DE102016210982A1

DE102016210982A1 - Kapazitiver Grenzstandschalter

Info

Publication number: DE102016210982A1
Application number: DE102016210982.0A
Authority: DE
Inventors: Gernot Wistuba
Original assignee: IFM Electronic GmbH
Current assignee: IFM Electronic GmbH
Priority date: 2016-06-20
Filing date: 2016-06-20
Publication date: 2017-12-21
Anticipated expiration: 2036-06-21
Also published as: DE102016210982B4

Abstract

Kapazitiver Grenzstandschalter für flüssige oder schüttfähige Medien 1 mit einer in einen Behälter 2 hineinragenden Messelektrode 3, wobei die Impedanz an der Messelektrode 3 von der Anwesenheit des Mediums 1 abhängt, sowie einer Steuereinheit 5 mit einem Signalgenerator 6 und einer komplementär angesteuerten Diodenbrücke 7 mit vier Schaltdioden, wobei das Messsignal im Zeitbereich erfasst wird, und ein Schaltpunkt durch spektrale Analyse des Amplitudengangs an der Impedanz an der Messelektrode 3 bestimmt wird, wobei der Signalgenerator 6 ein Burstgenerator ist, die Diodenbrücke 7 als Abtast-Halte-Schalter dient, und mit einer steuerbaren Verzögerungsschaltung 8 verbunden ist, wobei der Frequenzgang der Impedanz an der Messelektrode 3 ausgewertet wird, indem das Spektrum eines vom Medium 1 beeinflussten Burstsignals mit dem Spektrum eines bekannten, vom Medium 1 unbeeinflussten Burstsignals verglichen wird.

