DE102021214718A1

DE102021214718A1 - Steuereinrichtung zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors

Info

Publication number: DE102021214718A1
Application number: DE102021214718.6A
Authority: DE
Inventors: Helmut Manck
Original assignee: Eonas It Beratung und Entw GmbH; eonas IT-Beratung und Entwicklung GmbH; Brose Fahrzeugteile SE and Co KG
Current assignee: Eonas It Beratung und Entw GmbH; eonas IT-Beratung und Entwicklung GmbH; Brose Fahrzeugteile SE and Co KG
Priority date: 2021-12-20
Filing date: 2021-12-20
Publication date: 2023-06-22

Abstract

Eine Steuereinrichtung (1) zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors (2) umfasst eine Stromregelungseinheit (11) zum Regeln eines Motorstroms des bürstenlosen Gleichstrommotors (2) und eine Drehzahlregelungseinheit (10) zum Regeln einer Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors (2), wobei die Drehzahlregelungseinheit (10) ausgebildet ist, einen Stromsollwert (Id,soll, Iq,soll) zur Bereitstellung an die Stromregelungseinheit (11) zu erzeugen. Eine Lastmomentkompensationseinheit (3) zum Kompensieren einer durch eine periodische Laständerung bewirkten Geschwindigkeitsänderung des bürstenlosen Gleichstrommotors (2) ist dazu ausgebildet, einen Fehlerfunktionswert auf Basis einer Abweichung einer Soll-Geschwindigkeit von einer Ist-Geschwindigkeit und zusätzlich anhand einer harmonischen Funktion zu erzeugen, anhand des Fehlerfunktionswerts durch eine Regelung einen Stromkompensationswert (Iq,komp) zu bestimmen und den Stromkompensationswert (Iq,komp) der Stromregelungseinheit (11) bereitzustellen.

