DE102017129767A1 - Kompakte 3d-empfängerarchitektur unter verwendung einer silizium-germanium durchkontaktierungs-technologie - Google Patents

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Cynthia D. Baringer
Mohiuddin Ahmed
Jongchan Kang
Yen-Cheng Kuan
James Chingwei Li
Emilio A. Sovero
Timothy J. Talty
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Abstract

Ein Breitbandfunksystem zum Anpassen an verschiedene globale Funkstandards und insbesondere an ein System und Verfahren mit einem kompakten Empfänger-Array-Design um den Bedarf an verstärkten mobilen Breitbanddiensten zu decken, wobei eine Silizium-Durchkontaktierung zum Verbinden von analogen Frontend-Funktionen in SiGe BiCMOS mit Backend-Schaltungen in CMOS verwendet wird.

Description

  • HINTERGRUND
  • Technisches Gebiet der Technologie
  • Die vorliegende Anmeldung bezieht sich im Allgemeinen auf ein Breitbandfunksystem zum Anpassen an verschiedene globale Funkstandards und insbesondere auf eine Mobilfunkarchitektur, die eine Kombination aus einem einzelnen Zirkulator, programmierbarem Bandpass-Sampling-Radiofrequenz-Frontend (RF) und optimiertem digitalem Basisband verwendet, das alle aktuellen Mobilfunk-Zugangsprotokoll-Frequenzbänder unterstützen kann. Das System und Verfahren beinhaltet ein kompaktes Empfänger-Array-Design zur Unterstützung der Nachfrage nach verstärkten mobilen Breitbanddiensten unter Verwendung von Silizium-Durchkontaktierungen (TSVs) zur Verbindung von analogen Frontend-Funktionen in SiGe BiCMOS mit Backend-Schaltungen in CMOS.
  • Erläuterung des Standes der Technik
  • Herkömmliche Mobiltelefone verwenden verschiedene Betriebsmodi und -bänder, die hardwaremäßig unterstützt werden, indem mehrere unterschiedliche Funk-Front-End- und Basisbandverarbeitungschips in einer Plattform integriert sind, wie beispielsweise Triband- oder Quad-Band-Benutzer-Handgeräte, die ein globales System für Mobilkommunikation (GSM), allgemeine Paketfunkdienste (GPRS-Global Packet Radio Service) usw. unterstützen. Bekannte Mobilfunkempfänger haben einige der Antennen- und Basisband-Datenpfade integriert, aber dennoch ist der heutige Stand der Technik für die Bereitstellung von Massen-Mobilfunkgeräten und Fahrzeugfunk nach wie vor ein mehrfacher statischer Kanalisierungsansatz. Eine derartige statische Architektur ist entscheidend von Schmalbandfiltern, Dopplern und einer standardspezifischen Abwärtskonvertierung in Zwischenfrequenz (IF)-Stufen abhängig. Der Hauptnachteil dieses statischen, kanalisierten Ansatzes ist seine Inflexibilität in Bezug auf die sich ändernden Standards und Betriebsarten. Da sich die Mobilfunkindustrie von 2G, 3G, 4G und darüber hinaus weiterentwickelt hat, erforderte jede neue Wellenform und jeder neue Modus eine Umgestaltung des RF-Frontends des Empfängers sowie die Erweiterung der Basisband-Chipsatz-Fähigkeit, was ein neues Handgerät erforderlich machte. Für Automobilanwendungen ist diese Unflexibilität zur Unterstützung neuer Anwendungen unerschwinglich teuer und für den Endverbraucher eine Belästigung.
  • Die Bereitstellung von zuverlässigen, drahtlosen Zugängen für die Automobilindustrie ist aus der Sicht eines Automobilherstellers eine Herausforderung, da die mobilen Verbindungsverfahren und -architekturen weltweit unterschiedlich sind. Darüber hinaus ändern sich die Standards und Technologien ständig und weisen typischerweise einen Entwicklungszyklus auf, der um ein Vielfaches schneller ist als die durchschnittliche Lebensdauer eines Fahrzeugs. Insbesondere aktuelle RF-Frontend-Architekturen für Kfz-Funkgeräte sind für bestimmte Frequenzbänder ausgelegt. Dedizierte Hardware, die auf die richtige Frequenz abgestimmt ist, muss auf der Funkplattform für das jeweilige Frequenzband installiert sein, auf dem das Funkgerät betrieben werden soll. Wenn also Mobilfunkanbieter ihr jeweiliges Frequenzband wechseln, kann es sein, dass das Fahrzeug, auf welches das vorhergehende Band abgestimmt wurde und das eine Lebensdauer von 15 bis 20 Jahren aufweisen kann, auf dem neuen Band nicht effizient funktioniert. Daher erfordert dies Automobilhersteller, eine Vielzahl von Funkplattformen, Komponenten und Zulieferern zu verwalten, um jeden eingesetzten Standard zu unterstützen und einen Weg zur Erweiterungsfähigkeit bereitzustellen, wenn sich die Mobilfunklandschaft ändert.
