DE102020213004A1 - Power converter - Google Patents

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Abstract

Ein Leistungswandler umfasst einen ersten fliegenden Kondensator, einen Induktor und eine Ansteuervorrichtung. Ein Netzwerk von Schaltern hat einen ersten Schalter, um den ersten fliegenden Kondensator mit einem ersten Port zu koppeln, und einen zweiten Schalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um das Netzwerk von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen anzusteuern, die einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand umfasst. In dem ersten Zustand ist der Masse-Port über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit einem zweiten Port gekoppelt, und der erste Port ist von dem zweiten Port entkoppelt. In dem zweiten Zustand ist der Masse-Port über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt, und der erste Port ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt.A power converter includes a first flying capacitor, an inductor, and a driver. A network of switches has a first switch to couple the first flying capacitor to a first port and a second switch to couple the inductor to ground. The control device is designed to control the network of switches with a sequence of states that includes a first state and a second state. In the first state, the ground port is coupled to a second port via a first path comprising the first flying capacitor and the inductor, and the first port is decoupled from the second port. In the second state, the ground port is coupled to the second port via a second path comprising the second switch and the inductor, and the first port is coupled via a third path comprising the first flying capacitor while bypassing the inductor is paired with the second port.

Description

Technischer BereichTechnical part

Die vorliegende Offenbarung betrifft einen Leistungswandler und ein Verfahren zu dessen Betrieb. Insbesondere betrifft die vorliegende Offenbarung einen Leistungswandler, der mit einem kleinen Ausgangs-zu-Eingangs-Spannungsumwandlungsverhältnis betrieben werden kann, zum Beispiel ein Umwandlungsverhältnis Vout/Vin < 1/4.The present disclosure relates to a power converter and a method of operating the same. In particular, the present disclosure relates to a power converter that can be operated with a small output-to-input voltage conversion ratio, for example a conversion ratio Vout / Vin <1/4.

Hintergrundbackground

Typische Spannungsreglermodule (VRMs - Voltage-Regulator-Modules), wie sie in Industrie-, Server-, Netzwerk- und Computeranwendungen verwendet werden, werden von einer Versorgungsspannung (z.B. 12V) versorgt, die viel höher ist als die maximale Eingangsspannung der Last. Zum Beispiel kann die Spannungsversorgung 12V sein und die Eingangsspannung der Last kann < 1,8V für CPU, GPU, SoC oder ein anderes Speichermodul sein.Typical Voltage Regulator Modules (VRMs), as used in industrial, server, network and computer applications, are powered by a supply voltage (e.g. 12V) that is much higher than the maximum input voltage of the load. For example, the power supply can be 12V and the input voltage of the load can be <1.8V for CPU, GPU, SoC or another memory module.

Herkömmliche Buck- bzw. Abwärtswandler und dreistufige Abwärtswandler implementieren eine Abwärts- bzw. Step-Down-Spannungsumwandlung durch Aufnehmen (für einen Arbeitszyklus D < 1) eines Strompulses von dem Eingangs-Terminal gleich dem Laststrom. Infolgedessen ist die Amplitude der Eingangsstrompulse gleich dem Laststrom, was zu Anwendungsrauschen und EMI-Problemen führt. Mehrphasenwandler verteilen den Laststrom auf mehrere Induktoren, wodurch sich der Arbeitszyklus erhöht, während dem ein Strom von dem Eingangs-Terminal bezogen wird. Somit wird der Pegel des geschalteten Eingangsstroms um die Anzahl von Phasen bis zu einem bestimmten Arbeitszyklus reduziert. Dieser Ansatz erfordert jedoch die Verwendung von mehreren Spulen, die den Gesamtinduktorkernverlust erhöhen.Conventional buck converters and three-stage buck converters implement step-down voltage conversion by receiving (for a duty cycle D <1) a current pulse from the input terminal equal to the load current. As a result, the amplitude of the input current pulses is equal to the load current, creating application noise and EMI problems. Multiphase converters distribute the load current across multiple inductors, increasing the duty cycle during which current is drawn from the input terminal. Thus, the level of the switched input current is reduced by the number of phases up to a certain duty cycle. However, this approach requires the use of multiple coils which increase the total inductor core loss.

Daneben wirkt bei herkömmlichen DC-DC-Wandlern der Induktor für kurze Zeitintervalle als Konstantstromquelle. Folglich erfordert der Induktor eine signifikante Zeit, um auf eine plötzliche Änderung des Laststroms zu reagieren, wodurch eine begrenzte transiente Lastantwort vorgesehen wird.In addition, with conventional DC-DC converters, the inductor acts as a constant current source for short time intervals. As a result, it takes the inductor a significant amount of time to respond to a sudden change in load current, thereby providing a limited transient load response.

Zusammenfassungsummary

Es besteht daher ein Bedarf für eine effiziente Leistungsumwandlung, wenn das Ausgangs-zu-Eingangsspannungsverhältnis VOUT/VIN relativ klein ist, zum Beispiel weniger als ¼.There is therefore a need for efficient power conversion when the output-to-input voltage ratio V OUT / V IN is relatively small, for example less than 1/4.

Es ist eine Aufgabe der Offenbarung, eine oder mehrere der oben angeführten Einschränkungen zu adressieren.It is an object of the disclosure to address one or more of the limitations listed above.

Gemäß einem ersten Aspekt der Offenbarung ist ein Leistungswandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei der Leistungswandler einen Masse-Port, einen ersten Port und einen zweiten Port hat, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht; wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den ersten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen zweiten Schalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt ist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.According to a first aspect of the disclosure, there is provided a power converter for providing an output voltage with a target conversion ratio, the power converter having a ground port, a first port and a second port, when the power converter operates as a step-down converter , the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage, and, if the power converter operates as a step-up converter, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage; wherein the power converter comprises a first flying capacitor coupled to a network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver; wherein the network of switches includes a first switch to couple the first flying capacitor to the first port; a second switch to couple the inductor to ground; wherein the control device is designed to control the network of switches with a sequence of states during a control period, the sequence of states having a first state and a second state, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a first path including the first flying capacitor and the inductor, and the first port being decoupled from the second port, wherein in the second state the ground port is coupled to the second port via a second path including the second switch and comprising the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a third path comprising the first flying capacitor while bypassing the inductor.

Optional weist der Leistungswandler weiter einen zweiten fliegenden Kondensator auf, der über einen ersten Induktorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt ist, wobei das Netzwerk von Schaltern einen Kondensatorschalter zwischen dem ersten fliegenden Kondensator und dem zweiten fliegenden Kondensator aufweist.Optionally, the power converter further has a second flying capacitor coupled to the second port via a first inductor switch, the network of switches including a capacitor switch between the first flying capacitor and the second flying capacitor.

Optional, wobei in dem ersten Zustand der erste Pfad den ersten fliegenden Kondensator, den Kondensatorschalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Terminal mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Massepfad, der den zweiten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den ersten Induktorschalter aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, wherein in the first state the first path has the first flying capacitor, the capacitor switch, the second flying capacitor and the inductor, and wherein in the second state the ground terminal is coupled to the second port via a ground path that connects the second Switch, the second flying capacitor and the first inductor switch while bypassing the inductor.

Optional weist das Netzwerk von Schaltern einen zweiten Kondensatorschalter zwischen dem ersten fliegenden Kondensator und dem zweiten fliegenden Kondensator und einen Masseschalter auf, um den zweiten fliegenden Kondensator mit Masse zu koppeln.Optionally, the network of switches includes a second capacitor switch between the first flying capacitor and the second flying capacitor and a ground switch to couple the second flying capacitor to ground.

Optional ist der Induktor über einen zweiten Induktorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt, und der erste fliegende Kondensator ist über einen dritten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt.Optionally, the inductor is coupled to the first flying capacitor through a second inductor switch, and the first flying capacitor is coupled to the second port through a third capacitor switch.

Optional, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen anderen Pfad, der den Masseschalter, den zweiten fliegenden Kondensator, den ersten Induktorschalter und den Induktor aufweist; und wobei in dem zweiten Zustand der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den Kondensatorschalter, den zweiten fliegenden Kondensator, den zweiten Kondensatorschalter, den ersten fliegenden Kondensator und den dritten Kondensatorschalter aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a different path that includes the ground switch, the second flying capacitor, the first inductor switch, and the inductor; and wherein, in the second state, the first port is coupled to the second port via a path including the capacitor switch, the second flying capacitor, the second capacitor switch, the first flying capacitor, and the third capacitor switch while bypassing the inductor.

Optional weist der Leistungswandler weiter einen dritten fliegenden Kondensator auf, wobei der dritte fliegende Kondensator einen ersten Terminal hat, der über einen ersten Kopplungsschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der über einen zweiten Kopplungsschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist.Optionally, the power converter further comprises a third flying capacitor, the third flying capacitor having a first terminal coupled to the first flying capacitor via a first coupling switch and a second terminal coupled to the first flying capacitor via a second coupling switch is.

Optional weist die Ansteuersequenz einen primären ersten Zustand, einen sekundären ersten Zustand, einen primären zweiten Zustand und einen sekundären zweiten Zustand auf.Optionally, the control sequence has a primary first state, a secondary first state, a primary second state and a secondary second state.

Optional, wobei in dem primären zweiten Zustand der Masse-Port über einen ersten Massepfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den ersten und den dritten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, wherein in the primary second state the ground port is coupled to the second port via a first ground path having the second flying capacitor while bypassing the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a Path that includes the first and third flying capacitors while bypassing the inductor.

Optional, wobei in dem sekundären zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über den ersten Massepfad und einen zweiten Massepfad, der den ersten und den dritten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, wherein in the secondary second state the ground port is coupled to the second port via the first ground path and a second ground path including the first and third flying capacitors while the inductor is bypassed.

Optional, wobei in dem primären und dem sekundären ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist.Optionally, wherein in the primary and secondary first states, the ground port is coupled to the second port via a path that includes the first flying capacitor, the second flying capacitor, and the inductor.

Optional weist die Ansteuersequenz einen ersten zusätzlichen Zustand und einen zweiten zusätzlichen Zustand auf, wobei in dem ersten zusätzlichen Zustand der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den zweiten und den dritten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei in dem zweiten zusätzlichen Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den zweiten und den dritten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist.Optionally, the control sequence has a first additional state and a second additional state, wherein in the first additional state the first port is coupled to the second port via a path that has the second and third flying capacitors and the inductor, and wherein in In the second additional state, the ground port is coupled to the second port via a path that includes the second and third flying capacitors and the inductor.

Optional weist die Ansteuersequenz einen anderen ersten Zustand auf, in dem der Masse-Port von dem zweiten Port entkoppelt ist und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen Pfad, der den Induktor aufweist.Optionally, the control sequence has a different first state in which the ground port is decoupled from the second port and wherein the first port is coupled to the second port via a path that has the inductor.

Optional weist der Leistungswandler weiter einen Stromsensor zum Erfassen eines Induktorstroms durch den Induktor auf, wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Öffnen des zweiten Schalters während des zweiten Zustands, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat. Zum Beispiel kann der Schwellenwert ein Nullstromwert sein.Optionally, the power converter further has a current sensor for detecting an inductor current through the inductor, the control device being designed to open the second switch during the second state when it is detected that the inductor current has reached a threshold value. For example, the threshold value can be a zero current value.

Optional ist der Leistungswandler ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Magnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist.Optionally, the power converter is a step-down converter, the first state being a magnetization state and the second state being a demagnetization state.

Optional ist der Leistungswandler ein Step-Up- bzw. Aufwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Magnetisierungszustand ist.Optionally, the power converter is a step-up converter, the first state being a demagnetization state and the second state being a magnetization state.

Gemäß einem zweiten Aspekt der Offenbarung wird ein Verfahren zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei das Verfahren aufweist ein Vorsehen eines Leistungswandlers mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. According to a second aspect of the disclosure, a method for converting power with a target conversion ratio is provided, the method comprising providing a power converter with a ground port, a first port and a second port, wherein when the power converter is used as a step-down - or step-down converter works, the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage, and if the power converter is used as a step-up or

Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht; wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den ersten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen zweiten Schalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; ein Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt ist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.Boost converter works, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage; wherein the power converter comprises a first flying capacitor coupled to a network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver; wherein the network of switches includes a first switch to couple the first flying capacitor to the first port; a second switch to couple the inductor to ground; driving the network of switches with a sequence of states during a driving period, the sequence of states having a first state and a second state, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a first path which comprises the first flying capacitor and the inductor, and the first port is decoupled from the second port, wherein in the second state the ground port is coupled to the second port via a second path comprising the second switch and the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a third path including the first flying capacitor while bypassing the inductor.

Die in Bezug auf den ersten Aspekt der Offenbarung beschriebenen Optionen sind auch dem zweiten Aspekt der Offenbarung gemeinsam.The options described in relation to the first aspect of the disclosure are also common to the second aspect of the disclosure.

Gemäß einem dritten Aspekt der Offenbarung wird ein Leistungswandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei der Leistungswandler einen Masse-Port, einen ersten Port und einen zweiten Port hat, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht, wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen zweiten fliegenden Kondensator, der mit dem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den zweiten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen Masseschalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; einen ersten Kondensatorschalter, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist; wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den ersten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den Masseschalter und den Induktor aufweist, und wobei einer des ersten Ports und des Masse-Ports mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen vierten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.According to a third aspect of the disclosure, there is provided a power converter for providing an output voltage with a target conversion ratio, the power converter having a ground port, a first port and a second port, when the power converter operates as a step-down converter , the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage, and, if the power converter operates as a step-up converter, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage, the power converter having a first on-the-fly A capacitor coupled to a network of switches, a second flying capacitor coupled to the network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver; the network of switches includes a first switch to couple the second flying capacitor to the first port; a ground switch to couple the inductor to ground; a first capacitor switch coupled to the first flying capacitor; wherein the control device is designed to control the network of switches with a sequence of states during a control period, the sequence of states having a first state and a second state, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a first path including the first flying capacitor and the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a second path including the first switch, the second flying capacitor and the inductor, wherein in the second state the The ground port is coupled to the second port via a third path including the ground switch and the inductor, and wherein one of the first port and the ground port is coupled to the second port via a fourth path including the first flying capacitor while bypassing the inductor.

Optional ist in dem zweiten Zustand der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt und wobei der vierte Pfad den zweiten fliegenden Kondensator aufweist.Optionally, in the second state, the first port is decoupled from the second port and the fourth path has the second flying capacitor.

Optional ist in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt über einen fünften Pfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, in the second state, the ground port is coupled to the second port via a fifth path that includes the second flying capacitor while bypassing the inductor.

Optional hat der Induktor einen ersten Terminal, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist über einen ersten Induktorschalter, und einen zweiten Terminal, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste fliegende Kondensator über einen zweiten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt ist.Optionally, the inductor has a first terminal coupled to the first flying capacitor via a first inductor switch and a second terminal coupled to the second port and wherein the first flying capacitor is coupled to the second port via a second capacitor switch .

Optional ist der zweite fliegende Kondensator über einen dritten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt.Optionally, the second flying capacitor is coupled to the second port via a third capacitor switch.

Optional weist der Leistungswandler weiter einen Stromsensor zum Erfassen eines Induktorstroms durch den Induktor auf, wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Öffnen des Masseschalters während des zweiten Zustands, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat. Zum Beispiel kann der Schwellenwert ein Nullstromwert sein.Optionally, the power converter further has a current sensor for detecting an inductor current through the inductor, the control device being designed to open the ground switch during the second state when it is detected that the inductor current has reached a threshold value. For example, the threshold value can be a zero current value.

Optional ist der Leistungswandler ein Abwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Magnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist.Optionally, the power converter is a buck converter, wherein the first state is a magnetization state and the second state is a demagnetization state.

Optional ist der Leistungswandler ein Aufwärtswandler, wobei der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Magnetisierungszustand ist. Optionally, the power converter is a step-up converter, wherein the first state is a demagnetization state and the second state is a magnetization state.

Gemäß einem vierten Aspekt der Offenbarung wird ein Verfahren zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis vorgesehen, wobei das Verfahren aufweist ein Vorsehen eines Leistungswandlers mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port, wobei, wenn der Leistungswandler als ein Step-Down- bzw. Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht, wobei der Leistungswandler weiter einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen zweiten fliegenden Kondensator, der mit dem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter aufweist, um den zweiten fliegenden Kondensator mit dem ersten Port zu koppeln; einen Masseschalter, um den Induktor mit Masse zu koppeln; einen ersten Kondensatorschalter, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist; ein Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen zweiten Pfad, der den ersten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den Masseschalter und den Induktor aufweist, und wobei einer des ersten Ports und des Masse-Ports mit dem zweiten Port über einen vierten Pfad gekoppelt ist, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.According to a fourth aspect of the disclosure, a method for converting power with a target conversion ratio is provided, the method comprising providing a power converter with a ground port, a first port and a second port, wherein when the power converter is used as a step-down - or down converter works, the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage, and, if the power converter works as a step-up or step-up converter, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage, wherein the power converter further comprises a first flying capacitor coupled to a network of switches, a second flying capacitor coupled to the network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver; wherein the network of switches includes a first switch to couple the second flying capacitor to the first port; a ground switch to couple the inductor to ground; a first capacitor switch coupled to the first flying capacitor; driving the network of switches with a sequence of states during a driving period, the sequence of states having a first state and a second state, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a first path which comprising the first flying capacitor and the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a second path comprising the first switch, the second flying capacitor and the inductor, wherein in the second state the ground port is connected to the The second port is coupled via a third path including the ground switch and the inductor, and wherein one of the first port and the ground port is coupled to the second port via a fourth path including the first flying capacitor while bypassing the inductor will.

