DE102022100858A1

DE102022100858A1 - Elektronische vorrichtungen mit der fähigkeit zur kalibrierung des räumlichen bereichs

Info

Publication number: DE102022100858A1
Application number: DE102022100858.4A
Authority: DE
Inventors: Jochen SCHRATTENECKER; Bernhard Sogl; Andreas Menkhoff; Joonhoi Hur; Harald Pretl; Christian Mayer; Andreas Langer; Rastislav Vazny
Original assignee: Apple Inc
Current assignee: Apple Inc
Priority date: 2021-01-15
Filing date: 2022-01-14
Publication date: 2022-07-21
Also published as: US11828871B2; CN114839608A; US20240036165A1; US20220229155A1

Abstract

Eine elektronische Vorrichtung kann eine Radarschaltlogik einschließen. Die Steuerschaltlogik kann die Radarschaltlogik unter Verwendung eines Mehrton-Kalibrierungssignals kalibrieren. Ein erster Mischer kann das Kalibrierungssignal für die Übertragung durch eine Sendeantenne hochkonvertieren. Ein De-Chirp-Mischer kann das vom ersten Mischer ausgegebene Kalibrierungssignal mit dem von einer Empfangsantenne oder einem Loopback-Pfad empfangenen Kalibrierungssignal mischen, um ein Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal zu erzeugen. Das Basisbandsignal wird um die Frequenzlücke von DC versetzt. Dies kann verhindern, dass Gleichstromrauschen oder andere Systemeffekte das Kalibrierungssignal beeinträchtigen. Die Steuerschaltlogik kann den ersten Mischer über die Betriebsfrequenzen des Betriebs der Radarschaltlogik abtasten, um den Leistungsabfall und die Phasenverschiebung der Radarschaltlogik auf der Grundlage des Basisband-Kalibrierungssignals zu schätzen. Die Verzerrungsschaltlogik kann die bei den räumlichen Entfernungsmessungsvorgängen verwendeten Sendesignale verzerren, um den geschätzten Leistungsabfall und die Phasenverschiebung zu invertieren.

Description

Diese Anmeldung beansprucht die Priorität der am Freitag, 15. Januar 2021 eingereichten US-Patentanmeldung Nr. 17/150.974 , die hiermit durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit hierin aufgenommen wird.
GEBIET
Diese Offenbarung bezieht sich im Allgemeinen auf elektronische Vorrichtungen und genauer auf elektronische Vorrichtungen mit einer drahtlosen Schaltlogik.
STAND DER TECHNIK
Elektronische Vorrichtungen werden oft mit drahtlosen Fähigkeiten bereitgestellt. Eine elektronische Vorrichtung mit drahtlosen Fähigkeiten verfügt über eine drahtlose Schaltlogik, die eine oder mehrere Antennen einschließt. Die drahtlose Schaltlogik wird manchmal verwendet, um räumliche Entfernungsmessungsvorgänge durchzuführen, bei denen Hochfrequenzsignale verwendet werden, um eine Entfernung zwischen der elektronischen Vorrichtung und einem externen Objekt zu schätzen.
Es kann eine Herausforderung sein, eine drahtlose Schaltlogik bereitzustellen, die diese Entfernung genau schätzt. Die drahtlose Schaltlogik führt zum Beispiel oft zu unerwünschten Leistungsabfällen und/oder Phasenverschiebungen der Hochfrequenzsignale. Bei unvorsichtiger Handhabung können diese Leistungsabfälle und Phasenverschiebungen dazu führen, dass die drahtlose Schaltlogik die Entfernung zwischen der elektronischen Vorrichtung und dem externen Objekt ungenau schätzt.
KURZDARSTELLUNG
Eine elektronische Vorrichtung kann eine drahtlose Schaltlogik einschließen. Die drahtlose Schaltlogik kann Schaltlogiken für räumliche Entfernungsmessung und Antennen einschließen. In einer hierin als Beispiel beschriebenen Implementierung schließt die Schaltlogik für die räumliche Entfernungsmessung eine Radarschaltlogik ein, wie z. B. eine Schaltlogik für frequenzmoduliertes Dauerstrichradar (FMCW). Die Antennen können eine Sendeantenne für eine Sendekette in der Radarschaltlogik und eine Empfangsantenne für eine Empfangskette in der Radarschaltlogik einschließen. Die Sendekette kann einen Sendesignalgenerator (z. B. einen Chirp-Generator), einen Digital-Analog-Wandler (DAC), einen ersten Mischer und einen Signalsplitter einschließen. Die Empfangskette kann einen zweiten Mischer (z. B. einen De-Chirp-Mischer) und eine Schaltlogik für die Messung einschließen. Ein Pfad (z. B. ein De-Chirp-Pfad) kann den Signalsplitter mit dem zweiten Mischer verbinden. Der Sendesignalgenerator kann Sendesignale (z. B. Chirp-Signale) erzeugen, die von der Sendeantenne gesendet und von der Empfangsantenne empfangen werden. Dopplerverschiebungen in den empfangenen Signalen können verarbeitet werden, um die Geschwindigkeit eines externen Objekts zu schätzen oder zu erkennen. Eine zeitabhängige Frequenzdifferenz zwischen den gesendeten und empfangenen Signalen kann verarbeitet werden, um eine Entfernung zwischen der Vorrichtung und dem externen Objekt zu schätzen oder zu erkennen. Der Ankunftswinkel der empfangenen Signale kann ebenfalls geschätzt werden.
Bei unvorsichtiger Handhabung können die Komponenten der Radarschaltlogik den Chirp-Signalen einen unerwünschten Leistungsabfall und eine Phasenverschiebung auferlegen, was die Genauigkeit der geschätzten Position und/oder Geschwindigkeit einschränken kann. Die Steuerschaltlogik kann die Radarschaltlogik kalibrieren, um diese Probleme zu entschärfen. Während der Kalibrierung kann der DAC ein Mehrton-Kalibrierungssignal übertragen. Das Mehrton-Kalibrierungssignal schließt zwei oder mehr Töne ein, die durch eine Frequenzlücke getrennt sind. Der erste Mischer kann das Mehrton-Kalibrierungssignal, das über die Antennen oder einen Loopback-Pfad übertragen wird, vor dem Empfang am zweiten Mischer hochkonvertieren. Falls gewünscht, kann ein zusätzlicher Mischer das Mehrton-Kalibrierungssignal vor der Übertragung über die Antennen oder den Loopback-Pfad auf höhere Frequenzen hochkonvertieren und ein zusätzlicher Mischer kann das über den Loopback-Pfad oder die Antennen empfangene Mehrton-Kalibrierungssignal herunterkonvertieren. Der zweite Mischer kann das vom ersten Mischer ausgegebene Mehrton-Kalibrierungssignal mit dem über die Antennen oder den Loopback-Pfad empfangenen Mehrton-Kalibrierungssignal mischen, um ein Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal zu erzeugen. Das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal wird um die Frequenzlücke von DC versetzt. Dies kann verhindern, dass Gleichstromrauschen, LO-Leckagen oder anderes System-/Prozessrauschen das Basisband-Mehrtonkalibrierungssignal stören.
Die Steuerschaltlogik kann den ersten Mischer (oder die zusätzlichen Mischer in Ausführungsformen, in denen die Radarschaltlogik zusätzliche Mischer einschließt) über verschiedene Betriebsfrequenzen der Radarschaltlogik abtasten, während der zweite Mischer weiterhin Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignale erzeugt. Die Messschaltlogik kann die Beträge und Phasen der Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignale messen. Die Steuerschaltlogik kann den Leistungsabfall und die Phasenverschiebung der Radarschaltlogik auf der Grundlage der Betrags- und Phasenmessungen schätzen. Eine Verzerrungsschaltlogik wie z. B. eine Vorverzerrungsschaltlogik in der Sendekette kann dann die Sendesignale vorverzerren, um den Leistungsabfall und die Phasenverschiebungseffekte der Radarschaltlogik umzukehren und so sicherzustellen, dass während der gesamten Lebensdauer der Vorrichtung genaue Entfernungs-, Positions- und/oder Geschwindigkeitsschätzungen erhalten werden können.
Ein Gesichtspunkt der Offenbarung stellt eine drahtlose Kommunikationsschaltlogik zur Durchführung von räumlichen Entfernungsmessungsvorgängen an einem externen Objekt unter Verwendung von Sendesignalen bereit. Die drahtlose Schaltlogik kann einen Digital-Analog-Wandler (DAC) einschließen, der so konfiguriert ist, dass er ein Mehrton-Kalibrierungssignal mit einem ersten Ton und mit einem zweiten Ton, der vom ersten Ton durch eine Frequenzlücke getrennt ist, erzeugt. Die drahtlose Schaltlogik kann einen ersten Mischer einschließen, der das Mehrton-Kalibrierungssignal von einem ersten Frequenzband in ein zweites Frequenzband hochkonvertiert. Die drahtlose Schaltlogik kann einen zweiten Mischer einschließen, der einen ersten Eingang hat, der so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal im zweiten Frequenzband über einen Signalpfad von einem Ausgang des ersten Mischers empfängt, und der einen zweiten Eingang hat, der so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal im zweiten Frequenzband über eine Zwischenschaltlogik empfängt, die kommunikativ zwischen den Ausgang des ersten Mischers und den zweiten Eingang geschaltet ist. Der zweite Mischer kann so konfiguriert werden, dass er ein Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal erzeugt. Die drahtlose Schaltlogik kann eine Messschaltlogik einschließen, die so konfiguriert ist, dass sie einen Betrag des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals misst. Die drahtlose Schaltlogik kann eine Steuerschaltlogik einschließen, die so konfiguriert ist, dass sie auf der Grundlage des von der Messschaltlogik gemessenen Betrags einen Leistungsabfall der Zwischenschaltlogik schätzt. Die Steuerschaltlogik kann so konfiguriert werden, dass sie die Sendesignale auf der Grundlage des geschätzten Leistungsabfalls verzerrt.
Ein Gesichtspunkt der Offenbarung stellt ein Verfahren zur Kalibrierung von Radarschaltlogik bereit. Das Verfahren kann einschließen, dass mit einem Digital-Analog-Wandler (DAC) in einer Sendekette der Radarschaltlogik ein Mehrton-Kalibrierungssignal mit einem ersten Ton und einem zweiten Ton, der vom ersten Ton durch eine Frequenzlücke von weniger als 20 MHz getrennt ist, erzeugt wird. Das Verfahren kann einschließen, dass mit einem ersten Mischer in der Sendekette das Mehrton-Kalibrierungssignal vom Basisband in ein erstes Frequenzband hochkonvertiert wird. Das Verfahren kann einschließen, dass mit einem zweiten Mischer in der Sendekette das Mehrton-Kalibrierungssignal vom ersten Frequenzband in ein zweites Frequenzband hochkonvertiert wird. Das Verfahren kann einschließen, dass mit einem dritten Mischer in einer Empfangskette der Radarschaltlogik das vom zweiten Mischer hochkonvertierte Mehrton-Kalibrierungssignal vom zweiten Frequenzband in das erste Frequenzband herunterkonvertiert wird. Das Verfahren kann einschließen, dass mit einem De-Chirp-Mischer in der Empfangskette ein Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal erzeugt wird, indem das vom ersten Mischer hochkonvertierte Mehrton-Kalibrierungssignal mit dem vom dritten Mischer herunterkonvertieren Mehrton-Kalibrierungssignal gemischt wird, wobei das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal durch die Frequenzlücke von einer Gleichstromfrequenz (DC) getrennt ist. Das Verfahren kann einschließen, dass mit einer Steuerschaltlogik ein Leistungsabfall und eine Phasenverschiebung der Radarschaltlogik auf der Grundlage des vom De-Chirp-Mischer erzeugten Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals geschätzt wird. Das Verfahren kann einschließen, dass mit einer Vorverzerrungsschaltlogik in der Sendekette Chirp-Signale, die über die Sendekette übertragen werden, auf der Grundlage der von der Steuerschaltlogik geschätzten Leistungsabweichung und Phasenverschiebung vorverzerrt werden.
Ein Gesichtspunkt der Offenbarung stellt eine elektronische Vorrichtung bereit. Die elektronische Vorrichtung kann eine erste Antenne einschließen. Die elektronische Vorrichtung kann eine zweite Antenne einschließen. Die elektronische Vorrichtung kann eine Radarschaltlogik einschließen, die so konfiguriert ist, dass sie Sendesignale erzeugt, die über die erste Antenne übertragen werden. Die zweite Antenne kann so konfiguriert werden, dass sie eine reflektierte Version der mit der ersten Antenne übertragenen Sendesignale empfängt. Die elektronische Vorrichtung kann eine Steuerschaltlogik einschließen, die so konfiguriert ist, dass sie auf der Grundlage der reflektierten Version der mit der zweiten Antenne empfangenen Sendesignale räumliche Entfernungsmessungsvorgänge durchführt. Die elektronische Vorrichtung kann einen Digital-Analog-Wandler (DAC) in der Radarschaltlogik einschließen. Der DAC kann so konfiguriert werden, dass er ein Mehrton-Kalibrierungssignal erzeugt, das unter Verwendung der ersten Antenne übertragen wird. Das Mehrton-Kalibrierungssignal kann einen ersten Ton und einen zweiten Ton, der vom ersten Ton durch eine Frequenzlücke von weniger als 20 MHz getrennt ist, haben. Die Steuerschaltlogik kann so konfiguriert werden, dass sie einen Leistungsabfall der Radarschaltlogik anhand des Mehrton-Kalibrierungssignals schätzt. Die Steuerschaltlogik kann so konfiguriert werden, dass sie die Sendesignale auf der Grundlage des geschätzten Leistungsabfalls verzerrt.
Figurenliste

1 ist ein Funktionsblockdiagramm einer elektronischen Vorrichtung mit einer kalibrierten Schaltlogik für räumliche Entfernungsmessung gemäß einigen Ausführungsformen.
2 ist ein Schaltplan einer Schaltlogik für räumliche Entfernungsmessung, die gemäß einigen Ausführungsformen mit einem Mehrton-Kalibrierungssignal kalibriert wird.
3 ist ein Flussdiagramm der veranschaulichenden Vorgänge, die gemäß einigen Ausführungsformen bei der Kalibrierung der Schaltlogik für räumliche Entfernungsmessung unter Verwendung eines Mehrton-Kalibrierungssignals beteiligt sind.
4 ist ein Frequenzdiagramm eines veranschaulichenden Mehrton-Kalibrierungssignals, das gemäß einigen Ausführungsformen zur Schätzung des Leistungsabfalls und/oder der Phasenverschiebung der Schaltlogik für räumliche Entfernungsmessung verwendet werden kann.
5 ist ein Diagramm veranschaulichender Leistungsabfälle, die gemäß einigen Ausführungsformen unter Verwendung eines Mehrton-Kalibrierungssignals geschätzt werden können.
6 ist ein Diagramm, das zeigt, wie eine veranschaulichende digitale Vorverzerrungsschaltlogik verwendet werden kann, um einen geschätzten Leistungsabfall und/oder eine geschätzte Phasenverschiebung der Schaltlogik für räumliche Entfernungsmessung gemäß einigen Ausführungsformen zu kompensieren.
