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Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben einer Serienschaltung aus Leuchtdioden. Für einen Dimmbetrieb wird ein Dimmsignal empfangen, welches die Leuchtdioden abwechselnd zwischen einem Leuchtbetrieb und einem Dunkelbetrieb umschaltet. Im Leuchtbetrieb muss der Diodenstrom geregelt werden, um die Leuchtdioden nicht zu zerstören. Zu der Erfindung gehören auch eine Steuervorrichtung zum Steuern des Diodenstroms mittels einer Pulsweitenmodulation sowie ein Kraftfahrzeug-Scheinwerfer, der mittels der Steuervorrichtung gemäß dem Verfahren betrieben werden kann.
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Leuchtdioden eines Kraftfahrzeug-Scheinwerfers können mittels eines Gleichspannungswandlers im Abwärts-Wandlerbetrieb (Buck-Wandler) betrieben werden. In der Regel wird dabei nicht eine einzelne Leuchtdiode betrieben, sondern eine Reihenschaltung oder Serienschaltung aus Leuchtdioden. Der Gleichspannungswandler stellt hierbei eine Konstantstromquelle dar, um bei durchgeschalteten Leuchtdioden (Leuchtbetrieb) deren Diodenstrom zu begrenzen. Ein PWM-Schalter des Gleichspannungswandlers, beispielsweise ein Transistor, wird hierzu mittels einer Pulsweitenmodulation geschaltet, deren Tastverhältnis oder Duty Cycle, d. h. ein Verhältnis der Einschaltdauer zur Periodendauer der Pulsweitenmodulation, eine mittlere Stromstärke des Spulenstroms ergibt.
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Um dagegen eine mittlere Leuchthelligkeit der Leuchtdioden einzustellen, kann nicht einfach diese mittlere Stromstärke variiert werden. Denn die mittlere Stromstärke muss im Leuchtbetrieb der Leuchtdioden vielmehr einen bestimmten Kennwert aufweisen, um die Farbtreue zu gewährleisten. Deshalb wird der Dimmbetrieb mittels des besagten Dimmsignals ermöglicht, indem das Dimmsignal zyklisch abwechselnd eine High-Phase oder Einphase für den Leuchtbetrieb der Leuchtdioden und eine Low-Phase oder Ausphase für den Dunkelbetrieb der Leuchtdioden (die Leuchtdioden leuchten durchgehend nicht) vorgibt oder signalisiert. Es sind also zwei unterschiedlich schnelle Pulsweitenmodulationen überlagert. Eine Dimm-Frequenz des Dimmsignals kann in einem Bereich von 100 Hz bis 350 Hz liegen. Die PWM-Frequenz der Pulsweitenmodulation für die Regelung des Diodenstroms ist größer als diese Dimm-Frequenz, insbesondere größer als 1 kHz.
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Nur in den High-Phasen des Dimmsignals wird dann in der beschriebenen Weise durch die Konstantstromquelle der Diodenstrom auf den Kennwert eingeregelt. Die Reglereinheit des Gleichspannungswandlers ermittelt hierzu das besagte Tastverhältnis der Pulsweitenmodulation, woraus sich die mittlere Stromstärke ergibt, die auf den Kennwert für den Leuchtbetrieb der Leuchtdioden eingeregelt wird. Die Reglereinheit übergibt das ermittelte Tastverhältnis der Schalteinheit, die den Spulenstrom des Gleichspannungswandlers gemäß dem Tastverhältnis durch das pulsweitenmodulierte Schalten eines PWM-Schalters schaltet. Der so geschaltete Spulenstrom durchfließt dann zu einem Teil die Leuchtdioden. Zusätzlich lädt der Spulenstrom einen den Leuchtdioden parallel geschalteten Glättungskondensator auf.