Optional ist in dem zweiten Zustand der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt und wobei der vierte Pfad den zweiten fliegenden Kondensator aufweist.Optionally, in the second state, the first port is decoupled from the second port and the fourth path has the second flying capacitor.

Optional ist in dem zweiten Zustand der Masse-Port mit dem zweiten Port über einen fünften Pfad gekoppelt, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.Optionally, in the second state, the ground port is coupled to the second port via a fifth path that includes the second flying capacitor while bypassing the inductor.

Die in Bezug auf den dritten Aspekt der Offenbarung beschriebenen Optionen sind auch dem vierten Aspekt der Offenbarung gemeinsam.The options described in relation to the third aspect of the disclosure are also common to the fourth aspect of the disclosure.

FigurenlisteFigure list

Die Offenbarung wird im Folgenden beispielhaft und unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen detaillierter beschrieben, in denen:

  • 1A ein Diagramm eines zweistufigen Buck- bzw. Abwärtswandlers ist;
  • 1B ein Diagramm eines dreistufigen Abwärtswandlers ist;
  • 1C ein Diagramm eines kombinierten Abwärtswandlers und kapazitiven Teilers ist;
  • 1D ein Diagramm eines mehrstufigen Abwärtswandlers ist;
  • 1E ein Diagramm eines anderen mehrstufigen Abwärtswandlers ist;
  • 2 ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Vorsehen einer Spannung mit einem Eingangs-zu-Ausgangs-Umwandlungsverhältnis gemäß der Offenbarung ist;
  • 3 ein Diagramm eines Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 2 ist;
  • 4A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 3 ist;
  • 4B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 3 ist;
  • 4C ein Diagramm eines anderen Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 3 ist;
  • 4D ein Diagramm eines anderen Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 3 ist;
  • 5 eine Darstellung einer Ansteuersequenz zum Betreiben des Leistungswandlers von 3 mit einem spezifischen Umwandlungsverhältnis ist;
  • 6 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 2 ist;
  • 7A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 6 ist;
  • 7B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 6 ist;
  • 7C ein Diagramm eines anderen Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 6 ist;
  • 8 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 2 ist;
  • 9A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 8 ist;
  • 9B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 8 ist;
  • 10 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 2 ist;
  • 11A ein Diagramm eines ersten Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
  • 11B ein Diagramm eines ersten Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
  • 11C ein Diagramm eines zweiten Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
  • 11D ein Diagramm eines zweiten Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
  • 12 eine Darstellung einer Ansteuersequenz zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
  • 13A ein Diagramm eines anderen Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist;
  • 13B ein Diagramm eines weiteren Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 10 ist.
  • 14 ein Ablaufdiagramm eines anderen Verfahrens zum Vorsehen einer Spannung mit einem Eingangs-zu-Ausgangs-Umwandlungsverhältnis gemäß der Offenbarung ist;
  • 15 ein Diagramm eines Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 14 ist;
  • 16A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 15 ist;
  • 16B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 15 ist;
  • 17 ein Diagramm eines anderen Leistungswandlers zum Implementieren des Verfahrens von 14 ist;
  • 18A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 17 ist;
  • 18B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 17 ist.
  • 19 ein Diagramm von 3 ist, das mit invertierten Eingangs- und Ausgangs-Ports dargestellt ist;
  • 20A ein Diagramm eines Magnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 19 ist;
  • 20B ein Diagramm eines Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 19 ist;
  • 21 ein Diagramm eines anderen Entmagnetisierungszustands zum Betreiben des Leistungswandlers von 19 ist.
The disclosure is described in more detail below by way of example and with reference to the accompanying drawings, in which:
  • 1A Figure 13 is a diagram of a two stage buck converter;
  • 1B Figure 3 is a diagram of a three stage buck converter;
  • 1C Figure 3 is a diagram of a combined buck converter and capacitive divider;
  • 1D Figure 3 is a diagram of a multi-stage buck converter;
  • 1E Figure 13 is a diagram of another multistage buck converter;
  • 2 FIG. 3 is a flow diagram of a method for providing a voltage with an input-to-output conversion ratio in accordance with the disclosure;
  • 3 FIG. 3 is a diagram of a power converter for implementing the method of FIG 2 is;
  • 4A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG 3 is;
  • 4B FIG. 14 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG 3 is;
  • 4C FIG. 8 is a diagram of another magnetization state for operating the power converter of FIG 3 is;
  • 4D FIG. 13 is a diagram of another demagnetization condition for operating the power converter of FIG 3 is;
  • 5 an illustration of a control sequence for operating the power converter of 3 with a specific conversion ratio;
  • 6th FIG. 8 is a diagram of another power converter for implementing the method of FIG 2 is;
  • 7A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG 6th is;
  • 7B FIG. 14 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG 6th is;
  • 7C FIG. 8 is a diagram of another magnetization state for operating the power converter of FIG 6th is;
  • 8th FIG. 8 is a diagram of another power converter for implementing the method of FIG 2 is;
  • 9A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG 8th is;
  • 9B FIG. 14 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG 8th is;
  • 10 FIG. 6 is a diagram of another power converter for implementing the method of FIG 2 is;
  • 11A FIG. 4 is a diagram of a first magnetization state for operating the power converter of FIG 10 is;
  • 11B FIG. 14 is a diagram of a first demagnetization state for operating the power converter of FIG 10 is;
  • 11C FIG. 6 is a diagram of a second magnetization state for operating the power converter of FIG 10 is;
  • 11D FIG. 8 is a diagram of a second demagnetization state for operating the power converter of FIG 10 is;
  • 12th an illustration of a control sequence for operating the power converter of 10 is;
  • 13A FIG. 8 is a diagram of another magnetization state for operating the power converter of FIG 10 is;
  • 13B FIG. 8 is a diagram of another magnetization state for operating the power converter of FIG 10 is.
  • 14th Figure 3 is a flow diagram of another method for providing a voltage with an input-to-output conversion ratio in accordance with the disclosure;
  • 15th FIG. 3 is a diagram of a power converter for implementing the method of FIG 14th is;
  • 16A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG 15th is;
  • 16B FIG. 14 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG 15th is;
  • 17th FIG. 6 is a diagram of another power converter for implementing the method of FIG 14th is;
  • 18A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG 17th is;
  • 18B FIG. 14 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG 17th is.
  • 19th a diagram of 3 13, shown with input and output ports inverted;
  • 20A FIG. 6 is a diagram of a magnetization state for operating the power converter of FIG 19th is;
  • 20B FIG. 13 is a diagram of a demagnetization state for operating the power converter of FIG 19th is;
  • 21 FIG. 13 is a diagram of another demagnetization condition for operating the power converter of FIG 19th is.

Detaillierte BeschreibungDetailed description

Die 1A und 1B zeigen die Topologien herkömmlicher Abwärtswandler mit zwei und drei Stufen. Der zweistufige Abwärtswandler sieht einen Ausgangsstrom alternativ von dem Eingangs-Terminal und dem Masse-Terminal vor. Folglich ist der Pegel eines gepulsten Eingangsstroms IIN (während einer Induktormagnetisierung) gleich dem Laststrom IOUT (ansonsten Null): I I N I O U T = 1                    D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0001
the 1A and 1B show the topologies of conventional two-stage and three-stage buck converters. The two-stage buck converter provides output current from the input terminal and the ground terminal alternatively. Consequently, the level of a pulsed input current IIN (during an inductor magnetization) is equal to the load current I OUT (otherwise zero): I. I. N I. O U T = 1 D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0001

Für den dreistufigen Abwärtswandler kann der fliegende Kondensator CF auf VCF = VIN/2 geregelt werden, so dass die Magnetisierungsspannung über den Induktor L in Richtung VL = VIN/2 - VOUT reduziert wird.For the three-stage step-down converter, the flying capacitor C F can be regulated to V CF = V IN / 2, so that the magnetizing voltage across the inductor L is reduced in the direction of V L = V IN / 2-V OUT.

1C zeigt einen kombinierten Abwärtswandler und kapazitiven Spannungsteiler gemäß US8427113 . In diesem Beispiel werden der fliegende Kondensator CF und der Reservoirkondensator CR automatisch auf die gleiche Spannung VCF = VCR = VIN/2 geladen. Während des Induktormagnetisierungszustands wird der Laststrom parallel durch den Eingangs-Terminal und den (geladenen) Reservoirkondensator CR geliefert, wodurch die Amplitude der Eingangsstrompulse (diskontinuierlicher Strom) auf 1/2 des Laststroms reduziert wird: I I N I O U T = 1 2                       D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0002
1C shows a combined step-down converter and capacitive voltage divider according to FIG US8427113 . In this example, the flying capacitor C F and the reservoir capacitor CR are automatically charged to the same voltage V CF = V CR = V IN / 2. During the inductor magnetization state, the load current is delivered in parallel through the input terminal and the (charged) reservoir capacitor C R , reducing the amplitude of the input current pulses (discontinuous current) to 1/2 the load current: I. I. N I. O U T = 1 2 D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0002

Das obige Ergebnis beschreibt ein Verhältnis von durchschnittlichen Strömen während der Periode der Induktormagnetisierung (ein Einfluss einer Induktorstromwelligkeit wird vernachlässigt). Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannungen wird erlangt durch Anwenden des Volt-Sek.-Ausgleichsprinzips auf die Spannung des Induktors während des Induktionsmagnetisierungsschaltzustands DP und des Induktor-Entmagnetisierungsschaltzustands DV: V O U T V I N = D 2     D P = D ,     D V = 1 D            D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0003
The above result describes a ratio of average currents during the period of inductor magnetization (an influence of inductor current ripple is neglected). The relationship between input and output voltages is obtained by applying the volt-sec compensation principle to the voltage of the inductor during the induction magnetization switching state DP and the inductor demagnetization switching state DV: V O U T V I. N = D. 2 D. P. = D. , D. V = 1 - D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0003

Aus Gleichung (3) kann ein theoretisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/2 für D = 1 abgeleitet werden, wobei D der Arbeitszyklus des Induktormagnetisierungszustands ist, der den Eingangs- mit dem Ausgangs-Port des Wandlers verbindet. Für D = 1 gibt es jedoch keine Zeit, um die Ladung von dem fliegenden Kondensator CF in den Reservoirkondensator CR umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Eine ausgeglichenere Stromverteilung wird erreicht, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert kleiner als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ 3/4, was zu einem praktischen maximalen Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/8 für D = 3/4 führt. A theoretical maximum voltage conversion ratio V OUT / V IN = 1/2 for D = 1 can be derived from equation (3), where D is the duty cycle of the inductor magnetization state that connects the input and output ports of the converter. For D = 1, however, there is no time to redistribute the charge from the flying capacitor C F to the reservoir capacitor C R as this would require infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss. A more balanced current distribution is achieved by limiting the duty cycle to a value less than 1, for example D ≤ 3/4, which results in a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/8 for D = 3/4.

1D zeigt ein Diagramm eines mehrstufigen Hybrid-Abwärtswandlers, der auch als Serienkondensator-Abwärtswandler gemäß US7230405 bezeichnet wird. In diesem Beispiel wird während der Magnetisierung (von dem Eingangs-Terminal) eines Induktors die Hälfte des Laststroms über den zweiten Induktor (entmagnetisiert von dem Masse-Terminal) vorgesehen. Infolgedessen wird die Amplitude der an dem Eingang erzeugten Strompulse reduziert. I I N I O U T = 1 2                    D [ 0,   0,5 ]

Figure DE102020213004A1_0004
1D FIG. 13 shows a diagram of a multi-stage hybrid step-down converter, which can also be used as a series capacitor step-down converter according to FIG US7230405 referred to as. In this example, during magnetization (from the input terminal) of one inductor, half of the load current is passed through the second inductor ( demagnetized from the ground terminal). As a result, the amplitude of the current pulses generated at the input is reduced. I. I. N I. O U T = 1 2 D. [ 0, 0.5 ]
Figure DE102020213004A1_0004

Der fliegende Kondensator kann auf VCF = VIN/2 geregelt werden, so dass die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung der Gleichung (3) folgt. Für einen ausgeglichenen Induktorlaststrom wird jedoch der maximale mögliche Arbeitszyklus auf D = 0,5 reduziert: V O U T V I N = D 2     D P = D ,        D V = 1 D                 D [ 0,   0,5 ]

Figure DE102020213004A1_0005
The flying capacitor can be regulated to V CF = V IN / 2 so that the relationship between input and output voltage follows equation (3). For a balanced inductor load current, however, the maximum possible duty cycle is reduced to D = 0.5: V O U T V I. N = D. 2 D. P. = D. , D. V = 1 - D. D. [ 0, 0.5 ]
Figure DE102020213004A1_0005

Dies entspricht einem maximalen Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 1/4 für D = 0,5.This corresponds to a maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 1/4 for D = 0.5.

1E zeigt eine abgeleitete Topologie des Wandlers von 1D, bei der die zwei fliegenden Kondensatoren C1 und C2 beide auf VC1 = VC2 = VIN/2 geregelt sind, wodurch die Amplitude der Eingangsstrompulse weiter nach unten reduziert wird auf: I I N I O U T = 1 4                 D [ 0,  0 ,5 ]

Figure DE102020213004A1_0006
1E shows a derived topology of the converter from 1D , in which the two flying capacitors C1 and C2 are both regulated to V C1 = V C2 = V IN / 2, whereby the amplitude of the input current pulses is further reduced to: I. I. N I. O U T = 1 4th D. [ 0, 0 , 5 ]
Figure DE102020213004A1_0006

2 ist ein Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis gemäß der Offenbarung. 2 FIG. 3 is a flow diagram of a method for converting power with a target conversion ratio in accordance with the disclosure.

In Schritt 210 wird ein Leistungswandler mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port vorgesehen. Der Leistungswandler kann entweder als Abwärtswandler oder als Aufwärtswandler arbeiten. Wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, empfängt der erste Port eine Eingangsspannung und der zweite Port sieht die Ausgangsspannung vor. Wenn der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, empfängt der zweite Port eine Eingangsspannung und der erste Port sieht die Ausgangsspannung vor. Der Leistungswandler umfasst einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung. Das Netzwerk von Schaltern weist einen ersten Schalter zum Koppeln des ersten fliegenden Kondensators mit dem ersten Port; einen zweiten Schalter zum Koppeln des Induktors mit Masse auf.In step 210 a power converter is provided with a ground port, a first port and a second port. The power converter can operate either as a step-down converter or as a step-up converter. When the power converter operates as a buck converter, the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage. When the power converter works as a step-up converter, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage. The power converter includes a first flying capacitor coupled to a network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver. The network of switches includes a first switch for coupling the first flying capacitor to the first port; a second switch for coupling the inductor to ground.

In Schritt 220 wird das Netzwerk von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen angesteuert, die einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand umfassen. In dem ersten Zustand ist der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und der erste Port ist von dem zweiten Port entkoppelt. In dem zweiten Zustand ist der Masse-Port mit dem zweiten Port gekoppelt über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, und wobei der erste Port mit dem zweiten Port gekoppelt ist über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird.In step 220 the network of switches is controlled with a sequence of states comprising a first state and a second state. In the first state, the ground port is coupled to the second port via a first path that includes the first flying capacitor and the inductor, and the first port is decoupled from the second port. In the second state, the ground port is coupled to the second port via a second path including the second switch and the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a third path including the first flying capacitor while bypassing the inductor.

Infolgedessen fließt in dem ersten Zustand kein Strom zwischen dem ersten Port und dem zweiten Port.As a result, no current flows between the first port and the second port in the first state.

Wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Magnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Entmagnetisierungszustand. Wenn umgekehrt der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Magnetisierungszustand.When the power converter operates as a buck converter, the first state is a magnetization state and the second state is a demagnetization state. Conversely, when the power converter operates as a boost converter, the first state is a demagnetization state and the second state is a magnetization state.

Optional kann ein Stromsensor vorgesehen sein, um einen Induktorstrom durch den Induktor zu erfassen. Dann kann der zweite Schalter während des zweiten Zustands geöffnet werden, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat. Dies ermöglicht, einen Strom, der von dem Ausgang zu Masse fließt (negativer Induktorstrom), bei niedrigem Ausgangsstrom zu deaktivieren.A current sensor can optionally be provided in order to detect an inductor current through the inductor. Then the second switch can be opened during the second state when it is detected that the inductor current has reached a threshold value. This enables a current flowing from the output to ground (negative inductor current) to be deactivated when the output current is low.