  • Bekannte softwaredefinierte Funkarchitekturen haben sich typischerweise auf nahtlose Basisbandoperationen konzentriert, um mehrere Wellenformen zu unterstützen, und ähnliche Abwärtskonvertierungen in Basisband-Spezifikationen übernommen. Ähnlich wurden für die Senderseite typischerweise parallele Leistungsverstärkerketten für verschiedene Frequenzbänder verwendet, um unterschiedliche Wellenformstandards zu unterstützen. Somit weisen die Empfänger-Front-End-Architekturen typischerweise einfache Direktabtast- oder einstufige Mischverfahren mit bescheidenen Leistungsspezifikationen auf. Insbesondere bedurfte es bisher keiner Anwendung, die einen Dynamikbereich von mehr als 110 dB mit den damit verbundenen Anforderungen an IP3-Faktor und Leistungsaufnahme erforderte, da diese Leistungsanforderungen mit komplementären Metalloxid-Halbleiter (CMOS)-Analogtechnologien nicht realisierbar waren. Es ist nicht offensichtlich, wie diese Metriken unter Verwendung bestehender Architekturen für CMOS-Geräte erreicht werden können, sodass der Dynamikbereich, die Empfindlichkeit und die Multimode-Anbindung sowohl für den Multi-Bit-Analog-Digital-Wandler (ADC) als auch für den Digital-AnalogWandler (DAC) ein wesentlich schwierigeres Problem darstellen.
  • Delta-Sigma-Modulatoren werden bei digitalen Empfängern häufiger eingesetzt, da sie nicht nur einen Breitbandbetrieb im hohen dynamischen Bereich ermöglichen, sondern auch viele abstimmbare Parameter aufweisen, die sie zu guten Kandidaten für rekonfigurierbare Systeme machen. Insbesondere beinhalten Delta-Sigma-Modulatoren einen softwaregesteuerten Filter zur Rauschformung eines eingehenden RF-Signals. Es wäre wünschenswert, die verschiedenen Vorteile von SiGe BiCMOS und CMOS gleichzeitig nutzen zu können, in ein softwaregesteuertes Funkgerät mit Delta-Sigma-Modulatoren.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Offenbarung beschreibt eine Vorrichtung, die eine erste Halbleiterschicht aus Silizium-Germanium, eine zweite Halbleiterschicht aus Silizium, eine erste Vorrichtung, die auf der ersten Halbleiterschicht gebildet ist, eine zweite Vorrichtung, die auf der zweiten Halbleiterschicht gebildet ist, und eine Silizium-Durchgangskontaktierung über die Kopplung der ersten Vorrichtung und der zweiten Vorrichtung umfasst, wobei die Silizium-Durchgangskontaktierung durch die erste Halbleiterschicht und die zweite Halbleiterschicht hindurchgeht.
  • Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Offenbarung beschreibt ein softwareprogrammierbares Funkgerät, das einen Delta-Sigma-Modulator, der auf einer SiGe-Schicht einer integrierten Schaltung gebildet ist, eine Durchkontaktierung des Delta-Sigma-Modulators mit dem digitalen Signalprozessor, wobei die Durchkontaktierung die SiGe-Schicht der integrierten Schaltung und die Siliziumschicht der integrierten Schaltung durchläuft.
  • Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Offenbarung beschreibt eine integrierte Schaltung, die eine erste Halbleiterschicht aus Silizium-Germanium, eine zweite Halbleiterschicht aus Silizium, eine erste Vorrichtung, die auf der ersten Halbleiterschicht gebildet ist, eine zweite Vorrichtung, die auf der zweiten Halbleiterschicht gebildet ist, und eine Silizium-Durchgangskontaktierung über die Kopplung der ersten Vorrichtung und der zweiten Vorrichtung umfasst, wobei die Silizium-Durchgangskontaktierung durch die erste Halbleiterschicht und die zweite Halbleiterschicht hindurchgeht.
  • Weitere Merkmale der vorliegenden Erfindung gehen aus der nachfolgenden Beschreibung und den beigefügten Ansprüchen in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen hervor.
  • Figurenliste
    • 1 stellt ein Blockdiagramm einer bekannten Multimode-Multiband-Mobilfunk-Handgeräte-Architektur dar;
    • 2 stellt ein Blockdiagramm einer anwendbaren softwareprogrammierbaren Mobilfunkarchitektur dar;
    • 3 stellt eine exemplarische Funkarchitektur zur Implementierung eines Delta-Sigma-Modulators in einem softwaredefinierten programmierbaren Mobilfunk dar.
    • 4 stellt einen exemplarischen Querschnitt einer Vorrichtung mit SiGe BiCMOS- und CMOS-Chip-Stacks dar, die über TSVs gekoppelt sind.
  • AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Die nachfolgende Erörterung der Ausführungsformen der Erfindung, die auf eine Mobilfunkarchitektur gerichtet sind, ist lediglich exemplarischer Natur und soll in keiner Weise die Erfindung oder ihre Anwendungen oder Verwendungen einschränken. So ist beispielsweise die Funkarchitektur der Erfindung als Anwendung für ein Fahrzeug beschrieben. Wie jedoch von Fachleuten auf dem Gebiet der Technik wahrgenommen wird, kann die Funkarchitektur auch andere Anwendungen außer Automobilanwendungen bereitstellen.
  • Die hierin erörterten Mobilfunkarchitekturen gelten nicht nur für Mobilfünktechnologien, wie beispielsweise WiFi (IEEE 802.11)-Technologien. Des Weiteren werden die Mobilfunkarchitekturen als Vollduplex-Funksystem präsentiert, d. h. als ein Funksystem, das sowohl sendet als auch empfängt. Für drahtlose Dienste, die nur empfangen werden, wie beispielsweise GPS (Global Positioning System), GNSS (Global Navigation Satellite System) und diverse Entertainmentgeräte, wie beispielsweise AM/FM, Digital Audio Broadcasting (DAB), SiriusXM usw., wäre nur das hierin erörterte Empfängerdesign erforderlich. Zudem ermöglicht das beschriebene Funkarchitekturdesign ein weltweit funktionierendes Design für eine Funkgeräte-Hardware, das durch Software-Updates verschiedenen globalen Mobilfunkstandards angepasst werden kann. Es ermöglicht auch eine längere Nutzungsdauer des Funkgerätedesigns, da sich das Funkgerät bei Markteinführung an neue Funkstandards anpassen kann. So sind beispielsweise Entwicklungen in der 4G-Funktechnologie und Frequenzzuweisungen sehr dynamisch. Somit kann die am Markt eingesetzte Funkgeräte-Hardware bereits nach ein bis zwei Jahren veraltet sein. Für Anwendungen, wie beispielsweise im Automobilbereich, kann die Lebensdauer über zehn Jahre betragen. Diese Erfindung ermöglicht es, eine feste Hardware-Plattform durch Software-Updates updatefähig zu machen und damit die Nutzungsdauer und die globale Wiederverwendung der Hardware zu verlängern.
  • 1 ist ein Blockdiagramm einer bekannten Multimode-Multiband-Mobilfunk-Handgeräte-Architektur 10 für ein typisches Mobiltelefon. Die Architektur 10 beinhaltet eine Antennenstruktur 12, die RF-Signale auf dem Frequenzband des Interesses empfängt und sendet. Die Architektur 10 beinhaltet auch einen Schalter 14 am Front-End der Architektur 10, der auswählt, für welchen bestimmten Kanal das gesendete oder empfangene Signal aktuell ist und das Signal durch einen speziellen Satz von Filtern und Duplexern leitet, die durch die Box 16 für den jeweiligen Kanal repräsentiert werden. Die Module 18 stellen die Multimode- und Multiband-Analogmodulation sowie die Demodulation der Empfangs- und Sendesignale bereit und trennen die Signale in Phasen- und Quadraturphasensignale, die an einen Empfänger 20 gesendet oder von ihm empfangen werden. Der Empfänger 20 wandelt auch analoge Empfangssignale in digitale Signale und digitale Übertragungssignale in analoge Signale um. Ein Basisband-Digital-Signalprozessor 22 stellt die digitale Verarbeitung der Sende- oder Empfangssignale für die jeweilige Anwendung bereit.
  • 2 ist ein schematisches Blockdiagramm einer zellularen Funk-Frontend-Architektur 30, die softwareprogrammierbare Fähigkeiten bereitstellt, wie nachfolgend im Detail erläutert wird. Die Architektur 30 beinhaltet eine Antennenstruktur 32, die in der Lage ist, die hierin erörterten zellularen Frequenzsignale zu empfangen und zu übertragen, wie beispielsweise in einem Bereich von 400 MHz - 3,6 GHz. Die von der Antennenstruktur 32 empfangenen und übertragenen Signale durchlaufen einen Multiplexer 34 mit drei Signalpfaden, wobei jeder Pfad für ein bestimmtes Frequenzband vorgesehen ist, das durch einen frequenzselektiven Filter 36 in jedem Pfad bestimmt wird. In dieser Ausführungsform wurden drei Signalpfade gewählt, wobei die Architektur 30 auf beliebig viele Signalpfade erweitert werden konnte. Jeder Signalpfad beinhaltet einen Zirkulator 38, der die Empfangs- und Sendesignale trennt und leitet, und eine Isolierung bereitstellt, sodass die zu übertragenden Hochleistungssignale nicht auf der Empfängerseite eindringen und die Empfangssignale auf diesen Frequenzbändern sättigen.
