Widerstands R_S2 (R_S1<R_S2).
Die erste Stufe 13a der Schutzschaltung enthält einen Verstärker AMP1, der dazu ausgebildet ist, eine Differenz zwischen dem ersten Stromerfassungssignal V_RS1 und einer ersten Offset-(Referenz-)-Spannung V_OS1 zu verstärken. Die Offset-Spannung V_OS1 bestimmt den ersten Schwellenwert i_TH1, der bei dem vorliegenden Beispiel näherungsweise gleich k_1*×V_OS1/R_S1 ist (wobei k₁ der Proportionalitätsfaktor zwischen i_L und i_S1 ist).
Ein erstes Steuerelement ist mit der Gate-Elektrode des Leistungstransistors T_L gekoppelt und dazu ausgebildet, als Reaktion auf ein Ausgangssignal des Verstärkers AMP1 Strom von der Gate-Elektrode abzuziehen, was zu einer erhöhten Drain-Source-Spannung V_DS führt. Bei dem in 3 abgebildeten Beispiel ist dieses Steuerelement ein Transistor T₁, der zwischen die Gate-Elektrode und die Source-Elektrode des Leistungstransistors T_L gekoppelt ist, wobei die Leitfähigkeit des Transistors T₁ durch die Ausgabe des Verstärkers AMP1, der das Gate des Transistors T₁ ansteuert, gesteuert wird.
Wenn der Laststrom i_L den ersten Schwellenwert i_TH1 erreicht (was dadurch angezeigt wird, dass das Stromerfassungssignal V_RSI die Offset-Spannung V_OS1 erreicht), dann erzeugt der Verstärker eine positive Ausgangsspannung, die hoch genug ist, um den Transistor T₁ in einen leitenden Zustand zu steuern. Dabei wird der Transistor T₁ nicht vollständig eingeschaltet, sondern stellt einen Strompfad bereit, der leitend genug ist, um genügend Ladung vom Gate des Leistungstransistors abzuleiten, um die Gate-Spannung V_G des Leistungstransistors derart zu verringern, dass die Drain-Source-Spannung V_DS des Leistungstransistors T_L von einigen 10 Millivolt auf höhere Werte (z. B. 70 bis 150 mV) ansteigt.
Sobald sich die Drain-Source-Spannung V_DS des Leistungstransistors T_L (weil die erste Stufe aktiv ist) auf einem erhöhten Pegel befindet, wird die zweite Stufe 13b der Überstromschutzschaltung aktiviert. Die zweite Stufe 13b kann im Wesentlichen auf dieselbe Weise arbeiten wie die einstufige Schutzschaltung von 1 mit dem (wichtigen) Unterschied, dass die Offset-(Referenz-)-Spannung V_OS2 verglichen mit dem Beispiel von 1 auf einen deutlich höheren Wert eingestellt werden kann, wodurch die erreichbare Genauigkeit der Strombegrenzungsschaltung erheblich erhöht wird. Die verbesserte Genauigkeit wird erreicht, weil die Offset-(Referenz-)-Spannung V_OS2 auf einen Pegel eingestellt werden kann, der hoch genug ist, dass die intrinsische Offset-Spannung am Eingang des Operationsverstärkers APM2 verglichen mit der Spannung V_OS2 vernachlässigbar ist, während V_OS2 immer noch niedriger ist als die erhöhte Drain-Source-Spannung V_DS.
Bei dem Beispiel von 3 enthält die zweite Überstromschutzstufe 13b einen Verstärker AMP2, der dazu ausgebildet ist, eine Differenz zwischen dem zweiten Stromerfassungssignal V_RS2 und der zweiten Referenzspannung V_OS2 zu verstärken. Die zweite Offset-(Referenz-)-Spannung V_OS2 bestimmt den zweiten Schwellenwert i_TH2, der bei dem vorliegenden Beispiel näherungsweise gleich k₂×V_OS2/R_S2 ist (wobei k₂ der Proportionalitätsfaktor zwischen i_L und i_S2 ist). Die Faktoren k₁ und k₂ können gleich sein (k₁=k₂=k).
