DE102020213206A1

DE102020213206A1 - Bidirektionaler LLC-Resonanzwandler und Verfahren

Info

Publication number: DE102020213206A1
Application number: DE102020213206.2A
Authority: DE
Inventors: Christopher Fromme; Fabian Döbler; Dominic Malane; Marvin Tannhäuser
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2020-10-20
Filing date: 2020-10-20
Publication date: 2022-04-21

Abstract

Die Erfindung betrifft einen bidirektionalen LLC-Resonanzwandler zur Wandlung einer ersten Gleichspannung in eine zweite Gleichspannung oder umgekehrt, mit einem ersten Kreis, aufweisend eine Serienschaltung einer ersten Transformatorwicklung, einer ersten Kapazität und einer ersten Induktivität, die einen ersten Serienschwingkreis mit einer ersten Resonanzfrequenz bilden, erste gesteuerte Schaltelemente, die einerseits mit den ersten Anschlüssen und andererseits dem ersten Kreis verbunden sind, zweite gesteuerte Schaltelementen, die einerseits mit den zweiten Anschlüssen und andererseits mit der zweiten Transformatorwicklung verbunden sind. Die ersten Schaltelemente werden mit einem ersten Binärsignal mit einer ersten Schaltfrequenz und die zweiten Schaltelemente mit einem zweiten Binärsignal mit einer zweiten Schaltfrequenz angesteuert, wobei die Binärsignale einen Ein- und einen Aus-Zustand aufweisen. Die erste und die zweite Schaltfrequenz sind identisch oder annähernd identisch, wobei die erste und die zweite Schaltfrequenz größer als die erste Resonanzfrequenz sind, wobei die Zeitdauer des Ein- und des Aus-Zustandes der Binärsignale identisch oder annähernd identisch ist, wobei die Phasen des ersten und des zweiten Binärsignals einen Phasenunterschied von größer als 0° und maximal +/- 90° aufweisen.

Description

Die Erfindung betrifft das technische Gebiet eines bidirektionalen LLC-Resonanzwandlers nach dem Oberbegriff von Patentanaspruch 1 sowie ein entsprechendes Verfahren nach dem Oberbegriff von Patentanspruch 14.
LLC-Wandler, d.h. Wandler mit einem Serienschwingkreis bestehend aus:

- einer Induktivität gebildet durch eine Transformatorwicklung eines Transformators, im allgemeinen der Primärwicklung bzw. ersten Transformatorwicklung,
- einer weiteren Induktivität, im Folgenden als erste Induktivität bezeichnet,
- einer Kapazität, im Folgenden als erste Kapazität bezeichnet,

Es ist allerdings auch möglich, diese Wandler als bidirektionale Wandler zu betreiben, d.h. dass ein Energiefluss in beide Richtungen möglich ist. Alternativ, dass Spannungen in beide Richtungen transformierbar bzw. wandelbar sind. Die vorliegende Erfindung betrifft in diesem Sinne bidirektionale Wandler.
Der LLC-Wandler ist in bestimmten Anwendungen weit verbreitet, da er bei relativ geringem Hardwareaufwand eine sehr hohe Effizienz ermöglicht. Die gesteuerten Schaltelemente werden üblicherweise mit bekannten Modulationsverfahren, wie Frequenzmodulation oder Phasenmodulation, betrieben. Mit diesen Verfahren lässt sich der LLC-Wandler nur für einen sehr engen Arbeitsbereich optimieren. Wird dieser Bereich verlassen, arbeitet der LLC-Wandler in der Regel sehr ineffizient. Deswegen werden LLC-Wandler meist nur unidirektional eingesetzt, weil ein bidirektionaler Betrieb mit dem gängigen Frequenzmodulationsverfahren zusätzliche Mess- und Ansteuerschaltungen zur Ansteuerung der jeweils gleichrichtenden Brücke erfordert, d.h. erheblich höheren Aufwand erfordert. Dies gilt auch, wenn die Effizienz der Schaltung im unidirektionalen Betrieb durch einen Synchrongleichrichter erhöht werden soll.
Es gibt Lösungen, bei dem Wandler nur unidirektional und in einem sehr eingeschränkten Arbeitsbereich betrieben werden. Dazu wird oft ein zweiter Wandler vor- oder nachgeschaltet, der den Arbeitspunkt einstellt. Dieser zweite Wandler verursacht hohe zusätzliche Kosten sowie weitere Verluste, welche den Gesamtwirkungsgrad des Systems mindern. Ebenfalls wird mehr Bauraum benötigt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen bidirektionalen LLC-Wandler zu verbessern, insbesondere eine Arbeitsweise des LLC-Wandlers zu ermöglichen, bei dem in einem möglichst großen Arbeitsbereich möglichst effizient bidirektional Spannungen gewandelt werden können.
Diese Aufgabe wird durch eine Anordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 bzw. ein Verfahren mit den Merkmalen des Patentanspruchs 14 gelöst.
Erfindungsgemäß ist eine Anordnung eines bidirektionalen LLC-Resonanzwandlers zur Wandlung einer ersten Gleichspannung in eine zweite Gleichspannung oder umgekehrt vorgesehen, aufweisend:

erste Anschlüsse, mit einem ersten und einem zweiten Pol, für die erste Gleichspannung und zweite Anschlüsse, mit einem dritten und einem vierten Pol, für die zweite Gleichspannung,
mit einem Transformator mit einer ersten Transformatorwicklung und einer zweiten Transformatorwicklung,
mit einem ersten Kreis, aufweisend eine Serienschaltung der ersten Transformatorwicklung, einer ersten Kapazität und einer ersten Induktivität, die einen ersten Serienschwingkreis mit einer ersten Resonanzfrequenz bilden,
mit ersten gesteuerten Schaltelementen, die eine erste Brücke bilden, die einerseits mit den ersten Anschlüssen und andererseits dem ersten Kreis verbunden sind,
mit zweiten gesteuerten Schaltelementen, die eine zweite Brücke bilden, die einerseits mit den zweiten Anschlüssen und andererseits mit der zweiten Transformatorwicklung verbunden sind,
mit einer Steuereinheit, die die ersten und zweiten Schaltelemente, respektive die erste und zweite Brücke, steuert. Die Steuereinheit ist derart ausgestaltet, dass die ersten Schaltelemente mit einem ersten Binärsignal mit einer ersten Schaltfrequenz und die zweiten Schaltelemente mit einem zweiten Binärsignal mit einer zweiten Schaltfrequenz angesteuert werden, wobei die Binärsignale einen Ein- und einen Aus-Zustand aufweisen. Die erste und die zweite Schaltfrequenz sind identisch oder annähernd identisch, wobei die erste und die zweite Schaltfrequenz größer als die erste Resonanzfrequenz sind. Die Zeitdauer des Ein- und des Aus-Zustandes der Binärsignale ist identisch oder annähernd identisch, wobei die Phasen des ersten und des zweiten Binärsignals einen Phasenunterschied von größer als 0° und maximal +/- 90° aufweisen.

Dies hat den Vorteil, dass der Arbeitsbereich des LLC-Wandlers stark erweitert wird. Durch diese Ansteuerung wird ein Betrieb des LLC-Wandlers in allen vier Arbeitsbereichen ermöglicht, wie im Ausführungsbeispiel näher beschrieben wird. Dies ist mit den bisher gängigen frequenzmodulierten Verfahren nicht möglich.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Mit Brücke ist insbesondere eine Brückenschaltung der Schaltelemente gemeint, wie beispielsweise eine Vollbrücke oder eine Halbbrücke.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die erste Kapazität durch einen oder mehrere erste Kondensatoren gebildet ist. Dies hat den besonderen Vorteil, dass spezifische Kapazitätswerte durch Zusammenschaltung standardisierter Kondensatoren ermöglicht werden.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die erste Induktivität durch einen oder mehrere Spulen gebildet. Dies hat den besonderen Vorteil, dass spezifische Induktivitätswerte durch Zusammenschaltung standardisierter Induktivitäten/Spulen ermöglicht werden.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist zwischen dem ersten Pol und dem zweiten Pol eine zweite Kapazität, insbesondere in Form eines zweiten Kondensators, geschaltet. Dies hat den besonderen Vorteil, dass eine geglättete bzw. gefilterte Gleichspannung zur Verfügung steht, indem insbesondere hochfrequente Spannungsanteile eliminiert werden, die eine ordnungsgemäße Wandlung beeinträchtigen könnten.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist zwischen dem dritten Pol und dem vierten Pol eine dritte Kapazität geschaltet.
Dies hat den besonderen Vorteil, dass eine geglättete bzw. gefilterte Gleichspannung zur Verfügung steht bzw. abgegeben wird, indem insbesondere hochfrequente Spannungsanteile eliminiert werden, die eine ordnungsgemäße Wandlung oder Weiterverarbeitung beeinträchtigen könnten.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung sind der erste Pol mit einem ersten Anschluss eines ersten Schaltelementes und dem ersten Anschluss eines dritten Schaltelementes verbunden,
der zweite Pol ist mit dem dritten Anschluss eines zweiten Schaltelementes und dem dritten Anschluss eines vierten Schaltelementes verbunden,
der dritte Anschluss des ersten Schaltelementes ist mit dem ersten Anschluss des zweiten Schaltelementes und dem ersten Anschluss des ersten Kreises verbunden,
der dritte Anschluss des dritten Schaltelementes ist mit dem ersten Anschluss des vierten Schaltelementes und dem zweiten Anschluss des ersten Kreises verbunden,
die Steuereinheit ist jeweils mit den (steuernden/schaltenden) zweiten Anschlüssen der ersten bis vierten Schaltelemente verbunden.
Dies hat den besonderen Vorteil, dass bei dieser Schaltelementeanordnung eine einfache Realisierung und gute Arbeitsweise ermöglicht wird.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist ein erster Anschluss der zweiten Transformatorwicklung mit einem dritten Anschluss eines fünften Schaltelementes und dem ersten Anschluss eines sechsten Schaltelementes verbunden,
ein erster Anschluss des fünften Schaltelementes ist mit dem dritten Pol und ein dritter Anschluss des sechsten Schaltelementes mit dem vierten Pol verbunden,
die (steuernden/schaltenden) zweiten Anschlüsse des fünften und sechsten Schaltelementes sind mit der Steuereinheit verbunden.
Dies hat den besonderen Vorteil, dass eine einfache sekundärseitige Realisierung gegeben ist.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist zwischen dem dritten Pol und dem vierten Pol eine Serienschaltung eines dritten und eines vierten Kondensators geschaltet, deren gemeinsamer Verbindungspunkt mit einem zweiten Anschluss der zweiten Transformatorwicklung verbunden ist. Dies hat den besonderen Vorteil, dass eine einfache sekundärseitige Realisierung inklusive einer Spannungsverdopplung gegeben ist.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung weist die Steuereinheit einen Mikrocontroller mit einem Computerprogrammprodukt auf, derart dass mit dem Computerprogrammprodukt die Erzeugung der Binärsignale gesteuert werden kann / steuerbar ist bzw. gesteuert wird.
Ferner wird ein entsprechendes nebengeordnetes Verfahren mit denselben Vorteilen beansprucht.
Weiterhin wird ein Computerprogrammprodukt umfassend Befehle, die bei der Ausführung des Programms durch einen Mikrocontroller diesen veranlassen, die erfindungsgemäßen Binärsignale zu erzeugen, beansprucht. Dies hat den besonderen Vorteil, dass eine Anpassung der Funktionen der Steuereinheit durch eine Anpassung des Computerprogrammproduktes ermöglicht wird, ferner dass angepasste bzw. neue Funktionen durch ein Programmupdate einfach zu implementieren sind.
Vorteilhaft wird ferner ein computerlesbares Speichermedium, auf dem das Computerprogrammprodukt gespeichert ist, und ein Datenträgersignal, das das Computerprogrammprodukt überträgt, beansprucht.
Alle Ausgestaltungen, sowohl in abhängiger Form rückbezogen auf den Patentanspruch 1 oder 13 als auch rückbezogen lediglich auf einzelne Merkmale oder Merkmalskombinationen von Patentansprüchen, bewirken eine Verbesserung eines bidirektionalen LLC-Wandlers.
Die beschriebenen Eigenschaften, Merkmale und Vorteile dieser Erfindung sowie die Art und Weise, wie diese erreicht werden, werden klarer und deutlicher verständlich im Zusammenhang mit der folgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele, die im Zusammenhang mit der Zeichnung näher erläutert werden.
Dabei zeigt die Zeichnung:

1 einen Schaltplan eines bidirektionalen LLC-Wandlers,
2 ein X-Y-Diagramm mit vier Quadranten,
3 ein erstes Diagramm von elektrischen Größen über der Zeit,
4 ein zweites Diagramm von elektrischen Größen über der Zeit,
5 ein erstes Diagramm der Höhe des elektrischen Stromes über der Frequenz,
6 ein zweites Diagramm der Höhe des elektrischen Stromes über der Frequenz,
7 ein erstes Diagramm eines Frequenzverhältnisses über einer Spannungsverstärkung,
8 ein zweites Diagramm eines Frequenzverhältnisses über einer Spannungsverstärkung,
9 ein drittes Diagramm von elektrischen Größen über der Zeit,
10 ein drittes Diagramm der Höhe des elektrischen Stromes über der Frequenz
11 ein viertes Diagramm von elektrischen Größen über der Zeit.

1 zeigt ein Beispiel eines bidirektionalen LLC Wandlers, auf das sich im Folgenden bezogen wird. Die Ausführungen lassen sich aber auch auf andere LLC-Konfiguration anwenden, welche auf beiden Seiten des Trafos über aktive Brücken, eine primärseitige erste Brücke A und eine sekundärseitige zweite Brücke B verfügen. 1 zeigt eine Anordnung eines bidirektionalen LLC-Resonanzwandlers zur Wandlung einer ersten Gleichspannung Va in eine zweite Gleichspannung Vb oder umgekehrt, aufweisend:

erste Anschlüsse, mit einem ersten Pol P1 und einem zweiten Pol P2, für die erste Gleichspannung Va und zweite Anschlüsse, mit einem dritten Pol P3 und einem vierten Pol P4, für die zweite Gleichspannung Vb,
mit einem Transformator TR mit einer ersten Transformatorwicklung TW1, mit einer ersten Windungszahl N1 und einer ersten Transformatorinduktivität Lh, und einer zweiten Transformatorwicklung TW2, mit einer zweiten Windungszahl N2,
mit einem ersten Kreis, aufweisend eine Serienschaltung der ersten Transformatorwicklung TW1, einer ersten Kapazität C1 und einer ersten Induktivität L1, die einen ersten Serienschwingkreis mit einer ersten Resonanzfrequenz fo bilden. Am ersten Kreis kann eine erste Spannung V(A) gemessen werden. Mit ersten gesteuerten Schaltelementen Q1, Q2, Q3, Q4, einer ersten Brücke A, die einerseits mit den ersten Anschlüssen P1, P2 und andererseits dem ersten Kreis verbunden sind,
mit zweiten gesteuerten Schaltelementen Q5, Q6, einer zweiten Brücke B, die einerseits mit den zweiten Anschlüssen P3, P4 und andererseits mit der zweiten Transformatorwicklung TW2 verbunden sind. Über der zweiten Transformatorwicklung TW2 kann eine zweite Spannung V(B) gemessen werden.
Zwischen dem ersten Pol P1 und dem zweiten Pol P2 ist eine zweite Kapazität C2, insbesondere in Form eines zweiten Kondensators C2, geschaltet.
Zwischen dem dritten Pol P3 und dem vierten Pol P4 ist eine dritte Kapazität geschaltet. Diese kann als Serienschaltung eines dritten C3 und eines vierten Kondensators C4 ausgeführt sein.