  • Die Architektur 30 beinhaltet auch ein Empfangsmodul 44, das sich hinter dem Multiplexer 34 befindet und ein Empfangsmodul 46, das die Empfangssignale verarbeitet sowie ein Sendemodul 48, das die Sendesignale verarbeitet. Das Empfangsmodul 46 beinhaltet drei Empfängerkanäle 50, einen für jeden der Signalpfade durch den Multiplexer 34, wobei ein weiterer Empfängerkanal 50 mit einem anderen der Zirkulatoren 38, wie dargestellt, verbunden ist. Jeder der Empfängerkanäle 50 beinhaltet einen Delta-Sigma-Modulator 52, der das analoge Signal im jeweiligen Frequenzband empfängt und über ein Verschachtelungsverfahren in Verbindung mit einer Reihe von N-Bit-Quantisierungsschaltungen, die mit einer sehr hohen Taktrate arbeiten, einen repräsentativen digitalen Datenstrom erzeugt, wie nachfolgend im Detail erläutert wird. Wie im Folgenden weiter erörtert wird, vergleicht der Delta-Sigma-Modulator 52 die Differenz zwischen dem Empfangssignal und einem Rückkopplungssignal, um ein für die empfangenen digitalen Daten repräsentatives Fehlersignal zu erzeugen. Die digitalen Datenbits werden einem digitalen Signalprozessor (DSP) 54 zugeführt, der den digitalen Datenstrom extrahiert. Ein digitaler Basisband-Prozessor (DBP) 56 empfängt und betreibt den digitalen Datenstrom für die weitere Signalverarbeitung in einer Art und Weise, die den Fachleuten im Stand der Technik wohlbekannt ist. Das Sendemodul 48 empfängt digitale Daten, die vom Prozessor 56 übertragen werden. Das Modul 48 beinhaltet eine Senderschaltung 62 mit einem Delta-Sigma-Modulator, der die digitalen Daten des digitalen Basisband-Prozessors 56 in ein analoges Signal umwandelt. Das Analogsignal wird von einem abstimmbaren Bandpassfilter (BPF) 60 gefiltert, um die Bandemission zu eliminieren und dann an einen Schalter 66 weitergeleitet, der das Signal an einen ausgewählten Leistungsverstärker 64 weiterleitet, der für das Frequenzband des übertragenen Signals optimiert ist. In dieser Ausführungsform wurden drei Signalpfade gewählt, wobei das Sendemodul 48 jedoch unter Verwendung beliebig vieler Signalpfade implementiert werden konnte. Das verstärkte Signal wird an den jeweiligen Zirkulator 38 im Multiplexer 34 gesendet, abhängig davon, welche Frequenz übertragen wird.
  • Wie aus der folgenden Erörterung ersichtlich wird, stellt die Konfiguration der Architektur 30 softwareprogrammierbare Fähigkeiten durch Hochleistungs-Delta-Sigma-Modulatoren bereit, die eine optimierte Leistung im Signalbereich des Interesses bereitstellen und über einen breiten Bereich von Trägerfrequenzen abgestimmt werden können. Die Architektur 30 erfüllt die aktuellen Mobilfunk-Zugangsprotokolle im Frequenzbereich 0,4 - 2,6 GHz, indem sie den Frequenzbereich in drei nicht kontinuierliche Bänder unterteilt. Es ist jedoch zu beachten, dass selbstverständlich auch andere Kombinationen von Signalpfaden und Bandbreite möglich sind. Der Multiplexer 34 implementiert eine Frequenzbereichs-Demultiplexung, indem er den an der Antennenstruktur 32 empfangenen RF-Träger in einen der drei Signalpfade leitet. Demgegenüber wird das Sendesignal durch den Multiplexer 34 auf die Antennenstruktur 32 gemultiplext. Für drahtlose Zugriffsanwendungen in Fahrzeugen ist eine derartige, kostengünstige integrierte Vorrichtung wünschenswert, um Teilekosten, Komplexität und Veralterung zu reduzieren und eine nahtlose weltweite Bereitstellung zu ermöglichen.
  • Die Delta-Sigma-Modulatoren 52 können in der Nähe der Antennenstruktur 32 positioniert werden, um die RF-Empfangssignale direkt in Bits im Empfängermodul 46 und Bits in ein RF-Signal im Sendemodul 48 umzuwandeln. Der Hauptvorteil der Verwendung der Delta-Sigma-Modulatoren 52 in den Empfängerkanälen 50 besteht darin, eine variable Bandbreite der Signalerfassung und variable Mittenfrequenz zu ermöglichen. Dies ist möglich, da die Architektur 30 eine Software-Manipulation der Modulator-Filterkoeffizienten ermöglicht, um die Signalbandbreite zu variieren und die Filtercharakteristik über das RF-Band abzustimmen.
