DE102018007011A1 - Verfahren für Überstrom- und Überspannungsschutz eines Leistungsschalters in Kombination mit geregeltem DI/DT und DV/DT - Google Patents

Verfahren für Überstrom- und Überspannungsschutz eines Leistungsschalters in Kombination mit geregeltem DI/DT und DV/DT Download PDF

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Anton Mauder
Johannes Groeger
Bernhard Wicht
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Abstract

Ein Verfahren zum Schützen eines Leistungsschalters während des Einschaltens umfasst das Erfassen, dass eine Änderung im Strom durch den Leistungsschalter gerade geregelt wird, das Messen einer Zeitdauer, für die die Änderung im Strom durch den Leistungsschalter geregelt wird, und das Vergleichen der Zeitdauer, für die die Stromänderung im Leistungsschalter geregelt wird, mit einer Bezugszeitdauer. Ein Überstromsignal, das verwendet werden kann, um den Leistungsschalter zu deaktivieren, wird erzeugt, wenn die Zeitdauer der Stromänderung im Leistungsschalter die Bezugszeitdauer übersteigt.

Description

  • GEBIET DER TECHNIK
  • Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen ein System und ein Verfahren für Überstrom- und Überspannungsschutz eines Leistungsschalters in Kombination mit geregeltem di/dt und dv/dt.
  • HINTERGRUND
  • Leistungswandler verwenden verschiedene Arten von Leistungsschaltern. Der Ausgang dieser Leistungswandler kann entweder einem Kurzschluss oder einem Überlastzustand ausgesetzt sein. Obwohl Schutzschaltungen zur Bewältigung von Kurzschlüssen und Überspannungszustanden bekannt sind, ist es wichtig, diese so früh wie möglich zu detektieren, um Leistungsverlust in den Leistungsschaltern zu minimieren. Bestehende Schutzschaltungen können eine relative langsame Reaktionszeit aufweisen und sind möglicherweise nicht in der Lage zu verhindern, dass ein Anstieg der Innentemperatur ein Ausmaß erreicht, das den Leistungsschalter dauerhaft schädigen oder zerstören könnte.
  • ZUSAMMENFASSUNG
  • Gemäß einer Ausfuhrungsform der Erfindung umfasst eine Schaltung zum Schützen eines Leistungsschalters einen ersten, einen zweiten und einen dritten Leistungsschalterknoten; eine Rückkopplungsschaltung, die mit zumindest einem der Leistungsschalterknoten gekoppelt ist, um eine Stromänderung im Leistungsschalter zu regeln; und eine Detektorschaltung, die mit der Rückkopplungsschaltung gekoppelt ist, die einen Ausgang aufweist, um anzuzeigen, dass die Änderung im Strom durch den Leistungsschalter gerade geregelt wird. Die Detektorschaltung kann einen zusätzlichen Ausgang zum Identifizieren eines Regelungsausmaßes der Änderung im Strom durch den Leistungsschalter umfassen. Eine Taktgeberschaltung ist mit der Detektorschaltung gekoppelt, die einen Ausgang zum Erzeugen eines Überstromsignals aufweist Die Schaltung kann ferner eine zusätzliche Rückkopplungsschaltung umfassen, die mit zumindest zwei der Leistungsschalterknoten gekoppelt ist, um eine Änderung der Spannung am Leistungsschalter zu regeln. Eine zusätzliche Detektorschaltung ist mit der zusätzlichen Rückkopplungsschaltung gekoppelt, welche einen Ausgang aufweist, um anzuzeigen, dass die Änderung der Spannung am Leistungsschalter gerade geregelt wird. Die zusätzliche Detektorschaltung kann einen zusätzlichen Ausgang umfassen, um ein Regelungsausmaß der Änderung der Spannung am Leistungsschalter anzuzeigen. Eine zusätzliche Taktgeberschaltung ist mit der zusätzlichen Detektorschaltung gekoppelt, die einen Ausgang zur Erzeugung eines Überspannungssignals aufweist. Die Schaltung kann mit dem Leistungsschalter in einer gemeinsamen integrierten Schaltung oder Platine integriert sein, oder der Leistungsschalter kann außerhalb und entfernt von den anderen Schaltungskomponenten angeordnet sein.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung umfasst ein Verfahren zum Schützen eines Leistungsschalters das Erfassen, dass eine Änderung im Strom durch den Leistungsschalter gerade geregelt wird, das Messen einer Zeitdauer, für die die Stromänderung im Leistungsschalter geregelt wird; und das Vergleichen der Zeitdauer, für die die Stromänderung im Leistungsschalter geregelt wird, mit einer Bezugszeitdauer. Das Verfahren umfasst ferner das Erzeugen eines Überstromsignals, wenn die Zeitdauer der Änderung im Strom durch den Leistungsschalter die Bezugszeitdauer übersteigt. Das Verfahren umfasst ferner das Ausschalten des Leistungsschalters als Antwort auf das Überstromsignal. Das Erfassen, dass eine Spannung am Leistungsschalter gerade geregelt wird, erfolgt gleichzeitig zu einem Einschaltereignis. Das Verfahren kann ferner das Erfassen, dass eine Spannung am Leistungsschalter gerade geregelt wird, umfassen.
  • Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung umfasst ein Verfahren zum Schützen eines Leistungsschalters das Erfassen, dass eine Änderung der Spannung am Leistungsschalter gerade geregelt wird; das Messen einer Zeitdauer, für die die Änderung der Spannung am Leistungsschalter gerade geregelt wird; und das Vergleichen der Zeitdauer, für die die Änderung der Spannung am Leistungsschalter geregelt wird, mit einer Bezugszeitdauer. Das Verfahren umfasst ferner das Erzeugen eines Überspannungssignals, wenn die Zeitdauer der Spannungsänderung am Leistungsschalter die Bezugszeitdauer übersteigt. Das Verfahren umfasst ferner das Ändern eines Zielwerts einer Anderung im Strom durch den Leistungsschalter als Antwort auf das Überspannungssignal und auch das Zählen einer Vielzahl von Überspannungssignalen. Das Erfassen, dass die Spannungsänderung am Leistungsschalter gerade geregelt wird, erfolgt gleichzeitig zu einem Ausschaltereignis.
  • Figurenliste
  • Für ein umfassendes Verständnis der Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die folgenden Beschreibungen Bezug in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen Bezug genommen, wobei:
    • 1 ein Schaltbild ist, das eine beispielhafte Treiberschaltung ohne externe Ausgangsverstärkerschaltung und mit integrierter Schaltung mit analogen und digitalen dv/dt-Rückkopplungspfaden zeigt;
    • 2 ein Schaltbild ist, das eine beispielhafte Treiberschaltung mit externer Ausgangsverstärkerschaltung und mit integrierter Schaltung mit analogen und digitalen dv/dt-Rückkopplungspfaden zeigt;
    • 3 ein Schaltbild ist, das eine beispielhafte Treiberschaltung ohne externe Ausgangsverstärkerschaltung und mit integrierter Schaltung mit analogen und digitalen dv/dt- und -di/dt-Rückkopplungspfaden zeigt;
    • 4 ein Schaltbild ist, das eine beispielhafte Treiberschaltung mit externer Ausgangsverstarkerschaltung und mit integrierter Schaltung mit analogen und digitalen dv/dt- und -di/dt-Rückkopplungspfaden zeigt;
    • 5 ein Schaltbild ist, das eine beispielhafte Treiberschaltung mit analogen und digitalen Rückkopplungspfaden zeigt;
    • 6 ein Schaltbild ist, das eine beispielhafte Treiberschaltung mit modifizierten analogen und digitalen Rückkopplungspfaden zeigt;
    • 7 ein Schaltbild ist, das eine beispielhafte Treiberschaltung mit noch weiter modifizierten analogen und digitalen Ruckkopplungspfaden zeigt;
    • 8 ein Zeitdiagramm ist, das einem Leistungsschalter zugeordnete Einschalt-Wellenformen zeigt;
    • 9 ein Zeitdiagramm ist, das einem Leistungsschalter zugeordnete Ausschalt-Wellenformen zeigt;
    • 10 ein Zeitdiagramm ist, das Überstromschutz-Wellenformen beim Einschalten gemäß einem Verfahren der Erfindung zeigt;
    • 11 ein Zeitdiagramm ist, das Überspannungsschutz-Wellenformen beim Ausschalten gemäß einem Verfahren der Erfindung zeigt;
    • 12 ein Blockdiagramm einer Leistungsschaltergate-Treiberschaltung ist, die dv/dt- und di/dt-Regelung umfasst,
    • 13 ein Schaltbild einer Umsetzung der Regelschaltung ist;
    • 14 ein Schaltbild der umgesetzten Begrenzungsschaltung ist, die der Schaltung von 13 zugeordnet ist;
    • 15 ein Schaltbild eines aktiven di/dt-Regeldetektors gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist;
    • 16 Beispiele für Zeitmessschaltungen zur Erzeugung eines Überstromsignals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung zeigt;
    • 17 ein Zeitdiagramm von Wellenformen ist, die einem Überstromdetektionsverfahren gemäß der Erfindung zugeordnet sind;
    • 18 ein Flussdiagramm eines Überstromdetektionsverfahrens gemäß der Erfindung ist;
    • 19 ein Schaltbild eines aktiven di/dt-Regeldetektors, einschließlich Fensterdetektion und „Zu-hoher“-di/dt-Detektion, gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;
    • 20 ein Schaltbild eines aktiven dv/dt-Regeldetektors gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist;
    • 21 ein Zeitdiagramm von Wellenformen ist, die einem Überspannungsdetektionsverfahren gemäß der Erfindung zugeordnet sind
    • 22 ein Flussdiagramm eines Überspannungsdetektionsverfahrens gemäß der Erfindung ist;
    • 23 ein Schaltbild eines aktiven di/dt-Regeldetektors gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist; und
    • 24 ein Blockdiagramm eines digitalen Integrationspfads für dv/dt und di/dt gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG VON VERANSCHAULICHENDEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • 1 bis 7 beschreiben im Allgemeinen die Regelung der Spannungsänderung (dv/d-Regelung) und die Regelung der Stromänderung (di/d-Regelung) eines Leistungsschalters, wie in der deutschen Patentanmeldung DE 102016111449.9 , eingereicht am 22. Juni 2016, beschrieben. Die Beschreibung von 1 bis 7 stellt die Umgebung für die Kurzschluss- und Überlastschutzfunktionen von Ausführungsformen der Erfindung bereit. Die detaillierte Beschreibung von Ausführungsformen der Erfindung nimmt Bezug auf 8 bis 24. In Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ist ein Leistungsschalter konfiguriert, um sowohl di/dt- als auch dv/dt-Regelung zu umfassen, und ist ferner konfiguriert, um Kurzschluss- und Überlastzustände zu detektieren, indem die Zeitdauer, für die di/dt während eines Einschalt-Zustands weiterhin geregelt bleiben, gemessen wird, und die Zeitdauer, für die dv/dt während eines Ausschalt-Zustands weiterhin geregelt bleiben, gemessen wird. Weitere Kurzschluss- und Überlastdetektionsmerkmale werden gemäß Ausfuhrungsformen der Erfindung unter Bezugnahme auf 8 bis 24 beschrieben.