7 ist ein Diagramm einer veranschaulichenden Schaltlogik für räumliche Entfernungsmessung mit mindestens einem ersten und einem zweiten Mischer, die gemäß einigen Ausführungsformen mit einem Mehrton-Kalibrierungssignal kalibriert werden können.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Die elektronische Vorrichtung 10 von 1 kann eine Rechenvorrichtung wie beispielsweise ein Laptop-Computer, ein Desktop-Computer, ein Computermonitor, der einen eingebetteten Computer enthält, ein Tablet-Computer, ein Mobiltelefon, eine Medienwiedergabevorrichtung oder eine andere in der Hand gehaltene oder tragbare elektronische Vorrichtung, eine kleinere Vorrichtung wie beispielsweise eine Armbanduhrvorrichtung, eine Anhängervorrichtung, eine Kopfhörer- oder Ohrhörervorrichtung, eine Vorrichtung, die in einer Brille oder anderen Ausrüstung, die am Kopf eines Benutzers getragen wird, eingebettet ist, oder eine andere am Körper tragbare oder Miniaturvorrichtung, ein Fernseher, eine Computeranzeige, die keinen eingebetteten Computer enthält, eine Spielvorrichtung, eine Navigationsvorrichtung, ein eingebettetes System wie beispielsweise ein System, in dem eine elektronische Ausrüstung mit einer Anzeige in einem Kiosksystem oder Automobil montiert ist, ein drahtlos internetverbundener sprachgesteuerter Lautsprecher, eine Home-Entertainment-Vorrichtung, eine Fernbedienungsvorrichtung, ein Gaming-Controller, eine periphere Benutzereingabevorrichtung, eine drahtlose Basisstation oder ein Zugangspunkt, eine Ausrüstung, welche die Funktionalität von zwei oder mehreren dieser Vorrichtungen implementiert, oder eine andere elektronische Ausrüstung sein.
Wie in dem Funktionsblockdiagramm von 1 gezeigt, kann eine Vorrichtung 10 Komponenten einschließen, die sich auf oder in einem Gehäuse einer elektronischen Vorrichtung, wie einem Gehäuse 12, befinden. Das Gehäuse 12, das manchmal als Umhüllung bezeichnet werden kann, kann aus Kunststoff, Glas, Keramik, Faserverbundwerkstoffen, Metall (z. B. Edelstahl, Aluminium, Metalllegierungen usw.), anderen geeigneten Materialien oder einer Kombination dieser Materialien gebildet sein. In manchen Situationen können Teile oder die Gesamtheit des Gehäuses 12 aus dielektrischem oder anderem Material mit geringer Leitfähigkeit (z. B. Glas, Keramik, Kunststoff, Saphir usw.) gebildet sein. In anderen Situationen können das Gehäuse 12 oder mindestens manche der Strukturen, aus denen das Gehäuse 12 besteht, aus Metallelementen gebildet sein.
Vorrichtung 10 kann eine Steuerschaltlogik 14 einschließen. Die Steuerschaltlogik 14 kann einen Speicher, wie die Speicherschaltlogik 16, einschließen. Die Speicherschaltlogik 16 kann einen Festplattenlaufwerkspeicher, einen nichtflüchtigen Speicher (z. B. einen Flash-Speicher oder einen anderen elektrisch programmierbaren Nur-Lese-Speicher, der konfiguriert ist, um ein Solid-State-Laufwerk zu bilden), einen flüchtigen Speicher (z. B. einen statischen oder dynamischen Direktzugriffsspeicher) usw. einschließen. Die Speicherschaltlogik 16 kann einen Speicher, der in Vorrichtung 10 integriert ist, und/oder entfernbare Speichermedien einschließen.
Die Steuerschaltlogik 14 kann eine Verarbeitungsschaltlogik, wie eine Verarbeitungsschaltlogik 18, einschließen. Die Verarbeitungsschaltlogik 18 kann verwendet werden, um den Betrieb der Vorrichtung 10 zu steuern. Die Verarbeitungsschaltlogik 18 kann einen oder mehrere Mikroprozessoren, Mikrocontroller, digitale Signalprozessoren, Host-Prozessoren, integrierte Basisbandprozessorschaltungen, anwendungsspezifische integrierte Schaltungen, Zentraleinheiten (CPUs) usw. einschließen. Die Steuerschaltlogik 14 kann konfiguriert sein, um Vorgänge in der Vorrichtung 10 unter Verwendung von Hardware (z. B. dedizierter Hardware oder Schaltlogik), Firmware und/oder Software durchzuführen. Softwarecode zum Durchführen von Vorgängen in der Vorrichtung 10 kann auf der Speicherschaltlogik 16 gespeichert sein (z. B. kann die Speicherschaltlogik 16 nichttransitorische (materielle) computerlesbare Speichermedien, die den Softwarecode speichern, einschließen). Der Softwarecode kann manchmal als Programmanweisungen, Software, Daten, Anweisungen oder Code bezeichnet werden. Auf der Speicherschaltlogik 16 gespeicherter Softwarecode kann durch die Verarbeitungsschaltlogik 18 ausgeführt werden.
Die Steuerschaltlogik 14 kann verwendet werden, um auf Vorrichtung 10 eine Software wie Satellitennavigationsanwendungen, Internet-Browsing-Anwendungen, VOIP-Telefonanrufanwendungen (VOIP = Voice over Internet Protocol), E-Mail-Anwendungen, Medienwiedergabeanwendungen, Betriebssystemfunktionen usw. auszuführen. Zur Unterstützung von Interaktionen mit externen Geräten kann Steuerschaltlogik 14 zum Implementieren von Kommunikationsprotokollen verwendet werden. Kommunikationsprotokolle, die unter Verwendung der Steuerschaltung 14 implementiert werden können, schließen Internetprotokolle, Protokolle drahtloser lokaler Netzwerke (WLAN) (z. B. IEEE 802.11-Protokolle - manchmal als Wi-Fi® bezeichnet), Protokolle für andere drahtlose Kommunikationsverbindungen mit kurzer Reichweite wie das Bluetoothe-Protokoll oder andere Protokolle drahtloser persönlicher Netzwerke (WPAN), IEEE 802.11ad-Protokolle (z. B. Ultrabreitband-Protokolle), Mobiltelefonprotokolle (z. B. 3G-Protokolle, 4G-Protokolle (LTE-Protokolle), 5G-Protokolle usw.), Antennendiversitätsprotokolle, Satellitennavigationssystemprotokolle (z. B. Global Positioning System-Protokolle (GPS-Protokolle), Global Navigation Satellit System-Protokolle (GLONASS-Protokolle) usw.), antennenbasierte räumliche Entfernungsmessungsprotokolle (z. B. Radio Detection and Ranging-Protokolle (RADAR-Protokolle) oder andere gewünschte Entfernungsmessungsprotokolle für Signale, die bei Millimeter- und Zentimeterwellenfrequenzen übertragen werden) oder beliebige andere gewünschte Kommunikationsprotokolle ein. Jedes Kommunikationsprotokoll kann einer entsprechenden Funkzugangstechnologie (Radio Access Technology, RAT) zugeordnet sein, die eine physische Verbindungsmethodik spezifiziert, die beim Implementieren des Protokolls verwendet wird.
Die Vorrichtung 10 kann eine Eingabe-Ausgabe-Schaltlogik 20 einschließen. Die Eingabe-Ausgabe-Schaltlogik 20 kann Eingabe-Ausgabe-Vorrichtungen 22 einschließen. Die Eingabe-Ausgabe-Vorrichtungen 22 können verwendet werden, um zu ermöglichen, dass Daten an die Vorrichtung 10 übermittelt werden, und um zu ermöglichen, dass Daten von der Vorrichtung 10 an externe Vorrichtungen bereitgestellt werden. Die Eingabe-Ausgabe-Vorrichtungen 22 können Benutzerschnittstellenvorrichtungen, Datenportvorrichtungen und andere Eingabe-Ausgabe-Komponenten einschließen. Zum Beispiel können die Eingabe-Ausgabe-Vorrichtungen 22 Berührungssensoren, Anzeigen (z. B. berührungsempfindliche und/oder kraftempfindliche Anzeigen), lichtemittierende Komponenten wie Anzeigen ohne Berührungssensorfähigkeiten, Tasten (mechanisch, kapazitiv, optisch usw.), Scrollräder, Touchpads, Tastenfelder, Tastaturen, Mikrofone, Kameras, Knöpfe, Lautsprecher, Statusanzeigen, Audiobuchsen und andere Audioportkomponenten, digitale Datenportvorrichtungen, Bewegungssensoren (Beschleunigungsmesser, Gyroskope und/oder Kompasse, die Bewegung erkennen), Kapazitätssensoren, Näherungssensoren, Magnetsensoren, Kraftsensoren (z. B. Kraftsensoren, die an eine Anzeige gekoppelt sind, um Druck zu erkennen, der auf die Anzeige ausgeübt wird) usw. einschließen. In einigen Konfigurationen können Tastaturen, Kopfhörer, Anzeigen, Zeigevorrichtungen, wie Trackpads, Mäuse und Joysticks, und andere Eingabe-Ausgabe-Vorrichtungen unter Verwendung drahtgebundener oder drahtloser Verbindungen an die Vorrichtung 10 gekoppelt sein (z. B. können einige der Eingabe-Ausgabe-Vorrichtungen 22 Peripheriegeräte sein, die über eine drahtgebundene oder eine drahtlose Verbindung an eine Hauptverarbeitungseinheit oder einen anderen Abschnitt der Vorrichtung 10 gekoppelt sind).
Die Eingabe-Ausgabe-Schaltlogik 20 kann eine drahtlose Schaltlogik 24 zur Unterstützung der drahtlosen Kommunikation einschließen. Die drahtlose Schaltlogik 24 (hierin manchmal als Schaltlogik für drahtlose Kommunikation 24 bezeichnet) kann zwei oder mehrere Antennen 40 einschließen. Die drahtlose Schaltlogik 24 kann auch Basisbandprozessorschaltlogik, Transceiver-Schaltlogik, Verstärkerschaltlogik, Filterschaltlogik, Schaltungsschaltlogik, Hochfrequenzübertragungsleitungen und/oder eine andere Schaltlogik zum Übertragen und/oder Empfangen von Hochfrequenzsignalen unter Verwendung der Antennen 40 einschließen.
Die drahtlose Schaltlogik 24 kann Hochfrequenzsignale innerhalb eines entsprechenden Frequenzbandes bei Funkfrequenzen (hierin manchmal als Kommunikationsband oder einfach als „Band“ bezeichnet) senden und/oder empfangen. Die durch die drahtlose Schaltlogik 24 verarbeiteten Frequenzbänder können Frequenzbänder eines drahtlosen lokalen Netzwerks (WLAN) (z. B. Wi-Fi®- (IEEE 802.11) oder andere WLAN-Kommunikationsbänder), wie ein 2,4-GHz-WLAN-Band (z. B. von 2400 bis 2480 MHz), ein 5-GHz-WLAN-Band (z. B. von 5180 bis 5825 MHz), ein Wi-Fi®-6E-Band (z. B. von 5925-7125 MHz) und/oder andere Wi-Fi®-Bänder (z. B. von 1875-5160 MHz), Frequenzbänder eines drahtlosen persönlichen Netzwerks (WPAN), wie das 2,4-GHz-Bluetooth®-Band oder andere WPAN-Kommunikationsbänder, Mobiltelefonfrequenzbänder (z. B. Bänder von etwa 600 MHz bis etwa 5 GHz, 3G-Bänder, 4G-LTE-Bänder, 5G-New Radio-Frequency Range 1-Bänder (5G-New Radio-FR1-Bänder) unter 10 GHz, 5G-New Radio-Frequency Range 2-Bänder (5G-New Radio-FR2-Bänder) zwischen 20 und 60 GHz usw.), andere Zentimeter- oder Millimeterwellenfrequenzbänder zwischen 10-300 GHz, Nahfeldkommunikationsfrequenzbänder (z. B. bei 13,56 MHz), Satellitennavigationsfrequenzbänder (z. B. ein GPS-Band von 1565 bis 1610 MHz, ein Global Navigation Satellite System-Band (GLONASS-Band), ein BeiDou Navigation Satellite System-Band (BDS-Band) usw.), Ultrabreitbandfrequenzbänder (UWB-Frequenzbänder), die unter dem IEEE 802.15.4-Protokoll und/oder anderen Ultrabreitbandkommunikationsprotokollen betrieben werden, Kommunikationsbänder unter der Familie von 3GPP-Drahtloskommunikationsstandards, Kommunikationsbänder unter der IEEE 802.XX-Standardfamilie und/oder beliebige andere gewünschte Frequenzbänder von Interesse einschließen.
Die Antenne 40 kann unter Verwendung beliebiger gewünschter Antennenstrukturen gebildet werden. Zum Beispiel können die Antennen 40 Antennen mit Resonanzelementen einschließen, die aus Schleifenantennenstrukturen, Patch-Antennenstrukturen, umgekehrten F-Antennenstrukturen, Schlitzantennenstrukturen, umgekehrten F-Planarantennenstrukturen, Helixantennenstrukturen, Monopolantennen, Dipolen, Mischformen dieser Ausführungen usw. gebildet sind. Eine Filterschaltlogik, Schaltungsschaltlogik, Impedanzanpassungsschaltlogik und/oder andere Antennenabstimmkomponenten können angepasst werden, um den Frequenzgang und die drahtlose Leistungsfähigkeit der Antennen 40 im Laufe der Zeit anzupassen.
Die von den Antennen 40 verarbeiteten Hochfrequenzsignale können dazu verwendet werden, drahtlose Kommunikationsdaten zwischen der Vorrichtung 10 und externen drahtlosen Kommunikationsgeräten (z. B. einer oder mehreren anderen Vorrichtungen wie der Vorrichtung 10) zu übertragen. Drahtlose Kommunikationsdaten können von der drahtlosen Schaltlogik 24 bidirektional oder unidirektional übertragen werden. Die drahtlosen Kommunikationsdaten können, zum Beispiel, Daten einschließen, die in entsprechende Datenpakete codiert wurden, wie etwa drahtlose Daten im Zusammenhang mit einem Telefonanruf, Streaming von Medieninhalten, Internet-Browsing, drahtlose Daten im Zusammenhang mit Softwareanwendungen, die auf der Vorrichtung 10 laufen, E-Mail-Nachrichten usw.
Die drahtlose Schaltlogik 24 kann zusätzlich oder alternativ räumliche Entfernungsmessungsvorgänge unter Verwendung der Antennen 40 durchführen. In Szenarien, in denen die drahtlose Schaltlogik 24 sowohl drahtlose Kommunikationsdaten überträgt als auch räumliche Entfernungsmessungsvorgänge durchführt, können eine oder mehrere der gleichen Antennen 40 verwendet werden, um sowohl drahtlose Kommunikationsdaten zu übertragen als auch um räumliche Entfernungsmessungsvorgänge durchzuführen. In einer anderen Implementierung kann die drahtlose Schaltlogik 24 einen Satz von Antennen 40 einschließen, der nur drahtlose Kommunikationsdaten überträgt, und einen Satz von Antennen 40, der nur zur Durchführung räumlicher Entfernungsmessungsvorgänge verwendet wird.
Bei der Durchführung von räumlichen Entfernungsmessungsvorgängen können die Antennen 40 Hochfrequenzsignale 36 senden. Die drahtlose Schaltlogik 24 kann Hochfrequenzsignale 36 in einem entsprechenden Frequenzband übertragen (z. B. in einem Frequenzband, das Frequenzen größer als etwa 10 GHz, größer als etwa 20 GHz, kleiner als 10 GHz usw. einschließt). Die Hochfrequenzsignale 36 können von Objekten außerhalb der Vorrichtung 10 reflektiert werden, wie etwa dem externen Objekt 34. Bei dem externen Objekt 34 kann es sich beispielsweise um den Boden, ein Gebäude, eine Wand, Möbel, eine Decke, eine Person, ein Körperteil, ein Tier, ein Fahrzeug, eine Landschaft oder ein geografisches Merkmal, ein Hindernis oder ein anderes Objekt oder eine andere Einheit handeln, die sich außerhalb der Vorrichtung 10 befindet. Die Antennen 40 können reflektierte Hochfrequenzsignale 38 empfangen. Bei den reflektierten Signalen 38 kann es sich um eine reflektierte Version der gesendeten Hochfrequenzsignale 36 handeln, die vom externen Objekt 34 und zurück zur Vorrichtung 10 reflektiert wurden.