Die Verwendung des Verfahrens von 2 ermöglicht, eine effiziente Leistungsumwandlung zu liefern, insbesondere für ein kleines Abwärts-Ausgangs-zu-Eingangs-Spannungsumwandlungsverhältnis, zum Beispiel für VOUT/VIN < ¼, oder für große Aufwärts-Spannungsumwandlungsverhältnisse. Durch Implementieren eines kapazitiven Strompfades, der den Induktor umgeht, können die Verluste aufgrund des Induktor-DC-Widerstands reduziert werden, wodurch eine Effizienz des Wandlers und eine Spannungsregelung verbessert werden. Zusätzlich kann der fliegende Kondensator als zusätzliche Ausgangskapazität wirken, wodurch die Antwort auf einen transienten Laststrom verbessert wird.Using the method of 2 enables efficient power conversion to be provided, particularly for a small step-down output-to-input voltage conversion ratio, for example for V OUT / V IN <1/4, or for large step-up voltage conversion ratios. Through Implementing a capacitive current path that bypasses the inductor can reduce losses due to the inductor DC resistance, thereby improving converter efficiency and voltage regulation. In addition, the flying capacitor can act as additional output capacitance, improving the response to a transient load current.

3 ist ein Diagramm eines DC-DC-Wandlers 300 zum Implementieren des Verfahrens von 2. Der DC-DC-Wandler 300 umfasst einen Induktor L und einen fliegenden Kondensator CF, der zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 302) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 304) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, das aus fünf Schaltern S1, S2, S3, S4, S5 gebildet ist. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 302 und Masse vorgesehen, und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 304 und Masse vorgesehen. Die Kondensatoren Cin und Cout sind mit einer festen Massespannung verbunden und können als Reservoirkondensatoren bezeichnet werden. Der Kondensator CF hat Terminals, die mit variierenden Spannungen vorgesehen sind, und kann als fliegender Kondensator bezeichnet werden. 3 Figure 13 is a diagram of a DC-DC converter 300 to implement the method of 2 . The DC-DC converter 300 comprises an inductor L and a flying capacitor C F connected between a first port (input node 302 ) and a second port (output node 304 ) is coupled by a network of switches, which is formed from five switches S1, S2, S3, S4, S5. An input capacitor Cin is between the input node 302 and ground, and an output capacitor Cout is between the output node 304 and mass provided. The capacitors Cin and Cout are connected to a fixed ground voltage and can be referred to as reservoir capacitors. The capacitor C F has terminals provided with varying voltages and can be referred to as a flying capacitor.

Der fliegende Kondensator CF ist über einen ersten Schalter, den Eingangsschalter S1, mit dem Eingangsknoten 302 und über den Masseschalter S4 mit Masse gekoppelt. Der fliegende Kondensator CF hat einen ersten Terminal, der mit dem Knoten 306 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der mit dem Knoten 308 gekoppelt ist. Zusätzlich ist der zweite Terminal des Kondensators CF über den Schalter S3 mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. Der Induktor L hat einen ersten Terminal an dem Knoten 310 und einen zweiten Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt ist. Der erste Induktor-Terminal ist über den Schalter S5 (der als Entmagnetisierungsschalter bezeichnet werden kann) mit Masse und über den ersten Induktorschalter S2 an dem Knoten 306 mit CF gekoppelt. Der zweite Induktor-Terminal ist mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt.The flying capacitor C F is connected to the input node via a first switch, the input switch S1 302 and coupled to ground via the ground switch S4. The flying capacitor C F has a first terminal that connects to the node 306 is coupled, and a second terminal connected to the node 308 is coupled. In addition, the second terminal of the capacitor C F is connected to the output node via the switch S3 304 coupled. The inductor L has a first terminal at the node 310 and a second terminal connected to the exit node 304 is coupled. The first inductor terminal is connected to ground via switch S5 (which can be referred to as a degaussing switch) and to the node via the first inductor switch S2 306 coupled with C F. The second inductor terminal is to the output node 304 coupled.

Eine Ansteuervorrichtung 320 ist vorgesehen zum Erzeugen einer Vielzahl von Steuersignalen Ct1, Ct2, Ct3, Ct4, Ct5, um jeweils die Schalter S1-S5 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung 320 ist ausgebildet zum Betreiben des DC-DC-Wandlers 300 mit einer Sequenz von Zuständen. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand zum Magnetisieren des Induktors und einen Entmagnetisierungszustand zum Entmagnetisieren des Induktors umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein zum Beibehalten des Magnetisierungszustands und des Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode. Zum Beispiel können ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.A control device 320 is provided for generating a plurality of control signals Ct1, Ct2, Ct3, Ct4, Ct5 in order to operate the switches S1-S5 in each case. The control device 320 is designed to operate the DC-DC converter 300 with a sequence of states. The sequence of states may include a state of magnetization to magnetize the inductor and a state of demagnetization to demagnetize the inductor. The drive device may be configured to maintain the magnetization state and the demagnetization state for a predetermined duration during the drive period. For example, a duty cycle of the magnetized state and a duty cycle of the demagnetized state can be selected to achieve a target conversion ratio.

4A zeigt den DC-DC-Wandler von 3, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S2 und S4 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3 und S5 offen sind. Der Eingangsknoten 302 ist von dem Ausgangsknoten 304 entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen Pfad, der S4, CF, S2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. 4A shows the DC-DC converter of 3 , which operates in a magnetization state DP in which switches S2 and S4 are closed, while the remaining switches S1, S3 and S5 are open. The entry node 302 is from the exit node 304 decoupled or separated. The ground is via a path that includes S4, CF , S2 and inductor L to the output node 304 coupled.

4B zeigt den DC-DC-Wandler von 3, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S1, S3 und S5 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2 und S4 offen sind. Der Eingangsknoten 302 ist über einen Eingangspfad, der CF und S3 umfasst und den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. Die Masse ist über einen Entmagnetisierungspfad, der S5 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. 4B shows the DC-DC converter of 3 operating in a demagnetization state DV in which switches S1, S3 and S5 are closed while the remaining switches S2 and S4 are open. The entry node 302 is bypassing through an input path, the F and C comprises S3 and the inductor L, to the output node 304 coupled. The ground is connected to the output node via a degaussing path that includes S5 and inductor L 304 coupled.

In Betrieb bezieht der DC-DC-Leistungswandler von 3 keinen Strom von dem Eingangs-Terminal während der Induktormagnetisierung (siehe 4A). Strom wird von dem Eingangs-Terminal während des Induktor-Entmagnetisierungs-Schaltzustands bezogen (siehe 4B).In operation, the DC-DC power converter is purchased from 3 no current from the input terminal during inductor magnetization (see 4A) . Power is drawn from the input terminal during the inductor demagnetization switching state (see Figure 4B).

Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus Dv des Entmagnetisierungszustands DV kann ausgedrückt werden als: I I N I O U T = D ( 1 + D ) ( 1 D ) w a ¨ h r e d   D v = 1 D        D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0007
A ratio of average input to output currents during the duty cycle Dv of the demagnetization state DV can be expressed as: I. I. N I. O U T = D. ( 1 + D. ) ( 1 - D. ) w a ¨ H r e d D. v = 1 - D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0007

Dabei ist D der Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und Dv ist der Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands. Für einen Arbeitszyklus D < - 0,618 (kleines Ausgangs-zu Eingangs-Spannungsumwandlungsverhältnis) ist der Pegel der Eingangsstrompulse IIN kleiner als der Pegel des Laststroms IOUT.Here, D is the duty cycle of the state of magnetization and Dv is the duty cycle of the state of demagnetization. For a duty cycle D <-0.618 (small output to input voltage conversion ratio), the level of the input current pulses I IN is less than the level of the load current I OUT .

Der fliegende Kondensator wird automatisch auf VCF = VIN - VOUT geladen, und die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird erlangt durch Anwenden des Volt-Sek.-Ausgleichsprinzips auf die Spannung des Induktors: V O U T V I N = D 1 + D        D P = D ,        D v = 1 D        D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0008
The flying capacitor is automatically charged to V CF = V IN - V OUT , and the relationship between input and output voltage is obtained by applying the volt-sec equalization principle to the voltage of the inductor: V O U T V I. N = D. 1 + D. D. P. = D. , D. v = 1 - D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0008

Wobei DP der Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands DP ist.Where D P is the duty cycle of the magnetization state DP.

Gemäß Gleichung (8) ist das theoretisch maximale Wandler-Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/2 für D = 1. Für D = 1 ist jedoch Dv = 0 und es gibt keine Zeit zur Umverteilung der Ladung von dem fliegenden Kondensator CF in den Ausgangskondensator COUT, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde.According to equation (8), the theoretical maximum converter voltage conversion ratio V OUT / V IN = 1/2 for D = 1. For D = 1, however, Dv = 0 and there is no time to redistribute the charge from the flying capacitor C F into the output capacitor C OUT as this would require infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss.

Eine Stromumverteilung kann durch Auswählen eines Arbeitszyklus von weniger als 1 erreicht werden, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/7 erreicht.Current redistribution can be achieved by choosing a duty cycle less than 1, for example D ≤ ¾. For D = ¾ a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/7 is achieved.

Für Anwendungen, die ein Spannungsumwandlungsverhältnis größer als VOUT/VIN = 3/7 erfordern, kann der Induktormagnetisierungszustand DP von 4A ersetzt werden oder in Kombination verwendet werden mit einem modifizierten Magnetisierungszustand DP2.For applications that require a voltage conversion ratio greater than V OUT / V IN = 3/7, the inductor magnetization state can be DP of 4A can be replaced or used in combination with a modified magnetization state DP2.

4C zeigt den DC-DC-Wandler von 3, der in einem zweiten Magnetisierungszustand DP2 arbeitet, in dem die Schalter S1 und S2 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S3, S4 und S5 offen sind. Der Eingangsknoten 302 ist über einen Magnetisierungspfad, der S1, S2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. Die Masse ist nicht mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. 4C shows the DC-DC converter of 3 , which works in a second magnetization state DP2, in which the switches S1 and S2 are closed, while the remaining switches S3, S4 and S5 are open. The entry node 302 is connected to the output node via a magnetization path comprising S1, S2 and the inductor L 304 coupled. The ground is not with the output node 304 coupled.

Wenn der zweite Magnetisierungszustand DP2 in die Ansteuersequenz bei D > 0,5 eingeführt wird, kann die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung ausgedrückt werden als: V O U T V I N = D 2 D     D P 2 = 2 D 1        D P = D V = 1 D D [ 0, 5 1 ]

Figure DE102020213004A1_0009
If the second magnetization state DP2 is introduced into the drive sequence at D> 0.5, the relationship between input and output voltage can be expressed as: V O U T V I. N = D. 2 - D. D. P. 2 = 2 D. - 1 D. P. = D. V = 1 - D. D. [ 0, 5 , 1 ]
Figure DE102020213004A1_0009

Wobei DP2 der Arbeitszyklus des zweiten Magnetisierungszustands DP2 ist.Where D P2 is the duty cycle of the second magnetization state DP2.

Durch Erhöhen des Arbeitszyklusses DP2 nähert sich der Wandlerbetrieb dem eines herkömmlichen Buck- bzw. Abwärtswandlers mit einem erweiterten maximalen Arbeitszyklus von D = 1, einem maximalen Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 1 an und die Amplitude der Eingangsstrompulse nähert sich dem Pegel des Ausgangsstroms an.By increasing the duty cycle D P2 , the converter operation approaches that of a conventional buck converter with an extended maximum duty cycle of D = 1, a maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 1 and the amplitude of the input current pulses approaches the level of Output current.

Die Effizienz des DC-DC-Wandlers 300 kann für einen niedrigen Ausgangsstrom verbessert werden, indem ein umgekehrter Ausgangsstrom verhindert wird. Dies kann unter Verwendung eines modifizierten Entmagnetisierungszustands DV' erreicht werden.The efficiency of the DC-DC converter 300 can be improved for low output current by preventing reverse output current. This can be achieved using a modified state of degaussing DV '.

4D zeigt den DC-DC-Wandler von 3, der in einem zweiten Entmagnetisierungszustand DV' arbeitet, in dem die Schalter S1 und S3 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4 und S5 offen sind. Der Eingangsknoten 302 ist über einen Eingangspfad, der S1, CF und S3 umfasst, mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. Die Masse ist nicht mit dem Ausgangsknoten 304 gekoppelt. 4D shows the DC-DC converter of 3 , which operates in a second demagnetization state DV ', in which the switches S1 and S3 are closed, while the remaining switches S2, S4 and S5 are open. The entry node 302 is via an input path S1, C and F comprises S3, to the output node 304 coupled. The ground is not with the output node 304 coupled.

Der DC-DC-Wandler 300 kann mit einem Stromsensor 330 (siehe 3) zum Erfassen eines Induktorstroms IL durch den Induktor vorgesehen sein. Die Ansteuervorrichtung 320 kann konfiguriert sein zum Betreiben des Wandlers in einem sogenannten diskontinuierlichen Leitungsmodus (DCM - Discontinuous Conduction Mode), in dem der Wandler ein Vorsehen von Strom stoppt, bis die Ausgangsspannung unter einen Schwellenwert gefallen ist. In diesem Beispiel ist die Ansteuervorrichtung 320 konfiguriert zum Öffnen des Entmagnetisierungsschalters S5 während des Entmagnetisierungszustands DV, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom IL einen Nullwert erreicht hat. Dies kann unter Verwendung einer Nulldurchgangskomparatorschaltung erreicht werden. Daher steuert die Ansteuervorrichtung 320 die Wandlerschaltung mit dem zweiten Entmagnetisierungszustand DV' an, nachdem der Induktorstrom unter Null gefallen ist. Während des modifizierten Entmagnetisierungszustands DV' wird der Strom durch den Induktor unterbrochen, der Strom durch den fliegenden Kondensator wird jedoch weiterhin an den Ausgangs-Port vorgesehen.The DC-DC converter 300 can with a current sensor 330 (please refer 3 ) can be provided for detecting an inductor current IL through the inductor. The control device 320 may be configured to operate the converter in a so-called Discontinuous Conduction Mode (DCM) in which the converter stops supplying current until the output voltage has fallen below a threshold value. In this example, the control device is 320 configured to open the degaussing switch S5 during the degaussing state DV when it is detected that the inductor current IL has reached a zero value. This can be achieved using a zero crossing comparator circuit. The control device therefore controls 320 the converter circuit with the second demagnetization state DV 'on after the inductor current has fallen below zero. During the In the modified demagnetization state DV ', the current through the inductor is interrupted, but the current through the flying capacitor is still provided to the output port.

5 zeigt eine Ansteuersequenz zum Betreiben des DC-DC-Wandlers von 3 mit einem Umwandlungsverhältnis V O U T V I N = 1 12

Figure DE102020213004A1_0010
In diesem Beispiel steuert die Ansteuervorrichtung 320 den DC-DC-Wandler 300 mit dem Magnetisierungszustand PD (Wellenform 510) zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 für eine Dauer Δ1 und dann mit dem Entmagnetisierungszustand DV (Wellenform 520) zwischen dem Zeitpunkt t1 und t2 für eine Dauer Δ2 an. Diese Sequenz wird dann über die Zeit wiederholt, um die erforderliche Ausgangsleistung zu liefern. Es ist offensichtlich, dass eine Verzögerung, die auch als Totzeit bezeichnet wird, zu den Zeitpunkten t1 und t2 eingeführt werden kann. 5 shows a control sequence for operating the DC-DC converter from 3 with a conversion ratio V O U T V I. N = 1 12th
Figure DE102020213004A1_0010
In this example, the control device controls 320 the DC-DC converter 300 with the magnetization state PD (waveform 510 ) between times t0 and t1 for a duration Δ1 and then with the demagnetization state DV (waveform 520 ) between time t1 and t2 for a duration Δ2. This sequence is then repeated over time to provide the required output power. It is obvious that a delay, also referred to as dead time, can be introduced at times t1 and t2.

Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/12 ist der Magnetisierungs-Arbeitszyklus DP = 1/11. Infolgedessen fließt der Eingangsstrom nahezu kontinuierlich (mehr als 90% Arbeitszyklus) und sein Pegel beträgt weniger als 10% des Laststroms, wie aus Gleichung (7) abgeleitet. Daher ist die Amplitude der Eingangsstrompulse mehr als zehnmal niedriger als die eines herkömmlichen Abwärtswandlers oder eines dreistufigen Abwärtswandlers. Bei kleinen Spannungsumwandlungsverhältnissen nähert sich der Eingangsstrom einer kontinuierlichen Leitung bei Eingangsstrompegeln an, die mit dem Spannungsumwandlungsverhältnis skalieren.For a voltage conversion ratio V OUT / V IN = 1/12, the magnetizing duty cycle DP = 1/11. As a result, the input current flows almost continuously (more than 90% duty cycle) and its level is less than 10% of the load current as derived from equation (7). Therefore, the amplitude of the input current pulses is more than ten times lower than that of a conventional buck converter or a three-stage buck converter. At low voltage conversion ratios, the input current approximates a continuous line at input current levels that scale with the voltage conversion ratio.