Description

Die Erfindung betrifft eine Steuereinrichtung zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und ein Verfahren zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors.
Eine derartige Steuereinrichtung weist eine Stromregelungseinheit zum Regeln eines Motorstroms des bürstenlosen Gleichstrommotors und eine Drehzahlregelungseinheit zum Regeln einer Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors auf. Die Steuereinrichtung verwirklicht hierbei eine Regelung nach Art einer Kaskadenregelung, bei der die Drehzahlregelungseinheit einen Stromsollwert erzeugt und der Stromregelungseinheit für die nachgeordnete Stromregelung zur Verfügung stellt.
Ein bürstenloser Gleichstrommotor ist aufgebaut wie eine Drehstrom-Synchronmaschine und weist einen permanentmagneterregten Rotor auf. Ein umlaufendes Statorfeld wird durch elektronische Kommutation, in der Regel unter Verwendung einer dreisträngigen Drehstromwicklung, so erzeugt, dass der Rotor dem Statorfeld nachfolgt.
Generell wird bei bürstenlosen Gleichstrommotoren das am Stator erzeugte, umlaufende Ankerfeld elektronisch kommutiert in Abhängigkeit von der Rotorposition, der Rotordrehzahl und dem Drehmoment. Die elektronische Kommutierung kann hierbei zum Regeln des Betriebsverhaltens des Gleichstrommotors verwendet werden.
Bei der sensorgesteuerten Kommutierung (sogenannte sensorgesteuerte bürstenlose Gleichstrommotoren) befinden sich Sensoren wie beispielsweise Hall-Sensoren zur Erfassung eines Signals eines magnetischen Dipols an der Rotorachse oder optische Sensoren im Bereich des Stators. Die Sensoren liefern Informationen über die Rotorposition, die somit sensorisch erfasst wird. In Abhängigkeit von der sensorisch erfassten Rotorposition kann dann die elektronische Kommutierung eingestellt werden.
Bei der sensorlosen Kommutierung (sogenannte sensorlose bürstenlose Gleichstrommotoren) erfolgt die Erfassung der Rotorposition hingegen über die in den Ankerspulen des Stators induzierte Gegenspannung, die von der Steuereinrichtung zur Bestimmung der Rotorposition ausgewertet werden kann und auch als Gegen-EMK (EMK: induzierte elektromagnetische Kraft) bezeichnet wird.
Vorliegend ist der bürstenlose Gleichstrommotor vorzugsweise zur sensorlosen Kommutierung ausgestaltet. Die Erfassung der Position und daraus der Drehzahl des Gleichstrommotors erfolgt somit anhand der in den Ankerspulen des Stators induzierten Gegenspannung, wobei die so ermittelte Position und Drehzahl dem elektrischen Winkel des umlaufenden magnetischen Feldes und der elektrischen Drehzahl entspricht, die üblicherweise von der mechanischen Position und Drehzahl abweicht. Eine Steuerung erfolgt anhand der so ermittelten Position und Drehzahl.
Ein solcher bürstenloser Gleichstrommotor kann zum Beispiel in der Automobiltechnik, zum Beispiel als Verdichter, zum Beispiel im Zusammenhang mit einem sogenannten Scroll-Verdichter zum Einsatz kommen. Ein solcher Verdichter kann beispielsweise als Kühlmittelverdichter zum Verdichten von Kühlmittel zum Beispiel in einer Klimaanlage eines Fahrzeugs verwendet werden.
Bei einem Einsatz des bürstenlosen Gleichstrommotors im Zusammenhang mit einem Verdichter, zum Beispiel einem Scroll-Verdichter, können im Betrieb periodisch veränderliche Lasten an dem Gleichstrommotor auftreten, die eine periodische Laständerung an dem Gleichstrommotor und damit einhergehend eine periodische Geschwindigkeitsänderung bewirken, die durch die Drehzahlregelung unter Umständen nicht vollständig ausgeregelt werden kann. Aufgrund der Laständerung können sich somit Drehzahlschwankungen und damit eine Geräuschmodulation ergeben, die nach Möglichkeit vermieden werden sollen.
Gewünscht ist insbesondere, dass im Rahmen der Drehzahlregelung eine Drehzahlvorgabe möglichst exakt eingehalten wird und somit der Gleichstrommotor sich im Betrieb gleichförmig bewegt.
Denkbar ist, eine periodische Laständerung, die zum Beispiel durch den Aufbau und die Funktionsweise der Last bedingt ist, zum Beispiel eines Verdichters in Form eines Scroll-Verdichters, durch eine schnelle Drehzahlregelung mit hoher Abtastfrequenz auszuregeln. Dies erfordert jedoch eine große Regelungsbandbreite und ist aufwendig und rechenintensiv. Wünschenswert ist daher ein Vorgehen, das eine Kompensation einer periodischen Laständerung auf einfache und effiziente Weise ermöglicht.
Das Problem einer effizienten Kompensation stellt sich hierbei insbesondere bei einem sensorlosen bürstenlosen Gleichstrommotor, bei dem eine Steuerung ohne Verwendung von Sensoren zur Bestimmung der Rotorlage und Rotorgeschwindigkeit erfolgt. Bei einem solchen sensorlosen bürstenlosen Gleichstrommotor kann eine periodische Laständerung (die an sich anhand der Bauform und Art der Last vorhersagbar ist) nicht ohne weiteres durch Drehmomentkompensation kompensiert werden, weil dazu Kenntnis über die mechanische Rotorlage und Rotorgeschwindigkeit des Motors und zudem ein Bezug zu der periodischen Laständerung erforderlich wäre, was bei einer Steuerung anhand des elektrischen Winkels und der elektrischen Drehzahl des Rotors bei einem sensorlosen bürstenlosen Gleichstrommotor nicht vorausgesetzt werden kann.
Aus der DE 10 2016 125 392 A1 und der EP 2 601 389 B1 sind Bauformen von Verdichtern in Form von sogenannten Scroll-Verdichtern bekannt.
Die DE 199 42 144 A1 beschreibt ein Verfahren zur adaptiven Identifikation und adaptiven Dämpfung von Schwingungen oder Drehungleichförmigkeiten, bei dem der Verlauf der Schwingungen durch ein Verfahren zur nichtlinearen Funktions-Approximation, wie zum Beispiel durch ein sogenanntes Harmonisch Aktiviertes Neuronales Netz, im Spektralbereich für variable Betriebspunkte identifiziert und zum Zweck der Kompensation reproduziert wird.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Steuereinrichtung sowie ein Verfahren zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors zur Verfügung zu stellen, die auf einfache und effiziente Weise insbesondere bei einem sensorlosen bürstenlosen Gleichstrommotor eine Kompensation einer periodischen Laständerung ermöglichen.
Diese Aufgabe wird durch einen Gegenstand mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
Demnach weist die Steuereinrichtung eine Lastmomentkompensationseinheit zum Kompensieren einer durch eine periodische Laständerung bewirkten Geschwindigkeitsänderung des bürstenlosen Gleichstrommotors auf. Die Lastmomentkompensationseinheit ist ausgebildet, einen Fehlerfunktionswert auf Basis einer Abweichung einer Soll-Geschwindigkeit von einer Ist-Geschwindigkeit und zusätzlich anhand einer harmonischen Funktion zu erzeugen, anhand des Fehlerfunktionswerts durch eine Regelung einen Stromkompensationswert zu bestimmen und den Stromkompensationswert der Stromregelungseinheit bereitzustellen.
Die Steuereinrichtung ist insbesondere zum Steuern eines sensorlosen bürstenlosen Gleichstrommotors ausgelegt und geeignet. Bei einem solchen sensorlosen bürstenlosen Gleichstrommotor wird die Rotorlage sensorlos über die in den Ankerspulen des Stators induzierte Gegenspannung erfasst, wobei über eine solche Auswertung der elektrische Winkel des umlaufenden magnetischen Felds und die elektrische Winkelgeschwindigkeit berechnet und zur Steuerung des bürstenlosen Gleichstrommotors verwendet werden.
Mit dem vorgeschlagenen Vorgehen kann eine reproduzierbare, periodische Laständerung durch eine zusätzliche Regelung in der Lastmomentkompensationseinheit kompensiert werden. Die periodische Laständerung kann hierbei durch eine harmonische Funktion oder durch eine Überlagerung von einer Vielzahl von harmonischen Funktionen (im Rahmen einer Fourier-Analyse) angenähert werden. Dadurch, dass ein Fehlerfunktionswert als Eingangsgröße für die Regelung anhand der die periodische Laständerung approximierenden harmonischen Funktion erzeugt wird, wird der Regelung die Art der Laständerung vorgegeben, was eine effiziente Regelung zur Erzeugung von Stromkompensationswerten ermöglicht.
Der durch die Regelung erzeugte Stromkompensationswert wird der Stromregelung zugeführt. Im Ergebnis der Regelung wird der (zeitlich veränderliche) Stromkompensationswert so erzeugt, dass die (zeitlich veränderliche) Laständerung gerade ausgeglichen wird und somit der der Stromregelungseinheit zugeführte Stromstellwert so angepasst wird, dass sich im Ergebnis der kaskadenförmigen Drehzahl-/Stromregelung eine gleichförmige Drehzahl einstellt.
Insbesondere wird der Stromkompensationswert so erzeugt, dass durch die Kompensation ein zusätzliches Drehmoment oder ein reduziertes Drehmoment entsprechend der periodischen Laständerung erzeugt wird, sodass der durch die Stromregelung erzeugte Drehmomentverlauf dem realen, durch die periodische Laständerung beeinflussten Verlauf des Drehmoments angepasst ist.
Die Steuereinrichtung ermöglicht eine Steuerung allein unter Verwendung des elektrischen Winkels des umlaufenden magnetischen Felds und der elektrischen Winkelgeschwindigkeit des Motors im Betrieb, die sensorlos aus der induzierten Gegenspannung ermittelt werden kann. Die harmonische Funktion zur Erzeugung des Fehlerfunktionswerts kann hierbei unter Verwendung eines anhand des elektrischen Winkels generierten, entsprechend dem mechanischen Winkel umlaufenden Winkels erzeugt werden. Anhand der harmonischen Funktion und der Abweichung der Soll-Geschwindigkeit von der Ist-Geschwindigkeit (ermittelt anhand der elektrischen Winkelgeschwindigkeit) wird der Fehlerfunktionswert für einen momentanen Abtastpunkt bestimmt und in eine Regelungseinheit eingespeist, die anhand einer Regelung den Stromkompensationswert bestimmt und der Stromregelungseinheit übermittelt.
In einer Ausgestaltung ist die Steuereinrichtung dazu ausgebildet, den Stromsollwert und den Stromkompensationswert zur Bereitstellung an die Stromregelungseinheit miteinander zu kombinieren. Insbesondere können der Stromsollwert und der Stromkompensationswert zueinander addiert werden, sodass der Stromregelungseinheit die Summe des durch die Drehzahlregelungseinheit erzeugten Stromsollwerts und des durch die Lastmomentkompensationseinheit erzeugten Stromkompensationswerts zugeführt wird. Anhand des kombinierten Werts erfolgt durch die Stromregelungseinheit die Stromregelung des Motors.
In einer Ausgestaltung ist die Lastmomentkompensationseinheit dazu ausgebildet, eine harmonische Funktion zum Erzeugen des Fehlerfunktionswerts zu verwenden, deren Periodenlänge einer Umdrehung des Rotors des bürstenlosen Gleichstrommotors entspricht. Pro Umdrehung des Rotors ergibt sich somit gerade eine Sinusperiode der harmonischen Funktion. Durch eine solche harmonische Funktion (mit einer Periodizität erster Ordnung) kann insbesondere eine solche Laständerung approximiert werden, die eine Periodizität entsprechend einer Umdrehung des Rotors aufweist, wie dies beispielsweise bei einem Scroll-Verdichter der Fall sein kann. Durch die harmonische Funktion wird dem auszuregelnden Fehler ein harmonischer Verlauf aufgeprägt, sodass die Regelung der harmonischen Funktion folgt und somit bewirkt, dass eine (approximiert) harmonische Laständerung gerade kompensiert wird.