Die Steuerschaltlogik 14 kann die gesendeten Hochfrequenzsignale 36 und die empfangenen reflektierten Signale 38 verarbeiten, um die Entfernung R zwischen der Vorrichtung 10 und dem externen Objekt 34 zu ermitteln oder zu schätzen. Falls gewünscht, kann die Steuerschaltlogik 14 auch die gesendeten und empfangenen Signale verarbeiten, um eine zwei- oder dreidimensionale räumliche Lage (Position) des externen Objekts 34, eine Geschwindigkeit des externen Objekts 34 und/oder einen Ankunftswinkel der reflektierten Signale 38 zu ermitteln. In einer hierin als Beispiel beschriebenen Implementierung führt die drahtlose Schaltlogik 24 räumliche Entfernungsmessungsvorgängen mit einem frequenzmodulierten Dauerstrich-Radarschema (FMCW-Radarschema) durch. Dies ist nur eine Veranschaulichung und im Allgemeinen können auch andere Radarschemas oder Schemas für räumliche Entfernungsmessung verwendet werden (z. B. ein OFDM-Radarschema, ein FSCW-Radarschema, ein phasencodiertes Radarschema, usw.).
Zur Unterstützung der räumlichen Entfernungsmessungsvorgänge kann die drahtlose Schaltlogik 24 eine Schaltlogik für räumliche Entfernungsmessung einschließen, z. B. eine Radarschaltlogik 26. In einer Ausführungsform, die hierin manchmal als Beispiel beschrieben wird, schließt die Radarschaltlogik 26 eine FMCW-Radarschaltlogik ein, die eine räumliche Entfernungsmessung unter Verwendung eines FMCW-Radarschemas durchführt. Die Radarschaltlogik 26 kann daher hierin auch als FMCW-Radarschaltlogik 26 bezeichnet werden. Die Radarschaltlogik 26 kann eine oder mehrere Antennen 40 verwenden, um Hochfrequenzsignale 36 zu übertragen (z. B. als Dauerstrich der Hochfrequenzenergie im Rahmen eines FMCW-Radarschemas). Eine oder mehrere Antennen 40 können auch reflektierte Signale 38 empfangen (z. B. als Dauerstrich der Hochfrequenzenergie im Rahmen des FMCW-Radarschemas). Die Radarschaltlogik 26 kann Hochfrequenzsignale 36 und reflektierte Signale 38 verarbeiten, um die Entfernung R, die Position des externen Objekts 34, die Geschwindigkeit des externen Objekts 34 und/oder den Einfallswinkel der reflektierten Signale 38 zu ermitteln/abzuschätzen. In Ausführungsformen, in denen die Radarschaltlogik 26 ein FMCW-Radarschema verwendet, können Dopplerverschiebungen in den Dauerstrichsignalen erkannt und verarbeitet werden, um die Geschwindigkeit des externen Objekts 34 zu ermitteln, und die zeitabhängige Frequenzdifferenz zwischen den Hochfrequenzsignalen 36 und den reflektierten Signalen 38 kann erkannt und verarbeitet werden, um die Entfernung R und/oder die Position des externen Objekts 34 zu ermitteln. Die Verwendung von Dauerstrichsignalen für die Schätzung der Entfernung R kann es der Steuerschaltlogik 10 ermöglichen, zuverlässig zwischen dem externen Objekt 34 und anderen Hintergrundobjekten oder, zum Beispiel, sich langsamer bewegenden Objekten zu unterscheiden.
Wie in 1 dargestellt, kann die Radarschaltlogik 26 eine Sendesignalgeneratorschaltlogik (TX) wie den Sendesignalgenerator 28 einschließen. Der Sendesignalgenerator 28 kann Sendesignale für die Übertragung über die Antenne(n) 40 erzeugen. In einigen Implementierungen, die hierin als Beispiel beschrieben sind, schließt der Sendesignalgenerator 28 einen Chirp-Generator ein, der Chirp-Signale für die Übertragung über die Antenne(n) 40 erzeugt (z. B. in Ausführungsformen, in denen die Radarschaltlogik 26 ein FMCW-Radarschema verwendet). Der Sendesignalgenerator 28 wird daher hierin manchmal auch als Chirp-Generator 28 bezeichnet. Der Sendesignalgenerator 28 kann beispielsweise Chirp-Signale erzeugen, die als ein Dauerstrich der Hochfrequenzsignalen 36 übertragen werden. Die Chirp-Signale können beispielsweise durch periodische, lineare Erhöhung der Frequenz der übertragenen Signale über die Zeit gebildet werden. Die Radarschaltlogik 26 kann auch eine Digital-Analog-Wandler (DAC)-Schaltlogik wie DAC 32 einschließen. DAC 32 kann die Sendesignale (z. B. die Chirp-Signale) vor der Übertragung durch die Antennen 40 (z. B. in Hochfrequenzsignalen 36) von der digitalen Domäne in die analoge Domäne umwandeln. Die Radarschaltlogik 26 kann auch eine Analog-Digital-Wandler (ADC)-Schaltlogik wie ADC 42 einschließen. ADC 42 kann Signale aus der analogen Domäne in die digitale Domäne umwandeln, um sie anschließend von der Steuerschaltlogik 14 verarbeiten zu lassen. Während die Steuerschaltlogik 14 im Beispiel von 1 der Übersichtlichkeit halber getrennt von der drahtlosen Schaltlogik 24 gezeigt ist, kann die drahtlose Schaltlogik 24 eine Verarbeitungsschaltlogik, die einen Teil der Verarbeitungsschaltung 18 bildet, und/oder eine Speicherschaltlogik, die einen Teil der Speicherschaltlogik 16 der Steuerschaltlogik 14 bildet, einschließen (z. B. können Abschnitte der Steuerschaltlogik 14 in der drahtlosen Schaltlogik 24 implementiert sein).
In der Praxis können die Komponenten der drahtlosen Schaltlogik 24 einen frequenzabhängigen Leistungsabfall und/oder eine Phasenverschiebung in die von den Antennen 40 übertragenen Hochfrequenzsignale einbringen. Der Leistungsabfall kann beispielsweise durch die Frequenzabhängigkeit der Schaltung, des Filters und/oder der Verkabelung sowie durch Einschränkungen der Richtwirkung/Verstärkung der Antennen 40 über die Frequenz verursacht werden. Bei der Verwendung eines FMCW-Radarschemas erhöht der frequenzabhängige Leistungsabfall die Breite der Hauptzielkeule im Basisbandspektrum (BB-Spektrum), was die Entfernungsauflösung der Radarschaltlogik verringern kann 26. Außerdem kann das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR) im Basisbandsignal aufgrund diskreter und fester Verstärkungsstufen in der drahtlosen Schaltlogik 24 reduziert werden. Es kann daher wünschenswert sein, Leistungsabfälle oder Phasenverschiebungen, die durch die drahtlose Schaltlogik 24 bei der Durchführung von räumlichen Entfernungsmessungsvorgängen verursacht werden, zu vermeiden oder auszugleichen.
Um den Leistungsabfall und die Phasenverschiebung zu kompensieren, die von der drahtlosen Schaltlogik 24 bei der Durchführung von räumlichen Entfernungsmessungsvorgängen verursacht werden, kann die drahtlose Schaltlogik 24 den Leistungsabfall und die Phasenverschiebung, die von der drahtlosen Schaltlogik 24 während des Betriebs über die Lebensdauer der Vorrichtung 10 verursacht werden, schätzen oder verfolgen. DAC 32 kann ein Mehrton-Kalibrierungssignal erzeugen, das zur Schätzung des Leistungsabfalls und der Phasenverschiebung verwendet wird. Das Mehrton-Kalibrierungssignal schließt zwei oder mehr Töne ein, die durch eine relativ kleine Lücke im Frequenzraum getrennt sind (hierin manchmal als Frequenzlücke Δf bezeichnet). Sobald der Leistungsabfall und/oder die Phasenverschiebung geschätzt wurden, kann die Radarschaltlogik 26 die vom Sendesignalgenerator 28 erzeugten Sendesignale (z. B. Chirp-Signale) mit Hilfe der Verzerrungsschaltlogik 30 verzerren. Die Verzerrungsschaltlogik 30 kann eine Vorverzerrungsschaltlogik einschließen, welche die Sendesignale vor der Übertragung durch die Antennen 40 vorverzerrt, und/oder eine Nachverzerrungsschaltlogik einschließen, welche die empfangenen Signale verzerrt. Die von der Verzerrungsschaltlogik 30 erzeugte Verzerrung kann dazu dienen, die Auswirkungen des Leistungsabfalls und der Phasenverschiebung umzukehren und so sicherzustellen, dass die Radarschaltlogik 26 weiterhin genaue Schätzungen der Entfernung R, der Position, der Geschwindigkeit und/oder des Ankunftswinkels liefern kann, selbst wenn sich der Leistungsabfall oder die Phasenverschiebung im Laufe der Zeit ändern. Die Verzerrungsschaltlogik 30 kann durch Hardware und/oder Software in der Steuerschaltlogik 14, durch einen oder mehrere Prozessoren in der Radarschaltlogik 26 und/oder der Steuerschaltlogik 14, durch digitale Logik in der Radarschaltlogik 26 (z. B. einen eigenständigen digitalen Vorverzerrungsschaltblock), durch analoge Schaltlogiken in der Radarschaltlogik 26 (z. B. einen eigenständigen analogen Vorverzerrungsschaltblock) usw. implementiert werden. Die Verzerrungsschaltlogik kann z. B. Multiplikatoren, Nachschlagetabellen, Speicher und/oder andere gewünschte Komponenten zur Verzerrung eines Eingangssignals einschließen, um ein verzerrtes Ausgangssignal zu erzeugen (z. B. ein vorverzerrtes Ausgangssignal in Ausführungsformen, in denen die Verzerrungsschaltlogik 30 eine Vorverzerrungsschaltlogik einschließt).
2 ist ein Schaltplan der Radarschaltlogik 26 (z. B. in Ausführungsformen, in denen die Radarschaltlogik 26 vor der Übertragung durch die Antennen 40 mehrere Hochkonvertierungen durchführt). Falls gewünscht, können die Komponenten der Radarschaltlogik 26 auf einem gemeinsamen Substrat (z. B. einer gemeinsamen starren oder flexiblen Leiterplatte) montiert oder auf einer gemeinsamen integrierten Schaltung (IC) oder einem gemeinsamen Gehäuse gebildet werden. Wie in 2 dargestellt, kann die Radarschaltlogik 26 eine Sendekette 52 (hierin manchmal als Senderkette 52, Sendeleitung 52 oder Sendepfad 52 bezeichnet) und eine Empfangskette 54 (hierin manchmal als Empfängerkette 54, Empfangsleitung 54 oder Empfangspfad 52 bezeichnet) einschließen.
Die Radarschaltlogik 26 kann einen ersten (Sende-)Anschluss aufweisen, der mit einer ersten Antenne 40 wie der Sendeantenne 40TX gekoppelt ist (z. B. kann die Sendeantenne 40TX ein Teil der Sendekette 52 sein). Die Radarschaltlogik 26 kann einen zweiten (Empfangs-)Anschluss aufweisen, der mit einer zweiten Antenne 40 wie der Empfangsantenne 40RX gekoppelt ist (z. B. kann die Empfangsantenne 40RX ein Teil der Empfangskette 54 sein). Ein Signalpfad wie der De-Chirp-Pfad 48 kann die Sendekette 52 mit der Empfangskette 54 verbinden.
Die Sendekette 52 kann den Sendesignalgenerator 28 (z. B. einen Chirp-Generator), DAC 32, einen ersten Mischer wie den Mischer 56, eine Verstärkerschaltlogik wie die Verstärker 58 und 66 (z. B. Leistungsverstärker), einen Signalsplitter wie den Splitter 62 und einen zweiten Hochfrequenzmischer wie den Mischer 64 einschließen. Die Empfangskette 54 kann einen ADC 42, eine Phasen- und Betragsmessschaltlogik 88, eine Filterschaltlogik wie den Tiefpassfilter (LPF) 76, einen dritten Mischer wie den De-Chirp-Mischer 74, einen vierten Mischer wie den Mischer 72 und eine Verstärkerschaltlogik wie den Verstärker 70 (z. B. einen rauscharmen Verstärker (LNA)) einschließen.
Wie in 2 dargestellt, kann der Ausgang des Sendesignalgenerators 28 mit dem Eingang des DAC 32 gekoppelt werden (z. B. kann der Sendesignalgenerator 28 aus der digitalen Logik der Radarschaltlogik 26 gebildet werden und im digitalen Bereich arbeiten). Der Ausgang des DAC 32 kann mit einem ersten Eingang des Mischers 56 gekoppelt werden (z. B. über einen I/Q-Signalpfad). Der Mischer 56 kann einen zweiten Eingang haben, der ein Lokaloszillatorsignal (LO) vom Lokaloszillator des Frequenzbandes 1 (FB1LO) 50 empfängt. Der Ausgang des Mischers 56 kann mit dem Eingang des Verstärkers 58 gekoppelt werden. Der Ausgang des Verstärkers 58 kann mit dem Eingang des Splitters 62 gekoppelt werden. Der Splitter 62 kann einen ersten Ausgangsanschluss haben, der mit einem ersten Eingang des Mischers 64 gekoppelt ist. Der Mischer 64 kann einen zweiten Eingang haben, der ein LO-Signal vom Lokaloszillator des Frequenzbandes 2 (FB2LO) 46 empfängt. Der Ausgang des Mischers 64 kann mit dem Eingang des Verstärkers 66 gekoppelt werden. Der Ausgang des Verstärkers 66 kann mit der Sendeantenne 40TX gekoppelt werden (z. B. über eine oder mehrere Hochfrequenz-Übertragungsleitungen).
In der Empfangskette 54 kann der Eingang des Verstärkers 70 mit der Empfangsantenne 40RX gekoppelt werden. Der Ausgang des Verstärkers 70 kann mit einem ersten Eingang des Mischers 72 gekoppelt werden. Der Mischer 72 kann einen zweiten Eingang haben, der das LO-Signal von FB2LO 46 empfängt. Der Ausgang des Mischers 72 kann mit einem ersten Eingang des De-Chirp-Mischers 74 gekoppelt werden. Der De-Chirp-Mischer 74 kann einen zweiten Eingang haben, der über den De-Chirp-Pfad 48 mit einem zweiten Ausgangsanschluss des Splitters 62 gekoppelt ist. Falls gewünscht, kann ein Verstärker wie etwa der Verstärker 68 in den De-Chirp-Pfad 48 zwischengeschaltet werden. Der Übersichtlichkeit halber ist dies im Beispiel von 2 nicht dargestellt, aber der De-Chirp-Pfad 48 kann auch einen Signalsplitter mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss einschließen, die mit dem De-Chirp-Mischer 74 gekoppelt sind, wobei der zweite Ausgangsanschluss mit einer 90-Grad-Phasenverzögerung versehen ist (z. B. damit der De-Chirp-Mischer 74 mit I/Q-Signalen arbeiten kann). Der Ausgang des De-Chirp-Mischers 74 kann mit dem Eingang des LPF 76 gekoppelt werden (z. B. über einen I/Q-Signalpfad). Der Ausgang des LPF 76 kann mit dem Eingang der Phasen- und Betragsmessschaltlogik 88 gekoppelt werden. Der Ausgang der Phasen- und Betragsmessschaltlogik 88 kann mit dem Eingang des ADC 42 gekoppelt werden. Der Ausgang des ADC 42 kann über den digitalen Ausgangspfad 78 mit der Steuerschaltlogik 14 (1) gekoppelt werden. Falls gewünscht, kann ein optionaler Loopback-Pfad 80 den Ausgang des Verstärkers 66 in der Sendekette 52 mit dem Eingang des Verstärkers 70 in der Empfangskette 54 koppeln. Falls gewünscht, kann ein Hochfrequenzkoppler und/oder eine Schaltlogik in den Loopback-Pfad 80 zwischengeschaltet werden. Der Loopback-Pfad 80 kann zur Kalibrierung der Radarschaltlogik 26 in Szenarien verwendet werden, in denen die Antennen 40TX und 40RX nicht zur Kalibrierung verwendet werden.