Für kleine Abwärts-Spannungsumwandlungsverhältnisse (große Aufwärts-Spannungsumwandlungsverhältnisse) gibt es einen relativ langen Arbeitszyklus, während dem der Strom von dem Eingangs-Terminal zu dem Ausgangs-Terminal fließt. Dieser verlängerte Arbeitszyklus des Eingangsstroms reduziert den Eingangsstrompegel, wodurch die Amplitude des gepulsten Stroms und assoziierte Spannungswelligkeiten reduziert werden.For small step-down voltage conversion ratios (large step-up voltage conversion ratios) there is a relatively long duty cycle during which the current flows from the input terminal to the output terminal. This increased duty cycle of the input current reduces the input current level, thereby reducing the amplitude of the pulsed current and associated voltage ripples.

6 ist ein Diagramm eines anderen DC-DC-Wandlers 600 zum Implementieren des Verfahrens von 2. Der DC-DC-Wandler 600 umfasst einen Induktor L und zwei fliegende Kondensatoren CF1 und CF2, die zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 602) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 604) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt sind, die aus sechs Schaltern S1-S6 gebildet sind. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 602 und Masse vorgesehen und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 604 und Masse vorgesehen. 6th Fig. 13 is a diagram of another DC-DC converter 600 to implement the method of 2 . The DC-DC converter 600 comprises an inductor L and two flying capacitors C F1 and C F2 connected between a first port (input node 602 ) and a second port (output node 604 ) are coupled by a network of switches made up of six switches S1-S6. An input capacitor Cin is between the input node 602 and ground and an output capacitor Cout is between the output node 604 and mass provided.

Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal, der über den Schalter S5 (der als Eingangsschalter bezeichnet werden kann) mit dem Eingangsknoten 602 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der über den Masseschalter S3 mit Masse gekoppelt ist. Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 606 und einen zweiten Terminal an dem Knoten 608. Der erste Terminal ist über einen Kondensatorschalter S1 und den Eingangsschalter S5 mit dem Eingangsknoten 602 gekoppelt. Der zweite Terminal ist über den Schalter S4 mit Masse gekoppelt. Der Induktor L hat einen ersten Terminal, der mit dem zweiten fliegenden Kondensator CF2 an dem Knoten 608 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt ist. Der erste Terminal von CF2 ist über den Schalter S2 mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt. Der zweite Terminal des Induktors ist über den Schalter S6 mit dem zweiten Terminal von CF1 gekoppelt. Daher sind der Induktor L und der erste und der zweite fliegende Kondensator CF1, CF2 alle mit dem Ausgangsknoten 604 verbunden, wodurch die Option vorgesehen wird, den Ausgangsstrom über mehrere parallele Strompfade aufzuteilen.The first flying capacitor C F1 has a first terminal that connects to the input node via switch S5 (which can be referred to as an input switch) 602 is coupled, and a second terminal which is coupled to ground via the ground switch S3. The second flying capacitor C F2 has a first terminal at the node 606 and a second terminal at the node 608 . The first terminal is connected to the input node via a capacitor switch S1 and the input switch S5 602 coupled. The second terminal is coupled to ground via switch S4. The inductor L has a first terminal that connects to the second flying capacitor C F2 at the node 608 is coupled, and a second terminal connected to the output node 604 is coupled. The first terminal of C F2 is via the switch S2 to the output node 604 coupled. The second terminal of the inductor is coupled to the second terminal of C F1 via switch S6. Therefore, the inductor L and the first and second flying capacitors C F1 , C F2 are all connected to the output node 604 connected, providing the option to split the output current over multiple parallel current paths.

Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um sechs Steuersignale Ct1-Ct6 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S6 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 600 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand und einen Entmagnetisierungszustand umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein, um den Magnetisierungszustand und den Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode beizubehalten. Zum Beispiel können ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.A control device (not shown) is provided in order to generate six control signals Ct1-Ct6 in order to actuate the switches S1-S6, respectively. The control device is designed to operate the DC-DC converter 600 operate with a sequence of states. The sequence of states may include a magnetization state and a demagnetization state. The drive device may be configured to maintain the magnetization state and the demagnetization state for a predetermined duration during the drive period. For example, a duty cycle of the magnetized state and a duty cycle of the demagnetized state can be selected to achieve a target conversion ratio.

7A zeigt den DC-DC-Wandler von 6, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S1 und S3 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4, S5 und S6 offen sind. Der Eingangsknoten 602 ist von dem Ausgangsknoten 604 entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen Pfad, der S3, CF1, S1, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt. 7A shows the DC-DC converter of 6th , which operates in a magnetization state DP in which switches S1 and S3 are closed, while the remaining switches S2, S4, S5 and S6 are open. The entry node 602 is from the exit node 604 decoupled or separated. Ground is connected to the output node via a path that includes S3, C F1 , S1, C F2 and inductor L 604 coupled.

7B zeigt den DC-DC-Wandler von 6, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S2, S4, S5 und S6 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1 und S3 offen sind. Der Eingangsknoten 602 ist über einen Eingangspfad, der S5, CF1, S6 umfasst, der den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt. Die Masse ist über zwei Pfade mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt: einem Massepfad und einem Entmagnetisierungspfad. Der Massepfad umfasst S4, CF2, S2, während L umgangen wird. Der Entmagnetisierungspfad umfasst S4 und den Induktor L. 7B shows the DC-DC converter of 6th , which operates in a demagnetization state DV in which switches S2, S4, S5 and S6 are closed, while the remaining switches S1 and S3 are open. The entry node 602 is via an input path comprising S5, C F1 , S6, which bypasses the inductor L, to the output node 604 coupled. The ground is via two paths to the exit node 604 coupled: a ground path and a degaussing path. The ground path includes S4, C F2 , S2, while L is bypassed. The degaussing path includes S4 and the inductor L.

In Betrieb lädt der Wandler 600 die fliegenden Kondensatoren automatisch auf VCF2 = VOUT und VCF1 = VIN - VOUT während des Entmagnetisierungszustands DV und verbindet dann CF1 und CF2 in Serie während des Magnetisierungszustands DP. Der zweite fliegende Kondensator erhöht den Anteil des Stroms, der den Induktor umgeht. Die Topologie des Wandlers 600 reduziert weiter die Amplitude von Eingangsstrompulsen, den Induktorstrom und den Verlust aufgrund des DC-Widerstands des Induktors.The converter charges during operation 600 automatically sets the flying capacitors to V CF2 = V OUT and V CF1 = V IN - V OUT during the demagnetization state DV and then connects C F1 and C F2 in series during the magnetization state DP. The second flying capacitor increases the portion of the current that bypasses the inductor. The topology of the converter 600 further reduces the amplitude of input current pulses, inductor current and loss due to the DC resistance of the inductor.

Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus Dv des Entmagnetisierungszustands DV kann ausgedrückt werden als: I I N I O U T = D ( 1 + 2 D ) ( 1 D ) w a ¨ h r e n d   D V = 1 D D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0011
A ratio of average input to output currents during the duty cycle Dv of the demagnetization state DV can be expressed as: I. I. N I. O U T = D. ( 1 + 2 D. ) ( 1 - D. ) w a ¨ H r e n d D. V = 1 - D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0011

Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird ausgedrückt als: V O U T V I N = D 1 + 2 D D P = D ,      D V = 1 D      D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0012
The relationship between input and output voltage is expressed as: V O U T V I. N = D. 1 + 2 D. D. P. = D. , D. V = 1 - D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0012

Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/12 ist der Magnetisierungs-Arbeitszyklus DP = 1/10. Die Amplitude der Eingangsstrompulse IIN, abgeleitet aus der Gleichung (10), beträgt nur 5/54 des Laststroms IOUT.For a voltage conversion ratio V OUT / V IN = 1/12, the magnetizing duty cycle D P = 1/10. The amplitude of the input current pulses I IN , derived from equation (10), is only 5/54 of the load current I OUT .

Das theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis, das aus Gleichung (11) abgeleitet wird, ist VOUT/VIN = 1/3 für D = 1. Für D = 1 ist jedoch Dv = 0 und es gibt während der Ansteuerperiode keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/10 erreicht.The theoretical maximum voltage conversion ratio derived from equation (11) is V OUT / V IN = 1/3 for D = 1. For D = 1, however, Dv = 0 and there is no time to charge during the drive period redistribute from the flying capacitors C F1 and C F2 to the output capacitor C OUT as this would require an infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss. Power distribution can be achieved by limiting the duty cycle to a value less than 1, for example D ≤ ¾. For D = ¾, a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/10 is achieved.

Höhere Ausgangsspannungen können erreicht werden, indem ein modifizierter Magnetisierungszustand DP2 in die Ansteuersequenz eingefügt wird.Higher output voltages can be achieved by inserting a modified magnetization state DP2 into the control sequence.

7C zeigt den DC-DC-Wandler von 6, der in einem zweiten Magnetisierungszustand DP2 arbeitet, in dem die Schalter S1 und S5 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S3, S4 und S6 offen sind. Der Masseknoten ist von dem Ausgangsknoten 604 entkoppelt. Der Eingangsknoten 602 ist über einen Pfad, der S5, S1, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 604 gekoppelt. 7C shows the DC-DC converter of 6th , which operates in a second magnetization state DP2, in which switches S1 and S5 are closed, while the remaining switches S2, S3, S4 and S6 are open. The ground node is from the output node 604 decoupled. The entry node 602 is via a path that includes S5, S1, C F2 and inductor L to the output node 604 coupled.

Der zweite Magnetisierungszustand DP2 führt einen Induktormagnetisierungsstrom von dem Eingangs-Port durch den zweiten fliegenden Kondensator ein. Ein Beschränken des Arbeitszyklus auf z.B. D ≤ 3/4 erhöht das praktische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis auf VOUT/VIN = 3/8 für D = 3/4. V O U T V I N = D 2    D P 2 = 2 D 1, D P = D V = 1 D D [ 0, 5 ,0,75 ]

Figure DE102020213004A1_0013
The second magnetization state DP2 introduces an inductor magnetization current from the input port through the second flying capacitor. Limiting the duty cycle to, for example, D 3/4 increases the practical maximum voltage conversion ratio to V OUT / V IN = 3/8 for D = 3/4. V O U T V I. N = D. 2 D. P. 2 = 2 D. - 1, D. P. = D. V = 1 - D. D. [ 0, 5 , 0.75 ]
Figure DE102020213004A1_0013

Die Topologie des Wandlers von 6 verbessert die Umwandlungseffizienz durch Minimieren von Leitungsverlusten in dem Wandler und den externen Komponenten (Induktor DCR, Kondensator ESR), aber auch durch Reduzieren eines Induktorkernverlusts. Darüber hinaus ermöglicht der Spannungsabfall von den fliegenden Kondensatoren auch die Verwendung von Schaltern, zum Beispiel Leistungs-FETs, mit einer reduzierten Nennspannung. Zum Beispiel kann der Entmagnetisierungsschalter S4 des Induktors mit einer reduzierten Nennspannung implementiert werden. Dies verbessert die Gütezahl der Schalter (kleinerer interner Transistorwiderstand Ron und kleinere Gate-Kapazität).The topology of the converter from 6th improves conversion efficiency by minimizing conduction losses in the converter and the external components (inductor DCR, capacitor ESR), but also by reducing inductor core loss. In addition, the voltage drop from the flying capacitors also allows the use of switches, for example power FETs, with a reduced voltage rating. For example, the inductor degaussing switch S4 can be equipped with a reduced nominal voltage can be implemented. This improves the figure of merit of the switches (smaller internal transistor resistance Ron and smaller gate capacitance).

8 ist ein Diagramm eines anderen DC-DC-Wandlers 800 zum Implementieren des Verfahrens von 2. Der Wandler 800 kann mit Leistungsschaltern mit einer relativ niedrigen Nennspannung implementiert werden, zum Beispiel einer Nennspannung nahe der Hälfte der Eingangsspannung. Der DC-DC-Wandler 800 umfasst einen Induktor L und zwei fliegende Kondensatoren CF1 und CF2, die zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 802) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 804) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt sind, das aus acht Schaltern S1-S8 gebildet ist. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 802 und Masse vorgesehen und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 804 und Masse vorgesehen. 8th Fig. 13 is a diagram of another DC-DC converter 800 to implement the method of 2 . The converter 800 can be implemented with circuit breakers with a relatively low voltage rating, for example a voltage rating close to half the input voltage. The DC-DC converter 800 comprises an inductor L and two flying capacitors C F1 and C F2 connected between a first port (input node 802 ) and a second port (output node 804 ) are coupled by a network of switches, which is formed from eight switches S1-S8. An input capacitor Cin is between the input node 802 and ground and an output capacitor Cout is between the output node 804 and mass provided.

Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 806, der über den Kondensatorschalter S3 mit CF2 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 808, der über den Masseschalter S5 mit Masse gekoppelt ist. Der Induktor L hat einen ersten Terminal an dem Knoten 810 und einen zweiten Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 804 gekoppelt ist. Der erste Induktor-Terminal ist über den Schalter S8 (der als Entmagnetisierungsschalter bezeichnet werden kann) mit Masse und mit CF1 über den ersten Induktorschalter S6 an dem Knoten 806 gekoppelt. Der zweite Induktor-Terminal ist mit dem Ausgangsknoten 804 und mit CF1 über den zweiten Kondensatorschalter S7 an dem Knoten 808 gekoppelt. Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 812, der mit dem Eingangs- Terminal über den Eingangsschalter S1 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 814, der über den Masseschalter S4 mit Masse gekoppelt ist. Der erste Terminal von CF2 ist über den Kondensatorschalter S2 mit dem ersten Terminal des Induktors gekoppelt. Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um acht Steuersignale Ct1-Ct8 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S8 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 800 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand und einen Entmagnetisierungszustand umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein, um den Magnetisierungszustand und den Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode beizubehalten. Zum Beispiel können ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.The first flying capacitor C F1 has a first terminal at the node 806 , which is coupled to C F2 via capacitor switch S3, and a second terminal at the node 808 , which is coupled to ground via the ground switch S5. The inductor L has a first terminal at the node 810 and a second terminal connected to the exit node 804 is coupled. The first inductor terminal is connected to ground via switch S8 (which can be referred to as a degaussing switch) and to C F1 via the first inductor switch S6 at the node 806 coupled. The second inductor terminal is to the output node 804 and with C F1 via the second capacitor switch S7 at the node 808 coupled. The second flying capacitor C F2 has a first terminal at the node 812 coupled to the input terminal via input switch S1, and a second terminal at the node 814 , which is coupled to ground via the ground switch S4. The first terminal of C F2 is coupled to the first terminal of the inductor via the capacitor switch S2. A control device (not shown) is provided in order to generate eight control signals Ct1-Ct8 in order to actuate the switches S1-S8 in each case. The control device is designed to operate the DC-DC converter 800 operate with a sequence of states. The sequence of states may include a magnetization state and a demagnetization state. The drive device may be configured to maintain the magnetization state and the demagnetization state for a predetermined duration during the drive period. For example, a duty cycle of the magnetized state and a duty cycle of the demagnetized state can be selected to achieve a target conversion ratio.

9A zeigt den DC-DC-Wandler von 8, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S2, S4, S5 und S6 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3, S7 und S8 offen sind. Der Eingangsknoten 802 ist von dem Ausgangsknoten 804 entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen ersten Magnetisierungspfad, der S5, CF1, S6 und den Induktor L umfasst, und einen zweiten Magnetisierungspfad, der S4, CF2, S2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 804 gekoppelt. 9A shows the DC-DC converter of 8th , which works in a magnetization state DP in which the switches S2, S4, S5 and S6 are closed, while the remaining switches S1, S3, S7 and S8 are open. The entry node 802 is from the exit node 804 decoupled or separated. The ground is connected to the output node via a first magnetization path, which includes S5, C F1 , S6 and the inductor L, and a second magnetization path, which includes S4, C F2 , S2 and the inductor L 804 coupled.

9B zeigt den DC-DC-Wandler von 8, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S1, S3, S7 und S8 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4, S5 und S6 offen sind. Der Eingangsknoten 802 ist über einen Eingangspfad, der S1, CF2, S3, CF1 umfasst und der den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 804 gekoppelt. Die Masse ist über einen Entmagnetisierungspfad, der S8 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 804 gekoppelt. 9B shows the DC-DC converter of 8th , which operates in a demagnetization state DV in which switches S1, S3, S7 and S8 are closed, while the remaining switches S2, S4, S5 and S6 are open. The entry node 802 is via an input path which includes S1, C F2 , S3, C F1 and which bypasses the inductor L to the output node 804 coupled. The ground is connected to the output node via a degaussing path that includes S8 and inductor L. 804 coupled.