  • Bei einfachen herkömmlichen Treiberschaltungen, die primär die Spannungsüberschwinger während des Abschaltens begrenzen, wirken Rückkopplungssignale direkt auf die Steueranschlüsse von Halbleitervorrichtungen, z.B. deren Gates. Da die Rückkopplungssignale, wenn sie gegen niedrige Gatewiderstände (kleiner als 1 Ohm bis einige Ohm) wirken, eine gewissen Menge an Strom benotigen, um wirksame Änderungen der Spannungen an den Gates zu erzeugen, ist diese direkte Ruckkopplungsstruktur unvorteilhaft. Bei anderen herkömmlichen Treiberschaltungen sind die Rückkopplungsströme geringer, da sie auf die Eingänge von Leistungsverstärkerstufen wirken, die die Gates der Halbleitervorrichtungen direkt ansteuern. Die Eingangsimpedanz am Eingang der Leistungsverstärkerstufe, an der der Rückkopplungsstrom eine Spannung erzeugen muss, ist bis zu mehreren Größenordnungen höher als derjenige an den Steueranschlüssen der Halbleitervorrichtung, z B. der Gatewiderstand. Derartige Treiberschaltungen verwenden üblicherweise diskrete Transistoren, die als Stromverstärker geschaltet sind, z.B. in einer Konfiguration als Emitterfolger. Für eine hohe Stromverstärkung können zwei oder drei Verstärkerstufen erforderlich sein, z.B. in einer Darlington-Konfiguration. Um Spannungsänderungen pro Zeit dv/dt und Stromänderungen pro Zeit di/dt auszuwerten, werden üblicherweise diskrete passive Standardbauelemente eingesetzt.
  • 1 zeigt eine beispielhafte Treiberschaltung zum Ansteuern einer steuerbaren Halbleitervorrichtung 106, z.B. eines Bipolartransistors mit isoliertem Gate (IGBT), oder irgendeiner anderen geeigneten Halbleitervorrichtung. Ein Emitter der Halbleitervorrichtung 106 kann über eine parasitäre Induktivität 107 an Masse 108 angeschlossen sein, und sein Kollektor ist an eine Last (nicht gezeigt) angeschlossen. Die Laststrecke der Halbleitervorrichtung 106 ist die Strecke zwischen seinem Emitter und seinem Kollektor und kann die parasitäre Induktivität 107 enthalten. Die Treiberschaltung empfängt ein externes Steuersignal wie beispielsweise ein Steuerungseingangssignal 100 und umfasst eine Signalvorverarbeitungsstufe 101 und eine nachfolgende Signalnachverarbeitungsstufe 102 wie beispielsweise eine interne Ausgangsstufe. Zumindest die Signalvorverarbeitungsstufe 101 und die Nachverarbeitungsstufe 102 können in einer integrierten Schaltvorrichtung 103 integriert sein. Die integrierte Schaltvorrichtung 103 kann das Steuerungseingangssignal 100 und zumindest zwei Rückkopplungssignale, z.B. ein analoges Rückkopplungssignal 104 von einer externen analogen dv/dt-Überwachungsstufe 105 und ein digitales Rückkopplungssignal 114 von einem externen Analog-Digital-Wandler 112, der eine Spannung in binäre Wörter wandelt, die das digitale Rückkopplungssignal 114 bilden, empfangen Der Analog-Digital-Wandler 112 ist einer internen dv/dt-Überwachungsstufe 115, die in der integrierten Schaltvorrichtung 103 angeordnet ist, vorgeschaltet.
  • Das Rückkopplungssignal 104 (z.B eine Spannung und/oder ein Strom) kann in der integrierten Schaltvorrichtung 103 an einem Eingang der Nachverarbeitungsstufe 102 mit einem internen Steuersignal 111 (z B. einer Spannung und/oder einem Strom) von der internen Vorverarbeitungsstufe 101 kombiniert (z.B. aufsummiert) werden. Die Überwachungsstufe 105 führt eine analoge Berechnung der Spannungsänderungen pro Zeit dv/dt der Spannung über der Laststrecke des Halbleiterbauelements 106, z.B. der Spannung an dem Kollektor des Halbleiterbauelements 106, durch. Die Überwachungsstufe 115 führt eine digitale Berechnung der Spannungsanderungen pro Zeit dv/dt des digitalen Rückkopplungssignals 114, das die Spannung über der Laststrecke des Halbleiterbauelements 106 repräsentiert, durch. Die Überwachungsstufe 115 steuert die Vorverarbeitungsstufe 101, die ein Analogsignal 110 (z.B. eine Spannung und/oder einen Strom) abhängig von dem Eingangssignal 100 und dem digitalen Rückkopplungssignal 114 ausgibt.
  • Ferner werten die externe dv/dt-Überwachungsstufe 105 und die interne dv/dt-Überwachungsstufe 115 die Spannungsänderungen pro Zeit der Spannung über der Laststrecke des anzusteuernden Halbleiterbauelements 106 aus. Eine Spannungsauswertung kann zumindest eines aus einer Überwachung einer Spannungsänderung, einem selektiven Ein- und Ausschalten des Rückkopplungssignals, einem Detektieren eines Anstiegs und eines Abfalls der Spannung, einem Verstärken oder Abschwächen von zumindest einem Rückkopplungssignal etc. Die Ausgangsstufe 102 stellt ein Steuerungsausgangssignal 116, z.B eine(n) gesteuerte(n) Spannung und/oder Strom, die/der von dem Steuerungseingangssignal 100 und den Rückkopplungssignalen 104 und 114 abhängt/abhängen, bereit, um Spannungsänderungen dv/dt an der Steuerstrecke (dem Gate) des Halbleiterbauelements 106 zu regeln.
  • Gegebenenfalls kann die integrierte Schaltvorrichtung 103 über einen Widerstand 109 an das Gate der Halbleitervorrichtung 106 angeschlossen sein. Ebenfalls gegebenenfalls können die Signalvorverarbeitungsstufe 101 und die Nachverarbeitungsstufe 102 über einen Widerstand 110 verbunden sein. Der Widerstand 109 kann einen Widerstand aufweisen, der so gering wie möglich ist, gerade genug, um Oszillationen in der Steuerstrecke (dem Gate) der Halbleitervorrichtung 106 zu dämpfen und damit die gesamte Schaltung zu stabilisieren. Bei dem vorliegenden Beispiel werden die Ströme in die Steuerstrecke (das Gate) der Halbleitervorrichtung 106 indirekt durch eine Rückkopplung in die Ausgangsstufe, die einen Teil der Signalnachverarbeitungsstufe 102 des integrierten Schaltkreisbauelements 103 bildet, gesteuert. Der Widerstand 110 ermöglicht es, dass Rückkopplungsströme (die das Signal 104 bilden) eine Spannungsdifferenz gegenüber der von der Vorverarbeitungsstufe 101 bereitgestellten Spannung erzeugen, wodurch der Eingang der Ausgangsstufe der Signalnachverarbeitungsstufe 102 geregelt wird, um eine Flankensteuerung für die Halbleitervorrichtung 106 bereitzustellen.
  • Die Signalvorverarbeitungsstufe 101 kann zumindest eines aus einer Pegelumsetzung, einer galvanischen Trennung und einer Signalformbearbeitung durchführen. Bei dem vorliegenden Beispiel ist die Signalnachverarbeitungsstufe 102 ein Spannung-zu-Spannung-Verstärker, der einen beliebigen zum Erzielen der Ausgangsspannung erforderlichen Strom bereitstellt, aber sie kann alternativ dazu ein Strom-zu-Spannungs-Verstärker wie gezeigt, ein Strom-zu -Strom-Verstärker, oder ein Spannung-zu-Strom-Verstärker sein, während die dem jeweiligen Verstärker vorgeschalteten und nachgeschalteten Schaltungen entsprechend angepasst sind. Die integrierte Schaltvorrichtung 103 kann auf Masse 108, welche ein Ende der parasitären Induktivität 107, z B. das äußere Ende der parasitären Induktivität 107, darstellt, bezogen sein. Wie zu erkennen ist, arbeiten die Rückkopplungsignale 104 und 114, die die Spannungsänderung dv/dt repräsentieren, gegen den Widerstand 110.
  • Bezug nehmend auf 2 kann die in 1 gezeigte Treiberschaltung dadurch modifiziert werden, dass anstelle der integrierten Schaltvorrichtung 103 eine integrierte Schaltvorrichtung 200 verwendet wird, bei der der Widerstand 110 durch eine digital steuerbare Stromquelle 201 ersetzt ist. Wie zu erkennen ist, arbeitet das Ruckkopplungssignal 104 (ein Strom) gegen die Stromquelle 201, die im Idealfall einen unendlichen Gleichstromwiderstand aufweist. Die Stromquelle 201 wird durch eine digitale dv/dt-Überwachungsstufe 208 gesteuert, die die Spannungsänderungen pro Zeit der Spannung über der Laststrecke der Halbleitervorrichtung 106 digital auswertet. Eine analoge Überwachungsstufe 207 führt eine analoge Berechnung der Spannungsänderungen pro Zeit dv/dt aus der Spannung über der Laststrecke der Halbleitervorrichtung 106 durch. Ein Digital-Analog-Wandler 112, der zwischen die analoge Überwachungsstufe 207 und die digitale dv/dt-Überwachungsstufe 208 geschaltet ist, wandelt das resultierende analoge dv/dt-Signal der analogen Überwachungsstufe 207 in ein digitales dv/dt-Signal für die digitale dv/dt-Überwachungsstufe 208 um. Die Stromquelle 201 kann ferner einstellbar sein, um spezielle Ströme für unterschiedliche Halbleitervorrichtungen 106 bereitzustellen.
  • Ferner kann zwischen die Nachverarbeitungsstufe 102 und den Widerstand 109 ein externer Leistungsverstärker 202 eingefugt werden. Bei dem vorliegenden Beispiel weist der Leistungsverstärker 202 eine Verstärkerstufe auf, die durch ein komplementäres Transistorpaar (z.B. mit einem pnp-Bipolartransistor 203 und einem npn-Bipolartransistor 204), das als komplementäre Emitterfolgerstruktur zwischen eine Leitung 205 für eine negative Spannungsversorgung und eine Leitung 206 für eine positive Spannungsversorgung geschaltet ist, gebildet ist. Beispielsweise kann die Nachverarbeitungsstufe 102 ein Stromtreibvermögen von bis zu 1 oder 2 Ampere aufweisen, und der Stromverstärker 202 kann das Vermögen um einen Faktor von 10 bis 50 erhöhen, so dass der in 2 gezeigte Widerstand 109 verringert werden kann. Die Nachverarbeitungsstufe 102 und/oder der Stromverstärker 202 können alternativ eine Verstärkerstruktur der Klasse A oder der Klasse A/B aufweisen, um die Geschwindigkeit, mit der eine Übergabe von positiven zu negativen Strömen vollzogen wird, zu erhöhen. Alternativ oder zusätzlich dazu können die Nachverarbeitungsstufe 102 und/oder der Leistungsverstärker 202, um eine sehr geringe parasitäre Treiberinduktivität zu erzielen, mehr als eine Verstarkerstufe aufweisen Die digitale Überwachungsstufe 115 ist durch eine digitale Überwachungsstufe 208 ersetzt, die digitale Eingangssignale digital verarbeitet und digitale Ausgangssignale bereitstellt.