Die ersten oder/und zweiten Schaltelemente können IGBT-Transistoren sein. Alternativ können die ersten oder/und zweiten Schaltelemente MOSFET-Transistoren sein. Ebenso können Mischformen denkbar sein bzw. eingesetzt sein.
Die zweiten Anschlüsse der Schaltelemente sind jeweils die Steuereingänge der Schaltelemente, i.B. der Basis- bzw. der Gate-Anschluss eines Transistors/IGBT/Feldeffektransistors. Die ersten Anschlüsse sind jeweils der Kollektor- bzw. der Drain-Anschluss. Die dritten Anschlüsse sind jeweils der Emitter- bzw. Source-Anschluss.
Der erste Pol P1 ist mit einem ersten Anschluss eines ersten Schaltelementes Q1 und dem ersten Anschluss eines dritten Schaltelementes Q3 verbunden. Der zweite Pol P2 ist mit dem dritten Anschluss eines zweiten Schaltelementes Q2 und dem dritten Anschluss eines vierten Schaltelementes Q4 verbunden. Der dritte Anschluss des ersten Schaltelementes Q1 ist mit dem ersten Anschluss des zweiten Schaltelementes Q2 und dem ersten Anschluss des ersten Kreises verbunden. Der dritte Anschluss des dritten Schaltelementes Q3 ist mit dem ersten Anschluss des vierten Schaltelementes Q4 und dem zweiten Anschluss des ersten Kreises verbunden.
Eine nicht eingezeichnete Steuereinheit ist jeweils mit den zweiten Anschlüssen der ersten bis vierten Schaltelemente Q1, Q2, Q3, Q4 verbunden.
Ein erster Anschluss der zweiten Transformatorwicklung TW2 ist mit einem dritten Anschluss eines fünften Schaltelementes Q5 und dem ersten Anschluss eines sechsten Schaltelementes Q6 verbunden. Ein erster Anschluss des fünften Schaltelementes Q5 ist mit dem dritten Pol P3 und ein dritter Anschluss des sechsten Schaltelementes Q6 mit dem vierten Pol P4 verbunden. Die zweiten Anschlüsse des fünften und sechsten Schaltelementes Q5, Q6 sind mit der (nicht dargestellten) Steuereinheit verbunden.
Zwischen dem dritten Pol P3 und dem vierten Pol P4 ist eine Serienschaltung des dritten C3 und eines vierten Kondensators C4 geschaltet, deren gemeinsamer Verbindungspunkt mit einem zweiten Anschluss der zweiten Transformatorwicklung TW2 verbunden ist.
Die nicht dargestellte Steuereinheit steuert die ersten Q1, Q2, Q3, Q4 und zweiten Schaltelemente Q5, Q6.
Im Beispiel gemäß 1 sind die ersten Schaltelemente Q1, Q2, Q3, Q4 Verarmungstypen bzw. Sperrschicht-FET (NIGFET) und die zweiten Schaltelemente Q5, Q6 Anreicherungstypen, beispielsweise n-Kanal (Anreicherungstypen).
Die Steuereinheit ist derart ausgestaltet, dass periodisch zu einem Zeitpunkt ein Teil der ersten gesteuerten Schaltelemente Q1, Q2, Q3, Q4 leitend geschaltet ist, während der andere Teil sperrend geschaltet ist. Beispielsweise ist zu einem Zeitpunkt das erste Q1 und vierte Schaltelement Q4 leitend, während das zweite Q2 und dritte Schaltelement Q3 nicht leitend sind (und vice versa). Dies wird für derartige Vollbrücken (zwei Halbbrücken) auch als sogenannte Diagonal-Taktung bezeichnet.
Die Steuereinheit ist derart ausgestaltet, dass periodisch zu einem Zeitpunkt ein Teil der zweiten gesteuerten Schaltelemente Q5, Q6 leitend geschaltet ist, während der andere Teil sperrend geschaltet ist. Beispielsweise ist das fünfte Schaltelement Q5 leitend, während das sechste Schaltelement Q6 nicht leitend ist (und vice versa).
Die Steuereinheit ist derart ausgestaltet, dass die ersten Schaltelemente Q1, Q2, Q3, Q4 mit einem ersten Binärsignal mit einer ersten Schaltfrequenz und die zweiten Schaltelemente Q5, Q6 mit einem zweiten Binärsignal mit einer zweiten Schaltfrequenz angesteuert werden. Die Binärsignale weisen einen Ein- und einen Aus-Zustand auf.
Hierbei sind während eines Ein-Zustandes die ersten Schaltelemente nicht alle gleichzeitig leitend, sondern beispielsweise das erste Q1 und vierte Schaltelement Q4 leitend, das zweite Q2 und dritte Schaltelement Q3 nicht leitend. Während eines Aus-Zustandes umgekehrt, d.h. im Beispiel das erste Schaltelement Q1 und vierte Schaltelement Q4 nicht leitend, das zweite Schaltelement Q2 und dritte Schaltelement Q3 leitend. Siehe auch oben.