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Dieser Glättungskondensator stellt ein Problem dar, wenn es um einen schnellen Wechsel zwischen dem Dunkelbetrieb und dem Leuchtbetrieb geht. In der Low-Phase des Dimmsignals kann sich der Glättungskondensator aufgrund von Leckströmen entladen, so dass bei einer anschließenden High-Phase zunächst der Glättungskondensator wieder soweit aufgeladen werden muss, bis seine Kondensatorspannung dann auch an der Serienschaltung der Leuchtdioden eine Gesamtspannung ergibt, durch die sich über jeder Leuchtdiode eine Diodenspannung ergibt, die deren Vorwärtsspannung entspricht, so dass die Leuchtdiode zu leiten und zu leuchten beginnt.
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Aus der
US 2007/0262724 A1 ist bekannt, anstelle eines zentralen PWM-Schalters jeder Leuchtdiode der Serienschaltung einen eigenen PWM-Schalter parallel zu schalten und für eine Glättung auch für jede Leuchtdiode einen eigenen Glättungskondensator bereitzustellen. Dies erfordert aber eine Vielzahl von PWM-Schaltern und damit einen hohen Schaltungsaufwand.
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Aus der
US 2007/0210725 A1 ist die beschriebene Kombination aus einem niederfrequenten Dimmsignal und der hochfrequenten Pulsweitenmodulation für das Einstellen eines konstanten Diodenstroms bekannt. Ein schneller Wechsel von der Low-Phase in die High-Phase ist hier aber nicht gelöst.
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Aus der
DE 10 2013 000 881 A1 ist ein Gleichspannungswandler zum Betreiben einer Reihenschaltung von Leuchtdioden bekannt, wobei die Leuchtdioden mittels einer Pulsweitenmodulation geschaltet werden können und in einer Aus-Phase der Pulsweitenmodulation der Gleichspannungswandler weiterhin eine Ausgangsspannung größer als 0 erzeugt. Hierzu wird in der Aus-Phase durch den Gleichspannungswandler eine Ausgangsspannung mit demselben Spannungswert erzeugt, wie in der unmittelbar vorangegangenen Ein-Phase der Pulsweitenmodulation.
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In der
US 2011/0254469 A1 ist beschrieben, dass ein Gleichspannungswandler für eine Leuchtdiodenanordnung seine Ausgangsspannung in Abhängigkeit von einer Pulsweitenmodulation auf zwei unterschiedliche Soll-Spannungswerte einstellen kann, um hierdurch ohne einen zusätzlichen Schalter für die Pulsweitenmodulation auszukommen. Die Soll-Spannungswerte werden extern vorgegeben.
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In der
US 2009/0237007 A1 ist ein Gleichspannungswandler für eine Leuchtdiodenanordnung beschrieben, der seine Ausgangsspannung in Abhängigkeit von einer Pulsweitenmodulation auf zwei unterschiedliche Soll-Spannungswerte einstellt, wobei unterschiedliche Methoden zum Einstellen der beiden Soll-Spannungswerte beschrieben sind. Die Methoden sehen alle vor, dass die beiden Soll-Spannungswerte jeweils unabhängig voneinander erzeugt werden.
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Aus der
US 2006/0022607 A1 ist ein Gleichspannungswandler für eine Leuchtdiodenanordnung beschrieben, bei dem ein Schalter für die Gleichspannungswandlung direkt auch durch eine Pulsweitenmodulation geschaltet oder gesteuert wird. Das Schalten erfolgt in Abhängigkeit von einer Messung des Diodenstroms.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Anstiegszeit des Diodenstroms einer Serienschaltung von Leuchtdioden zu verkürzen, wenn ein überlagertes Dimmsignal von einer Low-Phase in die High-Phase wechselt.
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Die Aufgabe wird durch die Gegenstände der unabhängigen Patentansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind durch die abhängigen Patentansprüche, die folgende Beschreibung sowie die Figuren beschrieben.