  • Indem ein Zugriff auf den Eingang der internen Ausgangsstufe der integrierten Schaltvorrichtung zur Verfügung gestellt wird, kann der durch die Rückkopplungsstufen bereitgestellte Strom wegen der geringeren parasitären Kapazitäten und der erhöhten Geschwindigkeit und Flexibilität, die eine integrierte Schaltung zur Verfügung stellen kann, weiter (auf einige 10 mA) reduziert werden. Zugleich kann dies die Anzahl von kaskadierten externen Ausgangsstufen, die benötigt werden, verringern Eine Ausgangsstufe kann üblicherweise einen Maximalstrom von 0,5 A bis 2 A oder in einigen Fällen bis zu 6 A bereitstellen. Ferner muss der Rückkopplungspfad weniger Strom führen, so dass ein kleinerer Rückkopplungskondensator (kleine zusätzliche Kapazitaten an einem Hochspannungsschaltungsknoten) erforderlich sind, was die gesamte Schaltung in Bezug auf Leistungsverbrauch und Größe effizienter gestaltet. Das Verstärken dieses Stroms durch eine oder mehr externe Stufen kann fur einen zum Ansteuern sehr großer IGBT-Vorrichtungen, Leistungshalbleitervorrichtungen etc. ausreichenden Strom sorgen. Alternativ dazu, den Eingang der internen Leistungsstufe über eine steuerbare Spannungsquelle und einen Widerstand anzusteuern, kann sie mit einer steuerbaren Stromquelle, die positive und negative Ströme ausgeben kann, angesteuert werden. Dies ermöglicht eine linearere (wenn die dv/dt-Rückkopplungskapazität linear ist) und lastunabhängige Regelung von dv/dt (und/oder di/dt).
  • Wie in 3 gezeigt ist, kann die in 2 gezeigte Treiberschaltung dadurch modifiziert werden, dass anstelle der integrierten Schaltvorrichtung 200 eine integrierte Schaltvorrichtung 300 verwendet wird, bei der die Stromquelle 201 weggelassen ist und eine Rückkopplungsverarbeitungs- und Superpositionierungsstufe 301 zwischen die Vorverarbeitungsstufe 101 und die Nachverarbeitungsstufe 102 geschaltet ist. Die digitale dv/dt-Überwachungsstufe 207 verarbeitet digitale Eingangssignale, z.B. ein binäres Signal, das eine Spannung über der Laststrecke der Halbleitervorrichtung 106 repräsentiert, digital und stellt ein digitales Ausgangssignal, z.B. ein binäres Signal, das die Ableitung der Spannung über der Laststrecke der Halbleitervorrichtung 106 repräsentiert, bereit. Ferner ist zumindest eine weitere externe Rückkopplungsstufe, z.B. eine externe analoge di/dt-Überwachungsstufe 302 und/oder eine externe digitale di/dt-Überwachungsstufe 303, uber einen Analog-Digital-Wandler 304 an die Laststrecke der Halbleitervorrichtung 106 angeschlossen. Die Rückkopplungsverarbeitungs- und Superpositionierungsstufe 301 empfängt Signale von den dv/dt-Überwachungsstufen 105 und 207, der Signalvorverarbeitungsstufe 101, sowie zusätzlich von der analogen di/dt-Überwachungsstufe 302 und der digitalen di/dt-Überwachungsstufe 303. Die digitale di/dt-Überwachungsstufe 303 verarbeitet digitale Eingangssignale, z.B. ein Binärsignal, das den Strom durch die Laststrecke der Halbleitervorrichtung 106 repräsentiert, digital und stellt ein digitales Ausgangssignal, z.B. ein binäres Signal, das die Ableitung des Stroms durch die Laststrecke der Halbleitervorrichtung 106 repräsentiert, bereit.
  • Die in 3 gezeigte Treiberschaltung kann, wie in 4 gezeigt, dadurch modifiziert werden, dass ein Leistungsverstärker 400 zwischen die Nachverarbeitungsstufe 102 und den Widerstand 109 eingefügt wird. Bei dem vorliegenden Beispiel enthält der Leistungsverstärker 400 eine Verstärkerstufe, die durch ein komplementäres Transistorpaar (z.B. mit einem pnp-Bipolartransistor 401 und einem npn-Bipolartransistor 402), die in einer komplementären Emitterfolgerstruktur zwischen einer Leitung 403 für eine negative Spannungsversorgung und einer Leitung 404 für eine positive Spannungsversorgung angeschlossen sind. Alternativ dazu kann der Leistungsverstärker 400 mehr als eine Verstärkerstufe aufweisen, um eine sehr geringe parasitare Treiberinduktivität zu erreichen und/oder er kann eine Verstärkerstruktur der Klasse A oder der Klasse A/B aufweisen, um die Geschwindigkeit, mit der eine Übergabe von positiven zu negativen Strömen durchgeführt wird, zu erhöhen. Ferner ist die digitale dv/dt-Überwachungsstufe 207 durch eine digitale dv/dt-Überwachungsstufe 405 ersetzt, und die digitale di/dt-Überwachungsstufe 303 ist durch eine digitale di/dt-Überwachungsstufe 406 ersetzt. Die dv/dt-Überwachungsstufe 405 und die di/dt-Überwachungsstufe 406 verarbeiten digitale Eingangssignale digital und stellen digitale (binäre) Ausgangssignale bereit.
  • Bezug nehmend auf 5 enthält eine weitere beispielhafte Treiberschaltung eine integrierte Schaltvorrichtung 500, die einen Schaltungsteil für niedrige und einen von dem Schaltungsteil für niedrige Spannung galvanisch isolierten Schaltungsteil für höhere Spannung aufweist. Der Schaltungsteil für niedrige Spannung weist einen Unterspannungsabschaltungs-( UVLO)-Block 501 auf, der eine (positive) Versorgungsspannung VCC1 der integrierten Schaltvorrichtung 500 und eine erste Masse GND1, auf die die integrierte Schaltvorrichtung 500 bezogen ist, empfangt. Bei dem Unterspannungsabschaltungsblock 501 handelt es sich um einen elektronischen Schaltungsblock, der dazu verwendet wird, die Leistung für die integrierte Schaltvorrichtung 500 zu deaktivieren und/oder abzuschalten, falls die Versorgungsspannung VCC1 unter einen betriebsfähigen Wert abfällt. Beispielsweise kann der Unterspannungsabschaltungsblock 501 bei der integrierten Schaltvorrichtung 500 die Versorgungsspannung VCC1 überwachen und die Schaltung abschalten, wenn die Versorgungsspannung VCC1 unter einen bestimmten Schwellenwert abfällt, und so die integrierte Schaltvorrichtung 500 und gegebenenfalls auch eine Halbleitervorrichtung und/oder eine Last, die mit der integrierten Schaltvorrichtung 500 verbunden ist/sind, schützen. Der Schaltungsteil der integrierten Schaltvorrichtung 500 für niedrige Spannung kann außerdem einen Logikblock 502 aufweisen, der ein Eingangs-(Steuerungs-)Signal IN empfängt, z.B. zur Schaltersteuerung, sowie ein Aktivierungssignal EN, z.B. zum Aktivieren oder Deaktivieren z.B. des Logikblocks 502, der integrierten Schaltvorrichtung 500, oder der gesamten Treiberschaltung.
  • Der Logikblock 502 kann auch eine digitale Eingangs-Ausgangs-Schnittstelle zum Austausch digitaler Daten DIO wie beispielsweise bestimmter Steuerungsdaten, Statusdaten, Servicedaten, etc. mit änderen Einheiten (nicht gezeigt) bereitstellen. Außerdem kann der Logikblock 502 mit einem von einem Taktsignalgenerator 503 bereitgestellten Taktsignal getaktet werden, und er kann an einen galvanisch trennenden, bidirektionalen Signalkoppler 504, der die Trennung auf einer induktiven (wie gezeigt), kapazitiven, optischen oder jeder anderen geeigneten Basis bereitstellen kann, angeschlossen sein. Gegebenenfalls kann ein weiterer Signalkoppler 505, z.B. ein unidirektionaler Koppler, den Schaltungsteil für niedrige Spannung und den Schaltungsteil für höhere Spannung in Bezug auf Signale koppeln, aber galvanisch trennen.
  • Bei dem Schaltungsteil für höhere Spannung sind der Signalkoppler 504 und, sofern vorhanden, der Signalkoppler 505 an einen Steuerungsblock 506, bei dem es sich um einen Logikblock oder einen Softwareblock in einer Prozessorimplementierung oder um eine Kombination von beidem handeln kann, angeschlossen. Der Steuerungsblock 506 empfängt ein Taktsignal von einem Taktsignalgenerator 507, sowie ein Signal von einem Unterspannungsabschaltungsblock 508 für den Schaltungsteil für höhere Spannung. Der Steuerungsblock 506 tauscht mit einem zentralen Signalverarbeitungsblock 509, der für eine Laststrecken-Spannungs-/-Stromflankennachverarbeitung, - regelung und -anpassung sorgen kann, digitale Daten aus. Zum Beispiel kann der zentrale Signalverarbeitungsblock 509 dazu ausgebildet oder programmiert sein, einen digitalen Schleifenregler zu realisieren, der von einem proportionalen Regelungsmechanismus (P), einem integralen Regelungsmechanismus (I), einem differentiellen Regelungsmechanismus (D) oder einer Kombinationen hiervon wie beispielsweise z.B. einem PI- oder PID-Regelungsmechanismus zumindest einen aufweist. Des Weiteren sendet der Steuerungsblock 506 ein Ein-/Aus-Signal an den zentralen Signalverarbeitungsblock 509 und einen Speicher 510, ein Abtaststeuerungssignal an zwei Analog-Digital-Wandlerblocke 511 und 512, sowie ein weiteres Ein-/Aus-Signal sowie Anstiegsformdaten an einen Pegelwandlerblock 513. Die Analog-Digital-Wandlerblöcke 511 und 512 senden Daten an den Speicher 510. Der Analog-Digital-Wandlerblock 511 empfängt ein Spannungserfassungssignal VSD (z.B. eine Spannung oder einen Strom), das auf eine zweite Masse GND2 bezogen ist, und der Analog-Digital-Wandlerblock 512 empfängt ein Stromerfassungssignal IS (z.B. eine Spannung oder einen Strom), das auf eine zweite Masse GND2 bezogen ist.