Dadurch, dass eine harmonische Funktion erster Ordnung verwendet wird, also eine harmonische Funktion mit einer Periode, die einer Umdrehung des Rotors des bürstenlosen Gleichstrommotors entspricht, wird eine Geschwindigkeitsänderung aufgrund einer Laständerung kompensiert, die periodisch ist, mit einer Periodizität, die der ersten harmonischen Funktion entspricht. Denkbar ist auch, eine andere harmonische Funktion mit einer anderen Periodizität, zum Beispiel eine harmonische Funktion zweiter Ordnung (bei der die Periode einer halben Umdrehung des Rotors entspricht) zu verwenden. Denkbar ist zudem, mehrere harmonische Funktionen für eine überlagerte Regelung und Kompensation anhand mehrerer harmonischer Funktionen zu verwenden.
Durch die harmonische Funktion wird der Regelung die grundsätzliche, periodische Ausprägung der Laständerung vorgegeben. Dadurch ergibt sich eine einfache, effiziente Regelung, die im Ergebnis lediglich die Amplitude und die Phasenlage der harmonischen Laständerung bestimmt und ausregelt. Ein harmonischer Fehler kann somit effizient kompensiert werden, ohne dass dies eine nennenswerte Erhöhung der Abtastfrequenz und damit einhergehend der Bandbreite für die Regelung erfordert.
In einer Ausgestaltung ist die Lastmomentkompensationseinheit dazu ausgebildet, den Stromkompensationswert für aufeinanderfolgende Abtastpunkte anhand der zum jeweiligen Abtastpunkt geltenden Abweichung der Ist-Geschwindigkeit von der Soll-Geschwindigkeit und der harmonischen Funktion zu ermitteln. Die Regelung erfolgt somit fortlaufend. Für einen Abtastpunkt wird anhand der Geschwindigkeitsabweichung und des für den Abtastpunkt ermittelten Werts der harmonischen Funktion ein geltender Fehlerfunktionswert und daraus durch die Regelung ein Stromkompensationswert bestimmt. Für den zeitlich beabstandeten, nächsten Abtastpunkt wird der Fehlerfunktionswert neu bestimmt und daraus der dann geltende Stromkompensationswert ermittelt, und so fort. Die Werte der harmonischen Funktion ändern sich hierbei von Abtastpunkt zu Abtastpunkt, und entsprechend wird der der Regelung zugeführte Fehlerfunktionswert anhand der harmonischen Funktion modifiziert und somit der Regelung die harmonische Funktion aufgeprägt.
In einer Ausgestaltung ist die Lastmomentkompensationseinheit dazu ausgebildet, die Abweichung der Soll-Geschwindigkeit von der Ist-Geschwindigkeit zur Erzeugung des Fehlerfunktionswerts mit der harmonischen Funktion zu multiplizieren. Der Fehlerfunktionswert ergibt sich somit anhand des Produkts der Differenz aus Soll-Geschwindigkeit und Ist-Geschwindigkeit multipliziert mit dem zum jeweiligen Abtastpunkt geltenden Wert der harmonischen Funktion. Dieser Fehlerfunktionswert wird in die Regelung eingespeist, und anhand des Fehlerfunktionswerts erfolgt die Regelung zur Bestimmung des Stromkompensationswert für den jeweiligen Abtastpunkt.
In einer Ausgestaltung ist die Lastmomentkompensationseinheit dazu ausgebildet, anhand des Fehlerfunktionswerts eine PI-Regelung zur Bestimmung des Stromkompensationswert durchzuführen. Die Bestimmung des Stromkompensationswert erfolgt somit durch einen PI-Regler, also einen Proportional-Integral-Regler, der durch ein Proportional-Glied und ein Integral-Glied mathematisch beschrieben wird. Ein solcher Pl-Regler ermöglicht eine Regelung mit einem vergleichsweise schnellen Ansprechverhalten bei zudem vergleichsweise kleiner Regelabweichung.
In einer Ausgestaltung ist die Lastmomentkompensationseinheit dazu ausgebildet, einen entsprechend dem mechanischen Umdrehungswinkel des Rotors umlaufenden Winkel anhand des elektrischen Winkels des magnetischen Feldes des bürstenlosen Gleichstrommotors zu bestimmen und einen Wert der harmonischen Funktion anhand des umlaufenden Winkels zu berechnen.
Bei einem (sensorlosen) bürstenlosen Gleichstrommotor erfolgt eine Überwachung der Rotorlage und der Rotorgeschwindigkeit in sensorloser Weise anhand von Strommesswerten des Motorstroms, aus denen zum Beispiel die (elektrische) Geschwindigkeit und durch Integration daraus der (elektrische) Winkel des magnetischen Feldes bestimmt werden. Bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor wird dabei die elektrische Geschwindigkeit und der elektrische Winkel des umlaufenden magnetischen Feldes basierend auf der Messung der bei Bewegung induzierten Generatorspannung, auch bezeichnet als Gegen-EMK oder Back-EMF, bestimmt. Die so bestimmte elektrische Geschwindigkeit und der elektrische Winkel stimmen nicht mit der mechanischen Geschwindigkeit und dem mechanischen Winkel überein. Generell läuft der elektrische Winkel (um einen der Polpaarzahl entsprechenden Faktor) schneller um als der mechanische Winkel, weil während einer mechanischen Umdrehung des Rotors eine der Poolpaarzahl N entsprechende Anzahl von Sinusperioden auftritt und somit das magnetische Feld N mal so schnell umläuft wie der Rotor. Hieraus folgt, dass zur Bestimmung des für einen Abtastpunkt geltenden Werts der harmonischen Funktion ein Winkelwert bestimmt werden muss, der mit dem mechanischen Winkel korreliert ist. Dieser Winkelwert kann beispielsweise durch Aufsummierung des elektrischen Winkels und durch Division durch die Poolpaarzahl N bestimmt werden.
Weil im Betrieb des bürstenlosen Gleichstrommotors lediglich die elektrische Geschwindigkeit gemessen wird (nicht aber die mechanische Winkelgeschwindigkeit des Rotors), kann, in einer Ausgestaltung, die Abweichung der Ist-Geschwindigkeit von der Soll-Geschwindigkeit anhand der elektrischen Winkelgeschwindigkeit des magnetischen Feldes bestimmt werden.
Die Bestimmung der elektrischen Winkelgeschwindigkeit, die mit der mechanischen Ist-Geschwindigkeit korreliert ist und der mechanischen Ist-Geschwindigkeit mal der Polpaarzahl entspricht, und des elektrischen Winkels erfolgt im Betrieb durch einen sogenannten Observer, der die Motorstromkomponenten misst und basierend auf den Motorströmen anhand der induzierten Generatorspannung zum Beispiel die elektrische Winkelgeschwindigkeit bestimmt und daraus durch Integration den elektrischen Winkel ermittelt.
In einer Ausgestaltung ist die Lastmomentkompensationseinheit ausgebildet, den umlaufenden Winkel anhand folgender Gleichung zu bestimmen: $θ_{s y n} (i) = θ_{s y n} (i - 1) + (θ_{e} (i) - θ_{e} (i - 1)) / N$
wobei θ_syn (i) den umlaufenden Winkel zum Abtastpunkt i, θ_syn (i-1) den umlaufenden Winkel zum Abtastpunkt i-1, θ_e(i) den elektrischen Winkel zum Abtastpunkt i, θ_e(i-1) den elektrischen Winkel zum Abtastpunkt i-1 und N die Polpaarzahl angibt. Für jeden Abtastpunkt wird somit der geltende Wert des elektrischen Winkels bestimmt. Der umlaufende Winkel, anhand dessen der für den Abtastpunkt geltende Wert der harmonischen Funktion bestimmt wird, wird dann durch eine (mathematisch einer Integration entsprechende) Aufsummierung ermittelt, indem die Differenz des elektrischen Winkels des geltenden Abtastpunkts und des vorherigen Abtastpunkts, dividiert durch die Poolpaarzahl N, zu dem Wert des umlaufenden Winkels am vorherigen Abtastpunkt hinzuaddiert wird. Der mechanische Winkel läuft entsprechend dem elektrischen Winkel geteilt durch die Poolpaarzahl um. Der umlaufende Winkel ist somit mit dem mechanischen Winkel korreliert, indem er gleich dem mechanischen Winkel umläuft, wobei ein Winkelversatz zwischen dem umlaufenden Winkel und dem tatsächlichen, die Rotorlage anzeigenden mechanischen Winkel bestehen kann. Dieser Winkelversatz wird im Rahmen der Regelung ausgeregelt.
In einer Ausgestaltung ist die Lastmomentkompensationseinheit dazu ausgebildet, zwei Fehlerfunktionswerte anhand folgender Gleichungen zu bestimmen: $E_{A} (i) = sin (θ_{s y n} (i)) \cdot Δ ω (i)$
$E_{B} (i) = cos (θ_{s y n} (i)) \cdot Δ ω (i)$
wobei E_A(i) und E_B(i) die Fehlerfunktionswerte zum Abtastpunkt i, θ_syn (i) den umlaufenden Winkel zum Abtastpunkt i und Δω(i) die Differenz zwischen der Soll-Geschwindigkeit und der Ist-Geschwindigkeit zum Abtastpunkt i angeben. Der Regelung werden somit für jeden Abtastpunkt nicht nur ein Fehlerfunktionswert, sondern zwei Fehlerfunktionswerte zugeführt. Dies basiert darauf, dass zwei Unbekannte ausgeregelt werden müssen, entsprechend der Amplitude und der Winkellage der harmonischen Funktion. Es ist somit eine zweifache Regelung mit Blick auf zwei Fehlerfunktionswerte durchzuführen, um im Rahmen der Regelung die Unbekannten so auszuregeln, dass eine harmonische Laständerung durch die im Ergebnis der Regelung bestimmte Stromkompensation kompensiert wird.
In einer Ausgestaltung ist die Lastmomentkompensationseinheit hierbei ausgebildet, für jeden Fehlerfunktionswert eine PI-Regelung durchzuführen. Konkret ist die Lastmomentkompensationseinheit beispielsweise dazu ausgebildet, anhand der Fehlerfunktionswerte durch die Regelung Ausgabewerte anhand folgender Gleichungen zu erzeugen: $O u t_{A} (i) = K_{p, A} \cdot E_{A} (i) + K_{i, A} \sum_{j = 0}^{i} E_{A} (j)$
$O u t_{B} (i) = K_{p, B} \cdot E_{B} (i) + K_{i, B} \sum_{j = 0}^{i} E_{B} (j)$
wobei Out_A(i) und Out_B(i) die Ausgabewerte zum Abtastpunkt i, E_A(i) und E_B(i) die Fehlerfunktionswerte zum Abtastpunkt i und K_p,A, K_p,B, K_i,A, K_i,B Regelkoeffizienten angeben. Eine jede dieser Gleichungen beschreibt eine PI-Regelung anhand des jeweils zugeführten Fehlerfunktionswerts E_A bzw. E_B. im Ergebnis der beiden PI-Regelungen werden zwei Ausgabewerte erzeugt, anhand derer dann der Stromkompensationswert erzeugt wird.
In einer Ausgestaltung ist die Lastmomentkompensationseinheit dazu ausgebildet, anhand der Ausgabewerte den Stromkompensationswert anhand folgender Gleichung zu bestimmen: $I_{q, k o m p} (i) = O u t_{A} (i) \cdot sin (θ_{s y n} (i)) + O u t_{B} (i) \cdot cos (θ_{s y n} (i))$
wobei I_q,komp (i) den Stromkompensationswert zum Abtastpunkt i, Out_A(i) und Out_B(i) die Ausgabewerte zum Abtastpunkt i, und θ_syn (i) den Winkel zum Abtastpunkt i angeben. Die Lastmomentkompensationseinheit erzeugt somit einen Stromkompensationswert, der einem sogenannten Iq-Strom entspricht und gemeinsam mit dem durch die Drehzahlregelungseinheit erzeugten Stromsollwert der Stromregelungseinheit zugeführt wird. Der Iq-Strom entspricht dem Stromanteil, der zur Drehmomenterzeugung dient. Durch den Stromkompensationswert wird der durch die Drehzahlregelungseinheit erzeugte Stromsollwert somit in einer Weise modifiziert, dass im Rahmen der durch die Stromregelungseinheit durchgeführten Stromregelung ein entsprechend dem Stromkompensationswert erhöhtes oder reduziertes Drehmoment erzeugt wird. Durch die Drehmomentvorgabe anhand des Stromkompensationswerts wird die (harmonisch angenommene) Laständerung gerade kompensiert, sodass eine aus der Laständerung resultierende Geschwindigkeitsänderung ausgeglichen wird und sich ein gleichförmiges Laufverhalten des Motors ergibt.
Bei einem Verfahren zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors ist vorgesehen:

Regeln eines Motorstroms des bürstenlosen Gleichstrommotors durch Verwendung einer Stromregelungseinheit einer Steuereinrichtung,
Regeln einer Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors durch Verwendung einer Drehzahlregelungseinheit der Steuereinrichtung, wobei die Drehzahlregelungseinheit einen Stromsollwert zur Bereitstellung an die Stromregelungseinheit erzeugt, und
Kompensieren einer durch eine periodische Laständerung bewirkte Geschwindigkeitsänderung des bürstenlosen Gleichstrommotors durch Verwendung einer Lastmomentkompensationseinheit der Steuereinrichtung, wobei die Lastmomentkompensationseinheit
einen Fehlerfunktionswert auf Basis einer Differenz zwischen einer Soll-Geschwindigkeit und einer Ist-Geschwindigkeit und zusätzlich anhand einer harmonischen Funktion zu erzeugt,
anhand des Fehlerfunktionswerts durch eine Regelung einen Stromkompensationswert bestimmt und
den Stromkompensationswert der Stromregelungseinheit bereitstellt.

Die vorangehend für die Steuereinrichtung beschriebenen Vorteile und vorteilhaften Ausgestaltungen sind analog auch für das Verfahren anwendbar, sodass auf die vorangehenden Ausführungen verwiesen werden soll.
Im Rahmen des Verfahrens erfolgt eine Kaskadenregelung, bei der die Drehzahlregelungseinheit eine Drehzahlregelung durchführt und einen Stromsollwert erzeugt, der der nachgeordneten Stromregelungseinheit zugeführt wird. Der Stromsollwert wird hierbei anhand des durch die Lastmomentkompensationseinheit erzeugten Stromkompensationswerts modifiziert, wobei der Stromkompensationswert anhand einer Regelung erzeugt wird, die einen auf Basis einer Differenz zwischen einer Soll-Geschwindigkeit und einer Ist-Geschwindigkeit und zusätzlich anhand einer harmonischen Funktion erzeugten Fehlerfunktionswert als Eingangsgröße verwendet. Mit der Kompensation wird somit eine harmonische Laständerung kompensiert, indem dem Fehlerfunktionswert eine harmonische Funktion aufgeprägt wird und somit der Kompensation die Gestalt der Laständerung vorgegeben wird. Im Rahmen der Regelung wird im Wesentlichen die Amplitude und Phasenlage der Laständerung ausgeregelt und entsprechend ein Stromkompensationswert erzeugt und der Stromregelungseinheit zur Modifikation des durch die Drehzahlregelungseinheit erzeugten Stromsollwerts zugeführt.
Der der Erfindung zugrunde liegende Gedanke soll nachfolgend anhand der in Figuren dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert werden. Es zeigen:

1 eine schematische Ansicht einer Steuereinrichtung zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors;
2 eine schematische Ansicht einer Ansteuerschaltung zum Ansteuern des bürstenlosen Gleichstrommotors;
3 eine schematische Ansicht einer Überwachungseinheit zum Schätzen der (elektrischen) Rotorposition;
4 eine schematische Ansicht einer Kaskadenregelung zur Steuerung eines bürstenlosen Gleichstrommotors;
5 eine schematische Ansicht der Kaskadenregelung nach 4, mit einer Kompensation zum Kompensieren einer harmonischen Laständerung; und
6 eine schematische Ansicht zur Veranschaulichung des Verhältnisses des elektrischen Winkels zum mechanischen Winkel.

