DE102020213004A1 - Power converter - Google Patents
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Abstract
Ein Leistungswandler umfasst einen ersten fliegenden Kondensator, einen Induktor und eine Ansteuervorrichtung. Ein Netzwerk von Schaltern hat einen ersten Schalter, um den ersten fliegenden Kondensator mit einem ersten Port zu koppeln, und einen zweiten Schalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um das Netzwerk von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen anzusteuern, die einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand umfasst. In dem ersten Zustand ist der Masse-Port über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit einem zweiten Port gekoppelt, und der erste Port ist von dem zweiten Port entkoppelt. In dem zweiten Zustand ist der Masse-Port über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt, und der erste Port ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt.A power converter includes a first flying capacitor, an inductor, and a driver. A network of switches has a first switch to couple the first flying capacitor to a first port and a second switch to couple the inductor to ground. The control device is designed to control the network of switches with a sequence of states that includes a first state and a second state. In the first state, the ground port is coupled to a second port via a first path comprising the first flying capacitor and the inductor, and the first port is decoupled from the second port. In the second state, the ground port is coupled to the second port via a second path comprising the second switch and the inductor, and the first port is coupled via a third path comprising the first flying capacitor while bypassing the inductor is paired with the second port.
Description
Technischer BereichTechnical part
Die vorliegende Offenbarung betrifft einen Leistungswandler und ein Verfahren zu dessen Betrieb. Insbesondere betrifft die vorliegende Offenbarung einen Leistungswandler, der mit einem kleinen Ausgangs-zu-Eingangs-Spannungsumwandlungsverhältnis betrieben werden kann, zum Beispiel ein Umwandlungsverhältnis Vout/Vin < 1/4.The present disclosure relates to a power converter and a method of operating the same. In particular, the present disclosure relates to a power converter that can be operated with a small output-to-input voltage conversion ratio, for example a conversion ratio Vout / Vin <1/4.
Hintergrundbackground
Typische Spannungsreglermodule (VRMs - Voltage-Regulator-Modules), wie sie in Industrie-, Server-, Netzwerk- und Computeranwendungen verwendet werden, werden von einer Versorgungsspannung (z.B. 12V) versorgt, die viel höher ist als die maximale Eingangsspannung der Last. Zum Beispiel kann die Spannungsversorgung 12V sein und die Eingangsspannung der Last kann < 1,8V für CPU, GPU, SoC oder ein anderes Speichermodul sein.Typical Voltage Regulator Modules (VRMs), as used in industrial, server, network and computer applications, are powered by a supply voltage (e.g. 12V) that is much higher than the maximum input voltage of the load. For example, the power supply can be 12V and the input voltage of the load can be <1.8V for CPU, GPU, SoC or another memory module.
Herkömmliche Buck- bzw. Abwärtswandler und dreistufige Abwärtswandler implementieren eine Abwärts- bzw. Step-Down-Spannungsumwandlung durch Aufnehmen (für einen Arbeitszyklus D < 1) eines Strompulses von dem Eingangs-Terminal gleich dem Laststrom. Infolgedessen ist die Amplitude der Eingangsstrompulse gleich dem Laststrom, was zu Anwendungsrauschen und EMI-Problemen führt. Mehrphasenwandler verteilen den Laststrom auf mehrere Induktoren, wodurch sich der Arbeitszyklus erhöht, während dem ein Strom von dem Eingangs-Terminal bezogen wird. Somit wird der Pegel des geschalteten Eingangsstroms um die Anzahl von Phasen bis zu einem bestimmten Arbeitszyklus reduziert. Dieser Ansatz erfordert jedoch die Verwendung von mehreren Spulen, die den Gesamtinduktorkernverlust erhöhen.Conventional buck converters and three-stage buck converters implement step-down voltage conversion by receiving (for a duty cycle D <1) a current pulse from the input terminal equal to the load current. As a result, the amplitude of the input current pulses is equal to the load current, creating application noise and EMI problems. Multiphase converters distribute the load current across multiple inductors, increasing the duty cycle during which current is drawn from the input terminal. Thus, the level of the switched input current is reduced by the number of phases up to a certain duty cycle. However, this approach requires the use of multiple coils which increase the total inductor core loss.
Daneben wirkt bei herkömmlichen DC-DC-Wandlern der Induktor für kurze Zeitintervalle als Konstantstromquelle. Folglich erfordert der Induktor eine signifikante Zeit, um auf eine plötzliche Änderung des Laststroms zu reagieren, wodurch eine begrenzte transiente Lastantwort vorgesehen wird.In addition, with conventional DC-DC converters, the inductor acts as a constant current source for short time intervals. As a result, it takes the inductor a significant amount of time to respond to a sudden change in load current, thereby providing a limited transient load response.
Zusammenfassungsummary
Es besteht daher ein Bedarf für eine effiziente Leistungsumwandlung, wenn das Ausgangs-zu-Eingangsspannungsverhältnis VOUT/VIN relativ klein ist, zum Beispiel weniger als ¼.There is therefore a need for efficient power conversion when the output-to-input voltage ratio V OUT / V IN is relatively small, for example less than 1/4.
Es ist eine Aufgabe der Offenbarung, eine oder mehrere der oben angeführten Einschränkungen zu adressieren.It is an object of the disclosure to address one or more of the limitations listed above.