  • Der Pegelumsetzerblock 513 sendet Steuerungsdaten an einen adaptiven Steuerungsblock 514, der zwei digital steuerbare Stromquellen 515 und 516 enthalten kann, die zwischen eine (negative) Versorgungsspannung VEE2 und eine (positive) Versorgungsspannung VCC2 mit einem Knoten 517 zwischen den beiden Stromquellen 515 und 516 in Reihe geschaltet sind. Von den Versorgungsspannungen VEE2 und VCC2 kann zumindest eine durch den Unterspannungsabschaltungsblock 508 überwacht werden. Von den Stromquellen 515 und 516 wird jede durch digitale Daten, die von dem Pegelumsetzerblock 513 bereitgestellt werden, gesteuert. Eine Treiberausgangsstufe 518 ist an den Knoten 517, an eine Leitung, die ein Spannungsmesssignal (z.B. eine Spannung oder einen Strom) führt, sowie an den Ausgang eines Transkonduktanzverstärkerblocks 519, dessen nicht-invertierender Eingang mit der zweiten Masse GND2 verbunden ist und dessen invertierender Eingang mit einer Leitung, die ein Strommesssignal IS empfängt (z.B. eine Spannung über einem Widerstand, die einem zu messenden Strom entspricht), verbunden ist, angeschlossen.
  • Die externe Verdrahtung der integrierten Schaltvorrichtung 500 enthält zwei Kondensatoren 520 und 521, die die Kollektorleitung der Halbleitervorrichtung 106 mit der Leitung koppeln, die das Spannungserfassungssignal VSD führt bzw. mit der Leitung, die das Spannungserfassungssignal VSA führt. Diese beiden Kondensatoren 520 und 521 werden dazu verwendet, dv/dt aus der Spannung über der Laststrecke zu erhalten. Die zweite Masse GND2 wird durch einen Knoten zwischen dem Emitter des Halbleiterbauelements 106 und einem Ende der parasitaren Induktivität 107 gebildet. Das Stromerfassungssignal IS wird an dem anderen Ende der parasitären Induktivität 107 abgegriffen. Die Induktivität 107 wird dazu verwendet, den Strom durch die Laststrecke zu differenzieren, um di/dt zu erhalten und den Strom in eine entsprechende zu messende Spannung umzuwandeln. Das Gate der Halbleitervorrichtung 106 ist über einen Widerstand 522 an die Ausgangsstufe 518 angeschlossen. Die Versorgungsspannungen VEE2 und VCC2 konnen durch eine bipolare Spannungsquelle 523, deren Masse mit der zweiten Masse GND2 verbunden ist, bereitgestellt werden Optional ist ein Leistungsverstärker 524, der ebenfalls mit den Versorgungsspannungen VEE2 und VCC2 versorgt werden kann, zwischen der Ausgangsstufe 518 und dem Widerstand 522 angeschlossen. Bei der in 5 gezeigten beispielhaften Treiberschaltung können die Blöcke 501-509, 513 eine Vorverarbeitungsstufe, die Blöcke 510-512, 519 eine Rückkopplungsverarbeitungs- und Superpositionierungsstufe, und die Blöcke 515-518 eine Signalnachverarbeitungsstufe bilden.
  • Durch das Hinzufügen einer externen Rückkopplungskapazität (z.B. die Kondensatoren 520 und 521) und das Bereitstellen einer Leistungsstufe (z.B. der Ausgangsstufe 518), die den Stromquellentreiber (z.B. den Treiberblock 514) puffert, erfordern die dv/dt-Rückkopplung und/oder die di/dt-Rückkopplung einen wesentlich geringeren Spitzenstrom in dem Stromquellentreiber. Auf diese Weise kann der Stromquellentreiber mit Elementen geringerer Leistung ausgelegt sein, was es der Stromquelle ermöglicht, dass sie bei der Änderung ihres Stromwerts genauer und schneller ist. Zusätzlich kann der Stromquellentreiber als Digital-Analog-Wandler mit Stromausgang, der digital programmiert werden kann, aufgebaut sein, um dv/dt und/oder di/dt zu ändern. Eine zusätzliche äußere digitale Zyklusregelungsschleife kann ergänzt werden, um dv/dt und/oder di/dt, wie in 5 gezeigt, weiter zu regeln. Die Programmierung von dv/dt und di/dt kann unabhängig geändert werden, ohne die analogen dv/dt- oder di/dt-Rückkopplungsnetzwerke zu ändern. Die digitale Schleife kann Änderungen der Laststreckenspannung und des Laststreckenstroms verfolgen, um den Ausgangsstrom des Digital-Analog-Wandlers, wenn eine Übergabe zwischen dv/dt und di/dt auftritt, zur rechten Zeit zu ändern. Im Allgemeinen ist der analoge Rückkopplungspfad schneller (geringere durch Signalverarbeitung verursachte Verzögerungszeiten und/oder eine höhere kritische Frequenz), aber sie bietet eine geringere Genauigkeit und Flexibilität. Im Gegensatz dazu ist die digitale Rückkopplungsschleife langsamer (durch Signalverarbeitung verursachte Verzögerungszeiten und/oder eine geringere kritische Frequenz), bietet aber eine höhere Genauigkeit und Flexibilität
  • Die in 5 gezeigte Treiberschaltung stellt ein Beispiel dafür dar, wie eine integrierte Steuerung mit Hochspannungs-Pegelumsetzung sowie mit analogen und digitalen dv/dt- und di/dt-Rückkopplungspfaden implementiert werden kann. Der di/dt-Rückkopplungspfad (die z.B. dem Signal IS entspricht) fühlt die Spannung an der Emitterinduktivität (z.B. der parasitären Induktivität 107) ab, während er einen entsprechenden (z.B. proportionalen) Strom, der von einer Stromquellentreibervorstufe (z B dem Transkonduktanzverstärkerblock 519) und dem Kondensator für analoge dv/dt-Rückkopplung (z B dem Kondensator 521) herrührt, in einen/von einem Summationsknoten (z.B. dem Knoten 517) Referenzstrom injiziert/abzieht. Der Summationsknoten steuert den Eingang eines Verstärkers mit dem Verstärkungsfaktor 1 (eine interne Stufe wie beispielsweise eine Ausgangsstufe 518 allein oder in Kombination mit einer externen kaskadierten Stufe wie beispielsweise dem Stromverstärker 524), der wiederum die Gatespannung der externen Halbleitervorrichtung (z.B der Halbleitervorrichtung 106) steuert. Die Strecke fur digitale dv/dt-Ruckkopplung kann anhand eines Analog-Digital-Wandlers (z.B. des Analog-Digital-Wandlerblocks 511) implementiert werden, der den durch den Kondensator für digitale dv/dt-Rückkopplung (den Kondensator 520) fließenden Strom abtastet. Die Strecke für digitale di/dt-Rückkopplung ist anhand eines Analog-Digital-Wandlers (z.B des Analog-Digital-Wandlerblocks 512) implementiert, der eine Spannungsänderung über der Emitterinduktivität (z.B. der parasitaren Induktivität 107), die eine Änderung des Stroms durch die Emitterinduktivität repräsentiert, abtastet.
  • 6 zeigt die oben in Verbindung mit 5 beschriebene Treiberschaltung mit einigen Modifikationen und alternativen Implementierungen. Die beiden digital steuerbaren Stromquellen 515 und 516 sind durch eine Dioden-Reihenschaltung 600 aus einer oder mehreren Dioden (z.B. vier Dioden) miteinander verbunden, wobei zwischen der Stromquelle 515 und einem Ende der Dioden-Reihenschaltung 600 ein Knoten 601 und zwischen der Stromquelle 516 und dem anderen Ende der Dioden-Reihenschaltung 600 ein Knoten 602 gebildet sind Jede digital steuerbare Stromquelle 515, 516 ist zu einer Konstantstromquelle 603 bzw. 604 parallel geschaltet. Die Leitung, die das Spannungserfassungssignal VSA führt, ist an den Knoten 601 angeschlossen, und die Leitung, die das Stromerfassungssignal IS führt, ist über einen Widerstand 605 und eine Diode 606 (anstelle des Transkonduktanzverstärkerblocks 519) an den Knoten 602 angeschlossen.
  • Die in 5 gezeigte Ausgangsstufe 518 ist durch eine Verstärkerstufe der Klasse A/B, die einen n-Kanal-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistor (MOSFET) 607 enthält, dessen Gate an dem Knoten 601 angeschlossen ist und dessen Drain an die Versorgungsspannung VCC2 angeschlossen ist, und einen p-Kanal-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistor 608, dessen Gate an den Knoten 602 angeschlossen ist und dessen Drain an die Versorgungsspannung VEE2 angeschlossen ist, ersetzt. Die Sources der Transistoren 607 und 608 sind über eine weitere Dioden-Reihenschaltung 609 mit zumindest einer Diode (z.B. zwei Dioden) miteinander verbunden. Weiterhin ist ein n-Kanal-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistor 610 über sein Gate mit der zweiten Masse GND2 und mit seinem Drain mit der Leitung, die das Spannungsmesssignal VSA führt, verbunden. Die Source des Transistors 610 ist über einen Linearisierungswiderstand 611 an die Leitung, die das Stromerfassungssignal IS fuhrt, angeschlossen. Ferner kann ein Widerstand 612 zwischen der Leitung, die das Spannungserfassungssignal VSD führt, und der zweiten Masse GND2 angeschlossen sein, und ein Spannungsteiler, der zwei in Reihe geschaltete Widerstände 613 und 614 enthalt, ist zwischen der zweiten Masse GND2 und der Leitung, die das Stromerfassungssignal IS führt, angeschlossen, um, falls erforderlich, die Spannungsschwankung an dem entsprechenden Eingang des Analog-Digital-Wandlers zu verringern.
  • Der Eingang des Analog-Digital-Wandlerblocks 512 ist nun (anstelle direkt mit der Leitung, die das Stromerfassungssignal IS führt, verbunden zu sein) an einen Knoten zwischen den Widerständen 613 und 614 angeschlossen. Gegebenenfalls kann ein externer Widerstand 615 zu dem Widerstand 612 parallel geschaltet werden. Der Stromverstärker 524 kann bei dem vorliegenden Beispiel anhand eines n-Kanal-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistors (MOSFET) 616 realisiert sein, dessen Gate an die Source des Transistors 607 angeschlossen ist, und dessen Drain an die Versorgungsspannung VCC2 angeschlossen ist, und anhand eines p-Kanal-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistors 617, dessen Gate an die Source des Transistors 608 angeschlossen ist, und dessen Drain an die Versorgungsspannung VEE2 angeschlossen ist. Die Sources der Transistoren 607 und 608 sind miteinander und mit einem Widerstand 522 verbunden
  • Bei der Treiberschaltung gemäß 6 ist die Pufferstufe mit Verstärkungsfaktor 1 (in 5 die Ausgangsstufe 518) durch zwei kaskadierte Verstärkerstufen (in 6 die Transistoren 607, 608, 616, 617 und die Dioden-Reihenschaltung 609) der Klasse A/B und zwei Vorstromquellen (in 6 die Konstantstromquellen 603 und 604) ersetzt. Der analoge dv/dt-Rückkopplungspfad bleibt derselbe. Der analoge di/dt-Rückkopplungspfad ist durch zwei separate Rückkopplungszweige zum Einschalten (Transistor 610 und Widerstand 611) und Ausschalten (in 6 der Widerstand 605 und die Diode 606) ersetzt.