In Betrieb sind die fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 abwechselnd in Serie (während des Entmagnetisierungszustands DV) und parallel (während des Magnetisierungszustands DP) verbunden. Die fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 werden automatisch auf VCF1 = VCF2 = (VIN - VOUT)/2 geladen.In operation, the flying capacitors C F1 and C F2 are alternately connected in series (during the demagnetization state DV) and in parallel (during the magnetization state DP). The flying capacitors C F1 and C F2 are automatically charged to V CF1 = V CF2 = (V IN - V OUT ) / 2.

Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus Dv des Entmagnetisierungszustands DV kann ausgedrückt werden als: I I N I O U T = 1 ( 2 + D ) ( 1 D )    w ä h r e n d   D v = 1 D    D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0014
A ratio of average input to output currents during the duty cycle Dv of the demagnetization state DV can be expressed as: I. I. N I. O U T = 1 ( 2 + D. ) ( 1 - D. ) w Ä H r e n d D. v = 1 - D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0014

Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird ausgedrückt als: V O U T V I N = D 2 + D      D P = D      D V = 1 D      D [ 0,   1 ]   

Figure DE102020213004A1_0015
The relationship between input and output voltage is expressed as: V O U T V I. N = D. 2 + D. D. P. = D. D. V = 1 - D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0015

Durch Kombinieren der Gleichungen 13 und 14 I I N I O U T = V O U T V I N 1 ( 1 D ) .

Figure DE102020213004A1_0016
Infolgedessen skaliert der Pegel des Eingangsstroms mit dem Produkt des Spannungsumwandlungsverhältnisses mit 1/(1-D).By combining equations 13 and 14 I. I. N I. O U T = V O U T V I. N 1 ( 1 - D. ) .
Figure DE102020213004A1_0016
As a result, the level of the input current scales with the product of the voltage conversion ratio with 1 / (1-D).

Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 1/12 ist der Magnetisierungs-Arbeitszyklus DP = 2/11. Die aus Gleichung (13) abgeleitete Amplitude der Eingangsstrompulse IIN ist nur ~ 10% (11/108) des Laststroms IOUT.For a voltage conversion ratio V OUT / V IN = 1/12, the magnetization duty cycle D P = 2/11. The amplitude of the input current pulses I IN derived from equation (13) is only ~ 10% (11/108) of the load current I OUT .

Das aus Gleichung (14) abgeleitete theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis ist VOUT/VIN = 1/3 für D = 1. Für D = 1 gibt es jedoch während der Ansteuerperiode Dv = 0 keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/11 erreicht.The theoretical maximum voltage conversion ratio derived from equation (14) is V OUT / V IN = 1/3 for D = 1. For D = 1, however, there is no time during the control period Dv = 0 to remove the charge from the flying capacitors C F1 and redistribute C F2 to the output capacitor C OUT as this would require infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss. Power distribution can be achieved by limiting the duty cycle to a value less than 1, for example D ≤ ¾. For D = ¾ a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/11 is achieved.

10 ist ein Diagramm eines anderen DC-DC-Wandlers 1000 zum Implementieren des Verfahrens von 2. Der Wandler 1000 ist ausgebildet für einen Betrieb bei sehr kleinen Spannungsumwandlungsverhältnissen, zum Beispiel für Vout/Vin < 1/7. Zum Beispiel kann ein typisches Umwandlungsverhältnis Vout/Vin = 1/12 sein. Der Wandler 1000 ist ähnlich zu dem Wandler 600, bei dem der Schalter S5 durch eine Vorwandlerstufe ersetzt wurde. Die Vorwandlerstufe, die auch als erste Portstufe oder Eingangsstufe bezeichnet wird, kann als serielle-parallele Topologie, Dickson-Topologie oder jede andere kapazitive Spannungsteilertopologie implementiert werden. 10 Fig. 13 is a diagram of another DC-DC converter 1000 to implement the method of 2 . The converter 1000 is designed for operation at very low voltage conversion ratios, for example for Vout / Vin <1/7. For example, a typical conversion ratio may be Vout / Vin = 1/12. The converter 1000 is similar to the converter 600 , in which the switch S5 has been replaced by a pre-converter stage. The pre-converter stage, also known as the first port stage or input stage, can be implemented as a serial-parallel topology, Dickson topology, or any other capacitive voltage divider topology.

Der DC-DC-Wandler 1000 umfasst einen Induktor L und drei fliegende Kondensatoren CF1, CF2 und CF3, die zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 1002) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 1004) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt sind, das aus neun Schaltern S1-S9 gebildet ist. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 1002 und Masse vorgesehen, und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 1004 und Masse vorgesehen.The DC-DC converter 1000 comprises an inductor L and three flying capacitors C F1 , C F2 and C F3 connected between a first port (input node 1002 ) and a second port (output node 1004 ) are coupled by a network of switches, which is formed from nine switches S1-S9. An input capacitor Cin is between the input node 1002 and ground, and an output capacitor Cout is between the output node 1004 and mass provided.

Eine Eingangsstufe ist zwischen dem Eingangsknoten 1002 und einem Zwischenknoten 1014 vorgesehen, und eine Ausgangsstufe ist zwischen dem Zwischenknoten 1014 und dem Ausgangsknoten 1004 vorgesehen. Die Eingangsstufe besteht aus CF3 und den Schaltern S1, S2, S3, S4. Der dritte fliegende Kondensator CF3 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1010, der über den Eingangsschalter S1 mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1012, der über den Masseschalter S4 mit Masse gekoppelt ist. Der erste Terminal von CF3 ist über den zwischen den Knoten 1010 und 1014 vorgesehenen Kondensatorschalter S2 mit der Ausgangsstufe gekoppelt. In ähnlicher Weise ist der zweite Terminal von CF3 über den zwischen den Knoten 1012 und 1014 vorgesehenen Kondensatorschalter S3 mit der Ausgangsstufe gekoppelt.An input stage is between the input node 1002 and an intermediate node 1014 and an output stage is between the intermediate node 1014 and the exit node 1004 intended. The input stage consists of C F3 and switches S1, S2, S3, S4. The third flying capacitor C F3 has a first terminal at the node 1010 , which is coupled to the input node via the input switch S1, and a second terminal at the node 1012 , which is coupled to ground via the ground switch S4. The first terminal of C F3 is via the one between the nodes 1010 and 1014 provided capacitor switch S2 coupled to the output stage. Similarly, the second terminal of C F3 is via the one between the nodes 1012 and 1014 provided capacitor switch S3 coupled to the output stage.

Die Ausgangsstufe besteht aus CF1, CF2 und den Schaltern S5, S6, S7, S8 und S9. Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal, der über den Schalter S5 mit dem zweiten fliegenden Kondensator CF2 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der über den Masseschalter S7 mit Masse und über den Schalter S9 mit dem Ausgangsknoten 1004 gekoppelt ist. Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1006, der mit S5 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1008, der über S8 mit Masse gekoppelt ist. Der Induktor L hat einen ersten Terminal, der mit dem zweiten fliegenden Kondensator CF2 an dem Knoten 1008 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 1004 gekoppelt ist. Der erste Terminal von CF2 ist über den Schalter S6 mit dem Ausgangsknoten 1004 gekoppelt. Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um neun Steuersignale Ct1-Ct9 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S9 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 1000 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand und einen Entmagnetisierungszustand umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein, um den Magnetisierungszustand und den Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode beizubehalten. Zum Beispiel kann ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.The output stage consists of C F1 , C F2 and switches S5, S6, S7, S8 and S9. The first flying capacitor C F1 has a first terminal which is coupled to the second flying capacitor C F2 via the switch S5, and a second terminal which is connected to the ground via the ground switch S7 and to the output node via the switch S9 1004 is coupled. The second flying capacitor C F2 has a first terminal at the node 1006 coupled to S5 and a second terminal at the node 1008 , which is coupled to ground via S8. The inductor L has a first terminal that connects to the second flying capacitor C F2 at the node 1008 is coupled, and a second terminal connected to the output node 1004 is coupled. The first terminal of C F2 is via switch S6 with the output node 1004 coupled. A control device (not shown) is provided in order to generate nine control signals Ct1-Ct9 in order to actuate the switches S1-S9, respectively. The control device is designed to operate the DC-DC converter 1000 operate with a sequence of states. The sequence of states may include a magnetization state and a demagnetization state. The drive device may be configured to maintain the magnetization state and the demagnetization state for a predetermined duration during the drive period. For example, a duty cycle of the state of magnetization and a duty cycle of the state of demagnetization can be selected to achieve a target conversion ratio.

11A zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem Magnetisierungszustand D1 arbeitet, in dem die Schalter S5 und S7 geschlossen sind, während die Schalter S2, S4, S6, S8 und S9 offen sind, und zumindest einer von S1 und S3 ebenfalls offen ist. Der Eingangsknoten ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen Pfad, der S7, CF1, S5, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. 11A shows the DC-DC converter of 10 that works in a magnetization state D1 in which switches S5 and S7 are closed while switches S2, S4, S6, S8 and S9 are open, and at least one of S1 and S3 is also open. The input node is decoupled or separated from the output node. The ground is coupled to the output node via a path that includes S7, C F1 , S5, C F2 and inductor L.

11B zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem Entmagnetisierungszustand DV1 arbeitet, in dem die Schalter S1, S3, S6, S8 und S9 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4, S5 und S7 offen sind. Der Eingangsknoten ist über einen Eingangspfad, der S1, CF3, S3, CF1, S9 umfasst, der den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. Die Masse ist über zwei Pfade mit dem Ausgangsknoten gekoppelt: einen Massepfad und einen Entmagnetisierungspfad. Der Massepfad umfasst S8, CF2, S6, während L umgangen wird. Der Entmagnetisierungspfad umfasst S8 und den Induktor L. 11B shows the DC-DC converter of 10 , which operates in a demagnetization state DV1 in which the switches S1, S3, S6, S8 and S9 are closed, while the remaining switches S2, S4, S5 and S7 are open. The input node is coupled to the output node via an input path comprising S1, C F3 , S3, C F1 , S9, which bypasses the inductor L. The ground is coupled to the output node via two paths: a ground path and a degaussing path. The ground path includes S8, C F2 , S6 while L is bypassed. The degaussing path includes S8 and the inductor L.

11C zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem zweiten Magnetisierungszustand D2 arbeitet, in dem die Schalter S5 und S7 geschlossen sind, während die Schalter S1, S3, S6, S8 und S9 offen sind, und zumindest einer von S2 und S4 ebenfalls offen ist. Der Eingangsknoten ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen Pfad, der S7, CF1, S5, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. 11C shows the DC-DC converter of 10 , which operates in a second magnetization state D2, in which switches S5 and S7 are closed, while switches S1, S3, S6, S8 and S9 are open, and at least one of S2 and S4 is also open. The input node is decoupled or separated from the output node. The ground is coupled to the output node via a path that includes S7, C F1 , S5, C F2 and inductor L.

11D zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem Entmagnetisierungszustand DV2 arbeitet, in dem die Schalter S2, S4, S6, S8 und S9 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3, S5 und S7 offen sind. Der Eingangsknoten ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt. Die Masse ist über drei Pfade mit dem Ausgangsknoten gekoppelt: einen ersten Massepfad, einen zweiten Massepfad und einen Entmagnetisierungspfad. Der erste Massepfad umfasst S4, CF3, S2, CF1, S9 und umgeht den Induktor L. Der zweite Massepfad umfasst S8, CF2, S6, während L umgangen wird. Der Entmagnetisierungspfad umfasst S8 und den Induktor L. 11D shows the DC-DC converter of 10 , which operates in a demagnetization state DV2 in which the switches S2, S4, S6, S8 and S9 are closed, while the remaining switches S1, S3, S5 and S7 are open. The input node is decoupled from the output node. The ground is coupled to the output node via three paths: a first ground path, a second ground path, and a degaussing path. The first ground path comprises S4, C F3 , S2, C F1 , S9 and bypasses the inductor L. The second ground path comprises S8, C F2 , S6, while L is bypassed. The degaussing path includes S8 and the inductor L.

12 zeigt eine Ansteuersequenz zum Betreiben des DC-DC-Wandlers 1000. Die Ansteuersequenz hat eine Ansteuerperiode T = T1 + T2, wobei T1 die Ansteuerperiode eines Zyklus der Zustände D1 und DV1 ist und T2, wobei T2 die Ansteuerperiode eines Zyklus der Zustände D2 und DV2 ist. In diesem Beispiel steuert die Ansteuervorrichtung den DC-DC-Wandler 1000 mit dem Magnetisierungszustand D1 (Wellenform 1210) zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 für eine Dauer von Δ1 an, dann mit dem Entmagnetisierungszustand DV1 (Wellenform 1220) zwischen den Zeitpunkten t1 und t2 für eine Dauer Δ2, dann mit dem Magnetisierungszustand D2 (Wellenform 1230) zwischen den Zeitpunkten t2 und t3 für eine Dauer Δ3, dann mit dem Entmagnetisierungszustand DV2 (Wellenform 1240) zwischen den Zeitpunkten t3 und t4 für eine Dauer Δ4. Diese Ansteuersequenz D1/DV1/D2/DV2 wird dann über die Zeit wiederholt, um die erforderliche Ausgangsleistung zu liefern. 12th shows a control sequence for operating the DC-DC converter 1000 . The control sequence has a control period T = T1 + T2, where T1 is the control period of a cycle of the states D1 and DV1 and T2, where T2 is the control period of a cycle of the states D2 and DV2. In this example, the control device controls the DC-DC converter 1000 with the magnetization state D1 (waveform 1210 ) between times t0 and t1 for a duration of Δ1, then with the demagnetization state DV1 (waveform 1220 ) between times t1 and t2 for a duration Δ2, then with the magnetization state D2 (waveform 1230 ) between times t2 and t3 for a duration Δ3, then with the demagnetization state DV2 (waveform 1240 ) between times t3 and t4 for a duration Δ4. This control sequence D1 / DV1 / D2 / DV2 is then repeated over time in order to deliver the required output power.

In Betrieb werden die fliegenden Kondensatoren automatisch in Richtung VCF3 = VIN/2, VCF2 = VOUT und VCF1 = VIN/2 - VOUT geladen.In operation, the flying capacitors are automatically charged in the direction of V CF3 = V IN / 2, V CF2 = V OUT and V CF1 = V IN / 2 - V OUT .

Das Verhältnis zwischen Eingangs- und Laststrompegel folgt Gleichung (10). Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung kann ausgedrückt werden als: V O U T V I N = D 2 + 4 D    D x = D ,      D V x = 1 D D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0017
wobei Dx der Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands D1 oder D2 ist und Dvx der Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands DV1 oder DV2 ist.The relationship between the input and load current levels follows equation (10). The relationship between input and output voltage can be expressed as: V O U T V I. N = D. 2 + 4th D. D. x = D. , D. V x = 1 - D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0017
where Dx is the duty cycle of the magnetization state D1 or D2 and Dvx is the duty cycle of the demagnetization state DV1 or DV2.

Das theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis, das aus Gleichung (15) abgeleitet wird, ist VOUT/VIN = 1/4 für D = 1. Für D = 1, Dvx = 0 und es gibt während der Ansteuerperiode keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Ladung des Kondensators CF3 wird durch das Verhältnis DV1/DV2 gesteuert. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = 3/4 wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/20 erreicht. Die Ansteuersequenz von 12 ist für ein Umwandlungsverhältnis V O U T V I N = 3 20

Figure DE102020213004A1_0018
dargestellt, in dem T1 = T2 = T/2, Δ1= Δ3 = 3/4 T1 und Δ2 = Δ4 = 1/4 T1.The theoretical maximum voltage conversion ratio derived from equation (15) is V OUT / V IN = 1/4 for D = 1. For D = 1, Dvx = 0 and there is no time during the drive period to charge the redistribute the flying capacitors C F1 and CF2 to the output capacitor C OUT as this would require an infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss. The charge on the capacitor C F3 is controlled by the ratio DV1 / DV2. Power distribution can be achieved by limiting the duty cycle to a value less than 1, for example D ≤ ¾. For D = 3/4 a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/20 is achieved. The control sequence of 12th is for a conversion ratio V O U T V I. N = 3 20th
Figure DE102020213004A1_0018
shown, in which T1 = T2 = T / 2, Δ1 = Δ3 = 3/4 T1 and Δ2 = Δ4 = 1/4 T1.

Höhere Ausgangsspannungen können erreicht werden, indem zusätzlich zu den Schaltzuständen D1 und D2 andere Zustände (in dem Fall eines Abwärtswandlers zusätzliche Magnetisierungszustände) verwendet werden.Higher output voltages can be achieved by using other states (in the case of a step-down converter, additional magnetization states) in addition to the switching states D1 and D2.

13A zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem Magnetisierungszustand DP1 arbeitet, in dem die Schalter S1, S3, S5 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4, S6, S7, S8 und S9 offen sind. Der Eingangsknoten ist über einen Magnetisierungspfad, der S1, CF3, S3, S5, CF2 und L umfasst, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. Die Masse ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt. 13A shows the DC-DC converter of 10 , which works in a magnetization state DP1, in which the switches S1, S3, S5 are closed, while the remaining switches S2, S4, S6, S7, S8 and S9 are open. The input node is coupled to the output node via a magnetization path that includes S1, C F3, S3, S5, C F2 and L. The ground is decoupled from the output node.