1 zeigt ein schematisches Prinzipschaltbild einer Steuereinrichtung 1 zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors 2, der einen Stator 23 mit daran angeordneten, Statorwicklungen tragenden Polen und einem zum Stator 23 drehbaren, permanentmagneterregten Rotor 24 aufweist.
Bei einem solchen permanenterregten, bürstenlosen Gleichstrommotor 2 werden die Statorwicklungen in drei Phasen bestromt, wie dies in 2 dargestellt ist. Mit den drei Phasen U, V, W des Gleichstrommotors 2 ist eine Ansteuerschaltung 15 in Form einer Dreiphasen-Brückenschaltung (auch bezeichnet als B6-Brücke) verbunden, die Schalteinheiten 150-155 in Form von zu Freilaufdioden D parallel geschalteten Transistoren, insbesondere MOSFET-Transistoren, aufweist, die in Brückenpfaden angeordnet und jeweils paarweise mit einem Knoten K1, K2, K3 zur Ansteuerung einer jeweils zugeordneten Phase U, V, W des Dreiphasen-Gleichstrommotors 2 verbunden sind. Angesteuert über die Ansteuerschaltung 15 werden Statorwicklungen 20, 21, 22 in den drei Phasen U, V, W des Gleichstrommotors 2 bestromt, um auf diese Weise ein (umlaufendes) Statorfeld am Stator 23 zu erzeugen, dem der permanentmagneterregte Rotor 24 im Betrieb nachfolgt.
Bei der Ansteuerschaltung 15 gemäß 2 ist in jedem Brückenpfad eine sogenannte High-Side-Schalteinheit 150, 152, 154 mit einer Versorgungsspannung Uv und dem zugeordneten Knoten K1, K2, K3 verbunden. Eine Low-Side-Schalteinheit 151, 153, 155 ist zwischen dem jeweils zugeordneten Knoten K1, K2, K3 und einem Massepotential angeordnet. Mit dem Knoten K1, K2, K3 ist die jeweils zugeordnete Phase U, V, W verbunden, sodass über die Brückenpfade die Phasen U, V, W bestromt werden können.
Zum Ansteuern der Ansteuerschaltung 15 dient eine Pulsweitenmodulation-Einheit 14, die ein Stellsignal an die Schalteinheiten 150-155 abgibt und darüber die Schalteinheiten 150-155 zwischen einem leitenden Ein-Zustand und einem sperrenden Aus-Zustand schaltet.
Bezugnehmend wiederum auf das Prinzipschaltbild gemäß 1 dient die Steuereinrichtung 1 zum geregelten Betreiben des Gleichstrommotors 2. Die Steuereinrichtung 1 weist hierzu eine Regelstufe 11 mit Reglereinheiten in Form zum Beispiel von PI-Reglern 110, 111 auf, denen ein Stromsollwert I_d,soll, I_q,soll für eine Stromregelung des Gleichstrommotors 2 zugeführt wird. Die Reglereinheiten 110, 111 erzeugen hieraus Spannungsstellwerte U_d, U_q, die einer Umsetzeinheit 12 zugeführt werden, die die auf das übliche d/q-Koordinatensystem des Motors 2 bezogenen Spannungsstellwerte U_d, U_q umsetzen in das dreiphasige UVW-Koordinatensystem des Stators 23. Eine Modulationseinheit 13 erzeugt anhand der nunmehr in das UVW-Koordinatensystem umgerechneten Spannungsstellwerte Vorgaben für eine Pulsweitenmodulation, nämlich die erforderlichen Pulsweitenverhältnisse (bezeichnet als Duty Cycle). Eine Ausgabe der Modulationseinheit 13 wird einer Pulsweitenmodulations-Einheit 14 zum Durchführen der Pulsweitenmodulation unter Verwendung der Ansteuerschaltung 15 zugeführt.
Im Regelbetrieb wird der Motorstrom in den drei Phasen U, V, W des Gleichstrommotors 2 gemessen und über eine Verstärkereinheit 16 in Form eines Operationsverstärkers einem Analog-Digital-Wandler 17 zur Wandlung der analogen Messwerte in digitale Signale zugeführt. Als Ausgabe der Wandlereinheit 17 liegen Strommesswerte in den drei Phasen U, V, W des Gleichstrommotors 2 in digitalisierter Form vor. Diese werden einer Umsetzeinheit 18 zum Wandeln der Strommesswerte aus dem UVW-Koordinatensystem des Stators in das d/q-Koordinatensystem des Rotors 24 zugeführt, die Strommesswerte I_d, I_q nunmehr bezogen auf das d/q-Koordinatensystem ausgibt.
Die so erhaltenen Strohmesswerte I_d, I_q werden zum einen den Reglereinheiten 110, 111 der Regelstufe 11 zugeführt. Zudem werden die Strohmesswerte I_d, I_q einer Überwachungseinheit 19 (auch bezeichnet als Observer) zugeführt, die anhand der Strommesswerte die Motorgeschwindigkeit in Form der Winkelgeschwindigkeit ω bestimmt und über einen Integrator 190 die Rotorposition in Form eines Winkels θermittelt. Der Winkel θbeschreibt den Winkel zwischen dem d/q-Koordinatensystem des Rotors 24 und dem dreiphasigen UVW-Koordinatensystem des Stators 23 und stellt somit einen Kennwert für die Rotorposition dar.
Konkret ermittelt die Überwachungseinheit 19 den Winkel θ und die Winkelgeschwindigkeit ω des magnetischen Felds. Wenn der Rotor 24 über mehr als ein magnetisches Polpaar, nämlich N Polpaare (N > 1), verfügt, ergibt sich die physikalische Rotorgeschwindigkeit zu ω/ N. D. h. in den Spulen- und Phasenströmen ergeben sich N Sinus-Perioden während einer mechanischen Umdrehung des Rotors 24. Die Überwachungseinheit 19 ermittelt somit die Position und Geschwindigkeit des magnetischen Feldes als Kenngrößen für die Rotorposition und die Rotorgeschwindigkeit, nicht aber die (absolute) mechanische Position und Geschwindigkeit des Rotors 24. Der Winkel θ und die Winkelgeschwindigkeit ω des magnetischen Felds werden zur Steuerung verwendet und entsprechend der Umsetzeinheit 12 zugeführt.
Ein solcher Regelbetrieb dient im normalen Betrieb zum Regeln des Gleichstrommotors 2, zum Beispiel zum Einstellen und Regeln der Geschwindigkeit oder des Drehmoments des Gleichstrommotors 2. Im Regelbetrieb wird hierbei die Rotorposition unter Verwendung der Überwachungseinheit 19 fortlaufend überwacht, um die Rotorposition im Rahmen der Drehzahl oder Drehmomentregelung einzustellen.
Bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor 2 wird ein Drehmoment dadurch erzeugt, dass der permanentmagneterregte Rotor 24 dem umlaufenden, durch die Statorwicklungen 20, 21, 22 erzeugten magnetischen Feld des Stators 23 nachfolgt. Das von den Statorspulen 20, 21, 22 erzeugte Magnetfeld ist hierbei auf die Position des Rotors 24 auszurichten, was durch Verwendung der Überwachungseinheit 19 überwacht wird.
Die Überwachungseinheit 19 ist in einem schematischen Prinzipschaltbild in 3 dargestellt. Die Überwachung der Motorgeschwindigkeit (in Form der Winkelgeschwindigkeit ω) basiert auf der Messung der vom Gleichstrommotor 2 bei Bewegung induzierten Generatorspannung, auch bezeichnet als Gegen-EMK oder Back-EMF (kurz BEMF), die anhand der Motorspannungsgleichungen bestimmt werden kann.
Die Motorspannungsgleichungen können wie folgt formuliert werden: $U_{d} = R I_{d} + L_{d} \frac{d I_{d}}{d t} - ω L_{q} I_{q} + \underset{U_{B E M F, d}}{\underset{︸}{0}}$
$U_{q} = R I_{q} + L_{q} \frac{d I_{q}}{d t} + ω L_{d} I_{d} + \underset{U_{B E M F, q}}{\underset{︸}{ω Ψ}}$
U_d, U_q bezeichnen hierbei die Komponenten der Motorspannung, bezogen auf das d/q-Koordinatensystem des Rotors 24. R bezeichnet einen ohmschen Widerstand des Gleichstrommotors 2. L_d, L_q sind Induktivitätskomponenten. I_d, I_q sind die Motorstromkomponenten. Der jeweils letzte Term in den Gleichungen gibt die induzierte Generatorspannung an, wobei die physikalische Gegenspannung am Rotor (idealerweise) einen Winkel von 90° zur d-Achse aufweist und somit in der Spannungsgleichung für die auf die d-Achse bezogene Motorspannungskomponente U_d einen Wert von 0 annimmt. Die Generatorspannung bezogen auf die q-Achse berechnet sich physikalisch anhand des Erregerflusses Ψ.
Weil grundsätzlich von einer langsamen Änderung der Ströme ausgegangen werden kann, können die die zeitliche Ableitung der gemessenen Ströme einbeziehenden Terme vernachlässigt werden. Hieraus ergibt sich, dass die Generatorspannungskomponenten aus den Motorspannungsgleichungen wie folgt berechnet werden können: $U_{B E M F, d} = U_{d} - R I_{d} + ω L_{q} I_{q}$
$U_{B E M F, q} = U_{q} - R I_{q} - ω L_{d} I_{d}$
Dies bezieht sich auf den realen Fall, in dem die in den Statorwicklungen induzierte Generatorspannung einen Winkel von ungleich 90° zum Rotor 24 aufweist und somit die auf die d-Achse bezogene Motorspannungskomponente U_d ungleich Null ist.
Dieses Gleichungssystem ist in Verknüpfungseinheiten 191, 192 der Überwachungseinheit 19 umgesetzt. Die Verknüpfungseinheiten 191, 192 verwenden die gemessenen Motorstromkomponenten I_d, I_q als Input und geben die geschätzten Generatorspannungskomponenten U_BEMF,d, U_SEMF,q aus.
In einer Umrechnungseinheit 193 wird (durch eine mathematische Arkustangens-Operation) aus den Generatorspannungskomponenten U_BEMF,d, U_SEMF,q eine Winkelinformation erzeugt und einer Regeleinheit 194 in Form eines PI-Reglers zugeführt, die die Motorgeschwindigkeit in Form der (elektrischen) Winkelgeschwindigkeit ω ausgibt.
Bezugnehmend nunmehr auf 4, erfolgt bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor üblicherweise eine Kaskadenregelung, bei der die Stromsollwerte I_d,soll, I_q,soll (siehe 1) der Stromregelungseinheit 11 anhand einer Drehzahlregelung vorgegeben werden. So ist der Stromregelungseinheit 11, wie in 4 dargestellt, eine Drehzahlregelungseinheit 10 vorgeschaltet, die anhand einer Soll-Winkelgeschwindigkeit ω_soll und einer Abweichung der Ist-Winkelgeschwindigkeit ω von der Soll-Winkelgeschwindigkeit ω_soll (bezogen jeweils auf die elektrische Winkelgeschwindigkeit) eine Regelung durchführt, um Stromsollwerte I_d,soll, I_q,soll zu bestimmen und der Stromregelungseinheit 11 zuzuführen. Anhand der Stromsollwerte I_d,soll, I_q,soll führt die Stromregelungseinheit 11 eine Regelung durch und steuert den Motorstrom anhand einer Pulsweitenmodulation, wie vorangehend anhand von 1 und 2 beschrieben worden ist.
Bei einem bürstenlosen Gleichstrommotor 2 besteht ein übliches Regelungsziel darin, dass die Drehzahl des Motors 2 im Betrieb möglichst konstant bleibt und sich somit eine gleichförmige Bewegung des Motors 2 ergibt.