Die Übertragungsleitungen in der drahtlosen Schaltlogik 24 (z. B. Hochfrequenzübertragungsleitungen zur Kopplung des Mischers 64 mit der Sendeantenne 40TX, Hochfrequenzübertragungsleitungen zur Kopplung der Empfangsantenne 40RX mit dem Mischer 72 usw.) können Koaxialkabel, Mikrostrip-Übertragungsleitungen, Stripline-Übertragungsleitungen, kantengekoppelte Mikrostrip-Übertragungsleitungen, kantengekoppelte Stripline-Übertragungsleitungen, aus Kombinationen von Übertragungsleitungen dieser Typen gebildete Übertragungsleitungen usw. einschließen. Eine oder mehrere der Übertragungsleitungen können, falls gewünscht, in starre und/oder flexible Leiterplatten integriert werden.
Das Beispiel von 2 ist lediglich veranschaulichend. Im Allgemeinen können auch andere Schaltungsarchitekturen zur Bildung von Radarschaltlogiken 26 verwendet werden. Mischer 56 und 74 können I/Q-Mischer sein. Zusätzliche Filter, Verstärker, Schalter, Verzögerungsstufen, Splitter und/oder andere Schaltungskomponenten können an anderen Stellen der Radarschaltlogik 26 angeordnet sein. So kann beispielsweise ein Bandpassfilter zwischen den Verstärker 58 und den Splitter 62 geschaltet werden. Die Phasen- und Betragsmessschaltlogik 88 kann, falls gewünscht, auch an anderen Stellen oder an mehreren Stellen angeordnet werden (z. B. kann die Messschaltlogik 88 mit dem Ausgang des ADC 42, dem Eingang des ADC 42 und/oder dem Eingang des LPF 76 gekoppelt sein). Falls gewünscht, können die Mischer 64 und 72 und FB2LO 46 weggelassen werden. Der De-Chirp-Mischer 74 kann, falls gewünscht, in der digitalen Domäne arbeiten (z. B. kann der Ausgang des ADC 42 mit dem Eingang des De-Chirp-Mischers 74 gekoppelt werden, der ADC 42 kann in der Empfangskette 54 an einer beliebigen Stelle zwischen der Empfangsantenne 40RX und dem Eingang des De-Chirp-Mischers 74 zwischengeschaltet werden, usw.). Eine digitale Verzerrungsschaltlogik und/oder eine analoge Verzerrungsschaltlogik aus der Verzerrungsschaltlogik 30 von 1 kann in die Sendekette 52 und/oder die Empfangskette 54 an beliebiger Stelle bzw. an beliebigen Stellen zwischengeschaltet werden. Die Sendeantenne 40TX und/oder die Empfangsantenne 40RX können nicht nur zur Durchführung der räumlichen Entfernungsmessungsvorgänge für die Radarschaltlogik 26 verwendet werden, sondern, falls gewünscht, auch zum Senden und/oder Empfangen von drahtlosen Kommunikationsdaten (z. B. unter Verwendung einer anderen Transceiver-Schaltlogik und einer Frequenz-/Zeitbereichs-Multiplexing-Schaltlogik, die in 2 aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht dargestellt ist). Die Radarschaltlogik 26 kann beispielsweise Teil eines Senders wie etwa eines 5G NR-Senders sein.
Bei der Durchführung von räumlichen Entfernungsmessungsvorgängen kann der Sendesignalgenerator 28 digitale Sendesignale (z. B. digitale Chirp-Signale) für die anschließende Übertragung durch die Sendeantenne 40TX erzeugen (z. B. unter Verwendung eines Dauerstrichs der Hochfrequenzenergie). Der DAC 32 kann die digitalen Sendesignale in entsprechende analoge Sendesignale (z. B. analoge Chirp-Signale) umwandeln. Der DAC 32 kann die analogen Sendesignale (z. B. als I/Q-Signale) an den Mischer 56 bereitstellen. Der Mischer 56 kann die analogen Sendesignale mit Hilfe von FB1LO 50 vom Basisband in ein erstes Frequenzband FB1 hochkonvertieren.
Das erste Frequenzband FB1 kann höhere Frequenzen als das Basisband und niedrigere Frequenzen als die von der Sendeantenne 40TX übertragenen Hochfrequenzsignale 36 aufweisen (z. B. in der Anordnung von 2, in der mehrere Hochkonvertierungen durchgeführt werden). Beispielsweise können die Hochfrequenzsignale 36 in einem zweiten Frequenzband FB2, wie etwa einem Hochfrequenzband (HF-Band), übertragen werden. Das Frequenzband FB2 kann Frequenzen von mehr als 10 GHz (z. B. ein HF-Band um 25 GHz, größer als 20 GHz, größer als 30 GHz, größer als 50 GHz usw.) und/oder Frequenzen von weniger als 10 GHz einschließen. Das Frequenzband FB1 kann Frequenzen einschließen, die niedriger sind als das Frequenzband FB2 (z. B. Frequenzen unter 10 GHz, unter 5 GHz, usw.). Das Frequenzband FB1 wird hierin manchmal auch als Zwischenfrequenzband (IF) bezeichnet. In Ausführungsformen, in denen die Mischer 64 und 72 weggelassen werden, kann das Frequenzband FB 1 ein beliebiges Frequenzband (z. B. ein HF-Band) sein, das höher als das Basisband ist.
Der Verstärker 58 kann die FB1-Sendesignale (z. B. FB 1-Chirp-Signale) für die Übertragung an den Splitter 62 verstärken. Die Verteilung der Sendesignale im Frequenzband FB1 statt im höheren Frequenzband FB2 kann dazu dienen, die Signaldämpfung zu minimieren, wenn die Signale an Stellen in der Vorrichtung 10 verteilt werden, die relativ weit vom DAC 32 entfernt sind, insbesondere wenn das Frequenzband FB2 bei relativ hohen Frequenzen liegt, die ansonsten einer erheblichen Signaldämpfung unterliegen (z. B. Frequenzen über 10 GHz). Der Splitter 62 kann die FB1-Sendesignale an den Mischer 64 und den De-Chirp-Pfad 48 übertragen (z. B. kann der Splitter 62 die FB1-Sendesignale zwischen dem Mischer 64 und dem De-Chirp-Pfad 48 aufteilen). Der Mischer 64 kann die FB 1-Sendesignale für die Übertragung durch die Sendeantenne 40TX vom Frequenzband FB1 in das Frequenzband FB2 hochkonvertieren. Der Verstärker 66 kann die FB2-Sendesignale (z. B. FB2-Chirp-Signale) verstärken und die Sendeantenne 40TX kann die FB2-Sendesignale (z. B. als Hochfrequenzsignale 36) übertragen. In Ausführungsformen, bei denen die Mischer 64 und 72 weggelassen werden, kann die Sendeantenne 40TX die FB1-Sendesignale als Hochfrequenzsignale 36 übertragen.
Die Empfangsantenne 40RX kann reflektierte Signale 38 empfangen (z. B. eine reflektierte Version der FB2-Sendesignale, die von der Sendeantenne 40TX gesendet wurden, aber an dem externen Objekt 34 von 1 reflektiert wurden). In Beispielen, in denen die Sendesignale Chirp-Signale einschließen, können die reflektierten Signale 38 hierin mitunter als reflektierte Chirp-Signale bezeichnet werden. Der Verstärker 70 kann die reflektierten Signale verstärken. Der Mischer 72 kann die reflektierten Signale aus dem Frequenzband FB2 in das Frequenzband FB1 herunterkonvertieren, um sie an den De-Chirp-Mischer 74 zu verteilen (z. B. als FB1 reflektierte Signale). Der De-Chirp-Pfad 48 kann die FB1-Sendesignale vom Splitter 62 zum De-Chirp-Mischer 74 weiterleiten. Der Verstärker 68 kann die FB1-Sendesignale auf dem De-Chirp-Pfad 48 verstärken (z. B., um die mit dem Splitter 62 verbundene Dämpfung zu kompensieren). Der De-Chirp-Mischer 74 kann die über den De-Chirp-Pfad 48 empfangenen FB1-Sendesignale mit den vom Mischer 72 empfangenen reflektierten FB I-Signalen mischen, um Basisbandsignale (z. B. Basisband-Chirp-Signale) zu erzeugen. In Ausführungsformen, bei denen die Mischer 64 und 72 weggelassen werden, kann der De-Chirp-Mischer 74 die über den De-Chirp-Pfad 48 empfangenen FB1-Sendesignale mit den von der Empfangsantenne 40RX empfangenen reflektierten FB 1-Signalen mischen. Der De-Chirp-Mischer 74 kann die Basisbandsignale an den LPF 76 bereitstellen. LPF 76 kann die Basisbandsignale tiefpassfiltern, um Rauschen, harmonische Effekte usw. zu entfernen. Die Basisbandsignale können an den ADC 42 weitergeleitet werden (z. B. über die Phasen- und Betragsmessschaltlogik 88). ADC 42 kann die Basisbandsignale in digitale Signale umwandeln (z. B. in digitale Chirp-Signale). Die Steuerschaltlogik 14 kann die Basisbandsignale verarbeiten, um die Entfernung R, die Position des externen Objekts 34 und/oder die Geschwindigkeit des externen Objekts 34 zu schätzen (1).
In der Praxis können die Sendeantenne 40TX, die Empfangsantenne 40RX, die Übertragungsleitungen, die Filterschaltlogiken (die typischerweise nicht die volle FMCW-Bandbreite unterstützen können) und die anderen Komponenten in der Sendekette 52 und der Empfangskette 54 einen unerwünschten Leistungsabfall und/oder eine Phasenverschiebung in die Radarschaltlogik 26 einbringen. Zum Beispiel können die Komponenten entlang des gestrichelten Pfades 82 einen Leistungsabfall und/oder eine Phasenverschiebung in die Signale einbringen, die dem De-Chirp-Mischer 74 bereitgestellt werden, was durch komplexe Gewichtungswerte k₁ und k₃ gekennzeichnet werden kann. In ähnlicher Weise können die Komponenten entlang des gestrichelten Pfades 84 (oder des gestrichelten Pfades 86, in Szenarien, in denen der Loopback-Pfad 80 und nicht die Antennen 40TX und 40RX für die Kalibrierung verwendet wird) einen Leistungsabfall und/oder eine Phasenverschiebung in die Signale einbringen, die dem De-Chirp-Mischer 74 bereitgestellt werden, was durch die komplexen Gewichtungswerte k₂ und k₄ gekennzeichnet werden kann.
Bei unvorsichtiger Handhabung können der Leistungsabfall und die Phasenverschiebung dazu führen, dass die Steuerschaltlogik 14 ungenaue Schätzungen der Entfernung R, der Position und/oder der Geschwindigkeit erzeugt. Darüber hinaus können sich der Leistungsabfall und die Phasenverschiebung im Laufe der Zeit ändern. Die Steuerschaltlogik 14 und die Radarschaltlogik 26 können Kalibrierungsvorgänge durchführen, um den Leistungsabfall und die Phasenverschiebung zu schätzen und um den geschätzten Leistungsabfall und die Phasenverschiebung zu kompensieren, selbst wenn sich der Leistungsabfall und die Phasenverschiebung im Laufe der Zeit ändern, wodurch sichergestellt wird, dass die Steuerschaltlogik 14 die Entfernung R und die Position/Geschwindigkeit externer Objekte während der gesamten Nutzungsdauer der Vorrichtung 10 genau schätzen kann.
In der Praxis können jedoch das Vorhandensein des De-Chirp-Pfads 48, die relativ geringe Basisbandbreite des Systems nach dem De-Chirping (z. B. 1-10 MHz) angesichts der relativ hohen HF-Bandbreite des Systems (z. B. 3-5 GHz) und das Vorhandensein von Gleichstrom-/Flicker-Rauschen oder anderem Prozessrauschen (z. B. LO-Leckage) im Basisband die Schätzung des Leistungsabfalls und/oder der Phasenverschiebung der Radarschaltlogik 26 besonders erschweren. Um diese Probleme abzuschwächen und um sicherzustellen, dass genaue Schätzungen des Leistungsabfalls und der Phasenverschiebung erfasst werden, kann die Radarschaltlogik 26 mit einem Mehrton-Kalibrierungssignal kalibriert werden. Das Mehrton-Kalibrierungssignal kann zwei oder mehr Töne einschließen (z. B. zwei Töne, drei Töne, vier Töne, fünf Töne, sechs Töne, mehr als sechs Töne usw.), die durch eine relativ kleine Frequenzlücke Δf im Frequenzraum getrennt sind.
Wie in 2 gezeigt, kann der DAC 32 während der Kalibrierungsvorgänge ein Mehrton-Kalibrierungssignal mtone auf Basisbandfrequenzen erzeugen. Der Sendesignalgenerator 28 kann während der Kalibrierungsvorgänge auf das Senden von Signalen (z. B. Chirp-Signale) verzichten. Der Mischer 56 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone mit Hilfe von FB1LO 50 in das Frequenzband FB1 hochkonvertieren. Der Verstärker 58 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone verstärken und übertragen. Der Splitter 62 kann ein Mehrton-Kalibrierungssignal mtone an den Mischer 64 bereitstellen. Der Splitter 62 kann über den De-Chirp-Pfad 48 ebenfalls ein Mehrton-Kalibrierungssignal mtone an den De-Chirp-Mischer 74 bereitstellen. Der Mischer 64 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone in das Frequenzband FB2 hochkonvertieren, der Verstärker 66 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone verstärken, und die Sendeantenne 40TX kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone senden.
Die Empfangsantenne 40RX kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone empfangen, das von der Sendeantenne 40TX gesendet wird (z. B. direkt über die Luft in einem Loopback-Pfad). In einer anderen Implementierung kann der Loopback-Pfad 80 verwendet werden, um das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone vom Ausgang des Verstärkers 66 zum Eingang des Verstärkers 70 weiterzuleiten. In diesem Beispiel wird die Sendeantenne 40TX nicht zur Übertragung des Mehrton-Kalibrierungssignals verwendet. Der Verstärker 70 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone verstärken, das über die Empfangsantenne 40RX oder den Loopback-Pfad 80 empfangen wird.