13B zeigt den DC-DC-Wandler von 10, der in einem Magnetisierungszustand DP2 arbeitet, in dem die Schalter S2, S4 und S5 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3, S6, S7, S8 und S9 offen sind. Der Eingangsknoten ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt oder getrennt. Die Masse ist über einen Pfad, der S4, CF3, S2, S5, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. 13B shows the DC-DC converter of 10 , which works in a magnetization state DP2, in which the switches S2, S4 and S5 are closed, while the remaining switches S1, S3, S6, S7, S8 and S9 are open. The input node is decoupled or separated from the output node. The ground is coupled to the output node via a path that includes S4, C F3 , S2, S5, C F2 and inductor L.

Diese Zustände führen einen Induktormagnetisierungsstrom von dem Eingangs-Port (durch den fliegenden Kondensator CF2) ein. Durch Beschränken des Arbeitszyklus auf D ≤ 3/4 kann ein höheres praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis erreicht werden. Zum Beispiel ist für D = ¾ das Verhältnis VOUT/VIN = 3/16. V O U T V I N = D 4    D P 2 = 2 D 1, D P = D V = 1 D    D [ 0, 5 ,0,75 ]

Figure DE102020213004A1_0019
These states introduce inductor magnetizing current from the input port (through the flying capacitor C F2 ). By limiting the duty cycle to D ≤ 3/4, a higher practical maximum voltage conversion ratio can be achieved. For example, for D = ¾ the ratio V OUT / V IN = 3/16. V O U T V I. N = D. 4th D. P. 2 = 2 D. - 1, D. P. = D. V = 1 - D. D. [ 0, 5 , 0.75 ]
Figure DE102020213004A1_0019

14 ist ein Ablaufdiagramm eines anderen Verfahrens zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis gemäß der Offenbarung. 14th FIG. 3 is a flow diagram of another method for converting power with a desired conversion ratio in accordance with the disclosure.

In Schritt 1410 wird ein Leistungswandler mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port vorgesehen. Der Leistungswandler kann entweder als Step-Down- bzw. Abwärtswandler oder als Step-Up- bzw. Aufwärtswandler arbeiten. Wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, empfängt der erste Port eine Eingangsspannung und der zweite Port sieht die Ausgangsspannung vor. Wenn der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, empfängt der zweite Port eine Eingangsspannung und der erste Port sieht die Ausgangsspannung vor. Der Leistungswandler umfasst einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen zweiten fliegenden Kondensator, der mit dem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung. Das Netzwerk von Schaltern weist einen ersten Schalter zum Koppeln des zweiten fliegenden Kondensators mit dem ersten Port; einen Masseschalter zum Koppeln des Induktors mit Masse, und einen ersten Kondensatorschalter auf, der mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist.In step 1410 a power converter is provided with a ground port, a first port and a second port. The power converter can work either as a step-down or step-down converter or as a step-up or step-up converter. When the power converter operates as a buck converter, the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage. When the power converter works as a step-up converter, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage. The power converter includes a first flying capacitor coupled to a network of switches, a second flying capacitor coupled to the network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver. The network of switches includes a first switch for coupling the second flying capacitor to the first port; a ground switch for coupling the inductor to ground, and a first capacitor switch coupled to the first flying capacitor.

In Schritt 1420 wird das Netzwerk von Schaltern während einer Ansteuerperiode mit einer Sequenz von Zuständen angesteuert. Die Sequenz von Zuständen weist einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand auf. In dem ersten Zustand ist der Masse-Port über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt, und wobei der erste Port über einen zweiten Pfad, der den ersten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt. In dem zweiten Zustand ist der Masse-Port über einen dritten Pfad, der den Masseschalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt, und einer des ersten Ports und des Masse-Ports ist über einen vierten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt. Infolgedessen fließt in dem ersten Zustand ein reduzierter Strom zwischen dem ersten Port und dem zweiten Port. Zum Beispiel bei einem Betrieb als Abwärtswandler, wird ein reduzierter Strom von dem ersten Port zu dem zweiten Port gezogen. In ähnlicher Weise wird bei einem Betrieb als Aufwärtswandler ein reduzierter Strom von dem zweiten Port zu dem ersten Port gezogen.In step 1420 the network of switches is controlled with a sequence of states during a control period. The sequence of states has a first state and a second state. In the first state, the ground port is coupled to the second port via a first path that includes the first flying capacitor and the inductor, and the first port is coupled to the second port via a second path that includes the first switch, the second flying capacitor and having the inductor coupled to the second port. In the second state, the ground port is coupled to the second port through a third path including the ground switch and inductor, and one of the first port and the ground port is coupled through a fourth path including the first flying capacitor coupled to the second port while bypassing the inductor. As a result, in the first state, a reduced current flows between the first port and the second port. For example, when operating as a buck converter, a reduced current is drawn from the first port to the second port. Similarly, when operated as a boost converter, a reduced current is drawn from the second port to the first port.

Wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Magnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Entmagnetisierungszustand. Wenn umgekehrt der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, ist der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand und der zweite Zustand ist ein Magnetisierungszustand.When the power converter operates as a buck converter, the first state is a magnetization state and the second state is a demagnetization state. Conversely, when the power converter operates as a boost converter, the first state is a demagnetization state and the second state is a magnetization state.

15 ist ein Diagramm eines DC-DC-Wandlers 1500 zum Implementieren des Verfahrens von 14. Der DC-DC-Wandler 1500 umfasst einen Induktor L und zwei fliegende Kondensatoren CF1 und CF2, die zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 1502) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 1504) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt sind, das aus sieben Schaltern S1-S7 gebildet ist. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 1502 und Masse vorgesehen, und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 1504 und Masse vorgesehen. 15th Figure 13 is a diagram of a DC-DC converter 1500 to implement the method of 14th . The DC-DC converter 1500 comprises an inductor L and two flying capacitors C F1 and C F2 connected between a first port (input node 1502 ) and a second port (output node 1504 ) are coupled by a network of switches made up of seven switches S1-S7. A Input capacitor Cin is between the input node 1502 and ground, and an output capacitor Cout is between the output node 1504 and mass provided.

Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1506, der über den Kondensatorschalter S5 mit dem Eingangsknoten 1502 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1508, der über den Masseschalter S3 mit Masse gekoppelt ist. Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1510, der über den Schalter S1 (auch als Eingangsschalter bezeichnet) mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1512, der über den Masseschalter S4 mit Masse gekoppelt ist. Der Induktor L hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1512 und einen zweiten Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt ist. Der erste Induktor-Terminal ist über den Induktorschalter S6 an dem Knoten 1506 mit CF1 gekoppelt und mit CF2 an dem Knoten 1512. Der erste Induktor-Terminal ist auch über den Schalter S4 mit Masse gekoppelt. Der zweite Terminal von CF1 ist über den Schalter S7 mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt. Der erste Terminal von CF2 ist über den Schalter S2 mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt. Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um sieben Steuersignale Ct1-Ct7 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S7 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 1500 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand und einen Entmagnetisierungszustand umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein, um den Magnetisierungszustand und den Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode beizubehalten. Zum Beispiel können ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen. The first flying capacitor C F1 has a first terminal at the node 1506 connected to the input node via capacitor switch S5 1502 is coupled, and a second terminal at the node 1508 , which is coupled to ground via the ground switch S3. The second flying capacitor C F2 has a first terminal at the node 1510 , which is coupled to the input node via switch S1 (also referred to as input switch), and a second terminal at the node 1512 , which is coupled to ground via the ground switch S4. The inductor L has a first terminal at the node 1512 and a second terminal connected to the exit node 1504 is coupled. The first inductor terminal is on the node via inductor switch S6 1506 coupled to C F1 and to C F2 at the node 1512 . The first inductor terminal is also coupled to ground via switch S4. The second terminal of C F1 is connected to the output node via switch S7 1504 coupled. The first terminal of C F2 is via the switch S2 to the output node 1504 coupled. A control device (not shown) is provided in order to generate seven control signals Ct1-Ct7 in order to actuate the switches S1-S7, respectively. The control device is designed to operate the DC-DC converter 1500 operate with a sequence of states. The sequence of states may include a magnetization state and a demagnetization state. The drive device may be configured to maintain the magnetization state and the demagnetization state for a predetermined duration during the drive period. For example, a duty cycle of the magnetized state and a duty cycle of the demagnetized state can be selected to achieve a target conversion ratio.

16A zeigt den DC-DC-Wandler von 15, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S1, S3 und S6 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2, S4, S5 und S7 offen sind. Der Eingangsknoten 1502 ist über einen ersten Pfad oder Magnetisierungspfad, der S1, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt. Der Masse-Port ist über einen zweiten Pfad oder zweiten Magnetisierungspfad, der S3, CF1, S6 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt. 16A shows the DC-DC converter of 15th , which operates in a magnetization state DP in which switches S1, S3 and S6 are closed, while the remaining switches S2, S4, S5 and S7 are open. The entry node 1502 is via a first path or magnetization path comprising S1, C F2 and the inductor L to the output node 1504 coupled. The ground port is connected to the output node via a second path or second magnetization path comprising S3, C F1 , S6 and the inductor L 1504 coupled.

16B zeigt den DC-DC-Wandler von 15, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S2, S4, S5 und S7 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3 und S6 offen sind. Der Eingangsknoten 1502 ist über einen Pfad, der S5, CF1, S7 umfasst, der den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt. Die Masse ist über einen Pfad, der auch als Entmagnetisierungspfad bezeichnet wird, der S4 und den Induktor L umfasst, und über einen anderen Pfad, der auch als Massepfad bezeichnet wird, der S4, CF2 und S2 umfasst, der ebenfalls den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 1504 gekoppelt. 16B shows the DC-DC converter of 15th , which operates in a demagnetization state DV in which switches S2, S4, S5 and S7 are closed, while the remaining switches S1, S3 and S6 are open. The entry node 1502 is via a path including S5, C F1 , S7 that bypasses the inductor L to the output node 1504 coupled. The ground is via a path also referred to as the degaussing path that includes S4 and inductor L and via another path, also referred to as the ground path, which includes S4, C F2 and S2, which also bypasses inductor L. , with the output node 1504 coupled.

In Betrieb werden die fliegenden Kondensatoren automatisch auf VCF2 = VOUT und VCF1 = VIN - VOUT geladen. Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung folgt der Gleichung (8).In operation, the flying capacitors are automatically charged to V CF2 = V OUT and V CF1 = V IN - V OUT . The relationship between input and output voltage follows equation (8).

Wie in den 16A und 16B dargestellt, wird ein Strom von dem Eingangs-Terminal sowohl während des Magnetisierungszustands DP als auch des Entmagnetisierungszustands DV vorgesehen. Infolgedessen implementiert der Wandler 1500 einen kontinuierlichen Eingangsstrom über die Ansteuerperiode und der Eingangsstrom ist im Vergleich zu dem Wandler 600 von 6 insbesondere für Spannungsumwandlungsverhältnisse nahe dem maximalen Verhältnis von VOUT/VIN = ½ reduziert. Für diesen Betriebsbereich arbeitet der Wandler 1500 wie ein Umwandler für DC-Spannungen mit einem Eingangsstrompegel nahe der Hälfte des Laststroms.As in the 16A and 16B As shown, a current is provided from the input terminal during both the magnetization state DP and the demagnetization state DV. As a result, the converter implements 1500 a continuous input current over the drive period and the input current is compared to the converter 600 from 6th reduced in particular for voltage conversion ratios close to the maximum ratio of V OUT / V IN = ½. The converter works for this operating range 1500 like a converter for DC voltages with an input current level close to half the load current.

17 ist ein Diagramm eines anderen DC-DC-Wandlers 1700 zum Implementieren des Verfahrens von 14. Der DC-DC-Wandler 1700 umfasst einen Induktor L und zwei fliegende Kondensatoren CF1 und CF2, die zwischen einem ersten Port (Eingangsknoten 1702) und einem zweiten Port (Ausgangsknoten 1704) durch ein Netzwerk von Schaltern gekoppelt sind, das aus sechs Schaltern S1-S6 gebildet ist. Ein Eingangskondensator Cin ist zwischen dem Eingangsknoten 1702 und Masse vorgesehen und ein Ausgangskondensator Cout ist zwischen dem Ausgangsknoten 1704 und Masse vorgesehen. 17th Fig. 13 is a diagram of another DC-DC converter 1700 to implement the method of 14th . The DC-DC converter 1700 comprises an inductor L and two flying capacitors C F1 and C F2 connected between a first port (input node 1702 ) and a second port (output node 1704 ) are coupled by a network of switches, which is formed from six switches S1-S6. An input capacitor Cin is between the input node 1702 and ground and an output capacitor Cout is between the output node 1704 and mass provided.

Der erste fliegende Kondensator CF1 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1706, der über den Kondensatorschalter S5 mit CF2 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1708, der über den Masseschalter S3 mit Masse und über den Schalter S6 mit dem Ausgangsknoten 1704 gekoppelt ist.The first flying capacitor C F1 has a first terminal at the node 1706 , which is coupled to C F2 via capacitor switch S5, and a second terminal at the node 1708 , which is connected to the ground via the ground switch S3 and to the output node via the switch S6 1704 is coupled.

Der zweite fliegende Kondensator CF2 hat einen ersten Terminal an dem Knoten 1710, der über den ersten Schalter oder Eingangsschalter S1 mit dem Eingangsknoten 1702 gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal an dem Knoten 1712, der über den Masseschalter S4 mit Masse gekoppelt ist. Der Induktor L hat einen ersten Induktor-Terminal, der über S4 mit Masse gekoppelt ist, und einen zweiten Induktor-Terminal, der mit dem Ausgangsknoten 1704 gekoppelt ist. Der erste Induktor-Terminal ist mit CF2 an dem Knoten 1712 gekoppelt und mit CF1 über den Induktorschalter S2 an dem Knoten 1706. Eine Ansteuervorrichtung (nicht gezeigt) ist vorgesehen, um sechs Steuersignale Ct1-Ct6 zu erzeugen, um jeweils die Schalter S1-S6 zu betätigen. Die Ansteuervorrichtung ist ausgebildet, um den DC-DC-Wandler 1700 mit einer Sequenz von Zuständen zu betreiben. Die Sequenz von Zuständen kann einen Magnetisierungszustand und einen Entmagnetisierungszustand umfassen. Die Ansteuervorrichtung kann konfiguriert sein, um den Magnetisierungszustand und den Entmagnetisierungszustand für eine vorgegebene Dauer während der Ansteuerperiode beizubehalten. Zum Beispiel können ein Arbeitszyklus des Magnetisierungszustands und ein Arbeitszyklus des Entmagnetisierungszustands ausgewählt werden, um ein Sollumwandlungsverhältnis zu erreichen.The second flying capacitor C F2 has a first terminal at the node 1710 connected to the input node via the first switch or input switch S1 1702 is coupled, and a second terminal at the node 1712 , which is coupled to ground via the ground switch S4. The inductor L has a first inductor terminal, which is coupled to ground via S4, and a second inductor terminal, which is connected to the output node 1704 is coupled. The first inductor terminal is at the node with C F2 1712 coupled and to C F1 via inductor switch S2 at the node 1706 . A control device (not shown) is provided in order to generate six control signals Ct1-Ct6 in order to actuate the switches S1-S6, respectively. The control device is designed to operate the DC-DC converter 1700 operate with a sequence of states. The sequence of states may include a magnetization state and a demagnetization state. The drive device may be configured to maintain the magnetization state and the demagnetization state for a predetermined duration during the drive period. For example, a duty cycle of the magnetized state and a duty cycle of the demagnetized state can be selected to achieve a target conversion ratio.

18A zeigt den DC-DC-Wandler von 17, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S1, S2 und S3 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S4, S5 und S6 offen sind. Der Eingangsknoten 1702 ist über einen Magnetisierungspfad, der S1, CF2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 1704 gekoppelt. Die Masse ist über einen Pfad, der S3, CF1, S2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten 1704 gekoppelt. 18A shows the DC-DC converter of 17th , which operates in a magnetization state DP in which switches S1, S2 and S3 are closed, while the remaining switches S4, S5 and S6 are open. The entry node 1702 is via a magnetization path comprising S1, C F2 and the inductor L to the output node 1704 coupled. Ground is connected to the output node via a path that includes S3, C F1 , S2 and inductor L 1704 coupled.

18B zeigt den DC-DC-Wandler von 17, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S4, S5 und S6 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S2 und S3 offen sind. Der Eingangsknoten 1702 ist von dem Ausgangsknoten 1704 entkoppelt. Die Masse ist über einen Entmagnetisierungspfad, der S4 und den Induktor L umfasst, und über einen anderen Pfad, der S4, CF2, S5, CF1 und S6 umfasst, der den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten 1704 gekoppelt. 18B shows the DC-DC converter of 17th operating in a demagnetization state DV in which switches S4, S5 and S6 are closed while the remaining switches S1, S2 and S3 are open. The entry node 1702 is from the exit node 1704 decoupled. The ground is connected to the output node via a degaussing path that includes S4 and inductor L and another path that includes S4, C F2 , S5, C F1 and S6 that bypasses inductor L 1704 coupled.