Ein zweites Steuerelement ist mit der Gate-Elektrode des Leistungstransistors T_L gekoppelt und dazu ausgebildet, als Reaktion auf ein Ausgangssignal des Verstärkers AMP2 Strom von der Gate-Elektrode des Leistungstransistors abzuleiten. Bei dem in 3 abgebildeten Beispiel ist das zweite Steuerelement ein Transistor T₂, der zwischen die Gate-Elektrode und die Source-Elektrode des Leistungstransistors T_L gekoppelt ist, wobei die Leitfähigkeit des Transistors T₂ durch die Ausgabe des Verstärkers AMP2, der das Gate des Transistors T₂ ansteuert, gesteuert wird.
Wenn der Laststrom i_L den zweiten Schwellenwert i_TH2 erreicht (was dadurch angezeigt wird, dass das Stromerfassungssignal V_RS2 die Offset-Spannung V_OS2 erreicht), dann erzeugt der Verstärker AMP2 eine positive Ausgangsspannung, um den Transistor T₂ in einen leitenden Zustand zu steuern. Dabei wird der Transistor T₂ nicht vollständig eingeschaltet, sondern stellt einen Strompfad bereit, dessen Leitfähigkeit (durch die Verstärkerausgabe des Verstärkers AMP2) derart gesteuert wird, dass die Gate-Spannung V_G des Leistungstransistors um einen solchen Betrag verringert wird, dass der Laststrom auf den (durch den zweiten Schwellenwert gegebenen) gewünschten Wert begrenzt wird.
Der Verstärker AMP2 kann ein Operationsverstärker mit einer sehr hohen Verstärkung G (z. B. G>10⁵ ... 10⁷) sein. Wie aus 3 ersichtlich ist, wird die Ausgabe des Operationsverstärkers AMP2 (über den Transistor T₁, der die Gate-Spannung V_G und damit den Laststrom iL und das Stromerfassungssignal V_RS2 beeinflusst) an den Eingang des Verstärkers zurückgeführt. Diese Rückkopplungsschleife ermöglicht eine Strombegrenzung des Laststroms derart, dass das Stromerfassungssignal V_RS2 näherungsweise gleich der Offsetspannung V_OS2 ist. Es wird nochmals betont, dass diese Strombegrenzung durch die erste Stufe 13a der Überstromschutzschaltung ermöglicht wird, die den erhöhten Drain-Source-Strom V_DS als Reaktion auf einen steigenden Laststrom verursacht, bevor die Strombegrenzung tatsächlich ausgelöst wird.
Beide Beispiele von 3 und 4 können dieselbe Treiberschaltung 12, die oben unter Bezugnahme auf 1 beschrieben wurde, verwenden. Es können jedoch, abhängig von der tatsächlichen Anwendung, viele andere bekannte Treiberschaltungen verwendet werden. Die Beispiele der 3 und 4 sind im Wesentlichen gleich, wobei der einzige Unterschied in der ersten Überstromschutzstufe 13a liegt. Dementsprechend ist in 4 der Transistor T₁ (siehe 3) durch eine steuerbare Stromquelle Q₃, die dazu ausgebildet ist, durch die Ausgabe des Verstärkers AMP1 gesteuert zu werden, ersetzt. Bei einem weiteren Beispiel kann der Verstärker AMP1 als Komparator arbeiten (oder kann durch einen Komparator ersetzt werden). In diesem Fall kann die steuerbare Stromquelle Q₃ dazu ausgebildet sein, entsprechend der Komparatorausgabe aktiviert und deaktiviert zu werden. Das heißt, wenn das Stromerfassungssignal V_RS1=R_S1·i_S1 die (niedrige) Offsetspannung V_OS1 erreicht oder überschreitet, aktiviert der Komparator (oder Verstärker) die Stromquelle Q₃ und bewirkt damit eine Verringerung der Gate-Spannung V_G und einen entsprechenden Anstieg der Drain-Source V_DS.