  • Bei der oben in Verbindung mit 6 erörterten Treiberschaltung können der Widerstand 605 und die Diode 606 durch einen n-Kanal-Typ-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistor 700, einen Widerstand 701, p-Kanal-typ-Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistoren 702-704, sowie eine Stromquelle 705 ersetzt werden. Wie in 7 gezeigt ist, kann der Transistor 700 über sein Gate an die das Stromerfassungssignal IS führende Leitung angeschlossen sein, und über seine Source und über den Linearisierungswiderstand 701 an die zweite Masse GND2, was für eine Spannung-zu-Strom-Wandlung sorgt. Der Transistor 702 ist über seinen Drain an die Versorgungsspannungsleitung VEE2 angeschlossen, über sein Gate an die Drains der Transistoren 700 und 704, und über seine Source an die Gates der Transistoren 703 und 704. Eine Stromquelle 705 ist zwischen der Versorgungsspannungsleitung VCC2 und den Gates der Transistoren 703 und 704 angeschlossen. Die Sources der Transistoren 703 und 704 sind ebenfalls an die Versorgungsspannungsleitung VCC2 angeschlossen. Das Drain des Transistors 703 ist an den Knoten 602 angeschlossen. Die Transistoren 702-704 bilden in Verbindung mit der Stromquelle 705 eine Stromspiegelschaltung, die den Abschalt-di/dt-Rückkopplungsstrom von dem Transistor 700 umkehrt. Die Geschwindigkeit des Stromspiegels mit den Transistoren 703 und 704 ist durch das Hinzufügen des Transistors 702, der als Sourcefolger arbeitet, erhöht Um den Stromspiegel in beiden Richtungen zu beschleunigen, wurde die Stromquelle 705 hinzugefügt. Des Weiteren ist eine Diode 706 zwischen die das Spannungserfassungssignal VSA führende Leitung und das Drain des Transistors 610 eingefügt.
  • Die in 7 gezeigte Treiberschaltung ermöglicht einen Betrieb auch dann, wenn die Masse GND2 und die Versorgungsspannung VEE2 verschieden sind, so dass auch bipolare Leistungsversorgungen eingesetzt werden können, um den Gatetreiber zu versorgen Weiterhin speist die Abschalt-di/dt-Rückkopplung nicht direkt einen Strom über einen Widerstand, der die Rückkopplung lastabhängig, z.B. von dem Lastzustand der Halbleitervorrichtung 106 und/oder dessen Miller-Plateau, macht, in den Summationsknoten ein. Wenn beispielsweise die Spannungsänderung dv/dt von dem Kollektor der Halbleitervorrichtung 106 über einen Kondensator (den Kondensator 520) direkt an den Summationsknoten zurückgeführt wird, würde der Rückkopplungsstrom durch den Rückkopplungskondensator (den Kondensator 520) von der Spannungsänderung dv/dt an dem Kollektor der Halbleitervorrichtung 106 abhängen, wenn sich die Gatespannung der Halbleitervorrichtung 106 auf dem Miller-Plateau befindet. Allerdings würde die Stromänderung di/dt, wenn sie über einen Widerstand (in 6 z.B. den Widerstand 605) direkt zurückgeführt wird, von der Spannungsdifferenz zwischen der di/dt-induzierten Spannung der Induktivität (der parasitären Induktivität 107) und dem Ist-Spannungspegel des Gates der Halbleitervorrichtung 106 (oder einen Eingang einer Pufferstufe) abhängig werden.
  • Bei der in 7 gezeigten Treiberschaltung wird die Halbleitervorrichtung 106 mit einer bipolaren Leistungsversorgung und einer lastunabhängigen di/dt-Rückkopplung angesteuert. Für das Einschalt-di/dt wird eine einfache Diode (die Diode 706) auf einen umgekehrten Vorstrom eingestellt, wenn der Summationsknoten (der das Gate des Transistors 607 enthält), unter die zweite Masse GND2 gezogen wird. Der als Sourcefolger geschaltete Transistor 610 erzeugt über den Widerstand 611 automatisch eine Übergabe von einer positiven zu einer negativen Stromregelung. Der Stromsummationsknoten (der das Gate des Transistors 607 enthält) übergibt mit dv/dt über den Kondensator 521 und di/dt über die Induktivität 107 automatisch von einer dv/dt- an eine di/dt-Regelung. Um die Rückkopplung beim Abschalten unabhängig von der Last zu gestalten, kann der Transkonduktanzverstärker dazu ausgebildet sein, die Spannungsdifferenz über der parasitären Induktivität 107 zu messen und dann in den Summationsknoten 602 einen High-Side-Strom einzuspeisen, der von der Spannung des Summationsknotens unabhängig ist. Ein ähnliches Konzept wie fur die di/dt-Rückkopplung der Einschaltspannungsänderung kann implementiert werden, um einen zu der Spannung über der parasitären Induktivität 107 proportionalen Strom zu erzeugen, wenn die Halbleitervorrichtung 106 abschaltet. Allerdings besitzt dieser Strom die falsche Polarität. Um die korrekte Polarität des Stroms zu erhalten, wird ein High-Side-Stromspiegel (die Transistoren 703 und 704) eingesetzt. Der Transistor 702 und die Stromquelle 705 werden verwendet, um in dem Stromspiegel die erforderliche Bandbreite zu erzielen. Die oben dargelegten Ansätze können auch mit diskreten Vorrichtungen implementiert werden, aber die Geschwindigkeitssteuerung und die Steuerung von parasitären Elementen können vorteilhafter sein, wenn sie in einer integrierten Schaltung realisiert werden.
  • Bei dem oben in Verbindung mit 1-7 beschriebenen Beispiel weisen die analogen Rückkopplungsstufen und die digitalen Rückkopplungsstufen aufgrund ihrer jeweiligen Signalverarbeitung Signalverzögerungszeiten auf. Die Signalverzögerungszeit der digitalen Rückkopplungsstufen kann größer sein als die Signalverzogerungszeit der entsprechenden analogen Rückkopplungsstufen. Allerdings kann die Genauigkeit der digitalen Rückkopplungsstufen größer sein als die der entsprechenden analogen Rückkopplungsstufen. Des Weiteren können digitale Rückkopplungsstufen oder -pfade nicht nur digitale Schaltungen sondern auch analoge und digitale Schaltungen (gemischt) aufweisen
  • Eine Ausführungsform der Erfindung kombiniert die oben erorterten Schaltungen zur Regelung des di/dt und des dv/dt eines Leistungsschalters, wenn er ein- bzw. ausgeschaltet wird, mit den Schaltungen, die den geregelten di/dt verwenden, um einen Überstrom beim Einschalten (SC1) zu detektieren, und mit Schaltungen, die den geregelten dv/dt verwenden, um eine Überspannung beim Ausschalten zu detektieren. Es kann eine Zeitmessung vorgenommen werden, um Strom- und Spannungspegel zu bestimmen, da die Werte von di/dt und dv/dt geregelt und bekannt sind. Die dem Leistungsschalter zugeordneten Zeitmessungen werden unten unter Bezugnahme auf 8-11 erörtert
  • 8 ist ein Zeitdiagramm, das Einschalt-Wellenformen zeigt, welche einem di/dt- und dv/dtgeregelten Leistungsschalter zugeordnet sind. Ein erster Zeitdiagrammabschnitt 802 zeigt die Wellenform 806 von Drain- oder Kollektor-reguliertem Strom, die auch einen Stromüberschwinger zeigt, welcher durch eine Umkehr-Erholungsladung Qrr einer Diode oder das Laden eines Kondensators verursacht sein kann. Der Zeitdiagrammabschnitt 802 zeigt auch eine Wellenform 808 von Drain-zu-Source oder Kollektor-zu-Emitter-regulierter Spannung. Die Zeitdauer, für die der Schalter bis zu einem Spitzenstromwert stromreguliert wird, ist durch das Tdi/dt -Zeitintervall 814 angezeigt. Ein zweiter Zeitdiagrammabschnitt 804 zeigt die Gate-zu-Source- oder Gate-zu-Emitter-Spannung 810 und ein entsprechendes Steuersignal 812, das dem Einschaltereignis zugeordnet ist.
  • 9 ist ein Zeitdiagramm, das Ausschalt-Wellenformen zeigt, die einem di/dt- bzw. dv/dtgeregelten Leistungsschalter zugeordnet sind. Ein erster Zeitdiagrammabschnitt 902 zeigt die Wellen 906 von Drain- oder Kollektor-geregeltem Strom. Der Zeitdiagrammabschnitt 902 zeigt auch die Wellenform 908 von Drain-zu-Source- oder Kollektor-zu-Emitter-geregelter Spannung. Die Zeitdauer, für die der Schalter spannungsgeregelt wird, ist durch das Tdv/dt -Zeitintervall 914 angezeigt. Ein zweiter Zeitdiagrammabschnitt 904 zeigt die the Gate-zu-Source- oder Gate-zu-Emitter-Spannung 910 und ein entsprechendes Steuersignal 912, das dem Ausschaltereignis zugeordnet ist.
  • Für einen bekannten di/dt ist die Zeitdauer, für die der angepeilte di/dt geregelt wird, einen Messung des Spitzenstroms beim Einschalten. I p e a k = d i d t T d i / d t
    Figure DE102018007011A1_0001
  • Somit kann der Schalter, wenn Tdi/dt > Tdi/dt,limit ist, ausgeschaltet werden, um ihn vor einem Überstromzustand zu schützen, was weiter unten gemäß einer Ausführungsform näher erörtert wird.
  • 10 ist ein Zeitdiagramm, das Überstromschutz-Wellenformen beim Einschalten gemäß einer Ausführungsform eines Verfahrens zeigt. Ein erster Zeitdiagrammabschnitt 1002 zeigt die Wellenformen 1006A (starker Strom), 1006B (mittlerer Strom) und 1006C (niedriger Strom) von Drain- oder Kollektor-geregeltem Strom. Der Zeitdiagrammabschnitt 1002 zeigt auch die Wellenformen 1008A (starker Strom), 1008B (mittlerer Strom) und 1008C (niedriger Strom) von Drain-zu-Source- oder Kollektor-zu-Emitter-geregelter Spannung. Die Zeitdauer, für die der Schalter bis zu einem Spitzenstromwert stromgeregelt wird, ist durch das Tdi/dt Zeitintervall 1014 angezeigt Im Fall von starkem Strom übersteigt das Zeitintervall das Tdi/dt,limit -Zeitintervall, auf das als Konsequenz das Ausschalten des Schalters folgt. Ein zweiter Zeitdiagrammabschnitt 1004 zeigt die Wellenformen 1010A (starker Strom), 1010B (mittlerer Strom) und 1010C (niedriger Strom) von Gate-zu-Source- oder Gate-zu-Emitter-Spannung sowie ein entsprechendes Steuersignal 101, das dem Einschaltereignis zugeordnet ist.
  • Für einen bekannten dv/dt ist die Zeitdauer, für die der angepeilte dv/dt geregelt wird, eine Messung der Spannung am Schalter beim Ausschalten. V D C − l i n k = d v d t T d v / d t
    Figure DE102018007011A1_0002
  • Somit kann der Leistungsschalter, wenn Tdv/dt > Tdv/dt,limit ist, sogar mit noch niedrigerem di/dt ausgeschaltet werden, um das Ausmaß der von negativem di/dt induzierten Überspannung zu begrenzen, was weiter unten gemäß einer Ausführungsform näher erortert wird.