Gemäß einem ersten Aspekt der Offenbarung ist ein Leistungswandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei der Leistungswandler einen Masse-Port, einen ersten Port und einen zweiten Port hat, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht; wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den ersten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen zweiten Schalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt ist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.According to a first aspect of the disclosure, there is provided a power converter for providing an output voltage with a target conversion ratio, the power converter having a ground port, a first port and a second port, when the power converter operates as a step-down converter , the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage, and, if the power converter operates as a step-up converter, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage; wherein the power converter comprises a first flying capacitor coupled to a network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver; wherein the network of switches includes a first switch to couple the first flying capacitor to the first port; a second switch to couple the inductor to ground; wherein the control device is designed to control the network of switches with a sequence of states during a control period, the sequence of states having a first state and a second state, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a first path including the first flying capacitor and the inductor, and the first port being decoupled from the second port, wherein in the second state the ground port is coupled to the second port via a second path including the second switch and comprising the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a third path comprising the first flying capacitor while bypassing the inductor.
Optional weist der Leistungswandler weiter einen zweiten fliegenden Kondensator auf, der über einen ersten Induktorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt ist, wobei das Netzwerk von Schaltern einen Kondensatorschalter zwischen dem ersten fliegenden Kondensator und dem zweiten fliegenden Kondensator aufweist.Optionally, the power converter further has a second flying capacitor coupled to the second port via a first inductor switch, the network of switches including a capacitor switch between the first flying capacitor and the second flying capacitor.
Optional, wobei in dem ersten Zustand der erste Pfad den ersten fliegenden Kondensator, den Kondensatorschalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Terminal mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Massepfad, der den zweiten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den ersten Induktorschalter aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, wherein in the first state the first path has the first flying capacitor, the capacitor switch, the second flying capacitor and the inductor, and wherein in the second state the ground terminal is coupled to the second port via a ground path that connects the second Switch, the second flying capacitor and the first inductor switch while bypassing the inductor.
Optional weist das Netzwerk von Schaltern einen zweiten Kondensatorschalter zwischen dem ersten fliegenden Kondensator und dem zweiten fliegenden Kondensator und einen Masseschalter auf, um den zweiten fliegenden Kondensator mit Masse zu koppeln.Optionally, the network of switches includes a second capacitor switch between the first flying capacitor and the second flying capacitor and a ground switch to couple the second flying capacitor to ground.
Optional ist der Induktor über einen zweiten Induktorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt, und der erste fliegende Kondensator ist über einen dritten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt.Optionally, the inductor is coupled to the first flying capacitor through a second inductor switch, and the first flying capacitor is coupled to the second port through a third capacitor switch.
Optional, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen anderen Pfad, der den Masseschalter, den zweiten fliegenden Kondensator, den ersten Induktorschalter und den Induktor aufweist; und wobei in dem zweiten Zustand der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den Kondensatorschalter, den zweiten fliegenden Kondensator, den zweiten Kondensatorschalter, den ersten fliegenden Kondensator und den dritten Kondensatorschalter aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a different path that includes the ground switch, the second flying capacitor, the first inductor switch, and the inductor; and wherein, in the second state, the first port is coupled to the second port via a path including the capacitor switch, the second flying capacitor, the second capacitor switch, the first flying capacitor, and the third capacitor switch while bypassing the inductor.
Optional weist der Leistungswandler weiter einen dritten fliegenden Kondensator auf, wobei der dritte fliegende Kondensator einen ersten Terminal hat, der über einen ersten Kopplungsschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der über einen zweiten Kopplungsschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist.Optionally, the power converter further comprises a third flying capacitor, the third flying capacitor having a first terminal coupled to the first flying capacitor via a first coupling switch and a second terminal coupled to the first flying capacitor via a second coupling switch is.
Optional weist die Ansteuersequenz einen primären ersten Zustand, einen sekundären ersten Zustand, einen primären zweiten Zustand und einen sekundären zweiten Zustand auf.Optionally, the control sequence has a primary first state, a secondary first state, a primary second state and a secondary second state.
Optional, wobei in dem primären zweiten Zustand der Masse-Port über einen ersten Massepfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den ersten und den dritten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, wherein in the primary second state the ground port is coupled to the second port via a first ground path having the second flying capacitor while bypassing the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a Path that includes the first and third flying capacitors while bypassing the inductor.
Optional, wobei in dem sekundären zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über den ersten Massepfad und einen zweiten Massepfad, der den ersten und den dritten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, wherein in the secondary second state the ground port is coupled to the second port via the first ground path and a second ground path including the first and third flying capacitors while the inductor is bypassed.
Optional, wobei in dem primären und dem sekundären ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist.Optionally, wherein in the primary and secondary first states, the ground port is coupled to the second port via a path that includes the first flying capacitor, the second flying capacitor, and the inductor.
Optional weist die Ansteuersequenz einen ersten zusätzlichen Zustand und einen zweiten zusätzlichen Zustand auf, wobei in dem ersten zusätzlichen Zustand der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den zweiten und den dritten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei in dem zweiten zusätzlichen Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den zweiten und den dritten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist.Optionally, the control sequence has a first additional state and a second additional state, wherein in the first additional state the first port is coupled to the second port via a path that has the second and third flying capacitors and the inductor, and wherein in In the second additional state, the ground port is coupled to the second port via a path that includes the second and third flying capacitors and the inductor.
Optional weist die Ansteuersequenz einen anderen ersten Zustand auf, in dem der Masse-Port von dem zweiten Port entkoppelt ist und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den Induktor aufweist.Optionally, the control sequence has a different first state in which the ground port is decoupled from the second port and wherein the first port is coupled to the second port via a path that has the inductor.
Optional weist der Leistungswandler weiter einen Stromsensor zum Erfassen eines Induktorstroms durch den Induktor auf, wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Öffnen des zweiten Schalters während des zweiten Zustands, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat. Zum Beispiel kann der Schwellenwert ein Nullstromwert sein.Optionally, the power converter further has a current sensor for detecting an inductor current through the inductor, the control device being designed to open the second switch during the second state when it is detected that the inductor current has reached a threshold value. For example, the threshold value can be a zero current value.
Optional ist der Leistungswandler ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Magnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist.Optionally, the power converter is a step-down converter, the first state being a magnetization state and the second state being a demagnetization state.