Der Mischer 72 kann das empfangene Mehrton-Kalibrierungssignal mtone mit Hilfe von FB2LO 46 auf das Frequenzband FB1 herunterkonvertieren. Der De-Chirp-Mischer 74 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone im Frequenzband FB1, das über den De-Chirp-Pfad 48 empfangen wird, mit dem Mehrton-Kalibrierungssignal mtone im Frequenzband FB1, das vom Mischer 72 empfangen wird, mischen, um das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' zu erzeugen. LPF 76 kann das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' filtern, um hochfrequente Mischerprodukte aus dem Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal zu entfernen. Die Phasen- und Betragsmessschaltlogik 88 kann den Betrag und/oder die Phase des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals mtone' messen und die gemessenen Betrags- und/oder Phasenwerte an ADC 42 weitergeben. ADC 42 kann die Betrags- und/oder Phasenwerte in digitale Daten dat umwandeln. Die digitalen Daten dat können über den digitalen Ausgangspfad 78 an die Steuerschaltlogik 14 bereitgestellt werden. Die Steuerschaltlogik 14 kann digitale Daten dat in einer Speicherschaltlogik 16 zur späteren Verarbeitung speichern. Dieses Beispiel dient lediglich der Veranschaulichung. Falls gewünscht, kann die Phasen- und Betragsmessschaltlogik 88 auch an anderen Stellen oder an mehreren Stellen innerhalb der Empfangskette 54 angeordnet werden.
Dieser Vorgang kann wiederholt werden, während verschiedene Frequenzbänder FB2 abgetastet werden (z. B. während die Funkfrequenz des vom Mischer 64 erzeugten Mehrton-Kalibrierungssignals mtone geändert wird). Dies kann dazu dienen, eine vollständige Schätzung des Leistungsabfalls und/oder der Phasenverschiebung der FMCW-Radarschaltlogik 26 über die Betriebs-(Funk-)Frequenzen der Radarschaltlogik 26 hinweg zu erstellen. Sobald jede der gewünschten Funkfrequenzen charakterisiert wurde, kann die Verzerrungsschaltlogik 30 (1) nachfolgend gesendeten Sendesignale (z. B. Chirp-Signale) verzerren, um den geschätzten Leistungsabfall und/oder die geschätzten Phasenverschiebungen zu invertieren, die mit dem Mehrton-Kalibrierungssignal mtone geschätzt wurden. Die verzerrten Chirp-Signale können dann verwendet werden, um genaue und zuverlässige Schätzungen der Entfernung R, der Geschwindigkeit und/oder der Position zu erhalten.
3 ist ein Flussdiagramm veranschaulichender Vorgänge, die von der Radarschaltlogik 26 und der Steuerschaltlogik 14 bei der Kalibrierung der Radarschaltlogik 26 durchgeführt werden können (z. B. in Ausführungsformen, in denen die Radarschaltlogik 26 vor der Übertragung durch die Antennen 40 mehrere Hochkonvertierungen durchführt). Die Vorgänge in 3 können während der Herstellung, Montage oder Prüfung der Radarschaltlogik 26 oder der Vorrichtung 10 (z. B. in einem Fertigungssystem oder einer Fabrik) und/oder während des regulären Betriebs der Vorrichtung 10 durch einen Endbenutzer (z. B. während der Nutzungsdauer der Vorrichtung 10) durchgeführt werden.
Bei Vorgang 100 kann der DAC 32 ein Mehrton-Kalibrierungssignal mtone erzeugen. DAC 32 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal so erzeugen, dass jeder Ton von einem oder zwei benachbarten Tönen (in der Frequenz) durch eine ausgewählte Frequenzlücke Δf getrennt ist. Die Frequenzlücke Δf kann groß genug sein, damit jeder Ton in der Frequenz unterschiedlich ist, aber klein genug sein, damit jeder Ton etwa den gleichen Leistungsabfall erfährt und damit die Frequenzlücke Δf innerhalb der relativ kleinen Bandbreite des ADC 42 liegt. Die Frequenzlücke Δf kann zum Beispiel 20 MHz, 15 MHz, 10 MHz, 9 MHz, 8 MHz, 7 MHz, 6 MHz, 5 MHz, 4 MHz, 3 MHz, 2 MHz, weniger als 20 MHz, weniger als 15 MHz, weniger als 10 MHz, weniger als 7 MHz, weniger als 6 MHz, weniger als 5 MHz, weniger als 4 MHz oder andere Werte betragen.
Bei Vorgang 102 kann der Mischer 56 das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone vom Basisband in das Frequenzband FB1 hochkonvertieren. Der Verstärker 58 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone im Frequenzband FB1 an den Splitter 62 weiterleiten. Der Splitter 62 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone über den De-Chirp-Pfad 48 an den De-Chirp-Mischer 74 übertragen. Der Splitter 62 kann auch das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone an den Mischer 64 übertragen.
Bei Vorgang 104 kann die Steuerschaltlogik 14 eine erste FB2-Frequenz (z. B. ein erstes HF-Band) auswählen, die für die Übertragung des Mehrton-Kalibrierungssignals mtone verwendet wird. Die Frequenz kann die erste Frequenz in einem Sweep über die Betriebsfunkfrequenzen der Radarschaltlogik 26 sein, der bei der Kalibrierung der Radarschaltlogik durchgeführt wird. Die Frequenz kann beispielsweise größer als 10 GHz oder 20 GHz oder kleiner als 10 GHz sein.
Bei Vorgang 106 kann der Mischer 64 das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone vom Frequenzband FB1 auf die ausgewählte FB2-Frequenz hochkonvertieren (z. B. mit FB2LO 46). Der Verstärker 66 kann das Hochfrequenz-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone verstärken. Die Sendeantenne 40TX kann das Hochfrequenz-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone senden und die Empfangsantenne 40RX kann das gesendete Hochfrequenz-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone empfangen. Zu gegebener Zeit sendet die Sendeantenne jeden der Töne des Hochfrequenz-Mehrton-Kalibrierungssignals mtone gleichzeitig und, falls gewünscht, mit der gleichen Polarisation aus. In einer anderen Implementierung kann das Hochfrequenz-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone über den Loopback-Pfad 80 an die Empfangskette 54 weitergeleitet werden, anstatt von der Sendeantenne 40TX übertragen zu werden.
Bei Vorgang 108 kann der De-Chirp-Mischer 74 das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone im Frequenzband FB2 über den De-Chirp-Pfad 48 empfangen. Der Mischer 72 kann das Hochfrequenz-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone, das über die Empfangsantenne 40TX oder den Loopback-Pfad 80 empfangen wurde, auf das Frequenzband FB1 herunterkonvertieren. Der De-Chirp-Mischer 74 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone im Frequenzband FB1, das über den De-Chirp-Pfad 48 empfangen wird, mit dem vom Mischer 72 erzeugten Mehrton-Kalibrierungssignal mtone im Frequenzband FB1 mischen, um das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' zu erzeugen.
Bei Vorgang 110 kann der LPF 76 das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' filtern, um hochfrequente Mischerprodukte aus dem Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal zu entfernen. Die Phasen- und Betragsmessschaltlogik 88 kann den Betrag und/oder die Phase des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals mtone' messen. In Szenarien, in denen ein einzelner Ton zur Kalibrierung verwendet wird, liegt der einzelne Ton nach der Herunterkonvertierung durch den De-Chirp-Mischer 74 bei Gleichstrom und unterliegt Störungen durch Gleichstromrauschen und andere LO-Leckagen. In Szenarien, in denen das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone für die Kalibrierung verwendet wird, ist jedoch jeder der Töne im Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' um eine Frequenzlücke Δf von DC versetzt. Dies kann verhindern, dass DC/Flicker-Rauschen oder anderes Prozessrauschen (z. B. LO-Leckage) im Basisband das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' stört, wodurch eine genauere Schätzung des Leistungsabfalls und/oder der Phasenverschiebung erzielt werden kann als in Szenarien, in denen nur ein einzelner Ton für die Kalibrierung verwendet wird. ADC 42 kann die Betrags- und Phasenwerte in entsprechende digitale Daten dat umwandeln. Die Steuerschaltlogik 14 kann digitale Daten dat für die spätere Verarbeitung speichern.
Wenn die Frequenzen im Sweep der FB2-Frequenzen für die Schätzung des Leistungsabfalls und der Phasenverschiebung verbleiben, kann die Verarbeitung, wie in Pfad 112 gezeigt, mit dem Vorgang 114 fortgesetzt werden. Bei Vorgang 114 kann die Steuerschaltlogik 14 eine neue FB2-Frequenz auswählen, die für die nächste Übertragung des Mehrton-Kalibrierungssignals mtone verwendet wird. Die Verarbeitung kann dann in einer Schleife zum Vorgang 106 zurückkehren, wie durch den Pfad 116 gezeigt, um damit fortzufahren für jede der FB2-Frequenzen im Sweep Betrags- und/oder Phasenwerte vom Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone zu erfassen. Auf diese Weise kann die Steuerschaltlogik 14 eine vollständige Schätzung des Leistungsabfalls und/oder der Phase der FMCW-Radarschaltlogik 26 in Abhängigkeit von der Frequenz (z. B. über den gesamten Bereich der Betriebsfrequenzen der Radarschaltlogik 26) erfassen, um sie für die Verzerrung der anschließend gesendeten Chirp-Signale zu verwenden.
Wenn keine Frequenzen im Sweep der FB2-Frequenzen für die Schätzung des Leistungsabfalls und der Phasenverschiebung verbleiben, kann die Verarbeitung, wie in Pfad 118 gezeigt, mit dem Vorgang 120 fortgesetzt werden. Bei Vorgang 120 kann die Steuerschaltlogik 14 die digitalen Daten dat verarbeiten (z. B. die Daten, die bei jeder Iteration der Vorgänge 106-110 gespeichert wurden), um die Amplituden- und/oder Phasenverschiebungseffekte abzuschätzen, die von den Komponenten der Radarschaltlogik 26 eingeführt werden. Die Amplitudeneffekte können ein Hinweis auf den Leistungsabfall des Systems sein.
Bei Vorgang 122 kann die Radarschaltlogik 26 die Übertragung von Sendesignalen zur Bestimmung der Entfernung R zwischen der Vorrichtung 10 und dem externen Objekt 34 wieder aufnehmen (1). Der Sendesignalgenerator 28 kann Signale (z. B. Chirp-Signale) senden. Die Steuerschaltlogik 14 kann die Signale mit Hilfe der Verzerrungsschaltlogik 30 vorverzerren und/oder nachverzerren. Die Verzerrungsschaltlogik 30 (1) kann die Signale auf der Grundlage der geschätzten Leistungsabfall- und/oder Phasenverschiebungseffekte (die z. B. bei Vorgang 120 ermittelt wurden) verzerren. Die Verzerrungsschaltlogik 30 kann eine digitale Vorverzerrungsschaltlogik einschließen, welche die Chirp-Signale in der digitalen Domäne vor der Umwandlung durch den DAC 32 vorverzerrt, eine analoge Vorverzerrungsschaltlogik, welche die Chirp-Signale nach der Umwandlung durch den DAC 32 vorverzerrt, und/oder eine Nachverzerrungsschaltlogik, die empfangene Signale verzerrt.
Bei Vorgang 124 kann die Sendeantenne 40TX die Sendesignale ausstrahlen. Die Empfangsantenne 40RX kann eine reflektierte Version der gesendeten Signale empfangen, die von dem externen Objekt 34 reflektiert wurden (z. B. als reflektierte Signale 38 in 1). Die bei Vorgang 124 durchgeführte Verzerrung kann eine Umkehrung der geschätzten Leistungsabfall- und/oder Phasenverschiebungseffekte sein, sodass die verzerrten Chirp-Signale nach Durchlaufen der Sendekette 52 von der Sendeantenne 40TX so gesendet und von der Empfangsantenne 40RX so empfangen werden, als ob es keinen Leistungsabfall oder keine Phasenverschiebung, die durch die Radarschaltlogik 26 eingeführten wurden, gegeben hätte. Die Verzerrungsschaltlogik 30 kann die Verzerrung durch komplexe Multiplikation der Sendesignale mit komplexen Werten durchführen, die beispielsweise dazu dienen, den geschätzten Leistungsabfall und/oder die geschätzte Phasenverschiebung sowie etwaige I/Q-Ungleichgewichte im System zu invertieren.
Falls gewünscht, können die Radarschaltlogik 26 und die Steuerschaltlogik 14 die Radarschaltlogik 26 in regelmäßigen Abständen (z. B. nach Ablauf einer vorgegebenen Zeitspanne), bei Erhalt einer Benutzereingabe oder eines Anwendungsaufrufs, der die Vorrichtung 10 anweist, die Radarschaltlogik 26 zu kalibrieren, bei einer erkannten Änderung der Betriebsbedingungen der Vorrichtung 10, bei Erkennung einer Verschlechterung der drahtlosen Leistung der Vorrichtung 10 oder als Reaktion auf jede andere gewünschte Auslösebedingung neu kalibrieren (z. B. durch eine Schleife zurück zu Vorgang 100). Auf diese Weise kann die Radarschaltlogik 26 während der gesamten Betriebsdauer der Vorrichtung 10 weiterhin genaue Schätzungen der Entfernung R, der Position und der Geschwindigkeit liefern. In einer anderen Implementierung kann die Radarschaltlogik 26 nur einmal kalibriert werden.
4 schließt Frequenzdiagramme ein, die zeigen, wie ein beispielhaftes Mehrton-Kalibrierungssignal mtone verwendet werden kann, um ein Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' für die Schätzung von Leistungsabfall und/oder Phasenverschiebung zu erzeugen. Das Beispiel in 4 veranschaulicht den einfachsten Fall, in dem das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone ein Zweiton-Kalibrierungssignal mit zwei Tönen ist, die durch eine Frequenzlücke Δf voneinander getrennt sind. Das Zweiton-Kalibrierungssignal kann hierin mitunter auch als ein Zweiton-Paar oder ein Tonpaar bezeichnet werden. Dieses Beispiel dient lediglich der Veranschaulichung, im Allgemeinen kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone eine beliebige Anzahl von zwei oder mehr Tönen einschließen, die jeweils durch eine Frequenzlücke Δf von einem oder zwei anderen Tönen getrennt sind.
Wie im Frequenzdiagramm 126 von 4 dargestellt, kann der DAC 32 ein Mehrton-Kalibrierungssignal mtone in einem ersten Frequenzband B1 (z. B. Basisband) erzeugen. Der DAC 32 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone mit Hilfe eines Tongenerators, eines Synthesizers oder einer anderen digitalen Schaltung/Logik erzeugen. Die Töne im Mehrton-Kalibrierungssignal mtone sind durch die Frequenzlücke Δf getrennt. Der Mischer 56 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone in ein zweites Frequenzband B2 (z. B. in das Frequenzband FB1) hochkonvertieren, wie durch Pfeil 130 gezeigt. Dieses Signal kann dem Mischer 64 und dem De-Chirp-Pfad 48 bereitgestellt werden.
Der Mischer 64 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone in ein drittes Frequenzband B3 (z. B. in das Frequenzband FB2) hochkonvertieren, wie durch Pfeil 132 gezeigt. Die Frequenzlücke Δf bleibt nach jeder Hochkonvertierung erhalten. Das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone im Frequenzband B3 kann über die Sendeantenne 40TX oder den Loopback-Pfad 80 übertragen werden. Der Mischer 72 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone vom Frequenzband B3 zurück in das Frequenzband B2 herunterkonvertieren. Der De-Chirp-Mischer 74 kann das über den De-Chirp-Pfad 48 empfange Mehrton-Kalibrierungssignal mtone im Frequenzband B2 mit dem vom Mischer 72 herunterkonvertierten Mehrton-Kalibrierungssignal mtone im Frequenzband B2 mischen, um das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone', wie durch den Pfeil 136 gezeigt, wiederherzustellen.