Die erste und die zweite Schaltfrequenz sind identisch oder annähernd identisch, speziell weisen sie einen Unterschied von maximal 10% auf. Die erste und die zweite Schaltfrequenz sind größer als die erste Resonanzfrequenz fo. Die Zeitdauer des Ein- und des Aus-Zustandes (Duty Cycle) der Binärsignale ist identisch oder annähernd identisch, speziell weisen sie einen Unterschied von maximal 10% auf. Die Phasen des ersten und des zweiten Binärsignals weisen einen Phasenunterschied von größer als 0° und maximal +/- 90° auf, insbesondere größer als 0° und kleiner als +/-45, spezieller kleiner als +/-30° auf.
Der Betrieb eines bidirektionalen LLC-Wandlers lässt sich in vier Arbeitsbereiche unterteilen (bei unidirektionalem Betrieb beschränkt sich die Betrachtung auf nur zwei dieser Bereiche). Dies ist in 2 dargestellt, die ein x-y Diagramm mit den vier Quadranten I, II, III, IV zeigt, wobei letztere die Arbeitsbereiche darstellen. Auf der horizontalen X-Achse ist die Richtung des Leistungsflusses P dargestellt. Auf der vertikalen Y-Achse ist die Spannungsverstärkung k_LLC dargestellt. Die Arbeitsbereiche werden durch die Richtung des Leistungsflusses P (Vorzeichen der Leistung) und die Spannungsverstärkung k_LLC definiert. Die Spannungsverstärkung wird dabei um das Übersetzungsverhältnis des Trafos sowie beim Einsatz einer Spannungsverdopplerschaltung, wie im Beispiel gemäß 1, zusätzlich um den Faktor 2 bereinigt.
Der erste und vierte Quadrant I, IV kennzeichnen einen Leistungsfluss von der Seite der ersten Gleichspannung zur Seite der zweiten Gleichspannung. Der zweite und dritte Quadrant II, III einen Leistungsfluss von der Seite der zweiten Gleichspannung zur Seite der ersten Gleichspannung.
Der erste und zweite Quadrant I, II kennzeichnen eine (im Verhältnis) Spannungsverstärkung größer als eins (>1), d.h. beispielsweise ein Heraufsetzen der Spannung. Der dritte und vierte Quadrant III, IV kennzeichnen eine (im Verhältnis) Spannungsverstärkung kleiner als eins (<1) bzw. kleiner oder gleich eins (<=1), d.h. ein Herabsetzen der Spannung.
Es liegt bidirektionaler Betrieb vor, d.h. die Spannungen müssen entsprechend gewandelt werden und es soll jeweils ein sinnvoller Leistungsfluss erfolgen.
Bei der Frequenzmodulation ist die Spannungsverstärkung k_LLC physikalisch begrenzt und nur in einer Leistungsflussrichtung ist ein Boost-Betrieb möglich, Quadrant I oder III. Um beide Quadranten zu ermöglichen, ist ein zweiter Resonanzkondensator erforderlich, was mit zusätzlichen Kosten und zusätzlichem Bauraum einhergeht.
Die Erfindung löst das Problem durch ein spezielles Ansteuerverfahren, nachfolgend „Optimized Frequency Phase-Shift Modulation for LLC“ (FPM) genannt. Bei diesem Verfahren werden beide Brücken A und B mit einer gleichen bzw. annähernd gleichen Ein-Aus-Zustandsdauer bzw. einem festen Duty-Cycle von 50% betrieben, d.h. die Dauer des Einzustandes des Binärsignals ist genauso lang wie die Dauer des Auszustandes des Binärsignals. Die Modulation, d.h. das Ein- und Ausschalten der Schaltelemente (durch die Steuereinheit, d.h. das Schalten der Steuereingänge - Basis- bzw. Gate-Anschluss), erfolgt sowohl über die Schaltfrequenz des Binärsignals (Frequenz des Einzustand/Auszustand-Wechsels) als auch über die Phase zwischen den Brücken A und B. Die Frequenz wird anhand des Arbeitspunktes so gewählt, dass sich ein optimaler Stromverlauf hinsichtlich der Verluste ergibt und dabei ein großer Vorteil des LLC-Wandlers, das so genannte Soft Switching, beibehalten wird. Das Ausregeln der Spannung erfolgt dann durch Stellen der Phase.
Eine weitere Besonderheit des FPM-Verfahrens ist, dass alle Bereiche im überresonanten Betrieb moduliert werden, d.h. dass die Schaltfrequenz, insbesondere erste und zweite Schaltfrequenz, höher bzw. größer als die erste Resonanzfrequenz fo ist.
In den gebräuchlichen frequenzmodulierten Verfahren gemäß dem Stand der Technik wird der Wandler im Boost-Betrieb (Quadrant I und III in 2) dagegen unterresonant betrieben.
Die erfindungsgemäße Realisierung kann beispielsweise durch Algorithmen und Regler erfolgen, die z.B. in Software umgesetzt werden können. Die Steuereinheit kann dazu einen Mikrocontroller aufweisen. Der Mikrocontroller kann bzw. wird durch ein Computerprogrammprodukt gesteuert. Dadurch können die erfindungsgemäßen Binärsignale mit erzeugt werden. Dies hat den Vorteil, dass dadurch keine zusätzliche Hardware erforderlich ist.