Optional ist der Leistungswandler ein Step-Up- bzw. Aufwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Magnetisierungszustand ist.Optionally, the power converter is a step-up converter, the first state being a demagnetization state and the second state being a magnetization state.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Offenbarung wird ein Verfahren zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei das Verfahren aufweist ein Vorsehen eines Leistungswandlers mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. According to a second aspect of the disclosure, a method for converting power with a target conversion ratio is provided, the method comprising providing a power converter with a ground port, a first port and a second port, wherein when the power converter is used as a step-down - or step-down converter works, the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage, and if the power converter is used as a step-up or
Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht; wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den ersten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen zweiten Schalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; ein Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt ist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.Boost converter works, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage; wherein the power converter comprises a first flying capacitor coupled to a network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver; wherein the network of switches includes a first switch to couple the first flying capacitor to the first port; a second switch to couple the inductor to ground; driving the network of switches with a sequence of states during a driving period, the sequence of states having a first state and a second state, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a first path which comprises the first flying capacitor and the inductor, and the first port is decoupled from the second port, wherein in the second state the ground port is coupled to the second port via a second path comprising the second switch and the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a third path including the first flying capacitor while bypassing the inductor.
Die in Bezug auf den ersten Aspekt der Offenbarung beschriebenen Optionen sind auch dem zweiten Aspekt der Offenbarung gemeinsam.The options described in relation to the first aspect of the disclosure are also common to the second aspect of the disclosure.
Gemäß einem dritten Aspekt der Offenbarung wird ein Leistungswandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei der Leistungswandler einen Masse-Port, einen ersten Port und einen zweiten Port hat, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht, wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen zweiten fliegenden Kondensator, der mit dem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den zweiten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen Masseschalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; einen ersten Kondensatorschalter, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist; wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den ersten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den Masseschalter und den Induktor aufweist, und wobei einer des ersten Ports und des Masse-Ports mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen vierten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.According to a third aspect of the disclosure, there is provided a power converter for providing an output voltage with a target conversion ratio, the power converter having a ground port, a first port and a second port, when the power converter operates as a step-down converter , the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage, and, if the power converter operates as a step-up converter, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage, the power converter having a first on-the-fly A capacitor coupled to a network of switches, a second flying capacitor coupled to the network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver; the network of switches includes a first switch to couple the second flying capacitor to the first port; a ground switch to couple the inductor to ground; a first capacitor switch coupled to the first flying capacitor; wherein the control device is designed to control the network of switches with a sequence of states during a control period, the sequence of states having a first state and a second state, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a first path including the first flying capacitor and the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a second path including the first switch, the second flying capacitor and the inductor, wherein in the second state the The ground port is coupled to the second port via a third path including the ground switch and the inductor, and wherein one of the first port and the ground port is coupled to the second port via a fourth path including the first flying capacitor while bypassing the inductor.
Optional ist in dem zweiten Zustand der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt und wobei der vierte Pfad den zweiten fliegenden Kondensator aufweist.Optionally, in the second state, the first port is decoupled from the second port and the fourth path has the second flying capacitor.
Optional ist in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt über einen fünften Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, in the second state, the ground port is coupled to the second port via a fifth path that includes the second flying capacitor while bypassing the inductor.
Optional hat der Induktor einen ersten Terminal, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist über einen ersten Induktorschalter, und einen zweiten Terminal, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste fliegende Kondensator über einen zweiten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt ist.Optionally, the inductor has a first terminal coupled to the first flying capacitor via a first inductor switch and a second terminal coupled to the second port and wherein the first flying capacitor is coupled to the second port via a second capacitor switch .
Optional ist der zweite fliegende Kondensator über einen dritten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt.Optionally, the second flying capacitor is coupled to the second port via a third capacitor switch.
Optional weist der Leistungswandler weiter einen Stromsensor zum Erfassen eines Induktorstroms durch den Induktor auf, wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Öffnen des Masseschalters während des zweiten Zustands, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat. Zum Beispiel kann der Schwellenwert ein Nullstromwert sein.Optionally, the power converter further has a current sensor for detecting an inductor current through the inductor, the control device being designed to open the ground switch during the second state when it is detected that the inductor current has reached a threshold value. For example, the threshold value can be a zero current value.
Optional ist der Leistungswandler ein Abwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Magnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist.Optionally, the power converter is a buck converter, wherein the first state is a magnetization state and the second state is a demagnetization state.
Optional ist der Leistungswandler ein Aufwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Magnetisierungszustand ist. Optionally, the power converter is a step-up converter, wherein the first state is a demagnetization state and the second state is a magnetization state.
Gemäß einem vierten Aspekt der Offenbarung wird ein Verfahren zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei das Verfahren aufweist ein Vorsehen eines Leistungswandlers mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht, wobei der Leistungswandler weiter einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen zweiten fliegenden Kondensator, der mit dem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den zweiten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen Masseschalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; einen ersten Kondensatorschalter, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist; ein Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den ersten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den Masseschalter und den Induktor aufweist, und wobei einer des ersten Ports und des Masse-Ports mit dem zweiten Port über einen vierten Pfad gekoppelt ist, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.According to a fourth aspect of the disclosure, a method for converting power with a target conversion ratio is provided, the method comprising providing a power converter with a ground port, a first port and a second port, wherein when the power converter is used as a step-down - or down converter works, the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage, and, if the power converter works as a step-up or step-up converter, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage, wherein the power converter further comprises a first flying capacitor coupled to a network of switches, a second flying capacitor coupled to the network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver; wherein the network of switches includes a first switch to couple the second flying capacitor to the first port; a ground switch to couple the inductor to ground; a first capacitor switch coupled to the first flying capacitor; driving the network of switches with a sequence of states during a driving period, the sequence of states having a first state and a second state, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a first path which comprising the first flying capacitor and the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a second path comprising the first switch, the second flying capacitor and the inductor, wherein in the second state the ground port is connected to the The second port is coupled via a third path including the ground switch and the inductor, and wherein one of the first port and the ground port is coupled to the second port via a fourth path including the first flying capacitor while bypassing the inductor will.