5 zeigt eine weitere Ausführungsform, die keine Stromregelung, sondern vielmehr eine Überstromabschaltung vornimmt. Das Beispiel von 5 ist dem Beispiel in 4 sehr ähnlich, mit dem einzigen Unterschied, dass zwischen dem Ausgang des Verstärkers AMP2 und dem Gate des Transistors T₂ ein RS-Flip-Flop (auch als SR-Latch bezeichnet) eingefügt ist. Bei diesem Beispiel kann der Verstärker auch als Komparator arbeiten (oder durch einen solchen ersetzt werden).
Das RS-Flip-Flop R_S2 wird gesetzt, indem der Ausgang des Verstärkers AMP2 einen High-Pegel (S=1) liefert, wenn das Stromerfassungssignal V_RS2=R_S2·i_S2 die zweite Offsetspannung V_OS2 erreicht oder überschreitet. Das Setzen des RS-Flip-Flops R_S2 veranlasst den Ausgang Q des Flip-Flops, der mit der Gate-Elektrode des Transistors T₂ verbunden ist, einen High-Pegel (Q=1) auszugeben und damit den Transistor T₂ einzuschalten. Sobald der Transistor T₂ eingeschaltet ist, wird die Gate-Elektrode des Leistungstransistors T_L über den Drain-Source-Strompfad des Transistors T₂ entladen, wodurch der Leistungstransistor T_L ausgeschaltet wird.
Der Leistungstransistor T_L kann nicht wieder eingeschaltet werden, solange das RS-Flip-Flop R_S2 gesetzt ist, weil der aktivierte Transistor T₂ die Gate-Elektrode des Leistungstransistors T_L nach unten in Richtung Source-Potential zieht. Das RS-Flip-Flop R_S2 kann jedoch durch ein Rücksetz-Signal RES (RES=1), das durch einen externen Controller oder einen beliebigen anderen externen Schaltkreis erzeugt und dem intelligenten Halbleiterschalter, z. B. über einen dedizierten Chip-Pin, zugeführt werden kann, zurückgesetzt werden. Sobald das RS-Flip-Flop R_S2 zurückgesetzt ist, wird der Transistor T₂ deaktiviert (ausgeschaltet) und der Leistungstransistor T_L kann erneut eingeschaltet werden, wenn ein geeignetes Eingangssignal IN an die Gate-Treiber-Schaltung 12 angelegt wird.
Es versteht sich, dass die es sich bei den in den Schaltungen und Blockdiagrammen, die in den oben erörterten Figuren gezeigt sind, lediglich um Beispiele handelt und dass die hier unter Bezugnahme auf die Figuren beschriebenen Funktionen durch einen Fachmann unter Verwendung unterschiedlicher Schaltungskomponenten auf verschiedene Weise implementiert werden können. Zum Beispiel können, wie oben unter Bezugnahme auf 4 oder 5 erläutert, Komparatoren unter Verwendung von Operationsverstärkern mit hoher Verstärkung implementiert werden. Es können aber auch andere Schaltkreise verwendet werden, um praktisch dieselbe Funktion zu erreichen.