3 zeigt ein Beispiel des frequenzmodulierten Verfahrens im unterresonanten Betrieb (Quadrant I in 2) gemäß dem Stand der Technik. 3 zeigt ein erstes Diagramm der elektrischen Größen erste Spannung V(A), zweite Spannung V(B), Strom I(L1) im ersten Kreis, insbesondere durch die erste Induktivität L1, über der Zeit t. Ferner ist die Nulllinie des Stromes durch OA eingezeichnet. Es ist zu sehen, dass zu Beginn jeder Halbperiode ein sehr großer, halbsinusförmiger Strom fließt. Dem folgt eine vergleichsweise lange Phase, in der keine Energie übertragen wird, aber weiterhin Strom fließt (Freilaufphase). Dieses Verhalten führt zu hohen Leitendverlusten.
4 zeigt den gleichen Arbeitspunkt bei gleicher Skalierung wie 3 mit dem erfindungsgemäß vorgeschlagenen Modulationsverfahren. Die Amplitude des Stroms I(L1) ist um ein Vielfaches niedriger und es gibt nur sehr kurze Phasen, in denen keine Energie übertragen wird. Dadurch werden die Leitendverluste stark reduziert. Erfindungsgemäß ist ferner zu sehen, dass durch die erfindungsgemäße Ansteuerung die Spannungen V(A), V(B) um größer als 0° und kleiner als +/-90° phasenverschoben sind. Beide Spannungen weisen hierbei die gleiche Frequenz und die gleiche Ein-/Aus-Zustandsdauer auf.
5 und 6 zeigen Diagramme der Höhe des elektrischen Stromes I(L1) im ersten Kreis über der Frequenz f. 5 und 6 zeigen einen Vergleich der Frequenzspektren des Transformatorstroms bei beiden Verfahren (gleiche Skalierung). Hier ist zu sehen, dass im unterresonanten Betrieb des Frequenzmodulationsverfahrens (5, Stand der Technik) neben der bereits erwähnten, sehr hohen Amplitude der Grundschwingung auch die ungeradzahligen Harmonischen mit hoher Amplitude auftreten. Dies wirkt sich zusätzlich negativ auf die Leitendverluste aus.
In 6 gemäß der Erfindung sind weniger Oberschwingungen (Oberwellen) zu sehen.
Da zur besseren Vergleichbarkeit der gleiche Resonanzkreis verwendet wurde, ist die Schaltfrequenz in diesem Beispiel beim FPM-Verfahren um etwa den Faktor 3 höher, was wiederum nachteilig ist. Je nach Anwendung sind allein die verringerten Leitendverluste jedoch von wesentlich größerem Vorteil.
Des Weiteren kann der Resonanzkreis für das FPM-Verfahren angepasst und auf eine niedrigere Resonanzfrequenz ausgelegt zu werden. Denn die Änderung der Frequenz über die Verstärkung ist mit dem neuen Verfahren im Gegensatz zur Frequenzmodulation in den Quadranten I und III positiv und vom Betrag her kleiner (dargestellt in den 7 und 8). 7 und 8 zeigen hierzu Diagramme des Einflusses des Frequenzverhältnisses fsw/fo, d.h. der verwendeten Schaltfrequenz fsw zur ersten Resonazfrequenz fo des ersten Kreises, auf die erzielte Spannungsverstärkung kLLC. 7 zeigt das Verhältnis gemäß dem Stand der Technik. 8 zeigt den erfindungsgemäßen überresonanten Betrieb (fsw > fo). Mit weniger Frequenzänderung lässt sich ein größerer Bereich an Spannungsverstärkungsänderung erreichen.
Dadurch ergibt sich erfindungsgemäß insgesamt über alle vier Quadranten ein deutlich kleinerer benötigter Frequenzbereich, um gegebene Spannungsverstärkungen zu erreichen (8).
9 zeigt ein Diagramm gemäß 3 bzw. 4. 10 zeigt ein Diagramm gemäß 5 bzw. 6. 9 und 10 zeigen den gleichen Arbeitspunkt (bei weiterhin gleicher Skalierung) im erfindungsgemäßen FPM-Verfahren, wenn der Resonanzkreis wie beschrieben auf eine niedrigere Resonanzfrequenz fo' ausgelegt wird. Das Spektrum verschiebt sich zu niedrigeren Frequenzen, die Amplituden werden sogar noch etwas niedriger. Damit lassen sich die Verluste im System weiter senken und es wird ein sehr effizienter Betrieb ermöglicht. Ein weiterer Vorteil gegenüber dem frequenzmodulierten Verfahren gemäß dem Stand der Technik ist, dass es durch das Fehlen von Freilaufphasen nicht zu Schwingungen zwischen der Streuinduktivität des Transformators TR und den Ausgangskapazitäten der Schaltelemente bzw. Dioden kommen kann.