Description

Die Erfindung betrifft einen kapazitiven Grenzstandschalter zur Überwachung des Füllstands von mit flüssigen oder schüttfähigen Medien gefüllten Behältern gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Kapazitive Füllstandssensoren werden schon seit langem zur Bestimmung der Füllhöhe, der Art des Mediums, oder auch als Grenzstandschalter eingesetzt. Die wesentlichen Vorteile dieser Messmethode bestehen darin, dass sie keine mechanisch bewegten Teile erfordert, und unter bestimmten Umständen sogar durch eine Gehäusewand aus elektrisch isolierendem Material gemessen werden kann.
Von der Anmelderin werden elektronische Füllstandssensoren unter der Bezeichnung LMT100 für wasserbasierte Medien und solche für Öle und Fette unter der Bezeichnung LMT110 hergestellt und vertrieben.
Die EP 1 352 220 B1 zeigt ein nach dem Laufzeitverfahren arbeitendes Messgerät, bei dem ein hochfrequentes (Burst-)Signal in eine elektrische Leitung eingekoppelt, und die Laufzeit anhand eines zeitgedehnten Empfangssignals bestimmt wird, wobei die Zeitdehnung durch eine geregelte Verzögerungsschaltung und eine komplementär angesteuerte Diodenbrücke erfolgt. Für einen Grenzstandschalter erscheint diese Anordnung insbesondere auch wegen des zur Auskopplung des Empfangssignals erforderlichen Richtkopplers als zu aufwändig.
Die DE 10 2008 027 921 B4 zeigt eine Admittanzmessvorrichtung für einen Füllstandsensor mit einer resonanten Messelektrode und einer komplementär angesteuerten Diodenbrücke als Synchrongleichrichter. Der Füllstand und auch die Art des Mediums wird hier anhand der Resonanzfrequenz bestimmt, welche wiederum durch Messung des Amplitudengangs durch „Wobbeln“, d. h. Durchfahren eines bestimmten Frequenzbereich ermittelt wird. Das Durchfahren des betreffenden Frequenzbereichs erfordert jedoch eine gewisse Zeit, in der zwangsläufig elektromagnetische Strahlung emittiert wird.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, die eigentliche Messzeit ohne Genauigkeitsverlust zu verkürzen. Darüber hinaus soll der Materialeinsatz verringert und die Herstellungskosten gesenkt werden.
Diese Aufgabe wird mit dem Kennzeichen des Patentanspruchs 1 gelöst. Die abhängigen Ansprüche betreffen die vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung.
Der wesentliche Erfindungsgedanke besteht darin, im Zeitbereich zu messen, aber die Auswertung in den Frequenzbereich zu verlegen, was mit Hilfe eines Burstsignals, geschieht, das die wesentlichen Bestandteile des in Frage kommenden Frequenzbereichs zwischen der Leerresonanz des messenden Systems bis zu den sich ausbildenden Resonanzfrequenzen mit den zum Teil recht unterschiedlichen flüssigen oder schüttfähigen Medien enthält. Wegen der hochfrequenten Signale erfolgt die Erfassung des Messsignals vorteilhaft durch Unterabtastung.
In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung wird ein aus zwei Pulsen bestehender Burst gewählt, ohne die Erfindung darauf zu beschränken. Der Vorteil der Erfindung besteht u. a. darin, dass nur der Burst bzw. die Burstantwort des Systems im Zeitbereich abgetastet werden muss, und die weitere Verarbeitung in einem Mikrocontroller oder Signalprozessor erfolgen kann. Ein Burst lässt sich mit den heutigen Mitteln der Digitaltechnik deutlich einfacher erzeugen, als ein stabiles frequenzveränderbares hochfrequentes Sinussignal, was die Anzahl der Bauelemente und damit auch die Kosten erheblich reduziert. Mittels des Zeitdehnungsfaktors kann das Verhältnis zwischen der Messzeit und der Abtastrate ohne Genauigkeitsverlust in weiten Grenzen eingestellt und auf diese Weise optimiert werden.
Die Erfindung wird anhand der Zeichnung näher erläutert:
1 zeigt die erfindungsgemäße Messanordnung in einer vereinfachten Blockdarstellung,
2 zeigt eine als Abtaster dienende, komplementär angesteuerte Diodenbrücke im Detail,
3 zeigt die an der Messelektrode 3 gemessenen Zeitsignale mit und ohne Medium,
4 zeigt die zugehörigen Frequenzspektren mit und ohne Medium.
Die 1 zeigt ein Medium 1 in einem Behälter 2 mit einer hineinragenden Messelektrode 3, die kapazitiv über die als Erdanschluss dargestellte Umgebung des Behälters 2 mit der Gerätemasse 4 gekoppelt ist, so dass ein geschlossener Wechselstromkreis entsteht.
Eine hier als Mikrocontroller dargestellte Steuereinheit 5 erzeugt eine Schaltflanke, die einem Burstgenerator 6 und einer von der Steuereinheit 5 geregelten Verzögerungsschaltung 8 zugeführt wird wobei der Burstgenerator 6 ein Spannungssignal erzeugt. Der als Doppelpuls dargestellte Burst wird über den Widerstand R der Messelektrode 3 und damit auch dem Medium 1 zugeführt, wobei der hochfrequente Wechselstrom über die Umgebung des Behälters 2 und entweder galvanisch oder bei den genannten Messfrequenzen in jedem Falle kapazitiv zur Gerätemasse 4 und damit auch zum Burstgenerator 6 gelangt. Die Induktivität L an der Messelektrode 3 zeigt, dass es sich um ein resonantes System handelt, welches auch im Leerzustand ohne Medium 1 eine Resonanzfrequenz besitzt.
Wenn das Medium 1 die Messelektrode 3 berührt, ändert sich die Resonanzfrequenz in Abhängigkeit von der relativen Permittivität (Dielektrizitätskonstante) des Mediums 1.
Die Resonanzamplitude hingegen ändert sich in Abhängigkeit von der Leitfähigkeit des Mediums 1 und dessen dielektrischen Verlusten
Der Amplitudengang an der Messelektrode 3 wird zunächst als Spannungswert hinter dem als Oberwellenfilter dienenden Tiefpass 9 erfasst, und anschließend die Impedanz oder auch die Kapazität anhand der gemessenen Spannung berechnet.
Die Spannungsmessung erfolgt erfindungsgemäß mit einer aus vier schnellen Schaltdioden bestehender Diodenbrücke 7, die mit komplementären (Abtast-)Signalen angesteuert wird. Das an dem mit X bezeichneten Ausgang der Diodenbrücke 7 entstehende Signal wird einem nicht notwendigerweise in der Steuereinheit 5 angeordneten Analog-Digital-Wandler zugeführt, dessen Anschluss hier mit Y bezeichnet ist. Das kann entweder direkt, über die mit X und Y bezeichneten Anschlüsse, oder über einen zwischengeschalten, zur Pegelanpassung und Filterung dienenden Konditionierer erfolgen. Danach kann das Signal rein digital weiterverarbeitet werden.