Wie aus dem Frequenzdiagramm 128 von 4 hervorgeht, weist das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' eine Amplitude A1 auf, die von der Phasen- und Betragsmessschaltlogik 88 gemessen und von ADC 42 in einen digitalen Wert in digitalen Daten dat umgewandelt wird. Die nächste Funkfrequenz im Sweep der FB2-Frequenzen kann dann verwendet werden (z. B. während einer nachfolgenden Iteration der Vorgänge 106-110 von 3). Dadurch kann ein Mehrton-Kalibrierungssignal mtone bei einer anderen Frequenz im Frequenzband B3 erzeugt werden, wie etwa das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone, das im Frequenzdiagramm 126 durch die gestrichelten Pfeile 135 dargestellt ist. Die Amplitude dieses Mehrton-Kalibrierungssignals kann sich aufgrund des Leistungsabfalls des Systems (z. B. durch Leistungsabfall 134) von der des zuvor übertragenen Mehrton-Kalibrierungssignals unterscheiden. Nach dem Mischen durch den De-Chirp-Mischer 74 kann das resultierende Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' die Amplitude A2 aufweisen, wie der gestrichelte Pfeil 129 im Frequenzdiagramm 128 zeigt. Die Amplitude A2 kann von der Phasen- und Betragsmessschaltlogik 88 gemessen und von ADC 42 in einen digitalen Wert in digitalen Daten dat umgewandelt werden.
Die Amplitude A2 ist aufgrund des frequenzabhängigen Leistungsabfalls, den die Komponenten der drahtlosen Schaltlogik 24 verursachen, geringer als die Amplitude A1. Dies kann für jede FB2-Frequenz im Sweep wiederholt werden, um eine vollständige Schätzung des Leistungsabfalls 134, wie er von der drahtlosen Schaltlogik 24 gezeigt wird, über die Betriebsfrequenzen hinweg herzustellen. Mit anderen Worten: die Radarschaltlogik 26 kann die erzeugten Zweitöne des Mehrton-Kalibrierungssignals mtone entlang der Frequenzachse verschieben (z. B. durch Iteration über die Vorgänge 106-110 von 3), während eine konstante Frequenzlücke Δf beibehalten wird, bis der Betriebsfrequenzbereich der Radarschaltlogik 26 ausreichend mit Zweitönen abgedeckt oder abgetastet ist. Im Allgemeinen gilt, je feiner die Verschiebung der Funkfrequenz zwischen den einzelnen Iterationen ist, desto genauer kann die Abfallfunktion (z. B. Leistungsabfall 134) geschätzt werden. In den Ausführungsformen, in denen die Radarschaltlogik 26 nur eine einzige Hochkonvertierung durchführt, kann der Sweep über die Betriebsfrequenz innerhalb des Bandes B2 ohne weitere Hochkonvertierung in das Band B3 durchgeführt werden (z. B. kann die Radarschaltlogik 26 Mehrton-Kalibrierungssignale über verschiedene FB1 - Frequenzen übertragen, wobei der Leistungsabfall 134 innerhalb des Frequenzbandes FB1 beobachtet wird). Die Steuerschaltlogik 14 kann die gespeicherten Amplituden in digitalen Daten dat verarbeiten, um den Leistungsabfall 134 zu schätzen. Die Phase jedes Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals mtone' kann, falls gewünscht, auch geschätzt werden, um etwaige Phasenverschiebungen zu erkennen, die durch die Komponenten der Radarschaltlogik 26 auferlegt werden.
In Szenarien, in denen nur ein Einzelton-Kalibrierungssignal verwendet wird, würde der resultierende Basisbandton im Frequenzdiagramm 128 bei Gleichstrom wiederhergestellt werden, wobei jede Messung von Amplitude/Phase durch Gleichstromrauschen oder LO-Leckagen negativ beeinflusst würde. Durch die Erzeugung des Mehrton-Kalibrierungssignals mtone mit zwei oder mehr Tönen, die durch eine Frequenzlücke Δf voneinander getrennt sind, wird jedoch die Ausgabe des Mischvorgangs, der vom De-Chirp-Mischer 74 durchgeführt wird (das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone'), in der Frequenz um die Frequenzlücke Δf von DC versetzt sein. Die Frequenzlücke Δf kann daher so gewählt werden, dass sich das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' nicht mit DC-Rauschen, LO-Leckagen oder anderem Basisband-Systemrauschen überlappt. Dies kann genauere Messungen des Betrags (z. B. der Amplituden A1, A2, etc.) und damit des zu erhebenden Leistungsabfalls ermöglichen als in Szenarien, in denen ein Einzelton-Kalibrierungssignal verwendet wird, wodurch genaue Schätzungen der Entfernung R, der Position und der Geschwindigkeit über die Zeit hinweg erhalten werden können.
5 ist ein Diagramm, dass drei Beispiele für potenzielle Leistungsabfälle zeigt, die von der Radarschaltlogik 26 und der Steuerschaltlogik 14 aus dem Betrag der Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignale mtone' zur Verwendung bei der Vorverzerrung von Chirp-Signalen geschätzt werden können. Wie in 5 dargestellt, zeigt die Kurve CA einen linearen Leistungsabfall, der von der Radarschaltlogik 26 und der Steuerschaltlogik 14 geschätzt werden kann. Die Kurve CC zeigt einen parabolischen Leistungsabfall, der von der Radarschaltlogik 26 und der Steuerschaltlogik 14 geschätzt werden kann. Die Kurve CB zeigt eine Kombination aus linearen und parabolischen Leistungsabfällen, die von der Radarschaltlogik 26 und der Steuerschaltlogik 14 geschätzt werden können. Jeder Punkt auf den Kurven CA, CB und CC kann einer entsprechenden Funkfrequenz im Sweep der Funkfrequenzen entsprechen, die bei der Übertragung der Mehrton-Kalibrierungssignale mtone verwendet werden. Lineare Leistungsabfälle, wie etwa im Zusammenhang mit der Kurve CA, werden oft mit den Abfalleffekten der Verkabelung in Verbindung gebracht. Parabolische Leistungsabfälle, wie etwa im Zusammenhang mit der Kurve CC, werden oft mit den Abfalleffekten der Antennen 40TX und 40RX in Verbindung gebracht. Eine Kombination aus linearen und parabolischen Leistungsabfällen, wie etwa im Zusammenhang mit der Kurve CB, kann beispielsweise die Kombination der Abfalleffekte der Verkabelung und der Antennen 40TX und 40RX darstellen. Diese Beispiele dienen lediglich der Veranschaulichung. In der Praxis kann der geschätzte Leistungsabfall auch andere Formen annehmen.
Im einfachsten Fall, in dem das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone ein Zweiton-Kalibrierungssignal ist (z. B. wie in 4 gezeigt), kann das Zweiton-Paar als komplexe Töne dargestellt werden, beispielsweise mit Gleichung 1. ${(k_{1} e^{j ω t} + k_{1} e^{j (1 + Δ) ω t})}^{*} \cdot (k_{2} e^{j ω t} + k_{2} e^{j (1 + Δ) ω t}) = 2 k_{1}^{*} k_{2} (1 + c o s (Δ ω t))$
In Gleichung 1 ist ω die Winkelfrequenz, Δ ist die Frequenzlücke Δf in Einheiten der Winkelfrequenz, „*“ ist der komplex konjugierte Operator „·“ ist der Punktproduktoperator, t die Zeit und j ist die Quadratwurzel aus -1. Durch die Ausführung der Vorgänge in 3 kann die Steuerschaltlogik 14 die von der Radarschaltlogik 26 verursachten Leistungsabfälle und/oder Phasenverschiebungen schätzen und kann so die komplexen Gewichtungswerte k₁ und k₂ schätzen. Die komplexen Gewichtungswerte k₁ und k₂ können dann verwendet werden, um den Wert zu bilden, der zur Vorverzerrung der Chirp-Signale verwendet wird (z. B. können die Chirp-Signale mit einem Wert wie 1/(k₁ * k₂) multipliziert werden, um die Chirp-Signale vorzuverzerren und so die nachfolgenden Leistungsabfall- und Phasenverschiebungseffekte, die von den Komponenten der Radarschaltlogik 26 ausgehen, zu invertieren).
Im Basisband der Sendekette 52 kann das Zweiton-Kalibrierungssignal durch einen komplexen Ton oder zwei reelle Töne dargestellt werden, die aus vier symmetrischen komplexen Tönen bestehen, wie in Gleichung 2 angegeben. $c o s (ω t) + c o s ((1 + Δ) ω t) = 0.5 ((e^{- j ω t} + e^{j ω t}) + (e^{- j (1 + Δ) ω t} + e^{j (1 + Δ) ω t}))$
In der FB2-Domäne (z. B. HF) werden die komplexen Tonpaare frequenzabhängig abgeschwächt, wobei der Mischerpfad durch Ausdruck 3 und der Antennenpfad durch Ausdruck 4 dargestellt wird. ${((k_{1} e^{- j ω t} + k_{3} e^{j ω t}) + (k_{1} e^{- j (1 + Δ) ω t} + k_{3} e^{j (1 + Δ) ω t}))}^{*}$
$((k_{2} e^{- j ω t} + k_{4} e^{j ω t}) + (k_{2} e^{- j (1 + Δ) ω t} + k_{4} e^{j (1 + Δ) ω t}))$
Im Basisband der Empfangskette 54 werden nach der Mischung durch den De-Chirp-Mischer 74 (ein Prozess, der hierin manchmal als De-Chirping bezeichnet wird) mehrere Mischprodukte erzeugt. Die ±n • ω Mischprodukte, die ≈ 1 GHz betragen, werden durch LPF 76 gedämpft. Die ±Δ • ω Mischprodukte, die weniger als 20 MHz betragen (z. B. ≈ 1 MHz), können für die Schätzung des Leistungsabfalls ausgewertet werden. Allgemeiner ausgedrückt, kann ein komplexer Ton mit Ausdruck 5, zwei komplexe Töne mit Ausdruck 6 und vier komplexe Töne (z. B. zwei reelle Töne) mit Ausdruck 7 modelliert werden. $(1) \cdot (k_{1}^{*} k_{2})$
${(\begin{matrix} e^{- j Δ ω t} \\ 1 \\ e^{j Δ ω t} \end{matrix})}^{T} \cdot (\begin{matrix} 1 \\ 2 \\ 1 \end{matrix}) \cdot (k_{1}^{*} k_{2}) + \dots e^{\pm j n ω t}$
${(\begin{matrix} e^{- j 2 Δ ω t} \\ e^{- j Δ ω t} \\ 1 \\ e^{j Δ ω t} \\ e^{j 2 Δ ω t} \end{matrix})}^{T} \cdot (\begin{matrix} k_{2} k_{3}^{*} \\ 2 k_{2} k_{3}^{*} + k_{2} k_{1}^{*} + k_{4} k_{3}^{*} \\ 2 k_{2} k_{1}^{*} + 2 k_{4} k_{3}^{*} \\ 2 k_{4} k_{1}^{*} + k_{2} k_{1}^{*} + k_{4} k_{3}^{*} \\ k_{4} k_{1}^{*} \end{matrix}) + \dots e^{\pm j n ω t}$
In den Ausdrücken 6 und 7 ist „T“ der Transponierungsoperator und n ist ein ganzzahliger Index. Ausdruck 6 stellt fünf Gleichungen dar, wobei zwei der Gleichungen von den anderen drei linear abhängig sind. Zwei Parameter von Interesse, $k_{1}^{*} k_{2}$
(niedrigere Frequenz) und $k_{4}^{*} k_{4}$
(höhere Frequenz), werden gleichzeitig geschätzt. Die IQ-Ungleichgewichtskorrektur kann vor der Schätzung der Abweichung durchgeführt werden. Bei Verwendung von zwei echten Tönen kann die Radarschaltlogik 26 zu geringeren Herstellungskosten produziert werden als bei Verwendung von zwei komplexen Tönen. Die beiden Pfade können jedoch getrennt kalibriert werden, wenn zwei komplexe Töne verwendet werden, während die beiden Pfade nicht getrennt kalibriert werden dürfen, wenn zwei reale Töne verwendet werden. Um die Erzeugung von zwei komplexen Tönen zu unterstützen, können beispielsweise die Sin/Cos-Tabellen, die zur Erzeugung des Mehrton-Kalibrierungssignals mtone verwendet werden, in ihrer Größe verdoppelt oder mit halber Rate ausgeführt werden, wobei das Signal in I/Q interpoliert und ein komplexer Mix verwendet wird, um in das entsprechende Frequenzband zu gelangen.
Die von der Verzerrungsschaltlogik 30 durchgeführte Verzerrung kann in der digitalen Domäne oder in der analogen Domäne durchgeführt werden. 6 ist ein Diagramm, das ein Beispiel dafür zeigt, wie die Verzerrungsschaltlogik 30 eine Vorverzerrungsschaltlogik in der digitalen Domäne einschließen kann. Wie in 6 gezeigt, kann der Eingang des DAC 32 mit der digitalen Schaltlogik 140 gekoppelt sein. Die digitale Schaltlogik 140 kann den Sendesignalgenerator 28 und die Verzerrungsschaltlogik 146 einschließen (z. B. kann die Verzerrungsschaltlogik 30 eine digitale Verzerrungsschaltlogik (DPD) wie etwa die Verzerrungsschaltlogik 146 einschließen). Der Eingang der Vorverzerrungsschaltlogik 146 kann mit dem Ausgang des Sendesignalgenerators 28 gekoppelt werden. Der Ausgang der Vorverzerrungsschaltlogik 146 kann mit dem Eingang des DAC 32 gekoppelt werden. Der DAC 32 kann über einen Ausgang 142 verfügen, der mit dem Mischer 56 (2) gekoppelt ist. Die Vorverzerrungsschaltlogik 146 kann über einen Steuerpfad 144 verfügen, der Steuersignale ctrl von der Steuerschaltlogik 14 empfängt.
Der Sendesignalgenerator 28 kann Sendesignale (z. B. Chirp-Signale) erzeugen. Die Vorverzerrungsschaltlogik 146 kann die Sendesignale mit einem Wert multiplizieren, der dazu dient, die Sendesignale so vorzuverzerren, dass die Vorverzerrung in den Sendesignalen dem geschätzten Leistungsabfall, der geschätzten Phasenverschiebung und/oder einem geschätzten I/Q-Ungleichgewicht entgegenwirkt, das von den Komponenten der Radarschaltlogik 26 verursacht wird. Die Steuersignale ctrl können die Werte einschließen, die von der Schaltlogik 146 zur Vorverzerrung der Chirp-Signale verwendet werden. Wenn sich der geschätzte Leistungsabfall und/oder die geschätzte Phasenverschiebung im Laufe der Zeit ändert, können die Steuersignale ctrl die Werte ändern, die von der Schaltlogik 146 zur Vorverzerrung der Sendesignale verwendet werden. Der DAC 32 kann die vorverzerrten Sendesignale aus der digitalen Domäne in die analoge Domäne umwandeln. Das Beispiel von 6 ist lediglich veranschaulichend. Es können auch andere Vorverzerrungsschemata oder -architekturen verwendet werden. Die Vorverzerrungsschaltlogik 146 kann alternativ auch in der analogen Domäne implementiert werden. Die Verzerrungsschaltlogik 30 kann zusätzlich oder alternativ eine Nachverzerrungsschaltlogik einschließen, die auf empfangene Signale einwirkt, um Leistungsabfall und Phasenverschiebung zu kompensieren.