Ersetzt man die idealisierten Schalter in der Simulation durch Modelle realer Bauteile, sind beim frequenzmodulierten Verfahren gemäß dem Stand der Technik starke Schwingungen zu sehen. Dies ist in 11 dargestellt, dass eine Darstellung gemäß der 3, 4, 9 aufweist. Diese Schwingungen verursachen Verluste und können zu EMV-Problemen führen. Beim erfindungsgemäßen FPM-Verfahren dagegen wird jederzeit in beiden Brücken ein aktiver Spannungszeiger gestellt, sodass diese Schwingungen nicht auftreten können.
Im Buck-Betrieb (Quadranten II und IV in 2) sind die Kurvenformen in beiden Modulationsverfahren praktisch identisch. Der Vorteil des FPM-Verfahrens liegt hier vor allem darin, dass es die Modulation beider Brücken umfasst, ohne zusätzliche Messungen zu benötigen. Beim frequenzmodulierten Verfahren muss die jeweils gleichrichtende Brücke separat, wie ein Diodengleichrichter, angesteuert werden. Dazu sind wie bereits erwähnt zusätzliche Messschaltungen in Hardware erforderlich.
Für die Umsetzung der vorgeschlagenen Modulation können mittels eines analytischen Verfahrens für jeden Quadranten Gleichungen zur Ermittlung der optimalen Frequenz in Abhängigkeit des Arbeitspunktes (Va und Vb sowie Ia oder Ib) vorab hergeleitet werden. Diese Gleichungen können durch ein Fitting in einfache Polynome überführt werden, die von einem Mikrocontroller mit einem Computerprogrammprodukt in der Steuereinheit (oder DSP oder FPGA...) sehr schnell berechnet werden können. Alternativ können die Frequenzen in einer Look-Up-Tabelle abgelegt werden. Der Mikrocontroller weist hierzu einen Speicher bzw. einen ersten und einen zweiten Speicher auf. In Abhängigkeit des Arbeitspunktes wird damit laufend die optimale Arbeitsfrequenz ausgewählt.
Um Bauteiltoleranzen zu berücksichtigen, kann ein Sicherheitsfaktor größer 1 vorgesehen werden, sodass immer eine etwas höhere Frequenz gewählt wird. Dadurch kann jederzeit der weichschaltende Betrieb sichergestellt werden. Ein einfacher Regler (z.B. PI-Regler) kann genutzt werden, um über das Stellen der Phasenverschiebung zwischen den Brücken A und B die gewünschte Spannung einzustellen.
Damit lassen sich die Schaltzustände aller Schalter definieren und z.B. über die in der Steuereinheit, dessen Mikrocontroller und dessen Computerprogrammprodukt, integrierten Pulsweitenmodulations(PWM)-Einheiten bzw. -Funktionen ausgeben.
Das erfindungsgemäße FPM-Verfahren ermöglicht den Betrieb des LLC-Wandlers in allen vier Arbeitsbereichen, wie sie in 2 beschrieben wurden. Dies ist mit dem gängigen frequenzmodulierten Verfahren nicht möglich.
Im Boost-Betrieb kann eine bei positiver Leistung deutlich größere, bei negativer Leistung deutlich kleinere Verstärkung kLLC erreicht werden.
Mit der gleichen relativen Variation der Frequenz wird ein größerer Arbeitsbereich abgedeckt. Damit wird eine hohe Effizienz über einen weiteren Arbeitsbereich erzielt.
In allen Arbeitsbereichen wird ein optimaler Betrieb mit minimalen Stromamplituden und Freilaufphasen erreicht. Dadurch kann die Effizienz über einen wesentlich weiteren Bereich auf hohem Niveau gehalten werden. Dies ist ein Vorteil sowohl gegenüber dem frequenzmodulierten Verfahren als auch dem klassischen phasenmodulierten Verfahren.
Soft Switching erfolgt in allen Arbeitsbereichen.
Keine Schwingungen durch Freilaufphasen.
Kosten- und Bauraumeinsparung.
Durch den erweiterten Arbeitsbereich kann in vielen Anwendungen auf einen vor- oder nachgeschalteten Wandler verzichtet werden.
Durch die wesentlich geringeren Stromamplituden können die Bauteile im Resonanzkreis kleiner ausgelegt werden.
Es wird kein zweiter Resonanzkondensator benötigt.
Für den Betrieb sind keinerlei zusätzliche Messungen erforderlich.
Der Rechenaufwand ist vergleichsweise gering, sodass kostengünstige Mikrocontroller eingesetzt werden können.
Das neue Verfahren ermöglicht eine hohe Effizienz bei gleichzeitiger Kostenreduktion.
Obwohl die Erfindung im Detail durch das Ausführungsbeispiel näher illustriert und beschrieben wurde, so ist die Erfindung nicht durch die offenbarten Beispiele eingeschränkt und andere Variationen können vom Fachmann hieraus abgeleitet werden, ohne den Schutzumfang der Erfindung zu verlassen.