Wird ein bürstenloser Gleichstrommotor 2 an einer Last verwendet, die eine periodische Laständerung erzeugt, zum Beispiel bei einem Verdichter, zum Beispiel einem sogenannten Scroll-Verdichter, so kann sich aufgrund der Laständerung eine Änderung auch der Drehzahl ergeben, die durch die Kaskadenregelung gemäß 5 nicht ohne weiteres ausgeregelt werden kann, weil die Abtastfrequenz zum Messen der Stromwerte (anhand derer die elektrische Winkelgeschwindigkeit und der elektrische Winkel bestimmt werden) begrenzt ist und somit die Regelung eine solche Laständerung nicht schnell genug ausregeln kann.
Bei einem Verdichter, insbesondere einen sogenannten Scroll-Verdichter, kann sich eine periodische Laständerung ergeben, die mit einer harmonischen Funktion, insbesondere einer harmonischen Funktion erster Ordnung, angenähert werden kann. So kann bei einem Scroll-Verdichter während einer Umdrehung beispielsweise in einer ersten Phase eine Verdichtung eines Fluids, zum Beispiel eines Kühlmittels zur Verwendung in einer Klimaanlage in einem Fahrzeug, bewirkt werden, die zu einer Vergrößerung der Last führt. In einer anschließenden, zweiten Phase wird das verdichtete Fluid demgegenüber abgegeben, sodass sich die Last reduziert. Anschließend beginnt der Prozess von neuem, sodass eine Pumpwirkung des Fluids erzeugt wird und somit an dem Motor 2 eine periodische Laständerung mit einer einer Umdrehung des Rotors 24 des Motors 2 entsprechenden Periodizität auftritt.
Die kinetische Energie im System kann durch Integration der Differenz des Motormoments und des Lastmoments wie folgt berechnet werden: $E_{rot} (t) = \frac{1}{2} J ω {(t)}^{2} = E_{rot} (0) + \int_{0}^{t} (T_{M} (τ) - T_{L} (τ)) \cdot ω (τ) d τ$
E_rot(0) bezeichnet die kinetische Energie in einem Ausgangszustand. T_M bezeichnet das Motormoment und T_L das Lastmoment. Ist das Motormoment T_M gleich dem Lastmoment T_L, bewegt sich der Motor gleichförmig. Ändert sich das Lastmoment T_L periodisch, so kommt es zu einer periodischen Änderung der kinetischen Energie und damit einhergehend zu einer periodischen Geschwindigkeitsänderung im System.
Eine periodische, harmonische Laständerung kann wie folgt mathematisch beschrieben werden: $T_{L} (θ_{m}) = T_{0} + \underset{Δ T (θ_{m})}{\underset{︸}{T_{R i p p l e} \cdot sin (θ_{m})}}$
Die Last T_L ändert sich hierbei sinusförmig mit dem mechanischen Winkel θ_m, also dem mechanischen Winkel des Rotors 24 des Motors 2, der die mechanische Rotorlage angibt. T_Ripple bezeichnet die Amplitude der periodischen Laständerung.
Für das Verhältnis der mechanischen Winkelgeschwindigkeit ω_m des Rotors 24 zur elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω gilt: $ω_{m} = ω / N$
N entspricht hierbei der Poolpaarzahl.
Für das Verhältnis des mechanischen Winkels θ_m zum elektrischen Winkel θ_e gilt: $θ_{m} = θ_{e} / N + ϕ$
Weil innerhalb einer Umdrehung des Rotors N Sinusperioden des elektrischen Winkels θ_e liegen, läuft der elektrische Winkel θ_e schneller um als der mechanische Winkel θ_m; der mechanische Winkel θ_m entspricht dem elektrischen Winkel θ_e geteilt durch die Poolpaarzahl N. Im Betrieb wird anhand des vorangehend anhand von 1 bis 3 beschriebenen Vorgehens zudem der elektrische Winkel θ_e in einem Winkelbereich von 0-360° bestimmt, ohne Kenntnis darüber, in welchem elektrischen Quadranten sich der Rotor gerade befindet.
Dies veranschaulicht 6. Bei einem System mit einer Poolpaarzahl von 4 ergeben sich vier elektrische Quadranten Q1-Q4. Der elektrische Winkel θ_e bezogen auf einen Quadranten Q1-Q4 kann exakt bestimmt werden. Es wird durch die Überwachungseinheit 19 gemäß 1 und 3 jedoch nicht bestimmt, in welchem Quadranten Q1-Q4 sich der elektrische Winkel befindet, sodass aus dem elektrischen Winkel θ_e nicht ohne weiteres auf den mechanischen Winkel θ_m zurückgeschlossen werden kann. Vielmehr besteht generell ein Winkelversatz von $ϕ = x \cdot 2 π / N$
zwischen dem elektrischen Winkel θ_e und mechanischen Winkel θ_m (mit x als unbekannter Größe).
Hieraus ergibt sich für die periodische Laständerung ΔT(θ_m): $\begin{matrix} Δ T (θ_{m}) = T_{Ripple} \cdot sin θ_{m} \\ = T_{Ripple} \cdot sin (θ_{e} / N + ϕ) \\ = T_{Ripple} \cdot sin (θ_{e} / N) \cdot cos (ϕ) + T_{Ripple} \cdot cos (θ_{e} / N) \cdot sin (ϕ) \\ = K'_{A} \cdot sin (θ_{e} / N) + K'_{B} \cdot cos (θ_{e} / N) \end{matrix}$
Es ergibt sich mithin, dass die periodische Laständerung durch zwei Terme $K'_{A} \cdot sin (θ_{e} / N)$
und $K'_{B} \cdot cos (θ_{e} / N)$
beschrieben werden kann, die jeweils eine Unbekannte (K'_A, K'_B) multipliziert mit einer harmonischen Funktion (sin (θ_e/N), cos (θ_e/N)) aufweisen.
Durch die periodische Laständerung ergibt sich im System eine Geschwindigkeitsabweichung wie folgt: $Δ ω (t) = ω_{soll} - ω_{ist} (t)$
Das vorangehend erläuterte Gleichungsschema kann zu einer Regelung zur Kompensation der periodischen Laständerung verwendet werden. So ist das zu erzeugende Kompensationsmoment proportional zu dem zum Zwecke der Kompensation zu erzeugenden Strom: $Δ T_{m} (t) \sim I_{q, k o m p} = K_{A} \cdot sin (θ_{e} / N) + K_{B} \cdot cos (θ_{e} / N)$
Im Rahmen einer PI-Regelung können die Unbekannten K_A, K_B wie folgt bestimmt werden: $K_{A} = K_{p, A} \cdot E_{A} (t) + K_{i, A} \int_{0}^{t} E_{A} (t) d t$
$K_{B} = K_{p, B} \cdot E_{B} (t) + K_{i, B} \int_{0}^{t} E_{B} (t) d t$
E_A(t) und E_B(t) entsprechen hierbei Fehlerfunktionen, die anhand der Geschwindigkeitsabweichung Δω(t) bestimmt werden.
Es kann somit durch Regelung ein Kompensationsstrom bestimmt werden, der zum Zwecke der Kompensation der periodischen Laständerung in die Stromregelung einzuspeisen ist.
Zum Umsetzen der Regelung ist in dem Aufbau gemäß 5 eine Lastmomentkompensationseinheit 3 vorgesehen, der als Eingangsgröße die elektrische Ist-Winkelgeschwindigkeit und die Soll-Winkelgeschwindigkeit zugeführt werden und die eine Regelung zur Bestimmung eines Stromkompensationswert I_q,komp durchführt. Die Lastmomentkompensationseinheit 3 kann beispielsweise durch Software in der Steuerungseinrichtung 1 umgesetzt sein. Die Lastmomentkompensationseinheit 3 kann aber auch durch ein Hardwaremodul umgesetzt sein.
Im Rahmen der durch die Lastmomentkompensationseinheit 3 durchgeführten Regelung wird zunächst anhand des im Betrieb bestimmten elektrischen Winkels ein umlaufender Winkel erzeugt: $θ_{s y n} (i) = θ_{s y n} (i - 1) + (θ_{e} (i) - θ_{e} (i - 1)) / N$
Der umlaufende Winkel läuft entsprechend dem mechanischen Winkel um, kann dabei aber einen Phasenversatz zum mechanischen Winkel aufweisen. Der umlaufende Winkel wird durch Aufsummierung des elektrischen Winkels erzeugt, dividiert durch die Poolpaarzahl. Konkret entspricht der umlaufende Winkel θ_syn (i) zum Abtastpunkt i dem Wert des umlaufenden Winkels zum vorherigen Abtastpunkt i-1 plus die Differenz zwischen dem elektrischen Winkel zum geltenden Abtastpunkt i und dem elektrischen Winkel des vorherigen Abtastpunkts i-1 dividiert durch die Polpaarzahl N.
Anhand des so erzeugten umlaufenden Winkels werden zwei harmonische Funktionswerte zum Abtastpunkt i erzeugt: $A (i) = sin (θ_{s y n} (i))$
$B (i) = cos (θ_{s y n} (i))$
Anhand der Werte der harmonischen Funktion werden Fehlerfunktionswerte erzeugt, indem die Werte der harmonischen Funktion mit der zum Abtastpunkt i geltenden Geschwindigkeitsabweichung multipliziert werden: $E_{A} (i) = A (i) \cdot Δ ω (i) = sin (θ_{s y n} (i)) \cdot Δ ω (i)$
$E_{B} (i) = B (i) \cdot Δ ω (i) = cos (θ_{s y n} (i)) \cdot Δ ω (i)$
Diese Fehlerfunktionswerte werden als Eingang für zwei PI-Regler 30A, 30B verwendet (siehe 5): $O u t_{A} (i) = K_{p, A} \cdot E_{A} (i) + K_{i, A} \sum_{j = 0}^{i} E_{A} (j)$
$O u t_{B} (i) = K_{p, B} \cdot E_{B} (i) + K_{i, B} \sum_{j = 0}^{i} E_{B} (j)$
K_p,A, K_i,A, K_p,B, K_i,P sind die Reglerkoffizienten des Proportional-Glieds und des Integral-Glieds der Regler 30A, 30B. Die PI-Regler 30A, 30B erzeugen Ausgangswerte OutA(i), OutB(i), anhand derer ein Stromkompensationswert wie folgt berechnet wird. $i_{q, k o m p} (i) = O u t_{A} (i) \cdot sin (θ_{s y n} (i)) + O u t_{B} (i) \cdot cos (θ_{s y n} (i))$
Die Ausgangswerte Out_A(i), Out_B(i) entsprechen den Unbekannten K_A, K_B des obigen Gleichungsschemas. Im Ergebnis der Regelung wird ein Stromkompensationswert zum Abtastpunkt i als Vorgabe für die Stromregelungseinheit 11 erzeugt wird.
Die Lastmomentkompensationseinheit 3 erzeugt einen Stromkompensationswert I_q,komp, der als drehmomentbildender Stromanteil mit dem Stromsollwert I_q,soll der Drehzahlregelungseinheit 10 in einem Kombinierer 31 kombiniert wird. In dem Kombinierer 31 wird der Stromkompensationswert I_q,komp zu dem Stromsollwert I_q,soll hinzuaddiert, sodass ein modifizierter Stromsollwert der Stromregelungseinheit 11 zugeführt wird.
Durch die Stromkompensation wird in der Stromregelungseinheit 11 ein Drehmoment erzeugt, das die periodische Laständerung ausgleicht. Die periodische Laständerung wird somit kompensiert, sodass sich an dem Gleichstrommotor 2 ein gleichförmiges Betriebsverhalten bei zumindest näherungsweise konstanter Drehzahl einstellt.
Der der Erfindung zugrunde liegende Gedanke ist nicht auf die vorangehend geschilderten Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern lässt sich auch in anderer Weise verwirklichen.
Ein bürstenloser Gleichstrommotor der beschriebenen Art kann insbesondere in einem Fahrzeug, zum Beispiel zum Verdichten eines Kühlmittels (sogenannter Kühlmittelverdichter), Verwendung finden.
Bezugszeichenliste