Auf diese Weise kann die Vorrichtung 10 eine Leistungsabfallschätzung für die gesamte Funkfrequenzbandbreite der Radarschaltlogik 26 durchführen, selbst wenn die Empfangskette 54 nicht die gesamte Funkfrequenzbandbreite unterstützt. Gleichzeitig ist kein direkter Zugriff auf die Hochfrequenzsignale erforderlich, um die Leistungsabfallschätzung durchzuführen. Dies kann dazu dienen, die Bandbreite der Empfangskette zu verringern und somit den Stromverbrauch des Systems zu senken. Die Kalibrierung der Radarschaltlogik 26 mit dem Mehrton-Kalibrierungssignal mtone kann es der Vorrichtung 10 ermöglichen, die Basisband-Offsetfrequenz (z. B. über die Auswahl der Frequenzlücke Δf) als systemabhängige ideale Tonposition zu wählen, so dass es keinen Einfluss von Systembeeinträchtigungen, LO-Rauschen usw. auf das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' gibt. Die Schätzung und Kompensation des Leistungsabfalls kann während des abschließenden Produktionstests der Vorrichtung 10 und/oder während der Lebensdauer der Vorrichtung 10 durchgeführt werden, um die Kompensation des Leistungsabfalls an mögliche Alterungseffekte der Vorrichtung 10 anzupassen. Darüber hinaus kann die Verfolgung und Kompensation von Abweichungen während der Lebensdauer der Vorrichtung 10 genutzt werden, um auf Änderungen im Betrieb der Vorrichtung 10 zu prüfen, wie etwa in Szenarios, in denen ein Hülle oder eine Abdeckung an der Vorrichtung 10 angebracht ist, wodurch der Vorrichtung 10 ermöglicht wird, die Systemkonfigurationen (z. B. Verstärkungseinstellungen, Hintergrundausblendung usw.) entsprechend anzupassen.
Das Beispiel in 2-4, in dem die Radarschaltlogik 26 mehrere Hochkonvertierungen durchführt, ist lediglich eine veranschaulichende Implementierung, die zeigt, wie die Radarschaltlogik 26 mit dem Mehrton-Kalibrierungssignal mtone kalibriert werden kann. Im Allgemeinen kann die Radarschaltlogik 26 eine beliebige Anzahl von einer oder mehreren Hochkonvertierungen durchführen und eine beliebige Anzahl von zwei oder mehr Mischern einschließen. 7 ist ein Schaltplan der Radarschaltlogik 26 in einem Beispiel, in dem die Radarschaltlogik 26 mindestens eine Hochkonvertierung durchführt und mindestens zwei Mischer einschließt.
Wie in 7 gezeigt, kann die Radarschaltlogik 26 einen ersten Mischer, wie etwa Mischer 150, der mit dem Ausgang des DAC 32 (z. B. über einen I/Q-Pfad) gekoppelt ist, einen Signalsplitter, wie etwa Splitter 154, dessen Eingang mit dem Ausgang des Mischers 150 gekoppelt ist, einen zweiten Mischer, wie etwa Mischer 152 (z. B. ein De-Chirp-Mischer), dessen erster Eingang über einen Signalpfad 158 (z. B. De-Chirp-Pfad) mit einem ersten Ausgang des Splitters 154 gekoppelt ist, und eine Schaltlogik 156 (z. B. ein oder mehrere Line-Up-Abfälle), die zwischen einem zweiten Ausgang des Splitters 154 und einem zweiten Eingang des Mischers 152 gekoppelt ist. Andere Schaltungskomponenten wie Verstärker, Filter, ein ADC (z. B. ADC 42 in 2) oder andere Komponenten können an beliebigen Stellen in die Radarschaltlogik 26 zwischengeschaltet werden. Die Schaltlogik 156 kann andere Teile der Radarschaltlogik 26 einschließen, die Leistungsabfälle und Phasenverschiebungen in die Radarschaltlogik 26 einbringen (z. B. Antennen, Loopback-Pfade, Übertragungsleitungen, Verstärker, Filter usw.). Die Schaltlogik 156 kann in Ausführungsformen in denen die Radarschaltlogik 26 mehrere Hochkonvertierungen durchführt, wie in 2 gezeigt, beispielsweise die Mischer 64 und 72, die Verstärker 66 und 70 sowie die Antennen 40TX und 40RX einschließen. Die Schaltlogik 156 kann hierin mitunter auch als Zwischenschaltlogik bezeichnet werden.
Während der räumlichen Entfernungsmessungsvorgänge kann DAC 32 Sendesignale, die mit dem Sendesignalgenerator 28 (2) erzeugt wurden (z. B. Chirp-Signale), an den Mischer 150 weiterleiten. Der Mischer 150 kann LO 160 verwenden, um die Sendesignale auf höhere Frequenzen hochzukonvertieren, wie etwa auf Frequenzen im Frequenzband FB1 oder im Frequenzband FB2 von 2 (z. B. kann LO 160 FB1LO 50 oder FB2LO 46 von 2 einschließen). Der Splitter 154 kann die hochkonvertierten Sendesignale über den Signalpfad 158 an den Mischer 152 und die Schaltlogik 156 weiterleiten. Die Schaltlogik 156 kann die hochkonvertierten Sendesignale senden (z. B. als Hochfrequenzsignale 36 in 1) und die entsprechenden reflektierten Signale empfangen (z. B. die reflektierten Signale 38 in 1). Die Schaltlogik 156 kann die empfangenen reflektierten Signale an den Mischer 152 weiterleiten. Der Mischer 152 kann die empfangenen Signale mit den über den Signalpfad 158 empfangenen Sendesignalen mischen, um entsprechende Basisbandsignale am Ausgangspfad 162 zu erzeugen. Die Steuerschaltlogik 14 (1) kann die Basisbandsignale und die Sendesignale verarbeiten, um die Entfernung R, die Position und/oder die Geschwindigkeit des externen Objekts 34 zu ermitteln.
Während der Kalibrierung kann der DAC 32 das Mehrton-Kalibrierungssignal mtone übertragen. Der Mixer 150 kann das Mehrton-Kalibrierungssignal hochkonvertieren. Der Splitter 154 kann das hochkonvertierte Mehrton-Kalibrierungssignal über den Signalpfad 158 an den Mischer 152 und die Schaltlogik 156 übertragen. Die Schaltlogik 156 kann das hochkonvertierte Mehrton-Kalibrierungssignal übertragen (z. B. in einer geschlossenen Schleife über die Luft oder über einen Loopback-Pfad), das dann am Mischer 152 empfangen wird. Der Mischer 152 kann die über den Signalpfad 158 empfangenen hochkonvertierten Mehrton-Kalibrierungssignale mit den von der Schaltlogik 156 empfangenen hochkonvertierten Mehrton-Kalibrierungssignalen mischen, um ein Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal mtone' zu erzeugen. Die Steuerschaltlogik 14 kann diesen Vorgang wiederholen, während sie den Mischer 150 über verschiedene Frequenzen (z. B. die Betriebsfrequenzen der Radarschaltlogik 26) abtastet. Die Steuerschaltlogik 14 kann die vom Mischer 152 erzeugten Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignale verwenden, um den Leistungsabfall und/oder die Phasenverschiebungen der Schaltlogik 156 zu schätzen. Die Steuerschaltlogik 14 kann dann die Verzerrungsschaltlogik 30 (1) verwenden, um die anschließend übertragenen Signale zu verzerren, um den Leistungsabfall und die Phasenverschiebungen der Schaltlogik 156 abzumildern. Mit anderen Worten, die Radarschaltlogik 26 von 7 kann unter Verwendung von Mehrton-Kalibrierungssignalen mtone gemäß den Vorgänge von 3 kalibriert werden (z. B. kann in Ausführungsformen, in denen die Radarschaltlogik 26 nur eine einzige Hochkonvertierung durchführt, bei Vorgang 104 von 3 kann eine FBI-Frequenz anstelle einer FB2-Frequenz ausgewählt werden, die Hochkonvertierung bei Vorgang 106 kann ausgelassen werden, FB1-Frequenzen können bei der Bestimmung, ob entlang der Pfade 112 oder 118 fortgefahren werden soll, verarbeitet werden, und bei Vorgang 114 kann eine neue FB1-Frequenz ausgewählt werden).
Die vorstehend in Verbindung mit 1-7 beschriebenen Verfahren und Vorgänge können durch die Komponenten der Vorrichtung 10 unter Verwendung von Software, Firmware und/oder Hardware (z. B. eine spezielle Schaltlogik oder Hardware) durchgeführt werden. Softwarecode zum Durchführen dieser Vorgänge kann auf nicht-transitorischen computerlesbaren Speichermedien (z. B. materiellen computerlesbaren Speichermedien) gespeichert werden, die auf einer oder mehreren Komponenten der Vorrichtung 10 (z. B. der Speicherschaltlogik 16 von 1) gespeichert sind. Der Softwarecode kann manchmal als Software, Daten, Anweisungen, Programmanweisungen oder Code bezeichnet werden. Die nicht-transitorischen computerlesbaren Speichermedien können Laufwerke, nichtflüchtigen Speicher wie nichtflüchtigen Direktzugriffsspeicher (NVRAM), entfernbare Flash-Laufwerke oder andere entfernbare Medien, andere Typen von Direktzugriffsspeichern usw. einschließen. Software, die auf den nicht-transitorischen computerlesbaren Speichermedien gespeichert ist, kann durch eine Verarbeitungsschaltlogik auf einer oder mehreren der Komponenten der Vorrichtung 10 (z. B. der Verarbeitungsschaltlogik 18 von 1 usw.) ausgeführt werden. Die Verarbeitungsschaltlogik kann Mikroprozessoren, zentrale Verarbeitungseinheiten (CPUs), anwendungsspezifische integrierte Schaltungen mit Verarbeitungsschaltlogik oder andere Verarbeitungsschaltlogik einschließen. Die Komponenten der 2, 6 und 7 können mit Hilfe von Hardware (z. B. Schaltungskomponenten, digitalen Logikgattern usw.) und/oder gegebenenfalls mit Software implementiert werden.
Gemäß einer Ausführungsform ist eine drahtlose Kommunikationsschaltlogik zur Durchführung von räumlichen Entfernungsmessungen an einem externen Objekt unter Verwendung von Sendesignalen bereitgestellt, wobei die drahtlose Kommunikationsschaltlogik folgendes einschließt: einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der so konfiguriert ist, dass er ein Mehrton-Kalibrierungssignal mit einen ersten Ton und mit einen zweiten Ton, der von dem ersten Ton durch eine Frequenzlücke getrennt ist, erzeugt, einen ersten Mischer, der so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal von einem ersten Frequenzband in ein zweites Frequenzband hochkonvertiert, einen zweiten Mischer mit einem ersten Eingang, der so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal in dem zweiten Frequenzband über einen Signalpfad von einem Ausgang des ersten Mischers empfängt, und mit einem zweiten Eingang, der so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal im zweiten Frequenzband über eine Zwischenschaltlogik empfängt, die kommunikativ zwischen den Ausgang des ersten Mischers und den zweiten Eingang gekoppelt ist, wobei der zweite Mischer so konfiguriert ist, dass er ein Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal erzeugt, eine Messschaltlogik, die so konfiguriert ist, dass sie einen Betrag des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals misst, und eine Steuerschaltlogik, die so konfiguriert ist, dass sie einen Leistungsabfall der Zwischenschaltlogik auf der Grundlage des von der Messschaltlogik gemessenen Betrags schätzt und die Sendesignale auf der Grundlage des geschätzten Leistungsabfalls verzerrt.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließen die Sendesignale Chirp-Signale ein und der Signalpfad umfasst einen De-Chirp-Pfad, die drahtlose Schaltlogik schließt einen Chirp-Generator ein, der so konfiguriert ist, dass er die Chirp-Signale für die Übertragung durch eine Sendeantenne erzeugt, der erste Mischer ist so konfiguriert, dass er die Chirp-Signale in das zweite Frequenzband hochkonvertiert, der erste Eingang des zweiten Mischers ist so konfiguriert, dass er die Chirp-Signale im zweiten Frequenzband über den De-Chirp-Pfad empfängt, und der zweite Eingang ist so konfiguriert, dass er eine reflektierte Version der Chirp-Signale über eine Empfangsantenne empfängt.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt die drahtlose Kommunikationsschaltlogik einen Signalsplitter ein, dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Mischers gekoppelt ist, dessen erster Ausgang mit der Zwischenschaltlogik gekoppelt ist und dessen zweiter Ausgang mit dem ersten Eingang des zweiten Mischers über den Signalweg gekoppelt ist.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt die Zwischenschaltlogik einen dritten Mischer, der kommunikativ mit dem ersten Ausgang des Signalsplitters gekoppelt ist und so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal vom zweiten Frequenzband in ein drittes Frequenzband hochkonvertiert, und einen vierten Mischer, der kommunikativ mit dem zweiten Eingang gekoppelt ist und so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal vom dritten Frequenzband in das zweite Frequenzband herunterkonvertiert, ein.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt das erste Frequenzband eine Basisbandfrequenz ein, das zweite Frequenzband schließt Frequenzen ein, die größer als die Basisbandfrequenz und kleiner als 10 GHz sind, und das dritte Frequenzband schließt Frequenzen ein, die größer als das zweite Frequenzband sind.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt das zweite Frequenzband Frequenzen von mehr als 20 GHz ein.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt die Zwischenschaltlogik eine Sendeantenne, die kommunikativ mit einem Ausgang des dritten Mischers gekoppelt ist und so konfiguriert ist, dass sie das Mehrton-Kalibrierungssignal im dritten Frequenzband sendet, und eine Empfangsantenne, die kommunikativ mit einem Eingang des vierten Mischers gekoppelt ist und so konfiguriert ist, dass sie das von der Sendeantenne gesendete Mehrton-Kalibrierungssignal im dritten Frequenzband empfängt, ein.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt die Zwischenschaltlogik einen Loopback-Pfad ein, der kommunikativ zwischen einem Ausgang des dritten Mischers und einem Eingang des vierten Mischers gekoppelt ist, wobei der Loopback-Pfad so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal im dritten Frequenzband überträgt.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt die Verzerrungsschaltlogik eine digitale Vorverzerrungsschaltlogik ein, die kommunikativ mit einem Eingang des DAC gekoppelt ist.
Gemäß einer anderen Ausführungsform ist die Messschaltlogik so konfiguriert, dass sie eine Phase des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals misst, die Steuerschaltlogik ist so konfiguriert, dass sie eine Phasenverschiebung der Zwischenschaltlogik auf der Grundlage der von der Messschaltlogik gemessenen Phase schätzt, und die Steuerschaltlogik ist so konfiguriert, dass sie die Sendesignale auf der Grundlage der von der Messschaltlogik geschätzten Phasenverschiebung verzerrt.
Gemäß einer anderen Ausführungsform ist die Steuerschaltlogik so konfiguriert, dass sie den ersten Mischer so steuert, dass er über eine Vielzahl von Funkfrequenzen abtastet, der zweite Mischer ist so konfiguriert, dass er das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl von Funkfrequenzen erzeugt, die Messschaltlogik ist so konfiguriert, dass sie den Betrag des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl von Funkfrequenzen misst, und die Steuerschaltlogik ist so konfiguriert, dass sie den Leistungsabfall der Zwischenschaltlogik über jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl von Funkfrequenzen schätzt.
Gemäß einer anderen Ausführungsform ist das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal durch die Frequenzlücke von einer Gleichstromfrequenz (DC) getrennt und die Frequenzlücke ist kleiner oder gleich 20 MHz.