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Um beim Übergang von der Low-Phase in die High-Phase des Dimmsignals, also zum Wechsel zwischen dem Dunkelbetrieb in den Leuchtbetrieb der Leuchtdioden, die hierzu nötige elektrische Spannung am Glättungskondensator bereitzustellen, ist erfindungsgemäß vorgesehen, dass in jeder Low-Phase des Dimmbetriebs das Tastverhältnis zum Einstellen der Stromstärke des Spulenstroms nicht auf 0 (Null) eingestellt wird, sondern auf größer als 0 (Null) eingestellt wird. Selbst in der Low-Phase, also im Dunkelbetrieb der Leuchtdioden, fließt also ein Spulenstrom über den PWM-Schalter durch die Spule. Durch die Schalteinheit wird der PWM-Schalter gemäß einem bestimmten Tastverhältnis geschaltet. Der Strom durch den PWM-Schalter fließt in den Glättungskondensator, d. h. es wird ein in den Glättungskondensator fließender Vorladestrom aufrechterhalten. Hierdurch wird in dem Glättungskondensator eine Vorladespannung aufrechterhalten, die größer als 0 (Null) ist. Mit anderen Worten sinkt die Spannung des Glättungskondensators nicht unter einen Schwellenwert, sondern wird über einem Schwellenwert größer als 0 (Null) gehalten. Der Vorladestrom kompensiert also den Leckstrom am Glättungskondensator.
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Durch die Erfindung ergibt sich der Vorteil, dass beim anschließenden Wechsel von der Low-Phase in die High-Phase der Glättungskondensator bereits mit der Vorladespannung aufgeladen ist und somit nur noch die Differenzspannung bis zum Erreichen des Leuchtbetriebs der Leuchtdioden aufgebaut werden muss.
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Die Reglereinheit, die das Tastverhältnis in der Heil-Phase zum Einregeln des Diodenstroms ermittelt, kann beispielsweise einen digitalen PID-Regler aufweisen, wie er beispielsweise mittels eines Mikrocontrollers oder eines ASIC (Application Specific Integrated Circuit) bereitgestellt werden kann. Bevorzugt wird durch die beschriebene Pulsweitenmodulation eine Abwärtswandlung bereitgestellt. Der PWM-Schalter kann ein Transistor, insbesondere ein MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) sein.
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Für die Low-Phase muss zum Aufrechterhalten des Vorladestroms die Stromstärke ebenfalls durch Einstellen eines Tastverhältnisses aufrechterhalten oder eingestellt werden. Hierzu sieht die Erfindung vor, dass das Tastverhältnis für die Low-Phase gestellt wird, d. h. nicht geregelt, sondern in einer sogenannten offenen Schleife (Open-loop) festgelegt wird. Das Tastverhältnis wird hierzu durch die Schalteinheit des PWM-Schalters aus einem Wert des Tastverhältnisses ermittelt, das durch die Reglereinheit während der letzten High-Phase ermittelt wurde. Aus diesem Wert des Tastverhältnisses aus der letzten High-Phase wird gemäß einer vorgegebenen Berechnungsvorschrift auf der Grundlage eines Offsetwerts das Tastverhältnis für die Low-Phase ermittelt. Dieser Offsetwert kann ein Faktor sein oder ein Wert für eine Subtraktion. Somit wird also das Tastverhältnis für die Low-Phase auf einen Bruchteil des Tastverhältnisses für die High-Phase eingestellt (Faktor kleiner als 1) oder um einen Subtraktionswert verringert. Die Schalteinheit speichert also das Tastverhältnis, das zuletzt während der High-Phase eingestellt war, und erzeugt daraus einen Wert des Tastverhältnisses für die Low-Phase.
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Zu der Erfindung gehören auch optionale weitere Merkmale, durch die sich zusätzliche Vorteile ergeben.
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Die Summe der über den jeweiligen Leuchtdioden abfallenden Diodenspannungen ergibt insgesamt die über der Serienschaltung abfallende Gesamtspannung, die der Vorladespannung des Glättungskondensators entspricht. Diese Vorladespannung weist bevorzugt einen Wert auf, bei welchem sich an den Leuchtdioden eine jeweilige Diodenspannung kleiner als die jeweilige Vorwärtsspannung oder Zündspannung der Leuchtdiode ergibt. Dennoch ist die Vorladespannung größer als die einzelnen Vorwärtsspannungen für sich genommen.