1: Steuereinrichtung
10: Drehzahlregelungseinheit (Regelstufe)
11: Stromregelungseinheit (Regelstufe)
110, 111: PI-Regler
12: Umsetzeinheit
13: Modulationseinheit
14: PWM-Einheit
15: Ansteuerschaltung (Brückenschaltung)
150-155: Schalteinheit (Transistor (MOSFET))
16: Verstärkereinheit (Operationsverstärker)
17: Wandler (ADC)
18: Umsetzeinheit
19: Überwachungseinheit
190: Integrator
191, 192: Verknüpfungseinheit
193: Umrechnungseinheit
194: Reglereinheit (PI-Regler)
2: Synchronmotor
20-22: Statorwicklung
23: Stator
24: Rotor
3: Lastmomentkompensationseinheit
30A, 30B: Reglereinheit
31: Kombinierer
D: Freilaufdiode
Id, Iq: Strom
Id,soll, Iq,soll: Sollwert
K1-K3: Knoten
Q1-Q4: Quadrant
θ: Winkel
UBEMF,d, UBEMF,Q: Generatorspannung (BEMF)
Ud, Uq: Spannung
UV: Versorgungsspannung
ω: Geschwindigkeit (Drehzahl)

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

DE 102016125392 A1 [0013]
EP 2601389 B1 [0013]
DE 19942144 A1 [0014]