Optional ist in dem zweiten Zustand der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt und wobei der vierte Pfad den zweiten fliegenden Kondensator aufweist.Optionally, in the second state, the first port is decoupled from the second port and the fourth path has the second flying capacitor.
Optional ist in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port über einen fünften Pfad gekoppelt, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, in the second state, the ground port is coupled to the second port via a fifth path that includes the second flying capacitor while bypassing the inductor.
Die in Bezug auf den dritten Aspekt der Offenbarung beschriebenen Optionen sind auch dem vierten Aspekt der Offenbarung gemeinsam.The options described in relation to the third aspect of the disclosure are also common to the fourth aspect of the disclosure.
FigurenlisteFigure list
Die Offenbarung wird im Folgenden beispielhaft und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen detaillierter beschrieben, in denen:
-
1A ein Diagramm eines zweistufigen Buck- bzw. Abwärtswandlers ist; -
1B ein Diagramm eines dreistufigen Abwärtswandlers ist; -
1C ein Diagramm eines kombinierten Abwärtswandlers und kapazitiven Teilers ist; -
1D ein Diagramm eines mehrstufigen Abwärtswandlers ist; -
1E ein Diagramm eines anderen mehrstufigen Abwärtswandlers ist; -
2 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Vorsehen einer Spannung mit einem Eingangs-zu-Ausgangs-Umwandlungsverhältnis gemäß der Offenbarung ist; -
3 ein Diagramm eines Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von2 ist; -
4A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von3 ist; -
4B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von3 ist; -
4C ein Diagramm eines anderen Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von3 ist; -
4D ein Diagramm eines anderen Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von3 ist; -
5 eine Darstellung einer Ansteuersequenz zum Betreiben des Leistungswandlers von3 mit einem spezifischen Umwandlungsverhältnis ist; -
6 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von2 ist; -
7A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von6 ist; -
7B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben desLeistungswandlers von 6 ist; -
7C ein Diagramm eines anderen Magnetisierungszustands zum Betreiben desLeistungswandlers von 6 ist; -
8 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren desVerfahrens von 2 ist; -
9A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von8 ist; -
9B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von8 ist; -
10 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren desVerfahrens von 2 ist; -
11A ein Diagramm eines ersten Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von10 ist; -
11B ein Diagramm eines ersten Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von10 ist; -
11C ein Diagramm eines zweiten Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von10 ist; -
11D ein Diagramm eines zweiten Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von10 ist; -
12 eine Darstellung einer Ansteuersequenz zum Betreiben des Leistungswandlers von10 ist; -
13A ein Diagramm eines anderen Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von10 ist; -
13B ein Diagramm eines weiteren Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von10 ist. -
14 ein Ablaufdiagramm eines anderen Verfahrens zum Vorsehen einer Spannung mit einem Eingangs-zu-Ausgangs-Umwandlungsverhältnis gemäß der Offenbarung ist; -
15 ein Diagramm eines Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von14 ist; -
16A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von15 ist; -
16B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von15 ist; -
17 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von14 ist; -
18A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von17 ist; -
18B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von17 ist. -
19 ein Diagramm von 3 ist, das mit invertierten Eingangs- und Ausgangs-Ports dargestellt ist; -
20A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von19 ist; -
20B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von19 ist; -
21 ein Diagramm eines anderen Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von19 ist.
-
1A Figure 13 is a diagram of a two stage buck converter; -
1B Figure 3 is a diagram of a three stage buck converter; -
1C Figure 3 is a diagram of a combined buck converter and capacitive divider; -
1D Figure 3 is a diagram of a multi-stage buck converter; -
1E Figure 13 is a diagram of another multistage buck converter; -
2 FIG. 3 is a flow diagram of a method for providing a voltage with an input-to-output conversion ratio in accordance with the disclosure; -
3 FIG. 3 is a diagram of a power converter for implementing the method of FIG2 is; -
4A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG3 is; -
4B FIG. 14 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG3 is; -
4C FIG. 8 is a diagram of another magnetization state for operating the power converter of FIG3 is; -
4D FIG. 13 is a diagram of another demagnetization condition for operating the power converter of FIG3 is; -
5 an illustration of a control sequence for operating the power converter of3 with a specific conversion ratio; -
6th FIG. 8 is a diagram of another power converter for implementing the method of FIG2 is; -
7A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG6th is; -
7B FIG. 14 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG6th is; -
7C FIG. 8 is a diagram of another magnetization state for operating the power converter of FIG6th is; -
8th FIG. 8 is a diagram of another power converter for implementing the method of FIG2 is; -
9A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG8th is; -
9B FIG. 14 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG8th is; -
10 FIG. 6 is a diagram of another power converter for implementing the method of FIG2 is; -
11A FIG. 4 is a diagram of a first magnetization state for operating the power converter of FIG10 is; -
11B FIG. 14 is a diagram of a first demagnetization state for operating the power converter of FIG10 is; -
11C FIG. 6 is a diagram of a second magnetization state for operating the power converter of FIG10 is; -
11D FIG. 8 is a diagram of a second demagnetization state for operating the power converter of FIG10 is; -
12th an illustration of a control sequence for operating the power converter of10 is; -
13A FIG. 8 is a diagram of another magnetization state for operating the power converter of FIG10 is; -
13B FIG. 8 is a diagram of another magnetization state for operating the power converter of FIG10 is. -
14th Figure 3 is a flow diagram of another method for providing a voltage with an input-to-output conversion ratio in accordance with the disclosure; -
15th FIG. 3 is a diagram of a power converter for implementing the method of FIG14th is; -
16A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG15th is; -
16B FIG. 14 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG15th is; -
17th FIG. 6 is a diagram of another power converter for implementing the method of FIG14th is; -