Claims

Anordnung eines bidirektionalen LLC-Resonanzwandlers zur Wandlung einer ersten Gleichspannung (Va) in eine zweite Gleichspannung (Vb) oder umgekehrt, aufweisend: erste Anschlüsse, mit einem ersten und einem zweiten Pol (P1, P2), für die erste Gleichspannung und zweite Anschlüsse, mit einem dritten und einem vierten Pol (P3, P4), für die zweite Gleichspannung, mit einem Transformator (TR) mit einer ersten Transformatorwicklung (TW1) und einer zweiten Transformatorwicklung (TW2), mit einem ersten Kreis, aufweisend eine Serienschaltung der ersten Transformatorwicklung (TW1), einer ersten Kapazität (C1) und einer ersten Induktivität (L1), die einen ersten Serienschwingkreis mit einer ersten Resonanzfrequenz (fo) bilden, mit ersten gesteuerten Schaltelementen (Q1, Q2, Q3, Q4), die einerseits mit den ersten Anschlüssen (P1, P2) und andererseits dem ersten Kreis verbunden sind, mit zweiten gesteuerten Schaltelementen (Q5, Q6), die einerseits mit den zweiten Anschlüssen (P3, P4) und andererseits mit der zweiten Transformatorwicklung (TW2) verbunden sind, mit einer Steuereinheit, die die ersten (Q1, Q2, Q3, Q4) und zweiten Schaltelemente (Q5, Q6) steuert, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit derart ausgestaltet ist, dass die ersten Schaltelemente (Q1, Q2, Q3, Q4) mit einem ersten Binärsignal mit einer ersten Schaltfrequenz und die zweiten Schaltelemente (Q5, Q6) mit einem zweiten Binärsignal mit einer zweiten Schaltfrequenz angesteuert werden, wobei die Binärsignale einen Ein- und einen Aus-Zustand aufweisen, wobei die erste und die zweite Schaltfrequenz identisch oder annähernd identisch sind, wobei die erste und die zweite Schaltfrequenz größer als die erste Resonanzfrequenz (fo) sind, wobei die Zeitdauer des Ein- und des Aus-Zustandes der Binärsignale identisch oder annähernd identisch ist, wobei die Phasen des ersten und des zweiten Binärsignals einen Phasenunterschied von größer als 0° und maximal +/- 90° aufweisen.
Anordnung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass periodisch zu einem Zeitpunkt ein Teil der ersten gesteuerten Schaltelemente (Q1, Q4) leitend geschaltet ist während der andere Teil (Q2, Q3) sperrend geschaltet ist.
Anordnung nach Patentanspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass periodisch zu einem Zeitpunkt ein Teil der zweiten gesteuerten Schaltelemente (Q5) leitend geschaltet ist während der andere Teil (Q6) sperrend geschaltet ist.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Kapazität durch einen oder mehrere erste Kondensatoren gebildet ist.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Induktivität (L1) durch einen oder mehrere Spulen gebildet ist.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem ersten Pol und dem zweiten Pol eine zweite Kapazität (C2), insbesondere in Form eines zweiten Kondensators (C2), geschaltet ist.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem dritten Pol und dem vierten Pol eine dritte Kapazität geschaltet ist.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten oder/und zweiten Schaltelements IGBT-Transistoren sind.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten oder/und zweiten Schaltelemente MOSFET-Transistoren sind.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Pol (P1) mit einem ersten Anschluss eines ersten Schaltelementes (Q1) und dem ersten Anschluss eines dritten Schaltelementes (Q3) verbunden sind, dass der zweite Pol (P2) mit dem dritten Anschluss eines zweiten Schaltelementes (Q2) und dem dritten Anschluss eines vierten Schaltelementes (Q4) verbunden ist, dass der dritte Anschluss des ersten Schaltelementes (Q1) mit dem ersten Anschluss des zweiten Schaltelementes (Q2) und dem ersten Anschluss des ersten Kreises verbunden ist, dass der dritte Anschluss des dritten Schaltelementes (Q3) mit dem ersten Anschluss des vierten Schaltelementes (Q4) und dem zweiten Anschluss des ersten Kreises verbunden ist, dass die Steuereinheit jeweils mit den steuernden zweiten Anschlüssen der ersten bis vierten Schaltelemente verbunden ist.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Anschluss der zweiten Transformatorwicklung (TW2) mit einem dritten Anschluss eines fünften Schaltelementes (Q5) und dem ersten Anschluss eines sechsten Schaltelementes (Q6) verbunden ist, dass ein erster Anschluss des fünften Schaltelementes (Q5) mit dem dritten Pol und ein dritter Anschluss des sechsten Schaltelementes (Q6) mit dem vierten Pol (P4) verbunden ist, dass die steuernden zweiten Anschlüsse des fünften und sechsten Schaltelementes (Q5, Q6) mit der Steuereinheit verbunden sind.
Anordnung nach Patentanspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem dritten Pol (P3) und dem vierten Pol (P4) eine Serienschaltung eines dritten (C3) und eines vierten Kondensators (C4) geschaltet ist, deren gemeinsamer Verbindungspunkt mit einem zweiten Anschluss der zweiten Transformatorwicklung (TW2) verbunden ist.
Anordnung nach einem der vorhergehenden Patentansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinheit einen Mikrocontroller mit einem Computerprogrammprodukt aufweist, so dass mit dem Computerprogrammprodukt die Erzeugung der Binärsignale gesteuert werden kann.
Verfahren für einen bidirektionalen LLC-Resonanzwandler zur Wandlung einer ersten Gleichspannung (Va) in eine zweite Gleichspannung (Vb) oder umgekehrt, aufweisend: erste Anschlüsse für die erste Gleichspannung und zweite Anschlüsse für die zweite Gleichspannung, einem Transformator (TR) mit einer ersten Transformatorwicklung und einer zweiten Transformatorwicklung, einen ersten Kreis, aufweisend eine Serienschaltung der ersten Transformatorwicklung (TW1), einer ersten Kapazität (C1) und einer ersten Induktivität (L1), die einen ersten Serienschwingkreis mit einer ersten Resonanzfrequenz (fo) bilden, erste gesteuerte Schaltelemente (Q1, Q2, Q3, Q4), die einerseits mit den ersten Anschlüssen und andererseits dem ersten Kreis verbunden sind, zweite gesteuerte Schaltelementen (Q5, Q6), die einerseits mit den zweiten Anschlüssen und andererseits mit der zweiten Transformatorwicklung (TW2) verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Schaltelemente (Q1, Q2, Q3, Q4) mit einem ersten Binärsignal mit einer ersten Schaltfrequenz und die zweiten Schaltelemente (Q5, Q6) mit einem zweiten Binärsignal mit einer zweiten Schaltfrequenz angesteuert werden, wobei die Binärsignale einen Ein- und einen Aus-Zustand aufweisen, wobei die erste und die zweite Schaltfrequenz identisch oder annähernd identisch sind, wobei die erste und die zweite Schaltfrequenz größer als die erste Resonanzfrequenz sind, wobei die Zeitdauer des Ein- und des Aus-Zustandes der Binärsignale identisch oder annähernd identisch ist, wobei die Phasen des ersten und des zweiten Binärsignals einen Phasenunterschied von größer als 0° und maximal +/- 90° aufweisen.
Computerprogrammprodukt umfassend Befehle, die bei der Ausführung des Programms durch einen Mikrocontroller diesen veranlassen, die Binärsignale nach einem der Patentansprüche 1 bis 14 zu erzeugen.
Computerlesbares Speichermedium, auf dem das Computerprogrammprodukt nach Patentanspruch 15 gespeichert ist.
Datenträgersignal, das das Computerprogrammprodukt nach Patentanspruch 15 überträgt.