  • Die Architektur 30 ermöglicht es, die Bandbreite der Signalerfassung zu variieren, was zum Empfangen von kontinuierlichen trägeraggregierten Wellenformen ohne zusätzliche Hardware verwendet werden kann. Trägeraggregation ist ein Verfahren, bei dem die Datenbandbreiten mehrerer Träger für normalerweise unabhängige Kanäle für einen einzelnen Benutzer kombiniert werden, um wesentlich höhere Datenraten als bei einem einzelnen Träger zu erzielen. Zusammen mit MIMO ist dieses Merkmal eine Voraussetzung in modernen 4G-Standards und wird durch die orthogonale Frequenzmultiplextechnik (OFDM-Orthogonal Frequency Division Multiplexing)-Familie von Wellenformen ermöglicht, die eine effiziente spektrale Verwendung ermöglichen.
  • Die Architektur 30 durch die Delta-Sigma-Modulatoren 52 kann durch Software-Tuning der Bandpassbandbreite präzise Trägeraggregationsszenarien und Bandkombinationen bewältigen und ermöglicht somit eine Multisegment-Erfassung. Der Dynamikbereich verringert sich bei größeren Bandbreiten, wenn mehr Rauschen in den Sampling-Bandpass eingespeist wird. Es wird jedoch angenommen, dass die Trägeraggregation typischerweise sinnvoll ist, wenn der Benutzer ein gutes Signal-RauschVerhältnis hat, und nicht etwa Zellbegrenzungskanten, wenn die Konnektivität selbst marginal sein kann. Es ist zu beachten, dass die Interband-Trägeraggregation automatisch von der Architektur 30 übernommen wird, da der Multiplexer 34 unabhängige Modulatoren in den Kanälen 50 einspeist.
  • Die Zirkulatoren 38 leiten die Sendesignale des Sendemoduls 48 zur Antennenstruktur 32 und ermöglichen gleichzeitig die Trennung zwischen den Hochleistungs-Sendesignalen und dem Empfangsmodul 46. Obwohl die Zirkulatoren 38 eine signifikante Signaltrennung vorsehen, gibt es innerhalb des Zirkulators 38 eine Port-zu-Port-Leckage, die einen Signalpfad zwischen dem Sendemodul 48 und dem Empfangsmodul 46 darstellt. Ein zweiter unerwünschter Signalpfad entsteht durch Reflexionen von der Antennenstruktur 32 und mögliche andere Komponenten im Empfänger. Dadurch wird ein Teil des Sendesignals von der Antennenstruktur 32 aufgrund einer Fehlanpassung zwischen der Leitungsimpedanz und der Antenneneingangsimpedanz reflektiert. Diese reflektierte Energie folgt demselben Signalpfad wie das gewünschte eingehende Signal zurück zum Empfangsmodul 46.
  • Die Architektur 30 ist auch für weitere drahtlose Kommunikationsprotokolle flexibel anpassbar. So kann beispielsweise ein Paar von Schaltern 40 und 42 vorgesehen sein, die vom DBP 56 angesteuert werden, um die Empfangs- und Sendesignale über dedizierte feste RF-Vorrichtungen 58 zu leiten, wie beispielsweise ein globales System für Mobilkommunikation (GSM), ein RF-Frontend-Modul oder ein WiFi-Frontend-Modul. In dieser Ausführungsform sind einige ausgewählte Signalpfade über herkömmliche RF-Vorrichtungen implementiert. 2 stellt nur einen zusätzlichen Signalpfad dar, kann aber je nach Verwendung und Einsatzgebiet auf eine beliebige Anzahl weiterer Signalpfade erweitert werden.
  • Delta-Sigma-Modulatoren sind eine bekannte Geräteklasse zum Implementieren einer Analog-Digital-Umwandlung. Die grundlegenden Eigenschaften, die genutzt werden, sind Überabtastung und Fehlerrückkopplung (Delta), die akkumuliert (Sigma) sind, um das gewünschte Signal in einen pulsmodulierten Strom umzuwandeln, der anschließend zum Ablesen der digitalen Werte gefiltert werden kann, während das Rauschen durch Umformen effektiv reduziert wird. Die wesentliche Einschränkung der bekannten Delta-Sigma-Modulatoren ist das Quantisierungsrauschen beim Puls-Umwandlungsprozess. Delta-Sigma-Wandler erfordern große Überabtastverhältnisse, um eine ausreichende Anzahl von Bitstromimpulsen für einen gegebenen Eingang zu erzeugen. Bei direkten Wandlungsschemata ist die Abtastrate größer als das Vierfache der RF-Trägerfrequenz, um die digitale Filterung zu vereinfachen. Daher haben die erforderlichen Multi-GHz Abtastraten die Verwendung von Delta-Sigma-Modulatoren in höherfrequenten Anwendungen eingeschränkt. Eine weitere Möglichkeit zur Rauschunterdrückung ist die Verwendung von Delta-Sigma-Modulatoren mit einer höheren Ordnung. Während jedoch kanonische Delta-Sigma-Architekturen erster Ordnung stabil sind, können höhere Ordnungen aufgrund der Toleranzen bei höheren Frequenzen instabil sein, insbesondere die Toleranzen bei höheren Frequenzen. Aus diesen Gründen beschränken sich Delta-Sigma-Modulatoren höherer Ordnung auf Audiofrequenzbereiche, d. h. zeitlich verschachtelte Delta-Sigma-Modulatoren zur Verwendung in Audioanwendungen oder speziellen Verschachtelungen bei hohen Frequenzen.