Während des Magnetisierungszustands DP sieht der Wandler 1700 typischerweise die Hälfte des Induktormagnetisierungsstroms von dem Eingangs-Terminal (über den fliegenden Kondensator CF2) und die andere Hälfte von dem Masse-Terminal (über den fliegenden Kondensator CF1) vor. Während des Entmagnetisierungszustands sind die fliegenden Kondensatoren in Serie verbunden, um einen zusätzlichen Ausgangsstrom von dem Masse-Terminal vorzusehen. Diese Operation verhindert das Auftreten von Stromspitzen von dem Eingangsknoten, die typischerweise erzeugt werden, wenn die Eingangs- und Ausgangskondensatoren direkt über einen fliegenden Kondensator verbunden werden.During the magnetization state DP, the converter sees 1700 typically half of the inductor magnetizing current from the input terminal (via flying capacitor C F2 ) and the other half from the ground terminal (via flying capacitor C F1 ). During the demagnetization state, the flying capacitors are connected in series to provide additional output current from the ground terminal. This operation prevents the occurrence of current spikes from the input node, which are typically generated when the input and output capacitors are connected directly through a flying capacitor.

Die fliegenden Kondensatoren werden automatisch auf VCF2 = (VIN + VOUT)/2 und VCF1 = (VIN - VOUT)/2 geladen.The flying capacitors are automatically charged to V CF2 = (V IN + V OUT ) / 2 and V CF1 = (V IN - V OUT ) / 2.

Ein Verhältnis von durchschnittlichen Eingangs- zu Ausgangsströmen während des Arbeitszyklus DP des Magnetisierungszustands DP kann ausgedrückt werden als: I I N I O U T = 1 2 + D w a ¨ h r e n d     D P = D      D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0020
A ratio of average input to output currents during the duty cycle D P of the magnetization state DP can be expressed as: I. I. N I. O U T = 1 2 + D. w a ¨ H r e n d D. P. = D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0020

Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung ist: V O U T V I N = D 2 + D    D P = D ,    D V = 1 D    D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0021
The relationship between input and output voltage is: V O U T V I. N = D. 2 + D. D. P. = D. , D. V = 1 - D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0021

Für ein Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = ¼ ist der Arbeitszyklus D = 2/3. Die aus Gleichung (17) abgeleitete Amplitude der Eingangsstrompulse IIN beträgt nur 3/8 des Laststroms IOUT.For a voltage conversion ratio V OUT / V IN = ¼, the duty cycle D = 2/3. The amplitude of the input current pulses I IN derived from equation (17) is only 3/8 of the load current I OUT .

Das theoretische maximale Spannungsumwandlungsverhältnis, das aus Gleichung (18) abgeleitet wird, ist VOUT/VIN = 1/3 für D = 1. Jedoch ist für D = 1 Dv = 0 und es gibt während der Ansteuerperiode keine Zeit, um die Ladung von den fliegenden Kondensatoren CF1 und CF2 in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen, da dies einen unendlichen Strom erfordern würde, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde. Die Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf einen Wert von weniger als 1 begrenzt wird, zum Beispiel D ≤ ¾. Für D = ¾ wird ein praktisches maximales Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 3/11 erreicht.The theoretical maximum voltage conversion ratio derived from equation (18) is V OUT / V IN = 1/3 for D = 1. However, for D = 1, Dv = 0 and there is no time to charge during the drive period redistribute from the flying capacitors C F1 and C F2 to the output capacitor C OUT as this would require an infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss. Power distribution can be achieved by limiting the duty cycle to a value less than 1, for example D ≤ ¾. For D = ¾ a practical maximum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 3/11 is achieved.

Daher reduziert der Wandler 1700 für Umwandlungsverhältnisse von Ausgangs- zu Eingangsspannung, die größer als VOUT/VIN = ¼ sind, die Amplitude der Eingangsstrompulse und reduziert auch die Nennspannung des Entmagnetisierungsschalters auf ungefähr die Hälfte der maximalen Eingangsspannung.Therefore the converter reduces 1700 for conversion ratios from output to input voltage that are greater than V OUT / V IN = ¼, the amplitude of the input current pulses and also reduces the nominal voltage of the degaussing switch to approximately half the maximum input voltage.

Der Wandler 1700 kann modifiziert werden, indem der Schalter S6 durch eine feste Verbindung zwischen dem zweiten Terminal von CF1 und dem Ausgangsknoten ersetzt wird und indem die Masseverbindung von CF1 über S3 entfernt wird. In diesem Fall würden die Spannungen über den fliegenden Kondensatoren als VCF2 = VIN/2 und VCF1 = VIN/2 - VOUT ausgedrückt. In diesem Szenario wird jedoch der Ausgangsstrom während der Induktormagnetisierung auf ~ 50% des Induktorstroms reduziert, was zu einer langsameren transienten Lastanwort und einer Zunahme der Ausgangsstrom/spannungs-Welligkeit führt, insbesondere bei einem hohen Arbeitszyklus. Der Wandler 800 kann ebenfalls auf ähnliche Weise modifiziert werden.The converter 1700 can be modified by replacing switch S6 with a permanent connection between the second terminal of C F1 and the output node and by removing the ground connection from C F1 via S3. In this case, the voltages across the flying capacitors would be expressed as V CF2 = V IN / 2 and V CF1 = V IN / 2 - V OUT . In this scenario, however, the output current is reduced to ~ 50% of the inductor current during inductor magnetization, resulting in a slower transient load response and an increase in output current / voltage ripple, especially with a high duty cycle. The converter 800 can also be modified in a similar manner.

Die in Bezug auf die 3 bis 18 beschriebenen DC-DC-Wandler sind konfiguriert zum Reduzieren der Amplitude der Eingangsstrompulse im Vergleich zu herkömmlichen Wandlern. Dies reduziert sowohl die Leistungsverluste als auch den Rauschenpegel an der Leistungsversorgung und entsprechende EMI-Probleme. Durch Implementieren eines kapazitiven Pfads, der den Induktor umgeht, können auch die Verluste aufgrund von Induktor DCR reduziert werden, wodurch eine Wandlereffizienz, eine Spannungsregelung verbessert wird und eine Antwort auf einen transienten Laststrom verbessert wird. Wenn weiter der Induktorstrom über einen erweiterten Magnetisierungszustand erhöht wird, wird eine zusätzliche Ladung in den fliegenden Kondensatoren gespeichert. Diese Ladung wird nachfolgend an den Wandler-Ausgangs-Port während des nachfolgenden Entmagnetisierungszustands vorgesehen. Dies reduziert den Ausgangsspannungsabfall während eines plötzlichen Anstiegs des Laststroms weiter. Darüber hinaus erfordert die Spannung über dem/den fliegenden Kondensator(en) keine Regelung, wodurch die Komplexität in der Steuerschaltung und das Risiko von Interferenz mit den Regelkreisen von Ausgangsspannung und -strom des Wandlers reduziert wird.The in relation to the 3 until 18th DC-DC converters described are configured to reduce the amplitude of the input current pulses compared to conventional converters. This reduces both power losses and the level of noise on the power supply and associated EMI problems. By implementing a capacitive path that bypasses the inductor, losses due to inductor DCR can also be reduced, thereby improving converter efficiency, voltage regulation, and improving response to transient load current. If the inductor current is further increased beyond an expanded magnetization state, additional charge will be stored in the flying capacitors. This charge is subsequently provided to the transducer output port during the subsequent demagnetization state. This further reduces the output voltage drop during a sudden increase in load current. In addition, the voltage across the flying capacitor (s) does not require regulation, which reduces the complexity in the control circuitry and the risk of interference with the converter output voltage and current control loops.

Die in Bezug auf die 3 bis 18 beschriebenen DC-DC-Wandler wurden als Step-Down- bzw. Abwärtswandler beschrieben, die auch als Buck-Wandler bezeichnet werden. Es ist offensichtlich, dass diese Wandler in umgekehrter Richtung (d.h. Verwenden des Eingangs als Ausgang und des Ausgangs als Eingang) als Aufwärtswandler betrieben werden können, um eine Aufwärtswandlung zu erreichen. In diesem Fall wird die Magnetisierungsphase (Entmagnetisierungsphase) in dem Abwärts-Betrieb zu einer Entmagnetisierungsphase (Magnetisierungsphase) in dem Aufwärts-Betrieb.The in relation to the 3 until 18th described DC-DC converters have been described as step-down converters, which are also referred to as buck converters. It will be apparent that these converters can be operated in reverse (ie, using the input as an output and the output as an input) as an up-converter to achieve an up-conversion. In this case, the magnetization phase (demagnetization phase) in the downward operation becomes a demagnetization phase (magnetization phase) in the upward operation.

Die Übertragungsfunktion eines herkömmlichen Aufwärtswandlers enthält eine sogenannte Nullstelle in der rechten Halbebene, wie in der Veröffentlichung mit dem Titel „Right-Half-Plane Zero Elimination for Boost Converter Using Magnetic Coupling With Forward Energy Transfer“, IEEE, 2019 von Poorali, beschrieben wird. Die Null resultiert aus der Tatsache, dass ein Wandler den Ausgangsstrom während einer Induktor-Entmagnetisierung vorsieht. Dies begrenzt die Bandbreite eines Regelungssystems im kontinuierlichen Leitungsmodus (CCM - continuous conduction mode). Infolgedessen implementieren herkömmliche Aufwärtswandler eine höhere Ausgangsspannungswelligkeit für Anwendungen mit schneller Dynamik.The transfer function of a conventional boost converter contains a so-called zero in the right half-plane, as described in the publication entitled "Right-Half-Plane Zero Elimination for Boost Converter Using Magnetic Coupling With Forward Energy Transfer", IEEE, 2019 by Poorali. The zero results from the fact that a converter is providing the output current during inductor demagnetization. This limits the bandwidth of a control system in continuous conduction mode (CCM). As a result, conventional boost converters implement higher output voltage ripple for fast dynamic applications.

19 zeigt das Diagramm von 3, dargestellt mit invertierten Eingangs- und Ausgangs-Ports. 19th shows the diagram of 3 , shown with inverted input and output ports.

20A und 20B zeigen den Magnetisierungszustand DP bzw. den Entmagnetisierungszustand DV. 20A and 20B show the magnetization state DP and the demagnetization state DV, respectively.

20A zeigt den DC-DC-Wandler von 19, der in einem Magnetisierungszustand DP arbeitet, in dem die Schalter S1, S3 und S5 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S2 und S4 offen sind. Der Eingangsknoten ist über einen Eingangspfad, der CF und S3 enthält und den Induktor L umgeht, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. Der Eingangsknoten ist über einen Magnetisierungspfad, der S5 und den Induktor L umfasst, mit Masse gekoppelt. 20A shows the DC-DC converter of 19th , which operates in a magnetization state DP in which switches S1, S3 and S5 are closed, while the remaining switches S2 and S4 are open. The input node is contains through an input path, the C and F S3 and the inductor L bypasses, coupled to the output node. The input node is coupled to ground via a magnetization path that includes S5 and inductor L.

20B zeigt den DC-DC-Wandler von 19, der in einem Entmagnetisierungszustand DV arbeitet, in dem die Schalter S2 und S4 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S1, S3 und S5 offen sind. Der Eingangsknoten ist von dem Ausgangsknoten entkoppelt oder getrennt. Der Eingangsknoten ist über einen Entmagnetisierungspfad, der S4, CF, S2 und den Induktor L umfasst, mit Masse gekoppelt. 20B shows the DC-DC converter of 19th , which operates in a demagnetization state DV in which switches S2 and S4 are closed while the remaining switches S1, S3 and S5 are open. The input node is decoupled or separated from the output node. The input node is coupled to ground via a degaussing path that includes S4, CF , S2 and inductor L.

In Betrieb bezieht der DC-DC-Leistungswandler von 19 während der Induktor-Entmagnetisierung keinen Strom von dem Eingangs-Terminal (siehe 20B). Strom wird von dem Eingangs-Terminal während des Induktormagnetisierungs-Schaltzustands bezogen (siehe 20A). Wie oben in Bezug auf die 20A und 20B dargestellt, übertragen die vorgeschlagenen Topologien der Offenbarung das Vorsehen des Wandlerausgangsstroms in den Schaltzustand, der den Induktor magnetisiert, wodurch die Nullstelle in der rechten Halbebene effektiv von der Übertragungsfunktion der Aufwärts-Steuerung zu einer höheren Frequenz verschoben wird.In operation, the DC-DC power converter is purchased from 19th no current from the input terminal during inductor demagnetization (see 20B) . Current is drawn from the input terminal during the inductor magnetization switching state (see 20A) . As above in relation to the 20A and 20B illustrated, the proposed topologies of the disclosure carry over the provision of the Converter output current into the switching state, which magnetizes the inductor, whereby the zero point in the right half-plane is effectively shifted from the transfer function of the upward control to a higher frequency.

Im Vergleich zu transformatorlosen Wandlern des Standes der Technik ermöglichen die Wandlertopologien der Offenbarung eine Aufwärtswandlung mit großem Spannungsverhältnis mit verbesserter Leistungsversorgungs-Unterdrückung und schnellem Dynamikverhalten.Compared to prior art transformerless converters, the converter topologies of the disclosure enable high voltage ratio step-up conversion with improved power supply suppression and fast dynamic response.

Die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung wird durch Anwenden des Volt-Sek.-Ausgleichsprinzips auf die Spannung des Induktors erlangt: V O U T V I N = 2 D 1 D     D P = D ,        D V = 1 D      D [ 0,   1 ]

Figure DE102020213004A1_0022
The relationship between input and output voltage is obtained by applying the volt-sec equalization principle to the voltage of the inductor: V O U T V I. N = 2 - D. 1 - D. D. P. = D. , D. V = 1 - D. D. [ 0, 1 ]
Figure DE102020213004A1_0022

Gemäß Gleichung (19) ist das theoretische Minimum-Wandler-Spannungsumwandlungsverhältnis VOUT/VIN = 2 für D = 0. Für D = 0 gibt es jedoch keine Zeit, um die Ladung von dem fliegenden Kondensator CF in den Ausgangskondensator COUT umzuverteilen (dies würde einen unendlichen Strom erfordern, der einen entsprechenden unendlichen I2R-Leitungsverlust verursachen würde). Eine ausgeglichenere Stromverteilung kann erreicht werden, indem der Arbeitszyklus auf z.B. D ≥ 1/4 begrenzt wird, was zu einem realistischeren Minimum-Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN = 7/3 für D = 1/4 führt. Für niedrigere Spannungsumwandlungsverhältnisse kann der Schaltzustand DV teilweise oder vollständig durch einen modifizierten Entmagnetisierungszustand DV2 ersetzt werden.According to equation (19), the theoretical minimum converter voltage conversion ratio V OUT / V IN = 2 for D = 0. For D = 0, however, there is no time to redistribute the charge from the flying capacitor C F to the output capacitor C OUT (this would require infinite current which would cause a corresponding infinite I 2 R conduction loss). A more balanced current distribution can be achieved by limiting the duty cycle to, for example, D ≥ 1/4, which leads to a more realistic minimum voltage conversion ratio of V OUT / V IN = 7/3 for D = 1/4. For lower voltage conversion ratios, the switching state DV can be partially or completely replaced by a modified demagnetization state DV2.

21 zeigt den DC-DC-Wandler von 19, der in einem zweiten Entmagnetisierungszustand DV2 arbeitet, in dem die Schalter S1 und S2 geschlossen sind, während die verbleibenden Schalter S3, S4 und S5 offen sind. Der Eingangsknoten ist über einen Entmagnetisierungspfad, der S1, S2 und den Induktor L umfasst, mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. Die Masse ist nicht mit dem Ausgangsknoten gekoppelt. 21 shows the DC-DC converter of 19th , which operates in a second demagnetization state DV2 in which switches S1 and S2 are closed while the remaining switches S3, S4 and S5 are open. The input node is coupled to the output node via a degaussing path that includes S1, S2 and inductor L. The ground is not coupled to the output node.

Durch die Einführung eines zunehmenden Anteils von DV2 für Arbeitszyklen unter D < 0,5 wird die Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung: V O U T V I N = 1 + D 1 D    D P = D V = D , D V 2 = 1 2 D      D [ 0,  0 ,5 ]

Figure DE102020213004A1_0023
By introducing an increasing proportion of DV2 for duty cycles below D <0.5, the relationship between input and output voltage becomes: V O U T V I. N = 1 + D. 1 - D. D. P. = D. V = D. , D. V 2 = 1 - 2 D. D. [ 0, 0 , 5 ]
Figure DE102020213004A1_0023

Ein zunehmender Anteil des Schaltzustands DV2 während einer Induktor-Entmagnetisierung macht den Wandlerbetrieb ähnlich zu dem eines herkömmlichen Aufwärtswandlers mit einem Minimum-Arbeitszyklus von D = 0 und einem Minimum-Spannungsumwandlungsverhältnis von VOUT/VIN > 1. Dies hat auch den Nachteil einer Wiedereinführung eines größeren Einflusses von der Nullstelle in der rechten Halbebene.An increasing proportion of the switching state DV2 during inductor demagnetization makes the converter operation similar to that of a conventional boost converter with a minimum duty cycle of D = 0 and a minimum voltage conversion ratio of V OUT / V IN > 1. This also has the disadvantage of reintroduction a greater influence from the zero point in the right half-plane.