Gemäß einer Ausführungsform wird ein Verfahren zur Kalibrierung der Radarschaltlogik bereitgestellt, das einen Digital-Analog-Wandler (DAC) in einer Sendekette der Radarschaltlogik einschließt, der ein Mehrton-Kalibrierungssignal erzeugt, das einen ersten Ton und einen zweiten Ton, der von dem ersten Ton durch eine Frequenzlücke von weniger als 20 MHz getrennt ist, aufweist, mit einem ersten Mischer in der Sendekette, das Hochkonvertieren des Mehrton-Kalibrierungssignals vom Basisband in ein erstes Frequenzband, mit einem zweiten Mischer in der Sendekette, das Hochkonvertieren des Mehrton-Kalibrierungssignals vom ersten Frequenzband in ein zweites Frequenzband, mit einem dritten Mischer in einer Empfangskette der Radarschaltlogik, das Herunterkonvertieren des durch den zweiten Mischer hochkonvertierten Mehrton-Kalibrierungssignals vom zweiten Frequenzband in das erste Frequenzband, mit einem De-Chirp-Mischer in der Empfangskette, das Erzeugen des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals durch Mischen des durch den ersten Mischer hochkonvertierten Mehrton-Kalibrierungssignals mit dem durch den dritten Mischer herunterkonvertierten Mehrton-Kalibrierungssignal, wobei das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal durch die Frequenzlücke von einer Gleichstromfrequenz (DC) getrennt ist, mit einer Steuerschaltlogik, das Schätzen eines Leistungsabfalls und einer Phasenverschiebung der Radarschaltlogik auf der Grundlage des von dem De-Chirp-Mischer erzeugten Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals, und mit einer Vorverzerrungsschaltlogik in der Sendekette, das Vorverzerren der über die Sendekette übertragene Chirp-Signale auf der Grundlage des von der Steuerschaltlogik geschätzten Leistungsabfalls und der Phasenverschiebung.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt das Verfahren ein, dass der zweiten Mischer das zweiten Frequenzbandes über eine Vielzahl von Funkfrequenzen abtastet, mit dem dritten Mischer, das Herunterkonvertieren des Mehrton-Kalibrierungssignals für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl von Funkfrequenzen, mit dem De-Chirp-Mischer, das Erzeugen des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl von Funkfrequenzen und mit der Steuerschaltlogik, das Schätzen des Leistungsabfalls der Radarschaltlogik auf der Grundlage des von dem De-Chirp-Mischer für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl von Funkfrequenzen erzeugten Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt das Verfahren einen Tiefpassfilter ein, der das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl der Funkfrequenzen tiefpassfiltert, mit einer Messschaltlogik, das Messen eines Betrags und einer Phase des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl der Funkfrequenzen, mit einem Analog-Digital-Wandler (ADC), das Konvertieren der von der Messschaltlogik gemessenen Beträge und Phasen in digitale Daten, mit der Steuerschaltlogik, das Speichern der digitalen Daten und mit der Steuerschaltlogik, das Schätzen des Leistungsabfalls auf der Grundlage der gespeicherten digitalen Daten.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt das Vorverzerren der Chirp-Signale die Multiplikation der Chirp-Signale mit einem Faktor ein, der so gewählt wird, dass bei der Übertragung der Chirp-Signale durch die Sendekette der von der Steuerschaltlogik geschätzte Leistungsabfall invertiert wird.
Gemäß einer anderen Ausführungsform schließt das Verfahren ein, dass die Sendekette das Mehrton-Kalibrierungssignal im zweiten Frequenzband mit einer Sendeantenne sendet und der dritte Mischer das Mehrton-Kalibrierungssignal im zweiten Frequenzband mit einer Empfangsantenne empfängt.
Gemäß einer Ausführungsform wird eine elektronische Vorrichtung bereitgestellt, die eine erste Antenne, eine zweite Antenne, eine Radarschaltlogik, die so konfiguriert ist, dass sie Sendesignale erzeugt, die unter Verwendung der ersten Antenne gesendet werden, wobei die zweite Antenne so konfiguriert ist, dass sie eine reflektierte Version der unter Verwendung der ersten Antenne gesendeten Sendesignale empfängt, eine Steuerschaltlogik, die so konfiguriert ist, dass sie räumliche Entfernungsmessungsvorgängen auf der Grundlage der reflektierten Version der unter Verwendung der zweiten Antenne empfangenen Sendesignale durchführt, und einen Digital/Analog-Wandler (DAC) in der Radarschaltlogik einschließt, wobei der DAC so konfiguriert ist, dass er ein Mehrton-Kalibrierungssignal erzeugt, das unter Verwendung der ersten Antenne übertragen wird, das Mehrton-Kalibrierungssignal mindestens einen ersten Ton und einen zweiten Ton, der von dem ersten Ton durch einen Frequenzlücke von weniger als 20 MHz getrennt ist, aufweist, die Steuerschaltlogik so konfiguriert ist, dass sie einen Leistungsabfall der Radarschaltlogik unter Verwendung des Mehrton-Kalibrierungssignals schätzt, und die Steuerschaltlogik so konfiguriert ist, dass sie die Sendesignale auf der Grundlage des geschätzten Leistungsabfalls verzerrt.
Gemäß einer anderen Ausführungsform ist der DAC so konfiguriert, dass er die Sendesignale von einer digitalen Domäne in eine analoge Domäne umwandelt.
Gemäß einer anderen Ausführungsform verfügt das Mehrton-Kalibrierungssignal über einen dritten Ton, der durch die Frequenzlücke von dem zweiten Ton getrennt ist, und über einen vierten Ton, der durch die Frequenzlücke von dem dritten Ton getrennt ist.
Das Vorstehende ist lediglich veranschaulichend, und an den beschriebenen Ausführungsformen können verschiedene Modifikationen vorgenommen werden. Die vorstehenden Ausführungsformen können einzeln oder in einer beliebigen Kombination implementiert werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 17150974 [0001]

Claims

Drahtlose Kommunikationsschaltlogik zur Durchführung von räumlichen Entfernungsmessungsvorgängen an einem externen Objekt unter Verwendung von Sendesignalen, wobei die drahtlose Kommunikationsschaltlogik umfasst: einen Digital-Analog-Wandler (DAC), der so konfiguriert ist, dass er ein Mehrton-Kalibrierungssignal mit einem ersten Ton und einem zweiten Ton, der durch eine Frequenzlücke vom ersten Ton getrennt ist, erzeugt; einen ersten Mischer, der so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal von einem ersten Frequenzband in ein zweites Frequenzband hochkonvertiert; einen zweiten Mischer mit einem ersten Eingang, der so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal im zweiten Frequenzband über einen Signalpfad von einem Ausgang des ersten Mischers empfängt, und mit einem zweiten Eingang, der so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal im zweiten Frequenzband über eine Zwischenschaltlogik empfängt, die kommunikativ zwischen den Ausgang des ersten Mischers und den zweiten Eingang gekoppelt ist, wobei der zweite Mischer so konfiguriert ist, dass er ein Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal erzeugt; eine Messschaltlogik, die so konfiguriert ist, dass sie einen Betrag des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals misst, und Steuerschaltlogik konfiguriert, um einen Leistungsabfall der Zwischenschaltlogik auf der Grundlage des von der Messschaltlogik gemessenen Betrags zu schätzen und die Sendesignale auf der Grundlage des geschätzten Leistungsabfalls zu verzerren.
Drahtlose Kommunikationsschaltlogik nach Anspruch 1, wobei die Sendesignale Chirp-Signale umfassen und der Signalpfad einen De-Chirp-Pfad umfasst, die drahtlose Schaltlogik ferner umfassend: einen Chirp-Generator, der so konfiguriert ist, dass er die Chirp-Signale für die Übertragung durch eine Sendeantenne erzeugt, wobei der erste Mischer so konfiguriert ist, dass er die Chirp-Signale in das zweite Frequenzband hochkonvertiert, der erste Eingang des zweiten Mischers so konfiguriert ist, dass er die Chirp-Signale im zweiten Frequenzband über den De-Chirp-Pfad empfängt, und der zweite Eingang so konfiguriert ist, dass er eine reflektierte Version der Chirp-Signale über eine Empfangsantenne empfängt.
Drahtlose Kommunikationsschaltlogik nach Anspruch 1, ferner umfassend: einen Signalsplitter mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des ersten Mischers gekoppelt ist, einem ersten Ausgang, der mit der Zwischenschaltlogik gekoppelt ist, und einem zweiten Ausgang, der mit dem ersten Eingang des zweiten Mischers über den Signalpfad gekoppelt ist.
Drahtlose Kommunikationsschaltlogik nach Anspruch 3, wobei die Zwischenschaltlogik Folgendes umfasst: einen dritten Mischer, der kommunikativ mit dem ersten Ausgang des Signalsplitters gekoppelt ist und so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal von dem zweiten Frequenzband in ein drittes Frequenzband hochkonvertiert, und einen vierten Mischer, der kommunikativ mit dem zweiten Eingang gekoppelt ist und so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal vom dritten Frequenzband in das zweite Frequenzband herunterkonvertiert.
Drahtlose Kommunikationsschaltlogik nach Anspruch 4, wobei das erste Frequenzband eine Basisbandfrequenz umfasst, das zweite Frequenzband Frequenzen umfasst, die größer als die Basisbandfrequenz und kleiner als 10 GHz sind, und das dritte Frequenzband Frequenzen umfasst, die größer als das zweite Frequenzband sind, wobei das zweite Frequenzband Frequenzen größer als 20 GHz umfasst.
Drahtlose Kommunikationsschaltlogik nach Anspruch 4, wobei die Zwischenschaltlogik Folgendes umfasst: eine Sendeantenne, die kommunikativ mit einem Ausgang des dritten Mischers gekoppelt ist und so konfiguriert ist, dass sie das Mehrton-Kalibrierungssignal in dem dritten Frequenzband sendet; und eine Empfangsantenne, die kommunikativ mit einem Eingang des vierten Mischers gekoppelt ist und so konfiguriert ist, dass sie das von der Sendeantenne gesendete Mehrton-Kalibrierungssignal im dritten Frequenzband empfängt.
Drahtlose Kommunikationsschaltlogik nach Anspruch 4, wobei die Zwischenschaltlogik einen Loopback-Pfad umfasst, der kommunikativ zwischen einem Ausgang des dritten Mischers und einem Eingang des vierten Mischers gekoppelt ist, wobei der Loopback-Pfad so konfiguriert ist, dass er das Mehrton-Kalibrierungssignal im dritten Frequenzband überträgt.
Drahtlose Kommunikationsschaltlogik nach Anspruch 1, wobei die Verzerrungsschaltlogik eine digitale Vorverzerrungsschaltlogik umfasst, die kommunikativ mit einem Eingang des DAC gekoppelt ist.
Drahtlose Kommunikationsschaltlogik nach Anspruch 1, wobei die Messschaltlogik so konfiguriert ist, dass sie eine Phase des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals misst, die Steuerschaltlogik so konfiguriert ist, dass sie eine Phasenverschiebung der Zwischenschaltlogik auf der Grundlage der von der Messschaltlogik gemessenen Phase schätzt, und die Steuerschaltlogik so konfiguriert ist, dass sie die Sendesignale auf der Grundlage der von der Messschaltlogik geschätzten Phasenverschiebung verzerrt.
Drahtlose Kommunikationsschaltlogik nach Anspruch 1, wobei die Steuerschaltlogik so konfiguriert ist, dass sie den ersten Mischer so steuert, dass er über eine Vielzahl von Funkfrequenzen abtastet, der zweite Mischer so konfiguriert ist, dass er das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl von Funkfrequenzen erzeugt, die Messschaltlogik so konfiguriert ist, dass sie den Betrag des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl von Funkfrequenzen misst, und die Steuerschaltlogik so konfiguriert ist, dass sie den Leistungsabfall der Zwischenschaltlogik über jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl von Funkfrequenzen schätzt.
Drahtlose Kommunikationsschaltlogik nach Anspruch 1, wobei das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal von einer Gleichstromfrequenz (DC) durch die Frequenzlücke getrennt ist und die Frequenzlücke weniger als oder gleich 20 MHz beträgt.
Verfahren zur Kalibrierung einer Radarschaltlogik, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: mit einem Digital-Analog-Wandler (DAC) in einer Sendekette der Radarschaltlogik, Erzeugen eines Mehrton-Kalibrierungssignals mit einem ersten Ton und einem zweiten Ton, der durch eine Frequenzlücke von weniger als 20 MHz von dem ersten Ton getrennt ist; mit einem ersten Mischer in der Sendekette, Hochkonvertieren des Mehrton-Kalibrierungssignals vom Basisband in ein erstes Frequenzband; mit einem zweiten Mischer in der Sendekette, Hochkonvertieren des Mehrton-Kalibrierungssignals von dem ersten Frequenzband in ein zweites Frequenzband; mit einem dritten Mischer in einer Empfangskette der Radarschaltlogik, Herunterkonvertieren des vom zweiten Mischer hochkonvertierten Mehrton-Kalibrierungssignals von dem zweiten Frequenzband in das erste Frequenzband; mit einem De-Chirp-Mischer in der Empfangskette, Erzeugen eines Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal durch Mischen des durch den ersten Mischer hochkonvertierten Mehrton-Kalibrierungssignals mit dem durch den dritten Mischer herunterkonvertieren Mehrton-Kalibrierungssignal, wobei das Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignal durch die Frequenzlücke von einer Gleichstromfrequenz (DC) getrennt ist; mit der Steuerschaltlogik, Schätzen eines Leistungsabfalls und einer Phasenverschiebung der Radarschaltlogik auf der Grundlage des vom De-Chirp-Mischer erzeugten Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals; und mit Vorverzerrungsschaltlogik in der Sendekette, Vorverzerren von über die Sendekette übertragenen Chirp-Signalen auf der Grundlage des von der Steuerschaltlogik geschätzten Leistungsabfalls und der Phasenverschiebung.
Verfahren nach Anspruch 12, ferner umfassend: mit dem zweiten Mischer, Abtasten des zweiten Frequenzbands über eine Vielzahl von Funkfrequenzen; mit dem dritten Mischer, Herunterkonvertieren des Mehrton-Kalibrierungssignals für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl der Funkfrequenzen; mit dem De-Chirp-Mischer, Erzeugen des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl der Funkfrequenzen; mit der Steuerschaltlogik, Schätzen des Leistungsabfalls der Radarschaltlogik auf der Grundlage des von dem De-Chirp-Mischer für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl der Funkfrequenzen erzeugten Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals; mit einem Tiefpassfilter, Tiefpassfiltern des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl der Funkfrequenzen; mit der Messschaltlogik, Messen von Betrag und Phase des Basisband-Mehrton-Kalibrierungssignals für jede der Funkfrequenzen in der Vielzahl der Funkfrequenzen; mit einem Analog-Digital-Wandler (ADC), Konvertieren der von der Messschaltlogik gemessenen Beträge und Phasen in digitale Daten; mit der Steuerschaltlogik, Speichern der digitalen Daten; und mit der Steuerschaltlogik, Schätzen des Leistungsabfalls auf der Grundlage der gespeicherten digitalen Daten.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Vorverzerren der Chirp-Signale das Multiplizieren der Chirp-Signale mit einem Faktor umfasst, der so gewählt wird, dass bei der Übertragung der Chirp-Signale durch die Sendekette der von der Steuerschaltlogik geschätzte Leistungsabfall invertiert wird.
Verfahren nach Anspruch 12, ferner umfassend: mit der Sendekette, Senden des Mehrton-Kalibrierungssignals im zweiten Frequenzband unter Verwendung eine Sendeantenne; und mit dem dritten Mischer, Empfangen des Mehrton-Kalibrierungssignals im zweiten Frequenzband unter Verwendung einer Empfangsantenne.