  • Die Filtereigenschaften eines Delta-Sigma-Modulators können effektiv modifiziert werden, um Dopplerverschiebungen zu kompensieren. Dopplerverschiebungen treten auf, wenn sich der Sender eines Signals in Bezug zum Empfänger bewegt. Die Relativbewegung verschiebt die Frequenz des Signals, sodass es am Empfänger unterschiedlich zum Sender ist. Ein exemplarisches System gemäß der vorliegenden Offenbarung nutzt die softwaredefinierte Funkarchitektur, um schnell eine Verschiebung der Trägerfrequenz abzuschätzen und den Filter neu zu zentrieren, bevor das Signal unterbrochen oder geschwächt wird. Im Normalbetrieb ist die Kerbe des Modulatorfilters um die erwartete Trägerfrequenz des empfangenen Signals zentriert, wobei die Signalbandinformationen um die Trägerfrequenz zentriert sind und die Bandbreite des Modulatorfilters nicht überschreiten. Eine Dopplerverschiebung würde den Träger um einen Betrag Δf kompensieren, was zu einer potenziellen Verschlechterung des Signalinhalts mit einer Zunahme des Rauschens auf einer Seite des Bandes führen würde. Gemäß dem hierin beschriebenen Verfahren und System kann sich der Empfänger in einem drahtlosen Mobilfunk-Kommunikationssystem an Änderungen der RF-Trägerfrequenz anpassen und die Signalintegrität erhalten, indem die Filterkerbe um denselben Betrag wie die Trägerfrequenz verschoben wird.
  • Für die hierin erläuterte Mobilfunkanwendung, die mehrere zugeordnete Frequenzbänder abdeckt, ist ein Sender mit Multimode- und Multibandabdeckung erforderlich. Auch viele aktuelle Anwendungen erfordern Sender, die während des Betriebs einer einzelnen Kommunikationsverbindung schnell zwischen den Frequenzbändern wechseln, was eine erhebliche Herausforderung für typische lokale Oszillator (LO)-basierte Senderlösungen darstellt. Dies liegt daran, dass die Schaltzeit des LO-basierten Senders oft durch die LO-Kanalumschaltzeit unter der Steuerung der Schleifenbandbreite des Frequenzsynthesizers um 1 MHz bestimmt wird. Die erreichbare Kanalumschaltzeit liegt somit bei einigen Mikrosekunden, was für ein agiles Funkgerät leider zu lang ist. Ein vollständig digitaler PWM-basierter Multi-Standard-Sender, der im Stand der Technik bekannt ist, leidet unter hoher Verzerrung, und die Kanalumschaltzeit wird immer noch vom LO auf der Trägerfrequenz bestimmt. Ein DDS kann als LO-Quelle verwendet werden, um die Schaltgeschwindigkeit zu erhöhen, jedoch verbraucht dieses Design eine beträchtliche Leistung und liefert möglicherweise keine Hochfrequenz-LOs mit niedrigen Störkomponenten. Alternativ können mit Einseitenbandmischem auch mehrere LOs mit unterschiedlichen Mittenfrequenzen über einen gemeinsamen Phasenregelkreis (PLL) erzeugt werden, dessen Kanalumschaltzeiten schnell sein können. Dieser Ansatz kann jedoch nur eine begrenzte Anzahl von LO-Optionen unterstützen und zusätzliche Kanäle zum Abdecken des breiten Spektrums der erwarteten 4G-Bänder erfordern zusätzliche Mischungen. Wie erörtert, wurden im Stand der Technik Sigma-Delta-Modulatoren vorgeschlagen, die als RF-Sender zum Beheben dieser Probleme verwendet werden können. In der Grundarchitektur kann jedoch ein Sigma-Delta-Modulator aufgrund einer moderaten Taktfrequenz keinen sehr hohen Dynamikbereich in einem breitbandigen Betrieb bereitstellen. Gerade weil die Taktfrequenz durch die aktuelle Technologie eingeschränkt ist, kann diese Hochfrequenz-Betriebsart nicht unterstützt werden.
  • Die Einführung von MIMO-(Multiple-Input Multiple-Output) und CA-(Carrier-Aggregation)-Techniken zur Erhöhung der mobilen Datenübertragungsgeschwindigkeit wurde durch die Herausforderung eingeschränkt, mehrere RF-Übertragungswege in einer kompakten Vorrichtung zu entwerfen. Obgleich delta-sigma-basierte Sende-Empfängerarchitekturen bereits kompakter sind als herkömmliche Funkarchitekturen, können dennoch viele Empfänger für MIMO und CA benötigt werden, was die Industrie dazu veranlasst, die Komponentendichte weiter zu erhöhen. Daher wäre es wünschenswert, ein kosteneffizientes 3D-Integrationsverfahren zum Reduzieren der Empfängerfläche zu implementieren, um die Anzahl der Empfänger zu erhöhen und bestehende Systembeschränkungen zu beseitigen.