  • 11 ist ein Zeitdiagramm, das Überspannungsschutz-Wellenformen beim Ausschalten gemäß einer Ausführungsform eines Verfahrens zeigt. Ein erster Zeitdiagrammabschnitt 1102 zeigt die Wellenformen 1106A (hohe Spannung) und 1106B (mittlere und niedrige Spannung) von Drain- oder Kollektor-geregeltem Strom. Der Zeitdiagrammabschnitt 1102 zeigt auch die Wellenformen 1108A (hohe Spannung), 1108B (mittlere Spannung) und 1108C (niedrige Spannung) von Drain-zu-Source- oder Kollektor-zu-Emitter-geregelter Spannung. Die Zeitdauer, für die der Schalter spannungsreguliert wird, ist durch das Tdv/dt -Zeitintervall 1114 angezeigt. Im Fall von hoher Spannung übersteigt das Tdv/dt -Zeitintervall das Tdv/dt,limit -Zeitintervall, auf das als Konsequenz eine Änderung des di/dt-Werts folgt Ein zweiter Zeitdiagrammabschnitt 1104 zeigt die Wellenformen 1110A (hohe Spannung), 1110B (mittlere Spannung) und 1110C (niedrige Spannung) von Gate-zu-Source- oder Gate-zu-Emitter-Spannung sowie ein entsprechendes Steuersignal 1112, das dem Ausschaltereignis zugeordnet ist.
  • Ein Vorteil von Schaltungsausführungsformen der Erfindung ist die rasche Detektionsgeschwindigkeit, so dass der Leistungsschalter während eines Kurzschluss- oder Überlastzustands nicht beschädigt wird. Ein weiterer Vorteil von Schaltungsausführungsformen der Erfindung besteht darin, dass im Wesentlichen dieselbe Hardware, die zur Regelung von di/dt bzw. dv/dt wie zuvor erörtert verwendet wird, wiederverwendet werden kann, um einen Kurzschluss (SC1) und Überlastzustände (SC2) zu detektieren.
  • 12 ist ein Blockdiagramm 1200 das einen Überblick über eine Leistungsschaltergate-Treiberschaltung, die dv/dt- und di/dt-Regelung gemäß Ausführungsformen der Erfindung umfasst, bietet. Das Blockdiagramm 1200 umfasst einen Leistungsschalter 1208 und eine antiparallel geschaltete Freilaufdiode 1210. Eine Differenzierschaltung 1214 ist mit dem Kollektorknoten „C“ gekoppelt, um die Kollektorspannung zu empfangen, und wird um einen konstanten Faktor 1212 multipliziert. Gleichermaßen ist eine Differenzierschaltung 1220 mit dem Emitterknoten „E“ gekoppelt und wird um einen konstanten Faktor 1218 multipliziert und gegebenenfalls über eine Begrenzungsschaltung 1216 geleitet. Die Ausgabe der Differenzierschaltung 1212 und der Begrenzungsschaltung 1216 wird im Summationselement 1202 aufsummiert, das auch die Bezugsspannung vref,d/dt empfängt. Der Ausgang des Summationselements 1202 ist mit einer Proportional- (P, PI, oder PID-) Steuerung 1204 gekoppelt, die wiederum mit dem Vorverstärker 1206 gekoppelt ist. Der Vorverstärker 1206 steuert den Gateknoten „G“ des Leistungsschalters 1208 an. Das Blockdiagramm 1200 zeigt eine Schaltung mit kombinierter Geschlossener-Regelkreis-Stromanstiegs- und Spannungsanstiegssteuerung, die erweitert werden kann, um eine zusätzliche Gatestromsteuerung zu umfassen, welche einen Schalter 1222, ein Summationselement 1224 und einen konstanten Faktor 1226 umfasst. Das Signal vref,d/dt ist der Bezugswert fur die Strom- und Spannungsanstiegssteuerung, vctrl,clip ist der Steuerbefehl fur die Begrenzungsschaltung, vref,iG ist der Bezugswert für die Gatestromsteuerung und vctrl,iG ist der Steuerbefehl für die Gatestromsteuerung. Die Begrenzungsschaltung wird verwendet, um negative di/dt-Werte während der dv/d-Regelung zu beseitigen. Die optionale Gatestromsteuerschaltung wird verwendet, um den Gatestrom während der Einschalt- und Ausschaltverzögerungsphasen zu regeln, wenn di/dt und dv/dt gleich null sind. Dies ist hilfreich, um ein Wind-up des integralen Teils der Steuerung 1204 voreinzustellen oder zu verhindern.
  • 13 ist ein Schaltbild einer Implementierung der Regelschaltung, die in 12 in Blockdiagramm dargestellt ist. Das schematische Schaltdiagramm 1300 stellt Geschlossener-Regelkreis-Regelung für di/dt und dv/dt für den Leistungsschalter 1304 und die antiparallel geschaltete Freilaufdiode 1306 unter Verwendung eines Operationsverstärkers 1302, eines zusätzlichen Verstärkers mit Verstärkung kl mit einer optionalen Begrenzungsschaltung 1308, und zugeordnete Rückkopplungswiderstände bereit, um die Regelungsfunktionen wie oben erörtert bereitzustellen. Die Begrenzungsschaltung 1308 wird verwendet, um negative di/dt-Rückkopplung beim Einschalten zu vermeiden. Der Operationsverstärker 1310, der Schalter 1312 und die zugeordneten Rückkopplungswiderstände stellen die optionale Gatestromsteuerung wie oben erörtert bereit.
  • 14 ist ein Schaltbild des implementierten konstanten Faktors kl und der Begrenzungsschaltung 1400 in Verbindung mit der Schaltung von 13, die die Emitterspannung 1404 und die Steuerspannung 1406 empfängt, um eine begrenzte Spannung am Knoten 1408 bereitzustellen. Die Begrenzungsschaltung 1400 umfasst einen MOS-Transistor Sc, eine Zener-Diode Dc, Kondensatoren C1, C2 und C3 sowie Widerstände R1, R2 und R3. Die Spannung an der Verbindung zwischen den Widerständen R2 und R3 wird durch den Operationsverstärker 1402, einschließlich den Rückkopplungswiderständen Rg1 und Rg2 abgefühlt, um die begrenzte Spannung am Knoten 1408 bereitzustellen.
  • 15 ist ein Schaltbild eines aktiven di/dt-Regeldetektors 1500 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung. Die Schaltung von 14 wird erneut herangezogen, und der Operationsverstärker 1402 entspricht dem Operationsverstärker 1502 in 15. Durch Hinzufügen eines Komparators 1504 und Zeitmessschaltungen, die weiter unten erörtert werden, kann die di/dt- und dv/dt-Regelungsimplementierung gemäß Ausführungsformen der Erfindung mit Überstromschutz ergänzt werden.
  • Ein Komparator 1504, der nach der di/dt-Dampfer- und -Pufferschaltung 1502 angeordnet ist, kann detektieren, wenn das di/dt über oder unter einem Wert liegt, der durch die Spannung Vref,di/dt gegeben ist. In 15 wird der Bezugswert als negativer Wert angegeben, und wenn die Spannung VEe,clip über diesem Wert liegt, entspricht das di/dt nicht dem beim Einschalten vorgesehenen di/dt oder liegt nicht ausreichend über dem vorgesehenen Wert und die Ausgabe des Komparators ist niedrig. Wenn die Spannung VEe,clip unter Vref,di/dt sinkt, steigt die Ausgabe des Komparators 1504 als Hinweis darauf, dass die di/dt-Regelungsschleife gerade geregelt wird. Wenn das aktive di/dt-Signal länger als einen vordefinierten Weg hoch bleibt, ist ein Überstromereignis eingetreten. In einer Ausführungsform der Erfindung kann der Gatetreiber beim Ausschalten des angesteuerten Leistungsschalters beginnen. Da das di/dt geregelt ist, wird VEe,clip während der Regelung eine Gleichspannungswert aufweisen.
  • Wenngleich Darstellungen von di/dt- und dv/dt- Regelschaltungen mit geschlossenem Regelkreis zu sehen sind und Knoten identifiziert wurden, die einer di/dt- und dv/dt-Regelung zugeordnet sind, sind auch andere derartiger Regelschaltungen möglich, und verschiedene Knoten in derartigen Schaltungen geeignete Kandidaten zur Verwendung mit Ausführungsformen mit Kurzschluss- und Uberlastschutzfunktionen der Erfindung, wie unten ausführlich erörtert wird
  • 16 zeigt Beispiele von Zeitmessschaltungen 1600 zum Erzeugen eines Überstromsignals gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, wobei die aktive di/dt-Anzeige als Eingang und eine „Überstrom“-Anzeige als Ausgang dient. Eine erste Taktgeberschaltung umfasst eine Mikrosteuerung 1602, die die Zeitdauer des aktiven di/dt-Signals zwischen einer aufsteigenden Flanke und einer abfallenden Flanke davon digital zählen kann Wenngleich eine Mikrosteuerung 1602 dargestellt ist, können andere digitale/logische Schaltungen (d.h. Zeit-Digital-Wandler TDC) verwendet werden. Eine zweite Taktgeberschaltung umfasst einen Widerstand und Kondensator 1606, der mit dem positiven Eingang eines Komparators 1608 gekoppelt ist. Der negative Eingang des Komparators 1608 ist mit einer Bezugsspannung gekoppelt. Wenn das aktive di/dt-Signal über ein ausreichend großes Zeitintervall hinweg aktiv bleibt, stellt der Komparator 1608 das Uberstromsignal bereit. Gleichermaßen umfasst eine dritte Taktgeberschaltung eine Stromquelle 1610, die durch das aktive di/dt-Signal gesteuert wird und verwendet wird, um den Kondensator 1612 zu laden. Wenn das aktive di/dt-Signal über ein ausreichend langes Zeitintervall hinweg aktiv bleibt, stellt der Komparator 1614 das Überstromsignal bereit.
  • 17 ist ein Zeitdiagramm von Wellenformen, die einem Überstromdetektionsverfahren gemäß Ausführungsformen der Erfindung in Verbindung mit dem Einschalten des Leistungsschalters zugeordnet sind. Ein erster Zeitdiagrammabschnitt 1702 zeigt die Wellenformen 1712A (starker Strom), 1712B (mittlerer Strom) und 1712C (niedriger Strom) von Drain- oder Kollektor-geregeltem Strom. Der Zeitdiagrammabschnitt 1702 zeigt auch die Wellenformen 1714A (starker Strom), 1714B (mittlerer Strom) und 1714C (niedriger Strom) von Drain-zu-Source- oder Kollektor-zu-Emitter-geregelter Spannung. Die Zeitdauer, für die der Schalter wird bis zu einem Spitzenstromwert stromgeregelt, ist durch das Tdi/dt -Zeitintervall 1728 angezeigt. Ein zweiter Zeitdiagrammabschnitt 1704 zeigt die Wellenformen 1716A (starker Strom), 1716B (mittlerer Strom) und 1716C (niedriger Strom) von Gate-zu-Source- oder Gate-zu-Emitter-Spannung sowie ein entsprechendes Steuersignal 1718, das dem Einschaltereignis zugeordnet ist. Ein dritter Zeitdiagrammabschnitt 1706 zeigt die Wellenformen 1720A (starker Strom), 1720B (mittlerer Strom) und 1720C (niedriger Strom) einer Begrenzungsspannung. Ein vierter Zeitdiagrammabschnitt 1708 zeigt die Wellenformen 1722A (starker Strom), 1722B (mittlerer Strom) und 1722C (niedriger Strom) von aktivem di/dt. Ein fünfter Zeitdiagrammabschnitt 1710 zeigt die Wellenformen 1724A (starker Strom), 1724B (mittlerer Strom) und 1724C (niedriger Strom) eines Zeitintegrators. Der Zeitdiagrammabschnitt 1710 zeigt auch das Überstromsignal 1726, das dem Zeitintervall 1728 zugeordnet ist, welches sich aufgrund von durch den Leistungsschalter fließendem, starkem Strom über die Zeitintervallgrenze hinweg erstreckt.