6 ist ein Diagramm, das ein Überstromschutzverfahren gemäß den hier beschriebenen Ausführungsformen zeigt. Insbesondere enthält 6 beispielhafte Zeitablaufdiagramme des Laststroms i_L und der Gate-Spannung V_G und Drain-Source-Spannung V_DS des Leistungstransistors. Gemäß den hierin beschriebenen Ausführungsformen beinhaltet das Verfahren das Steuern des Leistungstransistors T_L in einen leitenden Zustand (Ein-Zustand) durch Laden der Gate-Elektrode des Leistungstransistors T_L. Das Verfahren beinhaltet weiterhin das Ansteuern der Gate-Elektrode derart, dass der Spannungsabfall V_DS über dem Laststrompfad des Leistungstransistors T_L ansteigt, wenn der Laststrom iL einen ersten Schwellenwert i_TH1 ≈ k×V_OS1/R_S1 erreicht (oder überschreitet) (siehe 6, Schritt S1, beginnend bei dem Zeitpunkt t₁). Darüber hinaus beinhaltet das Verfahren das Ansteuern der Gate-Elektrode derart, dass der Laststrom i_L auf einen Maximalwert i_LMAX begrenzt wird, wenn der Laststrom i_L den zweiten Schwellenwert i_TH2 ~ V_OS2/R_S2 erreicht hat (siehe 6, Schritt S2 beginnend bei dem Zeitpunkt t₂). Wie bereits oben unter Bezugnahme auf 5 erörtert, kann anstelle der Stromregelung auch eine Abschaltung des Leistungstransistors vorgenommen werden.
Bei dem Beispiel in 6 beginnt der Laststrom iL - aus welchem Grund auch immer (z. B. aufgrund eines Fehlers in der Last) - zum Zeitpunkt t₀ anzusteigen. Zwischen den Zeiten t₀ und t₁ steigt die Drain-Source-Spannung V_DS des Leistungstransistors, wenn der Laststrom i_L ansteigt (V_DS = I_L×R_ON). Die Gate-Spannung V_G ist auf ihrem nominalen (maximalen) Wert und der Drain-Source-Strompfad des Transistors T_L hat den EIN-Widerstand R_ON. Zur Zeit t₁ erreicht der Laststrom den ersten Schwellenwert i_TH1, was die erste Überstromschutzstufe veranlasst, die Gate-Spannung V_G zu verringern und damit die Drain-Source-Spannung V_DS zu erhöhen. Dies erhöht den Spannungsspielraum für die Stromerfassungsschaltung und die Offset-Spannung V_OS2 in der zweiten Überstromschutzstufe, wie oben im Detail erläutert. Zum Zeitpunkt t₂ erreicht der Laststrom i_L den zweiten Schwellenwert i_TH2 und löst damit die Strombegrenzung auf den Maximalwert i_LMAX=i_TH2 aus. Bei den hier beschriebenen Ausführungsformen arbeiten die beiden Stufen 13a, 13b der Überstromschutzschaltung, insbesondere die Verstärker AMP1 und AMP2, sowie die Spannungsquellen, die die Offset-Spannungen V_OS1 und V_OS2 bereitstellen, unter Verwendung des elektrischen Potentials des Ausgangsknotens (Source-Potential des n-Kanal-Leistungs-MOS-Transistors T_L) als Referenz- / floatendes Massepotential. Auch die Versorgungsspannung V_CP, die durch die Ladungspumpe (vgl. 1) erzeugt und verwendet wird, um die Komponenten der beiden Stufen 13a, 13b der Überstromschutzschaltung zu versorgen, nutzt das elektrische Potential des Ausgangsknotens als floatende Masse.
Obwohl die Erfindung in Bezug auf eine oder mehr Implementierungen dargestellt und beschrieben wurde, können Änderungen und/oder Modifikationen an den dargestellten Beispielen vorgenommen werden, ohne die Wesensart und den Umfang der beigefügten Ansprüche zu verlassen. Wie oben erwähnt, sollen die verschiedenen Funktionen, die durch die oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Einheiten, Baugruppen, Vorrichtungen, Schaltungen, Systeme usw.) ausgeführt werden, die Begriffe (einschließlich einer Bezugnahme auf ein „Mittel“), die verwendet werden, um solche Komponenten zu beschreiben, - sofern nicht anders angegeben - jeder Komponente oder Struktur entsprechen, die die angegebene Funktion der beschriebenen Komponente ausführt (z. B. die funktionell äquivalent ist), auch wenn sie strukturell nicht äquivalent zu der offengelegten Struktur ist, die die Funktion in den hier dargestellten beispielhaften Implementierungen der Erfindung ausführt.