18A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG17th is; -
18B FIG. 14 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG17th is. -
19th a diagram of3 13, shown with input and output ports inverted; -
20A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG19th is; -
20B FIG. 13 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG19th is; -
21 FIG. 13 is a diagram of another demagnetization condition for operating the power converter of FIG19th is.
Detaillierte BeschreibungDetailed description
Die
Für den dreistufigen Abwärtswandler kann der fliegende Kondensator CF auf VCF = VIN/2 geregelt werden, so dass die Magnetisierungsspannung über den Induktor L in Richtung VL = VIN/2 - VOUT reduziert wird.For the three-stage step-down converter, the flying capacitor C F can be regulated to V CF = V IN / 2, so that the magnetizing voltage across the inductor L is reduced in the direction of V L = V IN / 2-V OUT.
Das obige Ergebnis beschreibt ein Verhältnis von durchschnittlichen Strömen während der Periode der Induktormagnetisierung (ein Einfluss einer Induktorstromwelligkeit wird vernachlässigt). Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannungen wird erlangt durch Anwenden des Volt-Sek.-Ausgleichsprinzips auf die Spannung des Induktors während des Induktionsmagnetisierungsschaltzustands DP und des Induktor-Entmagnetisierungsschaltzustands DV:
Aus Gleichung (3) kann ein theoretisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/2 für D = 1 abgeleitet werden, wobei D der Arbeitszyklus des Induktormagnetisierungszustands ist, der den Eingangs- mit dem Ausgangs-Port des Wandlers verbindet. Für D = 1 gibt es jedoch keine Zeit, um die Ladung von dem fliegenden Kondensator CF in den Reservoirkondensator CR umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Eine ausgeglichenere Stromverteilung wird erreicht, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert kleiner als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ 3/4, was zu einem praktischen maximalen Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/8 für D = 3/4 führt. A theoretical maximum voltage conversion ratio V OUT / V IN = 1/2 for D = 1 can be derived from equation (3), where D is the duty cycle of the inductor magnetization state that connects the input and output ports of the converter. For D = 1, however, there is no time to redistribute the charge from the flying capacitor C F to the reservoir capacitor C R as this would require infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss. A more balanced current distribution is achieved by limiting the duty cycle to a value less than 1, for example D ≤ 3/4, which results in a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/8 for D = 3/4.
Der fliegende Kondensator kann auf VCF = VIN/2 geregelt werden, so dass die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung der Gleichung (3) folgt. Für einen ausgeglichenen Induktorlaststrom wird jedoch der maximale mögliche Arbeitszyklus auf D = 0,5 reduziert:
Dies entspricht einem maximalen Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 1/4 für D = 0,5.This corresponds to a maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 1/4 for D = 0.5.
In Schritt
In Schritt
Infolgedessen fließt in dem ersten Zustand kein Strom zwischen dem ersten Port und dem zweiten Port.As a result, no current flows between the first port and the second port in the first state.
Wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Magnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Entmagnetisierungszustand. Wenn umgekehrt der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Magnetisierungszustand.When the power converter operates as a buck converter, the first state is a magnetization state and the second state is a demagnetization state. Conversely, when the power converter operates as a boost converter, the first state is a demagnetization state and the second state is a magnetization state.
Optional kann ein Stromsensor vorgesehen sein, um einen Induktorstrom durch den Induktor zu erfassen. Dann kann der zweite Schalter während des zweiten Zustands geöffnet werden, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat. Dies ermöglicht, einen Strom, der von dem Ausgang zu Masse fließt (negativer Induktorstrom), bei niedrigem Ausgangsstrom zu deaktivieren.A current sensor can optionally be provided in order to detect an inductor current through the inductor. Then the second switch can be opened during the second state when it is detected that the inductor current has reached a threshold value. This enables a current flowing from the output to ground (negative inductor current) to be deactivated when the output current is low.
Die Verwendung des Verfahrens von
Der fliegende Kondensator CF ist über einen ersten Schalter, den Eingangsschalter S1, mit dem Eingangsknoten
Eine Ansteuervorrichtung
In Betrieb bezieht der DC-DC-Leistungswandler von
Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus Dv des Entmagnetisierungszustands DV kann ausgedrückt werden als:
Dabei ist D der Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und Dv ist der Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands. Für einen Arbeitszyklus D < - 0,618 (kleines Ausgangs-zu Eingangs-Spannungsumwandlungsverhältnis) ist der Pegel der Eingangsstrompulse IIN kleiner als der Pegel des Laststroms IOUT.Here, D is the duty cycle of the state of magnetization and Dv is the duty cycle of the state of demagnetization. For a duty cycle D <-0.618 (small output to input voltage conversion ratio), the level of the input current pulses I IN is less than the level of the load current I OUT .
Der fliegende Kondensator wird automatisch auf VCF = VIN - VOUT geladen, und die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird erlangt durch Anwenden des Volt-Sek.-Ausgleichsprinzips auf die Spannung des Induktors:
Wobei DP der Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands DP ist.Where D P is the duty cycle of the magnetization state DP.
Gemäß Gleichung (8) ist das theoretisch maximale Wandler-Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/2 für D = 1. Für D = 1 ist jedoch Dv = 0 und es gibt keine Zeit zur Umverteilung der Ladung von dem fliegenden Kondensator CF in den Ausgangskondensator COUT, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde.According to equation (8), the theoretical maximum converter voltage conversion ratio V OUT / V IN = 1/2 for D = 1. For D = 1, however, Dv = 0 and there is no time to redistribute the charge from the flying capacitor C F into the output capacitor C OUT as this would require infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss.