Schließlich weist die Steuereinheit 5 einen binären Schaltausgang S und eine LED zur Anzeige des Schaltzustandes auf. Auf die übrigen, dem Fachmann bekannten Baugruppen eines Grenzstandschalters, wie beispielsweise eine Stromversorgung, Bedienelemente oder ein Busanschluss wurde wegen der besseren Übersicht verzichtet.
Die spektrale Analyse des Amplitudengangs an der Messelektrode (3), erfolgt erfindungsgemäß, indem das Frequenzspektrum der dort gemessenen Burstantwort durch eine diskrete Fouriertransformation (DFT) bestimmt, und dieses punktweise mit einem in der Steuereinheit 5 oder der Peripherie eines Mikrocontrollers abgelegten Frequenzspektrum des im Leerzustand an der gleichen Stelle gemessenen Burstsignals verglichen wird. Mit Hilfe dieses Vergleichs wird dann die Impedanz an der Messelektrode bestimmt.
In einer vorteilhaften Ausgestaltung wird das ermittelte Frequenzspektrum nicht mit dem Spektrum des Leerfalls, sondern mit dem Fall ganz ohne die Messelektrode 3 verglichen. Die dazu notwendige Messung kann entweder vor der Montage der Messelektrode 3 oder mit abgetrennter Messelektrode 3 erfolgen. Es ist auch denkbar, dieses Spektrum für den betreffenden Gerätetyp festzulegen und ohne neue Messung im Gerät abzulegen.
Ohne die Messelektrode 3 liegt die Resonanz weit über dem betrachteten Frequenzbereich, weil sie nur noch von der gezeigten Induktivität L und der Eigenkapazität der Leiterplatte gebildet wird. So erhält man ein im interessierenden Frequenzbereich ungestörtes Spektrum, mit dem nun sowohl der Leerzustand auch die verschiedenen Füllzustände verglichen werden können. Die Resonanzfrequenzen des Messsystems können durchaus im Frequenzbereich von bis zu 100–200 MHz liegen. Nach dem Theorem von Nyquist benötigt man Abtastzeitabstände von weniger als der halben Periodenlänge der höchsten abgetasteten Frequenz.
Um beispielsweise einen Frequenzbereich bis 200 MHz mit einer Frequenzauflösung von 125 kHz zu erfassen, ist demnach ein erfasster Zeitbereich von 8 µs erforderlich, der in einem Abstand von weniger als 2,5 ns abgetastet werden muss, was eine erhebliche Herausforderung an die Signalkonditionierung, und den Analog-Digital-Wandler darstellt. Rechentechnisch wären mehr als 400 MSPS (Million Samples pro Sekunde) zur verarbeiten, was für einen preiswerten Grenzstandschalter nicht zuletzt auch wegen, des Strombedarfs einer solchen Anordnung nicht akzeptabel ist. Wie sich durch Messungen herausgestellt hat, reicht eine Erfassungszeit von nur 10 bis 20 Periodendauern der Resonanzfrequenz im Zeitbereich für ein sinnvolles Messergebnis aus. Danach ist die Burstantwort soweit abgeschwungen (bedämpft), dass keine signifikanten Signalanteile mehr enthalten sind. Ausgehend von dieser Erkenntnis kann die Messung schon nach 100–200 Nanosekunden beendet werden ohne an Messgenauigkeit zu verlieren. Allerdings erfordert die Unterabtastung die vielfache Wiederholung der Burstanregung. Durch den pulsartigen Charakter des Messsignals kann die Emission elektromagnetischer Strahlung gegenüber einer sinusfömigen Anregung reduziert werden. Die Kapazität und die dielektrischen Verluste an der Messelektrode lassen sich auf dem Fachmann bekannte Weise, aus der Thomsonschen Schwingungsgleichung, der Schwingungsamplitude und der Bandbreite und damit aus dem Amplitudengang bestimmen.
Es sei angemerkt, dass die in der Figur gestrichelt umrandeten Baugruppen, insbesondere der Burstgenerator 6 und die Verzögerungsschaltung 7 nicht separat als solche vorhanden sein müssen, sondern deren Funktion auch als Programm von einem Mikrocontroller oder als Hard- oder Software mit jeder dafür geeigneten integrierten Schaltung (10) übernommen werden können. Für den Mikrocontroller kommt die STM32F334-Familie von ST-Microelectronics in Frage, die auch die Funktion einer Recheneinheit zur Auswertung des Amplitudengangs des Messsignals an der Messelektrode 3 3 erfüllen können, wo die durch Fouriertransformation zu ermittelnden Spektren des vom Medium (1) beeinflussten Burstsignals mit dem Spektrum eines bekannten, vom Medium (1) unbeeinflussten Burstsignals zu vergleichen sind.
Die 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der in der 1 dargestellten Diodenbrücke 7 im Detail. Aus einem von der variablen Verzögerungsschaltung 8 generiertem Abtastsignal werden zwei komplementäre Flanken erzeugt, die jeweils von einem Differenzierglied in zwei natürlich einer e-Funktion folgende, aber näherungsweise als rechteckig anzusehende Impulse umgewandelt werden, wobei die zwei umrandeten Bereiche die beiden in der 1 gezeigten Rechteckgeneratoren symbolisieren sollen.
Die komplementären Abtastsignale werden den Steueranschlüssen der Diodenbrücke 7 zugeführt, was diese kurzzeitig für das von Tiefpass 9 kommende Signal durchlässig macht. Die auch als Zeitdehnung bezeichnete Unterabtastung erfolgt in bekannter Weise durch eine geringe Phasenverschiebung (Schwebung) zwischen dem Taktsignal und den Abtastsignal, die von der Steuereinheit 5 bestimmt wird und typischerweise 3–4 Zehnerpotenzen beträgt.
Die 3 zeigt an der Messelektrode 3 gemessene Burstsignale. Dargestellt ist der durch Unterabtastung gewonnenen zeitliche Verlauf der Burstsignale an der Messelektrode 3. Die Spannung ist in Volt und die Zeit in Nanosekunden (ns) angegeben. Die mit 11 bezeichnete Kurve zeigt den Amplitudengang ohne ein Medium 1, und die mit 12 bezeichnete Kurve einen Amplitudengang mit einem Medium 1. Auf Grund der zusätzlichen Kapazität des Mediums 1 läuft das Burstsignal zeitlich etwas auseinander, was mit der in 4 gezeigten Verschiebung der Resonanzfrequenz des Messelektrodensystems zu tieferen Frequenzen hin korrespondiert.
Die 4 zeigt zu den Messsignalen gehörende, durch eine diskrete Fouriertransformation (DFT) erzeugte Frequenzspektren mit und ohne das Medium 1. Das Minimum des mit 22 bezeichneten Spektrums ohne Medium 1 liegt etwas bei 75 MHz, wohingegen das mit 21 bezeichnete Spektrum mit einem Medium 1 wegen der oben genannten Effekte auf unter 60 MHz verschoben ist.
Bezugszeichenliste