Claims

Steuereinrichtung (1) zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors (2), mit einer Stromregelungseinheit (11) zum Regeln eines Motorstroms des bürstenlosen Gleichstrommotors (2) und einer Drehzahlregelungseinheit (10) zum Regeln einer Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors (2), wobei die Drehzahlregelungseinheit (10) ausgebildet ist, einen Stromsollwert (I_d,soll, I_q,soll) zur Bereitstellung an die Stromregelungseinheit (11) zu erzeugen, gekennzeichnet durch eine Lastmomentkompensationseinheit (3) zum Kompensieren einer durch eine periodische Laständerung bewirkten Geschwindigkeitsänderung des bürstenlosen Gleichstrommotors (2), wobei die Lastmomentkompensationseinheit (3) ausgebildet ist, einen Fehlerfunktionswert auf Basis einer Abweichung einer Soll-Geschwindigkeit von einer Ist-Geschwindigkeit und zusätzlich anhand einer harmonischen Funktion zu erzeugen, anhand des Fehlerfunktionswerts durch eine Regelung einen Stromkompensationswert (I_q,komp) zu bestimmen und den Stromkompensationswert (I_q,komp) der Stromregelungseinheit (11) bereitzustellen.
Steuereinrichtung (1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (1) ausgebildet ist, den Stromsollwert (I_d,soll, I_q,soll) und den Stromkompensationswert (I_q,komp) zur Bereitstellung an die Stromregelungseinheit (11) miteinander zu kombinieren.
Steuereinrichtung (1) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastmomentkompensationseinheit (3) ausgebildet ist, eine harmonische Funktion zur Erzeugung des Fehlerfunktionswerts zu verwenden, deren Periodenlänge einer Umdrehung des Rotors (24) des bürstenlosen Gleichstrommotors (2) entspricht.
Steuereinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastmomentkompensationseinheit (3) ausgebildet ist, den Stromkompensationswert (I_q,komp) für aufeinander folgende Abtastpunkte anhand der zum jeweiligen Abtastpunkt geltenden Abweichung der Ist-Geschwindigkeit von der Soll-Geschwindigkeit und der harmonischen Funktion zu ermitteln.
Steuereinrichtung (1) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastmomentkompensationseinheit (3) ausgebildet ist, die Abweichung der Soll-Geschwindigkeit von der Ist-Geschwindigkeit zur Erzeugung des Fehlerfunktionswerts mit der harmonischen Funktion zu multiplizieren.
Steuereinrichtung (1) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastmomentkompensationseinheit (3) ausgebildet ist, anhand des Fehlerfunktionswerts eine PI-Regelung zur Bestimmung des Stromkompensationswerts (I_q,komp) durchzuführen.
Steuereinrichtung (1) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastmomentkompensationseinheit (3) ausgebildet ist, einen entsprechend dem mechanischen Umdrehungswinkel des Rotors (24) umlaufenden Winkel anhand eines elektrischen Winkels (θ) des magnetischen Feldes des bürstenlosen Gleichstrommotors (2) zu bestimmen und einen Wert der harmonischen Funktion anhand des umlaufenden Winkels zu berechnen.
Steuereinrichtung (1) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (1) ausgebildet ist, die Ist-Geschwindigkeit und den elektrischen Winkel des magnetischen Feldes zu ermitteln.
Steuereinrichtung (1) nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastmomentkompensationseinheit (3) ausgebildet ist, den umlaufenden Winkel anhand folgender Gleichung zu bestimmen: $θ_{s y n} (i) = θ_{s y n} (i - 1) + (θ_{e} (i) - θ_{e} (i - 1)) / N$
wobei θ_syn (i) den umlaufenden Winkel zum Abtastpunkt i, θ_syn (i-1) den umlaufenden Winkel zum Abtastpunkt i-1, θ_e(i) den elektrischen Winkel zum Abtastpunkt i, θ_e(i-1) den elektrischen Winkel zum Abtastpunkt i-1 und N die Polpaarzahl angibt.
Steuereinrichtung (1) nach einem der Ansprüche 7 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastmomentkompensationseinheit (3) ausgebildet ist, zwei Fehlerfunktionswerte anhand folgender Gleichungen zu bestimmen: $E_{A} (i) = sin (θ_{s y n} (i)) \cdot Δ ω (i)$
$E_{B} (i) = cos (θ_{s y n} (i)) \cdot Δ ω (i)$
wobei E_A(i) und E_B(i) die Fehlerfunktionswerte zum Abtastpunkt i, θ_syn (i) den umlaufenden Winkel zum Abtastpunkt i und Δω(i) die Differenz zwischen der Soll-Geschwindigkeit und der Ist-Geschwindigkeit zum Abtastpunkt i angeben.
Steuereinrichtung (1) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastmomentkompensationseinheit (3) ausgebildet ist, anhand der Fehlerfunktionswerte durch die Regelung Ausgabewerte anhand folgender Gleichungen zu erzeugen: $O u t_{A} (i) = K_{p, A} \cdot E_{A} (i) + K_{i, A} \sum_{j = 0}^{i} E_{A} (j)$
$O u t_{B} (i) = K_{p, B} \cdot E_{B} (i) + K_{i, B} \sum_{j = 0}^{i} E_{B} (j)$
wobei Out_A(i) und Out_B(i) die Ausgabewerte zum Abtastpunkt i, E_A(i) und E_B(i) die Fehlerfunktionswerte zum Abtastpunkt i und K_p,A, K_p,B, K_i,A, K_i,B Regelkoeffizienten angeben.
Steuereinrichtung (1) nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Lastmomentkompensationseinheit (3) ausgebildet ist, anhand der Ausgabewerte den Stromkompensationswert (I_q,komp) anhand folgender Gleichung zu bestimmen: $I_{q, k o m p} (i) = O u t_{A} (i) \cdot sin (θ_{s y n} (i)) + O u t_{B} (i) \cdot cos (θ_{s y n} (i))$
wobei I _q,komp (i) den Stromkompensationswert zum Abtastpunkt i, Out_A(i) und Out_B(i) die Ausgabewerte zum Abtastpunkt i, θ_syn (i) den Winkel zum Abtastpunkt i angeben.
Verfahren zum Steuern eines bürstenlosen Gleichstrommotors (2), aufweisend: Regeln eines Motorstroms des bürstenlosen Gleichstrommotors (2) durch Verwendung einer Stromregelungseinheit (11) einer Steuereinrichtung (1), Regeln einer Drehzahl des bürstenlosen Gleichstrommotors (2) durch Verwendung einer Drehzahlregelungseinheit (10) der Steuereinrichtung (1), wobei die Drehzahlregelungseinheit (10) einen Stromsollwert (I_d,soll, I_q,soll) zur Bereitstellung an die Stromregelungseinheit (11) erzeugt, und Kompensieren einer durch eine periodische Laständerung bewirkte Geschwindigkeitsänderung des bürstenlosen Gleichstrommotors (2) durch Verwendung einer Lastmomentkompensationseinheit (3) der Steuereinrichtung (1), wobei die Lastmomentkompensationseinheit (3) einen Fehlerfunktionswert auf Basis einer Differenz zwischen einer Soll-Geschwindigkeit und einer Ist-Geschwindigkeit und zusätzlich anhand einer harmonischen Funktion zu erzeugt, anhand des Fehlerfunktionswerts durch eine Regelung einen Stromkompensationswert (I_q,komp) bestimmt und den Stromkompensationswert (I_q,komp) der Stromregelungseinheit (11) bereitstellt.