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Insbesondere ist vorgesehen, dass die Vorladespannung einen Wert aufweist, durch welchen die Diodenspannung an jeder Leuchtdiode größer als 50%, insbesondere größer als 70% der jeweiligen Vorwärtsspannung ist. Somit wird also durch die Vorladespannung jede Leuchtdiode bei mindestens 50%, insbesondere mindestens 70% ihrer Vorwärtsspannung gehalten, sodass der Übergang vom Dunkelbetrieb in den Leuchtbetrieb durch eine entsprechend geringe Steigerung der Vorwärtsspannung und damit jeder Diodenspannung erreicht wird.
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Diese beschriebenen Ausführungsformen weisen insgesamt den Vorteil auf, dass ein und derselbe PWM-Schalter dazu genutzt werden kann, zwischen der Low-Phase und der High-Phase einerseits zu schalten und andererseits während der High-Phase auch die Pulsweitenmodulation zum Regeln des Diodenstroms durchzuführen.
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Die besagte PWM-Schalteinheit, die den PWM-Schalter steuert, kann ebenfalls auf der Grundlage eines Mikroprozessors und/oder ASIC bereitgestellt sein. Insbesondere können die Regeleinheit und die PWM-Schalteinheit durch dieselbe Prozessoreinrichtung bereitgestellt sein.
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Es können auch zwei Schalter vorgesehen sein, nämlich zum einen der PWM-Schalter zum Regeln oder Stellen des Diodenstroms in der High-Phase und des Vorladestrom in der Low-Phase und zum anderen ein Unterbrechungsschalter, welcher den durch die Leuchtdioden fließenden Strom in der Low-Phase blockiert. Hierdurch kann in vorteilhafter Weise die Vorladespannung einen Wert aufweisen, der größer als die Summe der Vorwärtsspannungen der Leuchtdioden ist. Mit anderen Worten bleibt der Glättungskondensator so weit aufgeladen, dass seine Vorwärtsspannung die Leuchtdioden zünden könnte. In Abhängigkeit von dem Dimmsignal wird aber unabhängig von der PWM-Schalteinheit der Diodenstrom durch die Leuchtdioden in der Low-Phase mittels des von dem PWM-Schalter verschiedenen Unterbrechungsschalters blockiert. Somit kann in der Low-Phase durch die Leuchtdioden kein Diodenstrom fließen, obwohl der Glättungskondensator eine ausreichend große Vorwärtsspannung aufweist. Die Vorwärtsspannung wird weiter mittels des PWM-Schalters durch den Vorladestrom aufrechterhalten. Durch Schalten des Unterbrechungsschalters in einen elektrisch leitenden Zustand kann somit von der Low-Phase in die High-Phase gewechselt werden, wobei dann die Leuchtdioden unmittelbar vom Dunkelbetrieb in den Leuchtbetrieb wechseln.
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In der High-Phase muss die Reglereinheit die Stromstärke des durch die Dioden fließenden Diodenstromes einregeln. Hierzu wird das Tastverhältnis für die Pulsweitenmodulation in jeder High-Phase durch die Reglereinheit in Abhängigkeit von einem Überwachungssignal ermittelt, welches mit einer Stromstärke des durch die Leuchtdioden fließenden Diodenstroms korreliert. Hierzu kann beispielsweise der Serienschaltung aus Leuchtdioden ein Messelement, beispielsweise ein Shunt-Widerstand, vorgeschaltet oder nachgeschaltet oder in die Serienschaltung integriert sein.
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Die Reglereinheit kann dann das Tastverhältnis in der High-Phase mittels einer PID-Regelung (PID – Proportional Integral Differential) oder mittels einer hysteretischen Regelung (Zweipunktregelung) ermitteln. Eine hysteretische Regelung sieht vor, den Diodenstrom auszuschalten, falls die Stromstärke größer als ein oberer Grenzwert ist und den Diodenstrom wieder einzuschalten, falls die Stromstärke kleiner als ein unterer Grenzwert ist, wobei der obere Grenzwert größer als der untere Grenzwert ist.