  • 18 ist ein Flussdiagramm 1800 eines Überstromdetektionsverfahrens zur Verwendung während eines Inbetriebnahme-Zustands eines Leistungsschalters gemäß Ausführungsformen der Erfindung. Das Verfahren beginnt mit 1802 und fragt bei 1804 ab, ob das dem Leistungsschalter zugeordnete PWM-Signal aktiv ist. Trifft dies zu, kehrt das Verfahren zurück zu 1802, und trifft dies nicht zu, fühlt das Verfahren bei 1806 das aktive di/dt-Signal ab. Bei 1808 fragt das Verfahren ab, ob das aktive di/dt-Signal hoch ist. Trifft dies zu, kehrt das Verfahren zurück zu 1802, und trifft dies nicht zu, wird die dem aktiven di/dt-Signal zugeordnete Zeitdauer bei 1810 abgefühlt Bei 1812 fragt das Verfahren ab, ob die Zeitdauer, für die das di/dt-Signal aktiv ist, eine Zeitgrenze übersteigt. Trifft dies nicht zu, kommt es zu Verfahrensschritten, die später ausführlicher erörtert werden. Trifft dies zu, bestimmt das Verfahren bei Schritt 1814, dass ein Überstromereignis eingetreten ist. Das PWM-Signal für die Leistungsschalterschaltung wird in Schritt 1816 niedrig eingestellt. Bei Schritt 1818 wird einem System, das den Leistungsschalter überwacht, das Überstromereignis gemeldet. Bei Schritt 1820 wartet das Verfahren auf einen dem Überstromereignis zugeordneten Rücksetzbefehl. Hat es diesen empfangen, setzt das Verfahren bei 1822 zurück und geht über 1824 zu 1826 über. Hier wird die Tdi/dt -Erfassung zurückgesetzt, woraufhin das Verfahren zu 1802 zurückkehrt und bereit für ein nächstes Einschalten und Erfassen ist. Wieder zurück bei 1812, fragt das Verfahren, wenn das di/dt-Aktivzeitgrenze nicht erreicht wurde, bei 1828 ab, ob das PWM-Signal hoch ist. Trifft dies nicht zu, wird die Zeiterfassung des aktiveb di/dt-Signals auf 1826 zurückgesetzt und das Verfahren kehrt zu 1802 zurück. Trifft dies zu, fragt das Verfahren ab, ob das aktive di/dt-Signal gesunken ist. Trifft dies nicht zu, kehrt das Verfahren zu 1810 zurück. Trifft dies zu, wartet das Verfahren auf einen gegebenen Zeitpunkt und/oder wartet, bis das aktive dv/dt-Signal von hoch zu niedrig übergeht. Nach Ende der Wartezeit und/oder wenn das aktive dv/dt-Signal sinkt, kann der sekundäre Kurzschlussschutz bei Schritt 1834 aktiviert werden, um Kurzschlussereignisse zu detektieren, die während des Ein-Zustands des Schalters (SC2) eintreten. Bei 1836 fragt das Verfahren ab, ob ein Kurzschlusszustand detektiert wurde. Trifft dies zu, kehrt das Verfahren zurück zu Schritt 1816. Trifft dies nicht zu, fragt das Verfahren ab, ob das PWM-Signal bei 1838 hoch ist. Trifft dies zu, kehrt das Verfahren zurück zu 1836, und trifft dies nicht zu, geht das Verfahren über zu 1824. Das Verfahren geht weiter über zu 1826, setzt die Tdi/dt -Erfassung zurück und kehrt dann zurück zu 1802 und ist bereit für ein nächstes Einschalten und Erfassen.
  • Für weitere Sicherheitsebenen kann ein zusätzlicher Komparator hinzugefügt werden, um eine Fensterdetektion des di/dt zu erzeugen. Dieser zusätzliche Komparator 1906 ist in 19 abgebildet. 19 entspricht grob der zuvor beschriebenen Schaltung von 15. Der Verstarker 1902 entspricht dem Verstärker 1502 und der Komparator 1904 entspricht dem Komparator 1504. Außerdem sind in 19 ein Wandler 1910, der mit dem Komparator 1906 gekoppelt ist, und ein AND-Gate 1908 zur Erzeugung des aktiven di/dt-Signals gezeigt. Der Ausgang des Komparators 1906 erzeugt ein zusätzliches Signal, das unten beschrieben wird. Zu beachten sind die erste und die zweite Bezugsspannung, die den Komparatoren 1904 und 1906 zugeordnet sind.
  • Durch Hinzufügen von Fensterdetektion wird das aktive di/dt-Signal nur dann ansteigen, wenn das zuvor beschriebene Signal VEe,clip innerhalb eines definierten Spannungsfensters liegt. V ref ,di/dt1 < − V Ee ,clip target < V ref ,di/dt2
    Figure DE102018007011A1_0003
  • Zusätzlich kann ein der Ausgabe des Komparators 1906 zugeordnetes „di/dt zu hoch“-Signal erzeugt werden, das anzeigt, ob das di/dt nicht geregelt und auch hoher ist als erwartet. Die Zeitdauer, für die dieses Signal hoch ist, kann auch gemessen werden, und wenn sie länger ist als ein vordefinierter Wert, kann der Treiber beschließen, den angesteuerten Schalter auszuschalten und ein Fehlverhalten zu melden.
  • Zum Detektieren der Zeitdauer der aktiven dv/dt-Regelung kann eine zusätzliche Schaltung zur bestehenden Leistungsschalterschaltung hinzugefügt werden, wie in der Schaltung 2000 in 20 gezeigt ist. Die Schaltung 2000 umfasst einen Kondensator 2004, der gekoppelt ist zwischen dem Kollektor des angesteuerten Schalters 2002 und einem Widerstand 2006, der mit einer auf das Emitterpotential des angesteuerten Knotens 2002 bezogenen Spannung gekoppelt ist. Da das dv/dt geregelt ist, wird die Spannung am Widerstand 2006 während der Regelung ein Gleichspannungswert sein. Während des Ausschaltens fließt ein Verschiebungsstrom vom Kollektor durch den Kondensator 2004 und den Widerstand 2006, wodurch eine positive Spannung am Widerstand 2006 erzeugt wird. Liegt diese Spannung ausreichend über einer Bezugsspannung Vref,dv/dt , wird durch den Komparator 2008 ein aktives dv/dt-Signal erzeugt. Das Signal ist ein Hinweis darauf, dass das dv/dt gerade geregelt wird. Die Zeitmessschaltungen können desselben Typs sein wie die für das di/dt verwendete. Ähnliche Fensterschaltungen können für das aktive dv/dt-Signal wie zuvor in Bezug auf das aktive di/dt-Signal beschrieben.
  • 21 ist ein Zeitdiagramm von Wellenformen, die einem Überspannungsdetektionsverfahren gemäß Ausführungsformen der Erfindung in Verbindung mit dem Ausschalten des Leistungsschalters zugeordnet sind Ein erster Zeitdiagrammabschnitt 2102 zeigt die Wellenformen 2112A (hohe Spannung) und 2112B (niedrige und mittlere Spannung) von Drain- oder Kollektor-geregeltem Strom. Der Zeitdiagrammabschnitt 2102 zeigt auch die Wellenformen 2114A (hohe Spannung), 2114B (mittlere Spannung) und 2114C (niedrige Spannung) von Drain-zu-Source- oder Kollektor-zu-Emitter-geregelter Spannung. Die Zeitdauer, für die der Schalter bis zu einem Spitzenspannungswert stromgeregelt wird, ist durch das Tdv/dt -Zeitintervall 2128 angezeigt. Ein zweiter Zeitdiagrammabschnitt 2104 zeigt die Wellenformen 2116A (hohe Spannung), 2116B (mittlere Spannung) und 2116C (niedrige Spannung) von Gate-zu-Source- oder Gate-zu-Emitter-Spannung sowie ein entsprechendes Steuersignal 2118, das dem Ausschaltereignis zugeordnet ist. Ein dritter Zeitdiagrammabschnitt 2106 zeigt die Wellenformen 2120A (hohe Spannung), 2120B (mittlere Spannung) und 2120C (niedrige Spannung) einer Widerstandsspannung. Ein vierter Zeitdiagrammabschnitt 2108 zeigt die Wellenformen 2122A (hohe Spannung), 2122B (mittlere Spannung) und 2122C (niedrige Spannung) von aktivem dv/dt. Ein fünfter Zeitdiagrammabschnitt 2110 zeigt die Wellenformen 2124A (hohe Spannung), 2124B (mittlere Spannung) und 2124C (niedrige Spannung) eines Zeitintegrators. Der Zeitdiagrammabschnitt 2110 zeigt auch das Überspannungssignal 2126, das dem Zeitintervall 2128 zugeordnet ist, das sich aufgrund einer hohen Spannung am Leistungsschalter über das Grenz-Zeitintervall hinweg erstreckt.
  • 22 ist ein Flussdiagramm 2200 eines Überspannungsdetektionsverfahrens zur Verwendung während eines Ausschaltzustands eines Leistungsschalters gemäß Ausführungsformen der Erfindung. Das Verfahren beginnt mit 2202 und fragt bei 2204ab, ob das dem Leistungsschalter zugeordnete PWM-Signal aktiv ist. Trifft dies nicht zu, kehrt das Verfahren zurück zu 2202, und trifft dies zu, fühlt das Verfahren bei 2210das aktive dv/dt-Signal ab. Bei 2212 fragt das Verfahren ab, ob das aktive dv/dt-Signal hoch ist. Trifft dies nicht zu, kehrt das Verfahren über 2206 und 2208, die unten ausführlich beschrieben werden, zurück zu 2202, und trifft dies zu, wird die dem aktiven dv/dt-Signal zugeordnete Zeitdauer bei 2214 abgefühlt. Bei 2216 fragt das Verfahren ab, ob die Zeitdauer, für die das dv/dt-Signal aktiv ist, größer ist als eine Zeitdauergrenze. Trifft dies nicht zu, kehrt das Verfahren über 2206 und 2208zurück zu 2202. Trifft dies zu, ändert das Verfahren bei 2218 diesen Soll-Regelungswert für di/dt und erhöht bei 2220 die Anzahl an Überspannungselementen in einem Zähler. Bei 2222, fragt das Verfahren ab, ob die Anzahl an Überspannungsereignissen größer ist als eine vordefinierte Überspannungsereignisgrenze. Trifft dies nicht zu, kehrt das Verfahren über 2206 und 2208 zurück zu 2202. Trifft dies zu, wird bei 2224 eine Überspannungsstörung gemeldet. Bei 2226 wartet das Verfahren auf einen Befehl zum Zurücksetzen der Überspannungsstorung. Sobald der Befehl empfangen wurde, fährt das Verfahren mit 2228 fort, wobei die Überspannungsstörung zurückgesetzt wird und die der Überspannungsstörung zugeordneten Zahler ebenfalls zurückgesetzt werden. Das Verfahren kehrt dann über 2206 und 2208 zurück zu 2202.