Claims

Schaltung, die aufweist: einen High-Side-Leistungstransistor (T_L) mit einem Laststrompfad, der zwischen einen Versorgungsknoten (VD) und einen Ausgangsknoten (OUT) gekoppelt ist, der dazu ausgebildet ist, während des Betriebs einen Laststrom (i_L) an eine Last (R_L) zu liefern; eine Gate-Treiber-Schaltung (12), die mit einer Steuerelektrode des Leistungstransistors (T_L) gekoppelt ist; eine erste Stufe einer Überstromschutzschaltung, die mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors (T_L) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, die Steuerelektrode auf die Feststellung hin, dass der Laststrom (i_L) einen ersten Schwellenwert (i_TH1 ≈ k×V_OS1/R_S1) erreicht hat, derart anzusteuern, dass ein Spannungsabfall (V_DS) über dem Laststrompfad des Leistungstransistors (T_L) ansteigt; eine zweite Stufe der Überstromschutzschaltung, die mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors (T_L) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, die Steuerelektrode auf die Feststellung hin, dass der Laststrom (i_L) einen zweiten Schwellenwert (i_TH2 ≈ k×V_OS2/R_S2) erreicht hat, derart anzusteuern, dass der Laststrom (i_L) auf einen Maximalwert (I_LMAX) begrenzt wird oder dass der Leistungstransistor (T_L) ausgeschaltet wird.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei der erste Schwellenwert (i_TH1 ≈ k×V_OS1/R_S1) niedriger ist als der zweite Schwellenwert (i_TH2 ~ k×V_OS2/R_S2).
Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die erste Stufe eine erste Stromerfassungsschaltung (T_S1, R_S1) enthält, die dazu ausgebildet ist, ein erstes Stromerfassungssignal (V_RS1), das den Laststrom (i_L) repräsentiert, zu liefern, und wobei die zweite Stufe eine zweite Stromerfassungsschaltung (T_S2, R_S2) enthält, die dazu ausgebildet ist, ein zweites Stromerfassungssignal (V_RS2), das den Laststrom (i_L) repräsentiert, zu liefern.
Schaltung nach Anspruch 3, wobei die erste Stufe weiterhin enthält: einen Verstärker (AMP1), der dazu ausgebildet ist, eine Differenz zwischen dem ersten Stromerfassungssignal (V_RS1) und einer ersten Referenzspannung (V_OS1), die den ersten Schwellenwert (i_TH1 ≈ V_OS1/R_S1) bestimmt, zu verstärken; und ein Steuerelement (T₁), das mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors (T_L) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, als Reaktion auf ein Ausgangssignal des Verstärkers (AMP1) Strom von der Steuerelektrode abzuleiten.
Schaltung nach Anspruch 4, wobei das Steuerelement (T₁) ein Transistor ist.
Schaltung nach Anspruch 4, wobei das Steuerelement eine steuerbare Stromquelle (Q₃) ist.
Schaltung nach Anspruch 3, wobei die erste Stufe weiterhin enthält: einen Komparator (AMP1), der dazu ausgebildet ist, das erste Stromerfassungssignal (V_RS1) und eine erste Referenzspannung (V_OS1), die den ersten Schwellenwert (i_TH1 ~ k×V_OS1/R_S1) bestimmt, zu vergleichen; und ein Steuerelement (T₁), das mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors (T_L) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, Strom von der Steuerelektrode abzuleiten.