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Alternativ zu dem erfindungsgemäß vorgesehenen Offsetwert ist aus dem Stand der Technik bekannt, dass auch der Vorladestrom geregelt wird. Hierzu kann die Reglereinheit genutzt werden, das Tastverhältnis einzustellen, in diesem Fall aber in Abhängigkeit von einem mit der Vorladespannung korrelierten Messsignal und nicht in Abhängigkeit von dem Überwachungssignal, das ja den Diodenstrom durch die Leuchtdioden signalisiert und das in der Low-Phase 0 anzeigt oder signalisiert. Somit kann mittels der Schalteinheit in Abhängigkeit von dem Messsignal für die Vorladespannung diese auf einen vorbestimmten Sollspannungswert eingeregelt werden. Das Tastverhältnis für die Low-Phase wird also durch die Reglereinheit in Abhängig von einem mit der Vorladespannung korrelierten Messsignal auf einen Sollspannungswerts eingeregelt wird. Hierdurch können auch Veränderungen in der Stromstärke des Leckstroms kompensiert werden, wie sie sich beispielsweise durch Alterung und/oder sich ändernde Umweltbedingungen (z. B. die Luftfeuchtigkeit) ergeben können.
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Um die Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Verfahrens durchzuführen, ist durch die Erfindung eine Steuervorrichtung für einen PWM-Schalter zum Schalten des Spulenstroms eines Gleichspannungswandlers für eine Serienschaltung aus Leuchtdioden bereitgestellt. Die Steuervorrichtung kann beispielsweise als digitaler LED-Controller (LED-Leuchtdiode) ausgestaltet sein, beispielsweise auf Basis eines Mikrocontrollers oder eines ASIC, d. h. allgemein einer Prozessoreinrichtung, die dazu eingerichtet ist, eine Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens durchzuführen. Durch die Steuervorrichtung können somit die Reglereinheit und die Schalteinheit insbesondere in digitaler Form bereitgestellt sein.
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Besonders bevorzugt ist die Verwendung des erfindungsgemäßen Verfahrens in einem Kraftfahrzeug-Scheinwerfer. Der hierzu bereitgestellte erfindungsgemäße Kraftfahrzeug-Scheinwerfer weist die besagte Reihenschaltung oder Serienschaltung aus Leuchtdioden sowie einen Gleichspannungswandler mit dem besagten PWM-Schalter und die mit dem PWM-Schalter gekoppelte Steuervorrichtung auf. Der Gleichspannungswandler ist insbesondere als Abwärtswandler (Buck-Converter) ausgestaltet.
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Im Folgenden sind Ausführungsbeispiele und Ausgestaltungen der Erfindung sowie alternative Beispiele beschrieben. Hierzu zeigt:
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1 eine schematische Darstellung einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung, die beispielhaft in einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Kraftfahrzeug-Scheinwerfers eingebaut sein kann;
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2 Diagramme mit schematisierten zeitlichen Verläufen von Signalen, wie sie sich im Betrieb der Steuervorrichtung von 1 ergeben können;
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3 eine schematische Darstellung einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung mit hysteretischem Regler;
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4 eine schematische Darstellung einer alternativen, nicht beanspruchten Ausführungsform der Steuervorrichtung mit regelbarem Vorladestrom; und
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5 eine schematische Darstellung einer Ausgestaltung führungsform der erfindungsgemäßen Steuervorrichtung mit einem zusätzlichen, externen Unterbrechungsschalter.
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Bei den Ausführungsbeispielen stellen die beschriebenen Komponenten der Ausführungsform jeweils einzelne, unabhängig voneinander zu betrachtende Merkmale der Erfindung dar, welche die Erfindung jeweils auch unabhängig voneinander weiterbilden und damit auch einzeln oder in einer anderen als der gezeigten Kombination als Bestandteil der Erfindung anzusehen sind. Des Weiteren ist die beschriebene Ausführungsform auch durch weitere der bereits beschriebenen Merkmale der Erfindung ergänzbar.