1: Medium
2: Behälter
3: Messelektrode
4: Gerätemasse
5: Steuereinheit, Mikrocontroller
6: Burstgenerator
7: Diodenbrücke
8: Variable Verzögerungsschaltung
9: Tiefpass
10: Integrierte Schaltung (ASIC, FPGA, DSP), optional
11: Burstsignal an der Messelektrode 3 ohne Medium 1
12: Burstsignal an der Messektrode 3 mit Medium 1
21: Fouriertransformierte (Spektrum) des Messsignals mit Medium 1
22: Fouriertransformierte (Spektrum) des Messsignals ohne Medium 1

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

EP 1352220 B1 [0004]
DE 102008027921 B4 [0005]

Claims

Kapazitiver Grenzstandschalter für flüssige oder schüttfähige Medien (1) mit einer in einen Behälter (2) hineinragenden Messelektrode (3) die mit dem Behälter (2) und der Gerätemasse (4) einen Stromkreis bildet, wobei die Impedanz an der Messelektrode (3) von der Anwesenheit des Mediums (1) abhängt, sowie einer Steuereinheit (5) mit einem Signalgenerator (6) und einer komplementär angesteuerten Diodenbrücke (7) mit vier Schaltdioden, wobei das Messsignal im Zeitbereich erfasst wird, und ein Schaltpunkt durch die spektrale Analyse des Amplitudengangs an der Messelektrode (3) bestimmt wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalgenerator (6) ein Burstgenerator ist, die Diodenbrücke (7) als Abtast-Halte-Schalter dient, der mit einer steuerbaren Verzögerungsschaltung (8) verbunden ist, und eine Recheneinheit zur Auswertung des Amplitudengangs des Messsignals an der Messelektrode (3) vorhanden ist, die das Spektrum eines vom Medium (1) beeinflussten Burstsignals mit dem Spektrum eines bekannten, vom Medium (1) unbeeinflussten Burstsignals vergleicht.
Kapazitiver Grenzstandschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass anhand des Amplitudengangs an der Messelektrode (3) deren Kapazität gegenüber der Gerätemasse (4) bestimmt wird.
Kapazitiver Grenzstandschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Messelektrode (3) Bestandteil eines resonanten Systems ist, oder mit einem solchen verbunden ist, und im Spektrum des Burstsignals die wesentlichen Bestandteile der Signalenergie für die Resonanz im Leerzustand ohne Medium (1) und für die Resonanz im Vollzustand mit an der Messelektrode anstehendem Medium (1) enthalten sind.
Kapazitiver Grenzstandschalter nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Spektren gemessener Amplitudengänge mit einem im Grenzstandschalter abgelegten Spektrum ohne Messelektrode (3) verglichen werden.