  • Bei 2206 fragt das Verfahren ab, ob das dem Leistungsschalter zugeordnete PWM-Signal hoch ist. Trifft dies zu, geht das Verfahren über zu 2208, und trifft dies nicht zu, kehrt das Verfahren zurück zum oben beschriebenen Schritt 2210. Der Schritt 2208 setzt das Tdv/d -Zeitintervall und den Überspannungsereigniszähler zurück und stellt den di/dt-Sollwert auf den Ist-Wert ein. Das Verfahren kehrt anschließend zu 2202 zurück.
  • Gleichzeitig zu den oben beschriebenen Überspannungsverfahrensschritten wird auch eine Abfolge von Überwachungsschritten durchgeführt. Die Abfolge von Überwachungsschritten wird in einer Ausführungsform eingesetzt, um beispielsweise zu gewährleisten, dass normal eintretende Überspannungshinweise über PWM-Schaltzyklen hinweg, die den Leistungsschalter nicht direkt schädigen würden, keinen unmittelbaren Überspannungshinweis verursachen. Das Überwachungsverfahren beginnt mit 2230 und fragt bei 2236ab, ob ein Überspannungsereignis eingetreten ist. Trifft dies zu, wird ein Überspannungsereignis-freier Zähler bei 2234 zurückgesetzt und das Verfahren wartet bei 2232 auf das Zurücksetzen das Überspannungsereignisses. Trifft dies nicht zu, fragt das Verfahren ab, ob das PWM-Signal bei 2238 von niedrig zu hoch übergegangen ist. Trifft dies nicht zu, kehrt das Verfahren zurück zu 2230. Trifft dies zu, wird der Uberspannungsereignis-freie Zähler bei 2240 erhöht Bei 2242 fragt das Verfahren ab, ob der Überspannungsereignis-freie Zähler über einer vordefinierten Grenze liegt. Trifft dies nicht zu, kehrt das Verfahren zurück zu 2230 Trifft dies zu, fragt das Verfahren ab, ob der Überspannungsereignis-Zähler über null liegt. Trifft dies nicht zu, kehrt das Verfahren zurück zu 2230. Trifft dies zu, setzt das Verfahren den Überspannungsereignis-Zähler um eins herab und kehrt zurück zu 2230.
  • Eine alternative Stromerfassungsschaltung 2300 zum Erzeugen des aktiven di/dt-Signals ist in 23 gezeigt Die Schaltung 2300 umfasst einen Bezugsstrom 2302, einen Transistor 2304, dessen Gate mit Masse gekoppelt ist, einen Widerstand 2306 und einen I_SENSE-Knoten zum Empfangen der Spannung an einer Induktivität im Leistungsschalterladepfad, die dem Ausmaß der Stromänderung im Leistungsschalter entspricht Die Spannung an der Gatequelle des Transistors 2304 und des Widerstand 2306 erzeugt einen Strom, der proportional zur Stromänderung im Leistungsschalter ist. Das Ergebnis des Stromvergleichs zwischen dem erzeugten Strom und dem Bezugsstrom 2302 ändert die Eingangsspannung des Komparators 2308 und erzeugt das aktive di/dt-Signal an dessen Ausgang. Die Schaltung 2300 kann bei Bedarf zweifach vorliegen, um die zuvor beschriebene Fensterdetektionsfunktion bereitzustellen.
  • Die di/dt- und dv/dt-Regelung und der Kurzschlussschutz gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann auf digitaler Ebene verallgemeinert werden, wie anhand der Schaltung 2400 von 24 zu sehen ist. Gezeigt ist ein Hochspannung/Starkstrom-Netz 2402, das Gatetreiber 2404 und 2408 zum Ansteuern von Leistungsschaltern 2406 und 2410 umfasst. Die Leistungsschalter 2404 und 2408 werden mit bestimmten vce - und ic -Werten geschaltet. Ein Erfassungsnetz 2412 wird verwendet, um die dv/dt-Informationen des vce -Signals abzufuhlen, und ein Erfassungsnetz 2414 wird verwendet, um die di/dt-Informationen des ic -Signals abzufühlen. Ein A/D-Wandler 2416 digitalisiert die Spannungsausgabe aus dem Erfassungsnetz 2412, und ein A/D-Wandler 2418 digitalisiert die Spannungsausgabe aus dem Erfassungsnetz 2418. Die digitalen Informationen werden von einem Speicher 2420 empfangen und durch 2422 ausgewertet. Das Soll-Ausmaß von dv/dt oder di/dt wird als Hinweis detektiert, dass dv/dt oder di/dt gerade geregelt wird. Die Zeitdauer, für die das dv/dt or das di/dt geregelt wird, wird gemessen, und Überstrom- oder Überspannungssignale können gemäß den Grundsätzen der oben beschriebenen Ausführungsformen ausgelöst werden. Gegebenenfalls kann eine Parameterbestimmung in 2323 vorgenommen werden, um den Kurzschluss- oder Überlastschutz von Ausführungsformen der Erfindung weiter zu verbessern. Informationen in Bezug auf Leistungsschalter-Überstrom- und -Uberspannungsereignisse können unter Verwendung eines Rückkopplungsnetzwerks 2426 den Leistungsschalter beeinflussen. Wie oben dargelegt, wird der Leistungsschalter im Fall eines Überstromereignisses ausgeschaltet und der di/dt-Wert im Fall eines Überspannungsereignisses geändert.
  • Wenngleich diese Erfindung unter Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsformen beschrieben wurde, ist diese Beschreibung nicht als einschränkend auszulegen. Verschiedene Modifikationen und Kombinationen der veranschaulichenden Ausführungsformen sowie anderer Ausführungsformen der Erfindung werden fur Fachleute auf dem Gebiet bei der Lektüre der Beschreibung ersichtlich werden. Es ist daher vorgesehen, dass die beigefügten Ansprüche jegliche solcher Modifikationen oder Ausführungsformen umfassen.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • DE 102016111449 [0007]

Claims (20)

  1. Schaltung zum Schützen eines Leistungsschalters, umfassend: einen ersten, einen zweiten und einen dritten Leistungsschalterknoten; eine Rückkopplungsschaltung, die mit zumindest einem der Leistungsschalterknoten gekoppelt ist, um eine Änderung im Strom durch den Leistungsschalter zu regeln; und eine Detektorschaltung, die mit der Rückkopplungsschaltung gekoppelt ist, die einen Ausgang aufweist, um anzuzeigen, dass die Änderung im Strom durch den Leistungsschalter gerade geregelt wird.
  2. Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Detektorschaltung einen zusatzlichen Ausgang zum Identifizieren eines Regelungsausmaßes der Änderung im Strom durch den Leistungsschalter umfasst.
  3. Schaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend eine Taktgeberschaltung, die mit der Detektorschaltung gekoppelt ist.
  4. Schaltung nach Anspruch 3, wobei die Taktgeberschaltung einen Ausgang zum Erzeugen eines Überstromsignals umfasst.
  5. Schaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend eine zusätzliche Rückkopplungsschaltung, die mit zumindest zwei der Leistungsschalterknoten gekoppelt ist, um eine Änderung der Spannung am Leistungsschalter zu regeln.
  6. Schaltung nach Anspruch 5, ferner umfassend eine zusätzliche Detektorschaltung, die mit der zusätzlichen Rückkopplungsschaltung gekoppelt ist, welche einen Ausgang aufweist, um anzuzeigen, dass die Änderung der Spannung am Leistungsschalter gerade geregelt wird.
  7. Schaltung nach Anspruch 6, wobei die zusätzliche Detektorschaltung einen zusätzlichen Ausgang umfasst, um ein Regelungsausmaß der Spannungsänderung am Leistungsschalter zu ermitteln.
  8. Schaltung nach Anspruch 6, ferner umfassend eine zusätzliche Taktgeberschaltung, die mit der zusätzlichen Detektorschaltung gekoppelt ist
  9. Schaltung nach Anspruch 8, wobei die zusätzliche Taktgeberschaltung einen Ausgang zum Erzeugen eines Überspannungssignals umfasst.
  10. Schaltung nach Anspruch 1, ferner umfassend einen Leistungsschalter, der mit dem ersten, dem zweiten und dem dritten Leistungsschalterknoten gekoppelt ist.
  11. Verfahren zum Schützen eines Leistungsschalters, Folgendes umfassend: Erfassen, dass eine Änderung im Strom durch den Leistungsschalter gerade geregelt wird; Messen einer Zeitdauer, für die die Anderung im Strom durch den Leistungsschalter geregelt wird; und Vergleichen der Zeitdauer, für die die Änderung im Strom durch den Leistungsschalter geregelt wird, mit einer Bezugszeitdauer.
  12. Verfahren nach Anspruch 11, ferner umfassend ein Erzeugen eines Überstromsignals, wenn die Zeitdauer der Änderung im Strom durch den Leistungsschalter die Bezugszeitdauer übersteigt.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, ferner umfassend ein Ausschalten des Leistungsschalters als Antwort auf das Überstromsignal.
  14. Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Erfassen, dass die Änderung im Strom durch den Leistungsschalter gerade geregelt wird, gleichzeitig zu einem Einschaltereignis erfolgt.
  15. Verfahren nach Anspruch 11, ferner umfassend ein Erfassen, dass eine Spannung am Leistungsschalter gerade geregelt wird.
  16. Verfahren zum Schützen eines Leistungsschalters, Folgendes umfassend: Erfassen, dass eine Änderung der Spannung am Leistungsschalter gerade geregelt wird; Messen einer Zeitdauer, für die die Änderung der Spannung am Leistungsschalter geregelt wird; und Vergleichen der Zeitdauer, für die die Spannungsänderung am Leistungsschalter geregelt wird, mit einer Bezugszeitdauer.
  17. Verfahren nach Anspruch 16, ferner umfassend ein Erzeugen eines Überspannungssignals, wenn die Zeitdauer der Spannungsänderung am Leistungsschalter die Bezugszeitdauer übersteigt.
  18. Verfahren nach Anspruch 17, ferner umfassend ein Verändern eines Zielwerts einer Änderung im Strom durch den Leistungsschalter als Antwort auf das Uberspannungssignal.
  19. Verfahren nach Anspruch 17, ferner umfassend ein Zählen einer Vielzahl von Überspannungssignalen über eine Vielzahl von Schaltzyklen hinweg.
  20. Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Erfassen, dass die Spannungsänderung am Leistungsschalter gerade geregelt wird, gleichzeitig zu einem Ausschaltereignis erfolgt.
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