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In den Figuren sind funktionsgleiche Elemente jeweils mit denselben Bezugszeichen versehen.
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1 zeigt eine Serienschaltung 10 aus Leuchtdioden 11, die beispielsweise ein Leuchtmittel für einen Kraftfahrzeug-Scheinwerfer 12 darstellen kann. In dem Beispiel wird von N Leuchtdioden 11 ausgegangen, die hier als LED 1, ..., LED N bezeichnet sind. N kann in einem Bereich von 1 bis 100 liegen. Die Serienschaltung 10 kann mittels einer Spannungsquelle 13 betrieben werden, bei der es sich zum Beispiel um ein elektrisches Bordnetz eines Kraftfahrzeugs handeln kann. Die Spannungsquelle 13 kann eine Versorgungsspannung Vin bereitstellen.
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Ein elektrischer Stromkreis kann über ein Massepotential 14 geschlossen sein. Zum Regeln einer Stromstärke eines Diodenstromes I durch die Leuchtdioden 11 kann ein Gleichspannungswandler 15 bereitgestellt sein, über welchen die Spannungsquelle 13 mit der Serienschaltung 10 gekoppelt sein kann. Zum Messen der Stromstärke des Diodenstroms I kann ein Messelement 17 der Serienschaltung 10 nachgeschaltet sein, über welchem eine elektrische Spannung als Überwachungssignal FB abfällt. Das Messelement 17 kann ein Shunt-Widerstand Rsense sein. Zum Auslesen der Spannung über den Messelement 17 kann ein Schutzwiderstand R1 vorgesehen sein.
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Zum Reduzieren einer Welligkeit des Diodenstroms I kann ein Glättungskondensator 16 parallel zu der Serienschaltung 10 und dem Messelement 17 geschaltet sein. Eine über dem Glättungskondensator 16 abfallende elektrische Spannung U fällt somit auch über der Serienschaltung 10 und dem Messelement 17 ab.
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Der Gleichspannungswandler 15 kann eine elektrische Spule 18 als Induktivität L und einen PWM-Schalter 19, beispielsweise einen MOSFET M1 zum Schalten eines Spulenstroms 20 durch die Spule 18 aufweisen. Weitere Elemente des Gleichspannungswandlers 15 können eine Gleichrichtdiode D1 und ein Eingangskondensator C1 sein. Der Gleichspannungswandler 15 ist in dem dargestellten Beispiel ein Abwärtswandler (Buck-Converter).
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Zum Erzeugen eines Schaltsignals 21 für einen Steuereingang (Gate) des PWM-Schalters 19 in Abhängigkeit von dem Überwachungssignal FB kann eine Steuervorrichtung 22 vorgesehen sein, bei der es sich beispielsweise um eine digitale Prozessoreinrichtung, wie zum Beispiel einen Mikrocontroller oder einen ASIC, handeln kann. Über einen Analog-Digital-Wandler 23 kann das Überwachungssignal FB digitalisiert werden und einer Reglereinheit 24 bereitgestellt sein. Die Reglereinheit 24 kann beispielsweise eine PID-Regelung zum Einregeln der Stromstärke des Diodenstroms I auf einen Stromstärkesollwert oder Kennwert 25 für die Leuchtdioden 11 durchführen. Das Steuersignal 21 kann ein pulsweitenmoduliertes Signal mit einer PWM-Frequenz größer als 1 kHz sein. Ein Tastverhältnis oder Dutycycle 26 (Dutycycle) legt für jede Periodendauer der Pulsweitenmodulation eine Einschaltdauer T_on in Bezug auf eine Periodendauer T der Pulsweitenmodulation für den PWM-Schalter 19 fest (Dutycycle = T_on/T). Die Reglereinheit 24 stellt das Tastverhältnis 26 derart ein, dass die Stromstärke des Diodenstroms I den Kennwert 25 erreicht.