  • Es wäre wünschenswert, die mobile Funk-Frontend-Architektur mit softwareprogrammierbaren Funktionen zu nutzen, die ein kompaktes Empfänger-Array-Design verwendet, um die Nachfrage nach verstärkten mobilen Breitbanddiensten zu unterstützen. Ein exemplarisches System, um diese Fähigkeit zu erreichen, könnte die Verwendung von Durchkontaktierungen (Through-Silicium Via, TSVs) sein, um analoge Frontend-Funktionen in SiGe BiCMOS mit Backend-Schaltungen in CMOS zu verbinden. Damit lassen sich SiGe HBT-Strukturen und CMOS-Logikstrukturen eng miteinander verzahnen und eignen sich für Mischsignal-Schaltungen. Heterojunction-Bipolartransistoren weisen eine höhere Vorwärtsverstärkung und eine geringere Rückwärtsverstärkung auf als herkömmliche Homojunction-Bipolartransistoren. Dies führt zu einer besseren Leistung bei niedrigen Strömen und hohen Frequenzen. Als Heterojunction-Technologie mit einstellbarem Bandabstand ermöglicht die SiGe eine flexiblere Bandbreitenabstimmung als die reine Siliziumtechnologie, während die CMOS-Technologie einen hohen Eingangswiderstand aufweist und sich hervorragend für den Bau einfacher, stromsparender Logik-Gates eignet. Dies hat den gewünschten Effekt, eine kosteneffiziente, hochkompakte Lösung anzubieten, um die Anzahl der Empfänger zu erhöhen, die benötigt werden, um die aktuellen Kommunikationsstandards zu erfüllen.
  • Nun zu 3, ist eine exemplarische Funkarchitektur 300 zum Implementieren eines Delta-Sigma-Modulators in einem softwaredefinierten programmierbaren Mobilfunk dargestellt. Die Funkarchitektur wird in dieser exemplarischen Ausführungsform durch eine erste Schicht SiGe 310 und eine zweite Schicht Silizium 320 implementiert. Die Signale werden über TSVs 340 von einer Schicht zur anderen geleitet. SiGe-HBTs sind wünschenswert, um die Anforderungen an den hohen Dynamikbereich im Breitbandbetrieb für RF-Funktionen 330 zu erfüllen, wie zum Beispiel den rauscharmen Transkonduktanzverstärker (LNTA), Modulatorfilter und Teile der ADCs und DACs. Digitalfunktionen 350 werden am besten in CMOS implementiert, um digitale Betriebsabläufe mit geringerer Leistung zu ermöglichen. In einigen Systemen erfolgt die Verbindung zwischen SiGe- und CMOS-Chips mittels Drahtbindungen oder Flip-Chip-Technologie. Die Induktivität der Drahtbindungen verschlechtert jedoch die Leistung bei hohen Signalraten, und bei der Flip-Chip-Technologie ist ein komplexeres Thermomanagement erforderlich. Eine verbesserte Leistung kann durch das Stapeln der Chips und die Verwendung der TSVs 340 zur Herstellung der Verbindungen erreicht werden.
  • Zuwendend nun auf 4, ist ein exemplarischer Querschnitt einer Vorrichtung 400 mit SiGe BiCMOS- und CMOS-Chip-Stacks, die über TSVs gekoppelt sind, dargestellt. Die abgebildeten oberen Schichten sind SiGe BiCMOS 410. Die unteren Schichten sind CMOS 420. Die mittlere Schicht 430 kann ein Siliziumsubstrat oder ähnliches sein. Die obere Schicht 410 und die untere Schicht 420 sind über mindestens eine TSV 440 miteinander verbunden. Das SiGe BiCMOS mit TSV-Technologie ermöglicht die Herstellung großer Stückzahlen und wird zur Verbesserung der Transistorleistung eingesetzt. Insbesondere kann SiGe BiCMMOS die ft/fmax- und Durchbruchspannung innerhalb der npn-Vorrichtung verbessern. Eine Reduzierung der Emitterinduktivität ist von besonderem Nutzen für die Verbesserung des Wirkungsgrades und der PAE eines Leistungsverstärkers. Die rückseitige Ebene kann mit Wolfram-gefüllten Vias mit der M3-Schicht des CMOS-Chips verbunden werden.