Schaltung nach Anspruch 7, wobei das Steuerelement eine steuerbare Stromquelle (Q₃) ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, wobei der Anstieg des Spannungsabfalls (V_DS) über dem Laststrompfad des Leistungstransistors (T_L) zu einer Änderung der Eigenschaften der zweiten Stromerfassungsschaltung (T_S2, R_S2) führt.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 8, wobei der Anstieg des Spannungsabfalls (V_DS) über dem Laststrompfad des Leistungstransistors (T_L) die Aktivierung der zweiten Stromerfassungsschaltung (T_S2, R_S2) bewirkt.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 10, wobei die zweite Stufe weiterhin enthält: einen Verstärker (AMP2), der dazu ausgebildet ist, eine Differenz zwischen dem zweiten Stromerfassungssignal (V_RS2) und einer zweiten Referenzspannung (V_OS2), die den zweiten Schwellenwert (i_TH2 ≈ V_OS2/R_S2) bestimmt, zu verstärken; und ein Steuerelement (T₂), das mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors (T_L) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, als Reaktion auf ein Ausgangssignal des Verstärkers (AMP2) Strom von der Steuerelektrode abzuleiten.
Schaltung nach Anspruch 11, wobei das Steuerelement (T₂) dazu ausgebildet ist, den durch den Leistungstransistor (T_L) fließenden Laststrom (i_L) auf einen gewünschten maximalen Strom (I_LMAX) zu begrenzen, indem es Strom von der Steuerelektrode des Leistungstransistors (T_L) ableitet.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 10, wobei die zweite Stufe weiterhin enthält: einen Komparator (AMP2), der dazu ausgebildet ist, das zweite Stromerfassungssignal (V_RS2) und eine zweite Referenzspannung (V_OS2), die den zweiten Schwellenwert (i_TH2 ~ k×V_OS2/R_S2) bestimmt, zu vergleichen; und ein Steuerelement (T₂), das mit der Steuerelektrode des Leistungstransistors (T_L) gekoppelt und dazu ausgebildet ist, als Reaktion auf ein Ausgangssignal des Komparators (AMP2) Strom von der Steuerelektrode abzuleiten; und ein Latch (RS₂), das zwischen den Ausgang des Komparators (AMP2) und eine Steuerelektrode des Steuerelements gekoppelt ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 13, wobei die erste Stromerfassungsschaltung (T_S1, R_S1) einen ersten Sense-Transistor (T_S1) und einen ersten Widerstand (R_S1), die in Reihe gekoppelt und zwischen dem Versorgungsknoten (VD) und dem Ausgangsknoten (OUT) angeordnet sind, enthält, wobei das erste Stromerfassungssignal (V_RS1) die Spannung über dem ersten Widerstand (R_S1) ist, und wobei die zweite Stromerfassungsschaltung (T_S2, R_S2) einen zweiten Sense-Transistor (T_S2) und einen zweiten Widerstand (R_S2), die in Reihe gekoppelt und zwischen dem Versorgungsknoten (VD) und dem Ausgangsknoten (OUT) angeordnet sind, enthält, wobei das zweite Stromerfassungssignal (V_RS2) die Spannung über dem zweiten Widerstand (R_S2) ist.
Schaltung nach Anspruch 14, wobei der erste Widerstand (R_S1) einen geringeren Widerstand aufweist als der zweite Widerstand (R_S2).
Verfahren, das aufweist: Steuern eines Leistungstransistors (T_L) in einen leitenden Zustand durch Laden einer Steuerelektrode des Leistungstransistors (T_L); Ansteuern der Steuerelektrode derart, dass ein Spannungsabfall (V_DS) über einem Laststrompfad des Leistungstransistors (T_L) zunimmt, wenn der Laststrom (i_L) einen ersten Schwellenwert (i_TH1 ~ k×V_OS1/R_S1) erreicht; und Ansteuern der Steuerelektrode derart, dass der Laststrom (i_L) auf einen Maximalwert (I_LMAX) begrenzt wird, oder Abschalten des Leistungstransistors (T_L), wenn der Laststrom (i_L) einen zweiten Schwellenwert (i_TH2 ~ k×V_OS2/R_S2) erreicht hat.