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Durch die Steuervorrichtung 22 kann dieser Regelung der Stromstärke des Diodenstroms I eine weitere, niederfrequente Pulsweitenmodulation für einen Dimmbetrieb überlagert sein, die eine PWM-Frequenz kleiner als 350 Hz vorsehen kann. Hierzu kann die Steuervorrichtung 22 ein Dimmsignal 27 empfangen, welches für einen Dunkelbetrieb der Leuchtdioden 11 einen LOW-Wert (für eine Low-Phase des Dimmbetriebs) und für einen Leuchtbetrieb der Leuchtdioden 11 einen HIGH-Wert (für eine High-Phase des Dimmbetriebs) signalisieren kann. Durch eine Schalteinheit 28 können das Tastverhältnis 26 und das Dimmsignal 27 kombiniert werden und hierdurch das pulsweitenmodulierter Steuersignal 21 zu erzeugen. Für die High-Phase wird der PWM-Schalter 19 gemäß dem Tastverhältnis 16 angesteuert. Des Weiteren kann die Schalteinheit 28 den zuletzt durch die Reglereinheit 24 in der High-Phase eingestellten Wert des Tastverhältnisses 26 in einem Speicher Mem zwischenspeichern.
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Falls nun das Dimmsignal 27 von der High-Phase in die Low-Phase wechselt, wird das Steuersignal 21 beispielsweise auf der Grundlage des zuletzt eingestellten Tastverhältnisses 26 aus der vorangegangenen High-Phase abzüglich eines Offsetwerts 29 erzeugt (Out = Mem – DutyOffset). Damit fällt der Spulenstrom 20 nicht auf den Wert 0 A ab, sondern es bleibt ein Spulenstrom 20 größer als 0 in der Low-Phase vorhanden, der als Vorladestrom Iv in den Glättungskondensator 60 fließt, um dessen Spannung U auf einen Vorladewert V0 zu halten.
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2 veranschaulicht den Betrieb der in 1 dargestellten Schaltung anhand von Signalverläufen über der Zeit t in drei Diagrammen 31, 32, 33.
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Das Diagramm 33 veranschaulicht den Abwechseln des Dimmsignals 27 zwischen dem Wert HIGH und dem Wert LOW und die sich hierdurch ergebende High-Phase 34 und die Low-Phase 35. Diagramm 33 zeigt des Weiteren den resultierenden Diodenstrom I, der in der High-Phase 34 auf den Kennwert 25 ein geregelt wird. Hierbei gibt es eine Anlaufphase 36, die verhältnismäßig kurz ist, insbesondere kürzer als 0,03 ms. Grund dafür ist, dass die Spannung U über dem Vorladekondensator 16 in den Low-Phasen 35 nicht auf 0 V abfällt, sondern auf der Vorladespannung V0 > 0 V gehalten wird. Dies kann mittels des Steuersignals 21 durch Einstellen des Tastverhältnisses Duty Cyle = Mem – DutyOffset erreicht werden. Mit dem Wechsel des Dimmsignals 27 von LOW auf HIGH wird durch die Reglereinheit 24 wieder das Tastverhältnis 26 vorgegeben und durch die Schalteinheit 28 dieses zum Einstellen des Tastverhältnisses des Steuersignals 21 verwendet. Entsprechend steigt die Spannung U über dem Glättungskondensator 16 aufgrund des ansteigenden Spulenstroms 20 bis auf eine Spannung V1, bei welcher über den Leuchtdioden 16 jeweils als Diodenspannung 37 eine Spannung größer als die Vorwärtsspannung oder Zündspannung abfällt und hierdurch den Leuchtbetrieb beginnen.
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3 zeigt eine äquivalente Regelung auf der Basis einer Regeleinheit 24 mit einem hysteretischen Regler 38 basierend auf zwei Komparatoren 39, die das Überwachungssignal FB bezüglich eines oberen Grenzwerts 40 und eines unteren Grenzwerts 41 vergleichen, woraus sich über eine Reglerlogik 42 ein Tastverhältnis 26 ergibt.