Eine Stromumverteilung kann durch Auswählen eines Arbeitszyklus von weniger als 1 erreicht werden, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/7 erreicht.Current redistribution can be achieved by choosing a duty cycle less than 1, for example D ≤ ¾. For D = ¾ a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/7 is achieved.
Für Anwendungen, die ein Spannungsumwandlungsverhältnis größer als VOUT/VIN = 3/7 erfordern, kann der Induktormagnetisierungszustand DP von
Wenn der zweite Magnetisierungszustand DP2 in die Ansteuersequenz bei D > 0,5 eingeführt wird, kann die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung ausgedrückt werden als:
Wobei DP2 der Arbeitszyklus des zweiten Magnetisierungszustands DP2 ist.Where D P2 is the duty cycle of the second magnetization state DP2.
Durch Erhöhen des Arbeitszyklusses DP2 nähert sich der Wandlerbetrieb dem eines herkömmlichen Buck- bzw. Abwärtswandlers mit einem erweiterten maximalen Arbeitszyklus von D = 1, einem maximalen Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 1 an und die Amplitude der Eingangsstrompulse nähert sich dem Pegel des Ausgangsstroms an.By increasing the duty cycle D P2 , the converter operation approaches that of a conventional buck converter with an extended maximum duty cycle of D = 1, a maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 1 and the amplitude of the input current pulses approaches the level of Output current.
Die Effizienz des DC-DC-Wandlers
Der DC-DC-Wandler
Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/12 ist der Magnetisierungs-Arbeitszyklus DP = 1/11. Infolgedessen fließt der Eingangsstrom nahezu kontinuierlich (mehr als 90% Arbeitszyklus) und sein Pegel beträgt weniger als 10% des Laststroms, wie aus Gleichung (7) abgeleitet. Daher ist die Amplitude der Eingangsstrompulse mehr als zehnmal niedriger als die eines herkömmlichen Abwärtswandlers oder eines dreistufigen Abwärtswandlers. Bei kleinen Spannungsumwandlungsverhältnissen nähert sich der Eingangsstrom einer kontinuierlichen Leitung bei Eingangsstrompegeln an, die mit dem Spannungsumwandlungsverhältnis skalieren.For a voltage conversion ratio V OUT / V IN = 1/12, the magnetizing duty cycle DP = 1/11. As a result, the input current flows almost continuously (more than 90% duty cycle) and its level is less than 10% of the load current as derived from equation (7). Therefore, the amplitude of the input current pulses is more than ten times lower than that of a conventional buck converter or a three-stage buck converter. At low voltage conversion ratios, the input current approximates a continuous line at input current levels that scale with the voltage conversion ratio.
Für kleine Abwärts-Spannungsumwandlungsverhältnisse (große Aufwärts-Spannungsumwandlungsverhältnisse) gibt es einen relativ langen Arbeitszyklus, während dem der Strom von dem Eingangs-Terminal zu dem Ausgangs-Terminal fließt. Dieser verlängerte Arbeitszyklus des Eingangsstroms reduziert den Eingangsstrompegel, wodurch die Amplitude des gepulsten Stroms und assoziierte Spannungswelligkeiten reduziert werden.For small step-down voltage conversion ratios (large step-up voltage conversion ratios) there is a relatively long duty cycle during which the current flows from the input terminal to the output terminal. This increased duty cycle of the input current reduces the input current level, thereby reducing the amplitude of the pulsed current and associated voltage ripples.
Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal, der über den Schalter S5 (der als Eingangsschalter bezeichnet werden kann) mit dem Eingangsknoten
Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um sechs Steuersignale Ct1-Ct6 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S6 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler
In Betrieb lädt der Wandler
Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus Dv des Entmagnetisierungszustands DV kann ausgedrückt werden als:
Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird ausgedrückt als:
Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/12 ist der Magnetisierungs-Arbeitszyklus DP = 1/10. Die Amplitude der Eingangsstrompulse IIN, abgeleitet aus der Gleichung (10), beträgt nur 5/54 des Laststroms IOUT.For a voltage conversion ratio V OUT / V IN = 1/12, the magnetizing duty cycle D P = 1/10. The amplitude of the input current pulses I IN , derived from equation (10), is only 5/54 of the load current I OUT .
Das theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis, das aus Gleichung (11) abgeleitet wird, ist VOUT/VIN = 1/3 für D = 1. Für D = 1 ist jedoch Dv = 0 und es gibt während der Ansteuerperiode keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/10 erreicht.The theoretical maximum voltage conversion ratio derived from equation (11) is V OUT / V IN = 1/3 for D = 1. For D = 1, however, Dv = 0 and there is no time to charge during the drive period redistribute from the flying capacitors C F1 and C F2 to the output capacitor C OUT as this would require an infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss. Power distribution can be achieved by limiting the duty cycle to a value less than 1, for example D ≤ ¾. For D = ¾, a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/10 is achieved.
Höhere Ausgangsspannungen können erreicht werden, indem ein modifizierter Magnetisierungszustand DP2 in die Ansteuersequenz eingefügt wird.Higher output voltages can be achieved by inserting a modified magnetization state DP2 into the control sequence.
Der zweite Magnetisierungszustand DP2 führt einen Induktormagnetisierungsstrom von dem Eingangs-Port durch den zweiten fliegenden Kondensator ein. Ein Beschränken des Arbeitszyklus auf z.B. D ≤ 3/4 erhöht das praktische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis auf VOUT/VIN = 3/8 für D = 3/4.