Ein Deaktivieren eines negativen Induktorstroms bei niedrigem Ausgangsstrom zur Erhöhung einer Wandlereffizienz kann auf Aufwärts-Ableitungen der vorgeschlagenen Wandlertopologien angewendet werden, indem der Entmagnetisierungsstrompfad innerhalb des Entmagnetisierungszustands Dvx geöffnet wird, sobald der Induktorstrom Null erreicht.Deactivating a negative inductor current at low output current to increase converter efficiency can be applied to step-up derivatives of the proposed converter topologies by opening the degaussing current path within the degaussing state Dvx as soon as the inductor current reaches zero.

Ein Reduzieren der Nennspannung von Aufwärtswandler-Leistungsschaltern auf VOUT/2 kann für die Topologien der 8, 10 und 17 mit umgekehrten Rollen der Eingangs- und Ausgangs-Ports erreicht werden.Reducing the voltage rating of boost converter circuit breakers to V OUT / 2 can be used for the topologies of the 8th , 10 and 17th can be achieved with reversed roles of the input and output ports.

Für Fachleute ist offensichtlich, dass Variationen der offenbarten Anordnungen möglich sind, ohne von der Offenbarung abzuweichen. Dementsprechend ist die obige Beschreibung des spezifischen Ausführungsbeispiels nur beispielhaft und dient nicht zum Zweck einer Einschränkung. Für Fachleute ist offensichtlich, dass geringfügige Modifikationen ohne wesentliche Änderungen an der beschriebenen Operation vorgenommen werden können.It will be apparent to those skilled in the art that variations of the disclosed arrangements are possible without departing from the disclosure. Accordingly, the above description of the specific embodiment is exemplary only and is not intended to be limiting. It will be apparent to those skilled in the art that minor modifications can be made to the operation described without substantial changes.

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNGQUOTES INCLUDED IN THE DESCRIPTION

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Zitierte PatentliteraturPatent literature cited

  • US 8427113 [0041]US 8427113 [0041]
  • US 7230405 [0044]US 7230405 [0044]

Claims (17)

Ein Leistungswandler zum Vorsehen einer Ausgangsspannung mit einem Sollumwandlungsverhältnis, wobei der Leistungswandler einen Masse-Port, einen ersten Port und einen zweiten Port hat, wobei, wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht; wobei der Leistungswandler aufweist einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung; wobei das Netzwerk von Schaltern aufweist einen ersten Schalter zum Koppeln des ersten fliegenden Kondensators mit dem ersten Port; einen zweiten Schalter zum Koppeln des Induktors mit Masse; wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist und der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt ist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste Port über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist. A power converter for providing an output voltage with a target conversion ratio, the power converter having a ground port, a first port and a second port, wherein when the power converter is operating as a buck converter, the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage, and when the power converter is operating as a boost converter, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage; wherein the power converter comprises a first flying capacitor coupled to a network of switches, an inductor coupled to the second port, and a drive device; the network comprising switches a first switch for coupling the first flying capacitor to the first port; a second switch for coupling the inductor to ground; wherein the control device is designed to control the network of switches with a sequence of states during a control period, the sequence of states having a first state and a second state, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a first path which has the first flying capacitor and the inductor and the first port is decoupled from the second port, wherein in the second state the ground port is coupled to the second port via a second path including the second switch and the inductor, and wherein the first port is coupled via a third path including the first flying capacitor during the inductor is bypassed, is coupled to the second port. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 1, der weiter einen zweiten fliegenden Kondensator aufweist, der über einen ersten Induktorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt ist, wobei das Netzwerk von Schaltern einen Kondensatorschalter zwischen dem ersten fliegenden Kondensator und dem zweiten fliegenden Kondensator aufweist.The power converter according to Claim 1 further comprising a second flying capacitor coupled to the second port via a first inductor switch, the network of switches comprising a capacitor switch between the first flying capacitor and the second flying capacitor. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 2, wobei in dem ersten Zustand der erste Pfad den ersten fliegenden Kondensator, den Kondensatorschalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, und wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Terminal über einen Massepfad, der den zweiten Schalter, den zweiten fliegenden Kondensator und den ersten Induktorschalter aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.The power converter according to Claim 2 , wherein in the first state the first path comprises the first flying capacitor, the capacitor switch, the second flying capacitor and the inductor, and wherein in the second state the ground terminal has a ground path that includes the second switch, the second flying capacitor and having the first inductor switch while bypassing the inductor is coupled to the second port. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 2, wobei das Netzwerk von Schaltern einen zweiten Kondensatorschalter zwischen dem ersten fliegenden Kondensator und dem zweiten fliegenden Kondensator und einen Masseschalter aufweist, um den zweiten fliegenden Kondensator mit Masse zu koppeln.The power converter according to Claim 2 wherein the network of switches includes a second capacitor switch between the first flying capacitor and the second flying capacitor and a ground switch for coupling the second flying capacitor to ground. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 4, wobei der Induktor über einen zweiten Induktorschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist und wobei der erste fliegende Kondensator über einen dritten Kondensatorschalter mit dem zweiten Port gekoppelt ist.The power converter according to Claim 4 wherein the inductor is coupled to the first flying capacitor through a second inductor switch, and wherein the first flying capacitor is coupled to the second port through a third capacitor switch. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 5, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port über einen anderen Pfad, der den Masseschalter, den zweiten fliegenden Kondensator, den ersten Induktorschalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist; und wobei in dem zweiten Zustand der erste Port über einen Pfad, der den Kondensatorschalter, den zweiten fliegenden Kondensator, den zweiten Kondensatorschalter, den ersten fliegenden Kondensator und den dritten Kondensatorschalter aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.The power converter according to Claim 5 wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a different path including the ground switch, the second flying capacitor, the first inductor switch, and the inductor; and wherein in the second state, the first port is coupled to the second port by a path including the capacitor switch, the second flying capacitor, the second capacitor switch, the first flying capacitor, and the third capacitor switch while bypassing the inductor. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 2, der weiter einen dritten fliegenden Kondensator aufweist, wobei der dritte fliegenden Kondensator einen ersten Terminal hat, der über einen ersten Kopplungsschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist, und einen zweiten Terminal, der über einen zweiten Kopplungsschalter mit dem ersten fliegenden Kondensator gekoppelt ist.The power converter according to Claim 2 , further comprising a third flying capacitor, the third flying capacitor having a first terminal coupled to the first flying capacitor through a first coupling switch and a second terminal coupled to the first flying capacitor through a second coupling switch. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 7, wobei die Ansteuersequenz einen primären ersten Zustand, einen sekundären ersten Zustand, einen primären zweiten Zustand und einen sekundären zweiten Zustand aufweist.The power converter according to Claim 7 wherein the control sequence has a primary first state, a secondary first state, a primary second state and a secondary second state. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 8, wobei in dem primären zweiten Zustand der Masse-Port über einen ersten Massepfad, der den zweiten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste Port über einen Pfad, der den ersten und den dritten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.The power converter according to Claim 8 , wherein in the primary second state the ground port is coupled to the second port via a first ground path including the second flying capacitor while bypassing the inductor, and wherein the first port is coupled to the second port via a path including the first and the third flying capacitor, while bypassing the inductor, is coupled to the second port. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 9, wobei in dem sekundären zweiten Zustand der Masse-Port über den ersten Massepfad und einen zweiten Massepfad, der den ersten und den dritten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.The power converter according to Claim 9 wherein in the secondary second state the ground port is coupled to the second port via the first ground path and a second ground path including the first and third flying capacitors while the inductor is bypassed. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 8, wobei in dem primären und dem sekundären ersten Zustand der Masse-Port über einen Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator, den zweiten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.The power converter according to Claim 8 wherein, in the primary and secondary first states, the ground port is coupled to the second port via a path including the first flying capacitor, the second flying capacitor, and the inductor. Der Leistungswandler gemäß Anspruch 11, wobei die Ansteuersequenz einen ersten zusätzlichen Zustand und einen zweiten zusätzlichen Zustand aufweist, wobei in dem ersten zusätzlichen Zustand der erste Port über einen Pfad, der den zweiten und den dritten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei in dem zweiten zusätzlichen Zustand der Masse-Port über einen Pfad, der den zweiten und den dritten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.The power converter according to Claim 11 , wherein the control sequence has a first additional state and a second additional state, wherein in the first additional state the first port is coupled to the second port via a path comprising the second and third flying capacitors and the inductor, and wherein in the second additional state, the ground port is coupled to the second port via a path comprising the second and third flying capacitors and the inductor. Der Leistungswandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Ansteuersequenz einen anderen ersten Zustand aufweist, in dem der Masse-Port von dem zweiten Port entkoppelt ist und wobei der erste Port über einen Pfad, der den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.The power converter according to one of the preceding claims, wherein the control sequence has a different first state in which the ground port is decoupled from the second port and wherein the first port is coupled to the second port via a path that includes the inductor. Der Leistungswandler gemäß einem der vorhergehenden Ansprüche, der weiter einen Stromsensor zum Erfassen eines Induktorstroms durch den Induktor aufweist, wobei die Ansteuervorrichtung ausgebildet ist zum Öffnen des zweiten Schalters während des zweiten Zustands, wenn erfasst wird, dass der Induktorstrom einen Schwellenwert erreicht hat.The power converter according to one of the preceding claims, further comprising a current sensor for detecting an inductor current through the inductor, wherein the control device is designed to open the second switch during the second state when it is detected that the inductor current has reached a threshold value. Der Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei der Leistungswandler ein Abwärtswandler ist, wobei der erste Zustand ein Magnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist.The power converter according to one of the Claims 1 until 14th wherein the power converter is a buck converter, the first state being a magnetization state and the second state being a demagnetization state. Der Leistungswandler gemäß einem der Ansprüche 1 bis 14, wobei der Leistungswandler ein Aufwärtswandler ist, wobei der erste Zustand ein Entmagnetisierungszustand ist und der zweite Zustand ein Magnetisierungszustand ist.The power converter according to one of the Claims 1 until 14th wherein the power converter is a boost converter, the first state being a demagnetization state and the second state being a magnetization state. Verfahren zum Umwandeln von Leistung mit einem Sollumwandlungsverhältnis, wobei das Verfahren aufweist Vorsehen eines Leistungswandlers mit einem Masse-Port, einem ersten Port und einem zweiten Port, wobei, wenn der Leistungswandler als Abwärtswandler arbeitet, der erste Port eine Eingangsspannung empfängt und der zweite Port die Ausgangsspannung vorsieht, und, wenn der Leistungswandler als Aufwärtswandler arbeitet, der zweite Port eine Eingangsspannung empfängt und der erste Port die Ausgangsspannung vorsieht; wobei der Leistungswandler einen ersten fliegenden Kondensator, der mit einem Netzwerk von Schaltern gekoppelt ist, einen Induktor, der mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und eine Ansteuervorrichtung aufweist; wobei das Netzwerk von Schaltern einen ersten Schalter zum Koppeln des ersten fliegenden Kondensators mit dem ersten Port; einen zweiten Schalter zum Koppeln des Induktors mit Masse aufweist; Ansteuern des Netzwerks von Schaltern mit einer Sequenz von Zuständen während einer Ansteuerperiode, wobei die Sequenz von Zuständen einen ersten Zustand und einen zweiten Zustand aufweist, wobei in dem ersten Zustand der Masse-Port über einen ersten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist und der erste Port von dem zweiten Port entkoppelt ist, wobei in dem zweiten Zustand der Masse-Port über einen zweiten Pfad, der den zweiten Schalter und den Induktor aufweist, mit dem zweiten Port gekoppelt ist, und wobei der erste Port über einen dritten Pfad, der den ersten fliegenden Kondensator aufweist, während der Induktor umgangen wird, mit dem zweiten Port gekoppelt ist.A method for converting power to a target conversion ratio, the method comprising Providing a power converter with a ground port, a first port and a second port, wherein when the power converter operates as a step-down converter, the first port receives an input voltage and the second port provides the output voltage, and when the power converter operates as a step-up converter, the second port receives an input voltage and the first port provides the output voltage; wherein the power converter comprises a first flying capacitor coupled to a network of switches, an inductor coupled to the second port, and a driver; wherein the network of switches includes a first switch for coupling the first flying capacitor to the first port; a second switch for coupling the inductor to ground; Controlling the network of switches with a sequence of states during a control period, the sequence of states having a first state and a second state, wherein in the first state the ground port is coupled to the second port via a first path which has the first flying capacitor and the inductor and the first port is decoupled from the second port, wherein in the second state the ground port is coupled to the second port via a second path including the second switch and the inductor, and wherein the first port is coupled via a third path including the first flying capacitor during the inductor is bypassed, is coupled to the second port.
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US16/900,678 2020-06-12
US16/900,669 US11228243B2 (en) 2020-06-12 2020-06-12 Power converter with reduced RMS input current
US16/900,669 2020-06-12

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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4290748A1 (en) * 2022-06-08 2023-12-13 MediaTek Inc. Voltage regulator with reduced power loss and chip using the voltage regulator
CN117439406A (en) * 2023-10-23 2024-01-23 华南理工大学 Three-current-path hybrid buck converter with high conversion ratio

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010022735A1 (en) 2000-02-15 2001-09-20 Mauro Zanuccoli High-efficiency bidirectional voltage boosting device
US7230405B2 (en) 2004-10-26 2007-06-12 Delta Electronics, Inc. Non-isolated power conversion system having multiple switching power converters
US8427113B2 (en) 2007-08-01 2013-04-23 Intersil Americas LLC Voltage converter with combined buck converter and capacitive voltage divider
WO2014154390A1 (en) 2013-03-26 2014-10-02 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A voltage modulator
US20150084611A1 (en) 2013-09-25 2015-03-26 Cree, Inc. Boost converter with reduced switching loss and methods of operating the same
DE102015209330A1 (en) 2015-05-21 2016-11-24 Dialog Semiconductor (Uk) Limited High efficiency switching charger with reduced input voltage ripple
DE102015212331A1 (en) 2015-07-01 2017-01-05 Dialog Semiconductor (Uk) Limited High performance up-converter with reduced inductor current ripple
US20170279348A1 (en) 2016-03-25 2017-09-28 Jaydeep Kulkarni Bi-directional multi-mode charge pump
DE102016217040A1 (en) 2016-09-07 2018-03-08 Brusa Elektronik Ag High performance charge pump with inductive elements
DE102016225795A1 (en) 2016-12-21 2018-06-21 Dialog Semiconductor (Uk) Limited HYBRID-DCDC POWER CONVERTERS WITH HIGHER EFFICIENCY

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010022735A1 (en) 2000-02-15 2001-09-20 Mauro Zanuccoli High-efficiency bidirectional voltage boosting device
US7230405B2 (en) 2004-10-26 2007-06-12 Delta Electronics, Inc. Non-isolated power conversion system having multiple switching power converters
US8427113B2 (en) 2007-08-01 2013-04-23 Intersil Americas LLC Voltage converter with combined buck converter and capacitive voltage divider
WO2014154390A1 (en) 2013-03-26 2014-10-02 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) A voltage modulator
US20150084611A1 (en) 2013-09-25 2015-03-26 Cree, Inc. Boost converter with reduced switching loss and methods of operating the same
DE102015209330A1 (en) 2015-05-21 2016-11-24 Dialog Semiconductor (Uk) Limited High efficiency switching charger with reduced input voltage ripple
DE102015212331A1 (en) 2015-07-01 2017-01-05 Dialog Semiconductor (Uk) Limited High performance up-converter with reduced inductor current ripple
US20170279348A1 (en) 2016-03-25 2017-09-28 Jaydeep Kulkarni Bi-directional multi-mode charge pump
DE102016217040A1 (en) 2016-09-07 2018-03-08 Brusa Elektronik Ag High performance charge pump with inductive elements
DE102016225795A1 (en) 2016-12-21 2018-06-21 Dialog Semiconductor (Uk) Limited HYBRID-DCDC POWER CONVERTERS WITH HIGHER EFFICIENCY

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP4290748A1 (en) * 2022-06-08 2023-12-13 MediaTek Inc. Voltage regulator with reduced power loss and chip using the voltage regulator
CN117439406A (en) * 2023-10-23 2024-01-23 华南理工大学 Three-current-path hybrid buck converter with high conversion ratio
CN117439406B (en) * 2023-10-23 2024-06-11 华南理工大学 Three-current-path hybrid buck converter with high conversion ratio

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