  • Ein Vorteil des vorgeschlagenen Systems besteht darin, dass keine zusätzlichen IC-Verarbeitungsschritte für die vorgeschlagene Verbindung erforderlich sind. Der Kontakt zwischen den beiden Matrizen erfolgt durch thermische Kompression und kann bei ausreichend niedrigen Temperaturen erfolgen, um die Matrize nicht zu beschädigen. Da es keine Beschränkungen für die Platzierung der TSVs gibt, können die Werkzeuggrößen optimiert werden und müssen nicht durch Peripherie-I/Os eingeschränkt werden. Basierend auf den vorhandenen bekannten Matrizen kann der Platzbedarf des Empfängers mit dem vorgeschlagenen Konzept um mehr als 40% reduziert werden. Darüber hinaus weisen die TSV-Verbindungen im Vergleich zu Drahtbindungen und Flip-Chip-Ansätzen eine geringere parasitäre Belastung auf. Die Kombination aus reduzierter Verzögerung und induktiver Kopplung hat die erwünschten Effekte zur Verbesserung der Modulatorstabilität und zur Steigerung der Empfängerleistung.
  • Wie Fachleuten hinreichend bekannt ist, können sich die hierin zur Beschreibung der Erfindung erörterten mehreren und unterschiedlichen Schritte und Verfahren auf Vorgänge beziehen, die von einem Computer, einem Prozessor oder anderen Geräten zur elektronischen Berechnung verwendet werden, die unter Zuhilfenahme elektrischer Vorgänge Daten manipulieren und/oder verändern. Diese Computer und elektronischen Geräte können unterschiedliche flüchtige und/oder nichtflüchtige Speicher beinhalten, zu denen ein nichttransitorisches computerlesbares Medium mit einem ausführbaren darauf gespeicherten Programm, einschließlich verschiedenen Codes oder ausführbaren Anweisungen gehört, die in der Lage sind, von Computern oder Prozessoren ausgeführt zu werden, wobei es sich bei dem Speicher und/oder dem computerlesbaren Medium um sämtliche Formen und Arten von Speicher und sonstigen computerlesbaren Medien handeln kann.
  • Die vorhergehende Diskussion offenbart und beschreibt lediglich exemplarische Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. Fachleute werden aus der besagten Abhandlung und aus den beigefügten Zeichnungen und Patentansprüchen leicht erkennen, dass ohne von dem in den folgenden Patentansprüchen definierten Erfindungsgedanken und dem Schutzumfang der Erfindung abzuweichen verschiedene Änderungen, Abwandlungen und Variationen an derselben vorgenommen werden können.

Claims (10)

  1. Vorrichtung, umfassend: - eine erste Halbleiterschicht gebildet aus Silizium-Germanium; - eine zweite Halbleiterschicht gebildet aus Silizium; - eine erste Vorrichtung, die auf der ersten Halbleiterschicht gebildet ist; - eine zweite Vorrichtung, die auf der zweiten Halbleiterschicht gebildet ist; und - eine Silizium-Durchkontaktierung der ersten Vorrichtung und der zweiten Vorrichtung, worin die Silizium-Durchkontaktierung durch die erste Halbleiterschicht und die zweite Halbleiterschicht hindurchgeht.
  2. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die zweite Vorrichtung ein digitaler Signalprozessor ist.
  3. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die erste Vorrichtung ein Delta-Sigma-Modulator ist.
  4. Vorrichtung nach Anspruch 3, worin die erste Vorrichtung mit einer Antenne zum Empfangen eines Hochfrequenzsignals gekoppelt ist.
  5. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die erste Vorrichtung eine analoge Vorrichtung ist.
  6. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die erste Halbleiterschicht und die zweite Halbleiterschicht auf einem Siliziumsubstrat gebildet sind.
  7. Vorrichtung nach Anspruch 1, worin die Vorrichtung eine integrierte Schaltung ist, die mit einer Antenne und einem Fahrzeugsteuerungssystem gekoppelt ist.
  8. Integrierte Schaltung, umfassend: - eine erste Halbleiterschicht aus Silizium-Germanium; - eine zweite Halbleiterschicht gebildet aus Silizium; - eine erste Vorrichtung, die auf der ersten Halbleiterschicht gebildet ist; - eine zweite Vorrichtung, die auf der zweiten Halbleiterschicht gebildet ist; und - eine Silizium-Durchkontaktierung der ersten Vorrichtung und der zweiten Vorrichtung, worin die Silizium-Durchkontaktierung durch die erste Halbleiterschicht und die zweite Halbleiterschicht hindurchgeht.
  9. Integrierte Schaltung nach Anspruch 8, worin die zweite Vorrichtung ein digitaler Signalprozessor ist.
  10. Software-programmierbares Funkgerät, umfassend: - einen Delta-Sigma-Modulator, der auf einer SiGe-Schicht einer integrierten Schaltung gebildet ist; - einen digitalen Signalprozessor, der auf einer Siliziumschicht der integrierten Schaltung gebildet ist; eine Durchkontaktierung des Delta-Sigma-Modulators mit dem digitalen Signalprozessor, worin die Durchkontaktierung die SiGe-Schicht der integrierten Schaltung und die Siliziumschicht der integrierten Schaltung durchläuft.
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