Die Topologie des Wandlers von
Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal an dem Knoten
In Betrieb sind die fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 abwechselnd in Serie (während des Entmagnetisierungszustands DV) und parallel (während des Magnetisierungszustands DP) verbunden. Die fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 werden automatisch auf VCF1 = VCF2 = (VIN - VOUT)/2 geladen.In operation, the flying capacitors C F1 and C F2 are alternately connected in series (during the demagnetization state DV) and in parallel (during the magnetization state DP). The flying capacitors C F1 and C F2 are automatically charged to V CF1 = V CF2 = (V IN - V OUT ) / 2.
Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus Dv des Entmagnetisierungszustands DV kann ausgedrückt werden als:
Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird ausgedrückt als:
Durch Kombinieren der Gleichungen 13 und 14
Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/12 ist der Magnetisierungs-Arbeitszyklus DP = 2/11. Die aus Gleichung (13) abgeleitete Amplitude der Eingangsstrompulse IIN ist nur ~ 10% (11/108) des Laststroms IOUT.For a voltage conversion ratio V OUT / V IN = 1/12, the magnetization duty cycle D P = 2/11. The amplitude of the input current pulses I IN derived from equation (13) is only ~ 10% (11/108) of the load current I OUT .
Das aus Gleichung (14) abgeleitete theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis ist VOUT/VIN = 1/3 für D = 1. Für D = 1 gibt es jedoch während der Ansteuerperiode Dv = 0 keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/11 erreicht.The theoretical maximum voltage conversion ratio derived from equation (14) is V OUT / V IN = 1/3 for D = 1. For D = 1, however, there is no time during the control period Dv = 0 to remove the charge from the flying capacitors C F1 and redistribute C F2 to the output capacitor C OUT as this would require infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss. Power distribution can be achieved by limiting the duty cycle to a value less than 1, for example D ≤ ¾. For D = ¾ a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/11 is achieved.
Der DC-DC-Wandler
Eine Eingangsstufe ist zwischen dem Eingangsknoten
Die Ausgangsstufe besteht aus CF1, CF2 und den Schaltern S5, S6, S7, S8 und S9. Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal, der über den Schalter S5 mit dem zweiten fliegenden Kondensator CF2 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der über den Masseschalter S7 mit Masse und über den Schalter S9 mit dem Ausgangsknoten
In Betrieb werden die fliegenden Kondensatoren automatisch in Richtung VCF3 = VIN/2, VCF2 = VOUT und VCF1 = VIN/2 - VOUT geladen.In operation, the flying capacitors are automatically charged in the direction of V CF3 = V IN / 2, V CF2 = V OUT and V CF1 = V IN / 2 - V OUT .
Das Verhältnis zwischen Eingangs- und Laststrompegel folgt Gleichung (10). Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung kann ausgedrückt werden als:
Das theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis, das aus Gleichung (15) abgeleitet wird, ist VOUT/VIN = 1/4 für D = 1. Für D = 1, Dvx = 0 und es gibt während der Ansteuerperiode keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Ladung des Kondensators CF3 wird durch das Verhältnis DV1/DV2 gesteuert. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = 3/4 wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/20 erreicht. Die Ansteuersequenz von
Höhere Ausgangsspannungen können erreicht werden, indem zusätzlich zu den Schaltzuständen D1 und D2 andere Zustände (in dem Fall eines Abwärtswandlers zusätzliche Magnetisierungszustände) verwendet werden.Higher output voltages can be achieved by using other states (in the case of a step-down converter, additional magnetization states) in addition to the switching states D1 and D2.
Diese Zustände führen einen Induktormagnetisierungsstrom von dem Eingangs-Port (durch den fliegenden Kondensator CF2) ein. Durch Beschränken des Arbeitszyklus auf D ≤ 3/4 kann ein höheres praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis erreicht werden. Zum Beispiel ist für D = ¾ das Verhältnis VOUT/VIN = 3/16.
In Schritt
In Schritt
Wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Magnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Entmagnetisierungszustand. Wenn umgekehrt der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Magnetisierungszustand.When the power converter operates as a buck converter, the first state is a magnetization state and the second state is a demagnetization state. Conversely, when the power converter operates as a boost converter, the first state is a demagnetization state and the second state is a magnetization state.
Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal an dem Knoten
In Betrieb werden die fliegenden Kondensatoren automatisch auf VCF2 = VOUT und VCF1 = VIN - VOUT geladen. Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung folgt der Gleichung (8).In operation, the flying capacitors are automatically charged to V CF2 = V OUT and V CF1 = V IN - V OUT . The relationship between input and output voltage follows equation (8).
Wie in den
Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal an dem Knoten
Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten
Während des Magnetisierungszustands DP sieht der Wandler
Die fliegenden Kondensatoren werden automatisch auf VCF2 = (VIN + VOUT)/2 und VCF1 = (VIN - VOUT)/2 geladen.The flying capacitors are automatically charged to V CF2 = (V IN + V OUT ) / 2 and V CF1 = (V IN - V OUT ) / 2.
Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus DP des Magnetisierungszustands DP kann ausgedrückt werden als:
Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung ist:
Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = ¼ ist der Arbeitszyklus D = 2/3. Die aus Gleichung (17) abgeleitete Amplitude der Eingangsstrompulse IIN beträgt nur 3/8 des Laststroms IOUT.For a voltage conversion ratio V OUT / V IN = ¼, the duty cycle D = 2/3. The amplitude of the input current pulses I IN derived from equation (17) is only 3/8 of the load current I OUT .
Das theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis, das aus Gleichung (18) abgeleitet wird, ist VOUT/VIN = 1/3 für D = 1. Jedoch ist für D = 1 Dv = 0 und es gibt während der Ansteuerperiode keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/11 erreicht.The theoretical maximum voltage conversion ratio derived from equation (18) is V OUT / V IN = 1/3 for D = 1. However, for D = 1, Dv = 0 and there is no time to charge during the drive period redistribute from the flying capacitors C F1 and C F2 to the output capacitor C OUT as this would require an infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss. Power distribution can be achieved by limiting the duty cycle to a value less than 1, for example D ≤ ¾. For D = ¾ a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/11 is achieved.