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4 veranschaulicht eine alternative, nicht beanspruchte Ausführungsform, bei welcher die Spannung U des Glättungskondensators 26 in der Low-Phase 35 auf den Vorspannungswert V0 durch eine Reglereinheit 24, beispielsweise einen PID-Regler, eingeregelt werden kann. Hierzu kann ein zweites Messelement 43 vorgesehen sein, dass beispielsweise ein Spannungsteiler aus Widerständen R3, R4 zum Erzeugen eines Messsignals FB_CV sein kann. Die Reglereinheit 24 kann in der High-Phase 34 den Kennwert 25 als Sollwert zum Erzeugen des Tastverhältnisses 26 und in der Low-Phase 35 den Vorspannungswert V0 als Sollwert zum Einstellen des Tastverhältnisses 26 verwenden. Entsprechend wird als Istwert-Signal in der High-Phase das Überwachungssignal FP und in der Low-Phase das Messsignal FB_CV durch die Reglereinheit 24 verwendet.
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5 veranschaulicht zusätzlich, wie der Diodenstrom I für die Low-Phasen 35 mittels eines externen Unterbrechungsschalters 44 (der also von dem PWM-Schalter 19 verschieden ist) unterbrochen werden kann. Hierdurch kann in der Low-Phase 35 die Spannung U über dem Glättungskondensator 16 auf einem höheren Vorladewert gehalten werden, insbesondere den Spannungswert V1, bei welchem sich bei elektrisch leitend geschalteten Unterbrechungsschalter 44 ein Leuchtbetrieb ergeben würde. Der Unterbrechungsschalter 44 kann durch das Dimmsignal 27 geschaltet sein. Der Unterbrechungsschalter 44 kann ein MOSFET sein.
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Bei allen gezeigten Schaltungsanordnungen ergibt sich durch die Vorladung des Glättungskondensators 16 eine kürzere Anlaufphase 36 als in dem Fall, dass in den Low-Phasen 35 die Kondensatorspannung U auf den Wert 0 V absinken kann. Somit steigt der Diodenstrom I beim Wechsel von der Low-Phase in die High-Phase auch steiler an, was eine höhere PWM-Auflösung ermöglicht. Die Lichtübergänge wirken damit optisch glatter und sanfter. Durch die Vorladung des Glättungskondensators 16 sind auch die Lastsprünge kleiner als bei einem vollständigen Vorladen ausgehend von 0 V, was den Gleichspannungswandler 16 effizienter im Betrieb macht. Die Verwendung des zusätzlichen Unterbrechungsschalters 44 macht noch steilere Stromanstiegsflanken des Diodenstroms I zum Starten des Leuchtbetriebs der Leuchtdioden 11 möglich.
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Bezugszeichenliste
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- 10
- Serienschaltung
- 11
- Leuchtdiode
- 12
- Kraftfahrzeug-Scheinwerfer
- 13
- Spannungsquelle
- 14
- Massepotential
- 15
- Gleichspannungswandler
- 16
- Glättungskondensator
- 17
- Messelement
- 18
- Elektrische Spule
- 19
- PWM-Schalter
- 20
- Spulenstrom
- 21
- Steuersignal
- 22
- Steuervorrichtung
- 23
- Analog-Digital-Wandler
- 24
- Reglereinheit
- 25
- Kennwert
- 26
- Tastverhältnis
- 27
- Dimmsignal
- 28
- Schalteinheit
- 29
- Offsetwert
- 31
- Diagramm
- 32
- Diagramm
- 33
- Diagramm
- 34
- High-Phase
- 35
- Low-Phase
- 36
- Anlaufphase
- 37
- Diodenspannung
- 38
- Hysteretischer Regler
- 39
- Komparator
- 40
- Unterer Grenzwert
- 41
- Oberer Grenzwert
- 42
- Reglerlogik
- 43
- Zweite Messeinheit
- 44
- Unterbrechungsschalter
- I
- Diodenstrom
- Iv
- Vorladestrom
- U
- Kondensatorspannung
- V0
- Vorladespannung