Daher reduziert der Wandler
Der Wandler
Die in Bezug auf die
Die in Bezug auf die
Die Übertragungsfunktion eines herkömmlichen Aufwärtswandlers enthält eine sogenannte Nullstelle in der rechten Halbebene, wie in der Veröffentlichung mit dem Titel „Right-Half-Plane Zero Elimination for Boost Converter Using Magnetic Coupling With Forward Energy Transfer“, IEEE, 2019 von Poorali, beschrieben wird. Die Null resultiert aus der Tatsache, dass ein Wandler den Ausgangsstrom während einer Induktor-Entmagnetisierung vorsieht. Dies begrenzt die Bandbreite eines Regelungssystems im kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM - continuous conduction mode). Infolgedessen implementieren herkömmliche Aufwärtswandler eine höhere Ausgangsspannungswelligkeit für Anwendungen mit schneller Dynamik.The transfer function of a conventional boost converter contains a so-called zero in the right half-plane, as described in the publication entitled "Right-Half-Plane Zero Elimination for Boost Converter Using Magnetic Coupling With Forward Energy Transfer", IEEE, 2019 by Poorali. The zero results from the fact that a converter is providing the output current during inductor demagnetization. This limits the bandwidth of a control system in continuous conduction mode (CCM). As a result, conventional boost converters implement higher output voltage ripple for fast dynamic applications.
In Betrieb bezieht der DC-DC-Leistungswandler von
Im Vergleich zu transformatorlosen Wandlern des Standes der Technik ermöglichen die Wandlertopologien der Offenbarung eine Aufwärtswandlung mit großem Spannungsverhältnis mit verbesserter Leistungsversorgungs-Unterdrückung und schnellem Dynamikverhalten.Compared to prior art transformerless converters, the converter topologies of the disclosure enable high voltage ratio step-up conversion with improved power supply suppression and fast dynamic response.
Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird durch Anwenden des Volt-Sek.-Ausgleichsprinzips auf die Spannung des Induktors erlangt:
Gemäß Gleichung (19) ist das theoretische Minimum-Wandler-Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 2 für D = 0. Für D = 0 gibt es jedoch keine Zeit, um die Ladung von dem fliegenden Kondensator CF in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen (dies würde einen unendlichen Strom erfordern, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde). Eine ausgeglichenere Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf z.B. D ≥ 1/4 begrenzt wird, was zu einem realistischeren Minimum-Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 7/3 für D = 1/4 führt. Für niedrigere Spannungsumwandlungsverhältnisse kann der Schaltzustand DV teilweise oder vollständig durch einen modifizierten Entmagnetisierungszustand DV2 ersetzt werden.According to equation (19), the theoretical minimum converter voltage conversion ratio V OUT / V IN = 2 for D = 0. For D = 0, however, there is no time to redistribute the charge from the flying capacitor C F to the output capacitor C OUT (this would require infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss). A more balanced current distribution can be achieved by limiting the duty cycle to, for example, D ≥ 1/4, which leads to a more realistic minimum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 7/3 for D = 1/4. For lower voltage conversion ratios, the switching state DV can be partially or completely replaced by a modified demagnetization state DV2.
Durch die Einführung eines zunehmenden Anteils von DV2 für Arbeitszyklen unter D < 0,5 wird die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung:
Ein zunehmender Anteil des Schaltzustands DV2 während einer Induktor-Entmagnetisierung macht den Wandlerbetrieb ähnlich zu dem eines herkömmlichen Aufwärtswandlers mit einem Minimum-Arbeitszyklus von D = 0 und einem Minimum-Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN > 1. Dies hat auch den Nachteil einer Wiedereinführung eines größeren Einflusses von der Nullstelle in der rechten Halbebene.An increasing proportion of the switching state DV2 during inductor demagnetization makes the converter operation similar to that of a conventional boost converter with a minimum duty cycle of D = 0 and a minimum voltage conversion ratio of V OUT / V IN > 1. This also has the disadvantage of reintroduction a greater influence from the zero point in the right half-plane.
Ein Deaktivieren eines negativen Induktorstroms bei niedrigem Ausgangsstrom zur Erhöhung einer Wandlereffizienz kann auf Aufwärts-Ableitungen der vorgeschlagenen Wandlertopologien angewendet werden, indem der Entmagnetisierungsstrompfad innerhalb des Entmagnetisierungszustands Dvx geöffnet wird, sobald der Induktorstrom Null erreicht.Deactivating a negative inductor current at low output current to increase converter efficiency can be applied to step-up derivatives of the proposed converter topologies by opening the degaussing current path within the degaussing state Dvx as soon as the inductor current reaches zero.
Ein Reduzieren der Nennspannung von Aufwärtswandler-Leistungsschaltern auf VOUT/2 kann für die Topologien der
Für Fachleute ist offensichtlich, dass Variationen der offenbarten Anordnungen möglich sind, ohne von der Offenbarung abzuweichen. Dementsprechend ist die obige Beschreibung des spezifischen Ausführungsbeispiels nur beispielhaft und dient nicht zum Zweck einer Einschränkung. Für Fachleute ist offensichtlich, dass geringfügige Modifikationen ohne wesentliche Änderungen an der beschriebenen Operation vorgenommen werden können.It will be apparent to those skilled in the art that variations of the disclosed arrangements are possible without departing from the disclosure. Accordingly, the above description of the specific embodiment is exemplary only and is not intended to be limiting. It will be apparent to those skilled in the art that minor modifications can be made to the operation described without substantial changes.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNGQUOTES INCLUDED IN THE DESCRIPTION
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