DE102015104883A1

DE102015104883A1 - Systeme und Verfahren für Schmalbandsignal-Quadraturfehlerkorrektur

Info

Publication number: DE102015104883A1
Application number: DE102015104883.3A
Authority: DE
Inventors: Wei An; Yosef Stein
Original assignee: Analog Devices Inc
Current assignee: Analog Devices Inc
Priority date: 2014-04-07
Filing date: 2015-03-30
Publication date: 2015-10-08
Anticipated expiration: 2035-03-31
Also published as: DE102015104883B4; US9306782B2; US20150288549A1; CN104980388B; CN104980388A

Abstract

Vorrichtung und Verfahren für die Quadraturfehlerkorrektur für ein Schmalband- oder Tonsignal werden offenbart. Ein analoger Schaltkreis empfängt ein moduliertes Signal und verarbeitet In-Phase-Signal und Quadratur-Phase-Signal in In-Phase- bzw. Quadratur-Phase-Signalpfaden. Ein Digitalsignalprozessor führt jeweils eine diskrete Fourier-Transformation auf In-Phase- und Quadratur-Phase-Signal aus und bestimmt statistische Parameter in Reaktion auf Fehlanpassungseigenschaften, um eine Quadraturfehlerkorrektur zu schätzen.

Description

HINTERGRUND
Gebiet der Erfindung
Die Erfindung betrifft allgemein Elektronik und insbesondere Schmalbandsignal-Quadraturkorrektur.
Beschreibung des Standes der Technik
Elektroniksysteme wie etwa Empfänger können Gleich-Phase(I)- bzw. In-Phase(I)- und Quadratur-Phase(Q)-Signalverarbeitung verwenden, da verschiedene drahtlose Kommunikationsprotokolle von I/Q-Signalverarbeitung abhängen. Wenn I/Q-Signale bei einem Empfänger verarbeitet werden, treten Quadraturfehler häufig aufgrund verschiedener Störungen und Asymmetrien auf. Um den Quadraturfehler für ein Schmalband- oder Tonsignal zu korrigieren, kann ein Tonkalibrierungsverfahren verwendet werden. Ein solches Verfahren bietet jedoch keine Echtzeitlösung und passt sich an Änderungen der äußerlichen Umstände womöglich nicht an.
KURZFASSUNG
Die Systeme, Verfahren und Einrichtungen der Erfindung weisen jeweils mehrere Aspekte auf, von denen kein einziger allein für deren wünschenswerte Attribute verantwortlich ist.
Eine Ausführungsform enthält eine Vorrichtung zur Verarbeitung eines modulierten Signals, wobei die Vorrichtung einen Quadraturdemodulator, der dazu ausgestaltet ist, das modulierte Signal zu empfangen und ein In-Phase-Signal für einen ersten Signalpfad und ein Quadratur-Phase-Signal für einen zweiten Signalpfad zu erzeugen, und einen Signalprozessor, der ein diskretes Fourier-Transformation-Modul aufweist, das dazu ausgestaltet ist, einen oder mehrere Frequenzbereichswerte auf der Basis des In-Phase-Signals vom ersten Pfad und des Quadratur-Phase-Signals vom zweiten Pfad zu erzeugen, ein Berechnungsmodul, das dazu ausgestaltet ist, eine Vielzahl statistischer Parameter als Reaktion auf eine oder mehrere Fehlanpassungseigenschaften zwischen dem In-Phase-Signal und dem Quadratur-Phase-Signal zumindest teilweise auf der Basis des einen oder der mehreren Frequenzbereichswerte zu bestimmen, ein Analysemodul, das dazu ausgestaltet ist, die eine oder die mehreren Fehlanpassungseigenschaften auf der Basis der Vielzahl statistischer Parameter zu bestimmen, und ein Korrekturmodul aufweist, das dazu ausgestaltet ist, Quadraturfehler auf der Basis der einen oder mehreren Fehlanpassungseigenschaften zu reduzieren.
Eine weitere Ausführungsform enthält ein Verfahren zur Verarbeitung eines modulierten Signals, wobei das Verfahren das Empfangen des modulierten Signals und das Erzeugen eines In-Phase-Signals für einen ersten Signalpfad und eines Quadratur-Phase-Signals für einen zweiten Signalpfad, das Erzeugen eines oder mehrerer Frequenzbereichswerte auf der Basis des In-Phase-Signals vom ersten Pfad und des Quadratur-Phase-Signals vom zweiten Pfad, das Bestimmen einer Vielzahl statistischer Parameter als Reaktion auf eine oder mehrere Fehlanpassungseigenschaften zwischen dem In-Phase-Signal und dem Quadratur-Phase-Signal zumindest teilweise auf der Basis des einen oder der mehreren Frequenzbereichswerte, das Bestimmen der einen oder der mehreren Fehlanpassungseigenschaften auf der Basis der Vielzahl statistischer Parameter, und das Korrigieren des In-Phase-Signals und/oder des Quadratur-Phase-Signals auf der Basis der einen oder mehreren Fehlanpassungseigenschaften, um Quadraturfehler zu reduzieren, aufweist.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die Zeichnungen und die zugehörige Beschreibung hierin dienen der Veranschaulichung von Ausführungsformen der Erfindung und sollen nicht einschränkend sein.
1 ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein beispielhaftes Empfängersystem mit Schmalbandsignal-Quadraturkorrektur entsprechend einer Ausführungsform veranschaulicht.
2 ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen beispielhaften Quadraturfehler-Schätzer und -Korrektor entsprechend einer Ausführungsform veranschaulicht.
3A ist ein schematisches Blockdiagramm, das ein beispielhaftes Statistikmodul entsprechend einer Ausführungsform veranschaulicht.
3B ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen beispielhaften Korrekturblock entsprechend einer Ausführungsform veranschaulicht.
4A ist ein Graph, der einen beispielhaften Analogkanal-Größenfehler veranschaulicht.
4B ist ein Graph, der eine beispielhafte Analogkanal-Phasenfehlerkorrektur veranschaulicht.
5A ist ein Graph, der ein beispielhaftes Signalfrequenzspektrum vor der Fehlerkorrektur veranschaulicht.
5B ist ein Graph, der ein beispielhaftes Signalfrequenzspektrum nach der Quadraturfehlerkorrektur entsprechend einer Ausführungsform veranschaulicht.
6 ist ein Graph, der einen beispielhaften Spiegelsignalunterdrückungsvergleich zwischen vor und nach der Quadraturfehlerkorrektur entsprechend einer Ausführungsform veranschaulicht.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Verschiedene Aspekte der neuartigen Systeme, Vorrichtungen und Verfahren werden nachfolgend anhand der begleitenden Figuren näher beschrieben. Diese Offenbarung kann jedoch in vielen verschiedenen Formen ausgeführt sein und sollte nicht als auf irgendeine irgendwo in dieser Offenbarung vorgestellte, spezifische Struktur oder Funktion beschränkt ausgelegt werden. Diese Aspekte werden vielmehr bereitgestellt, damit diese Offenbarung umfassend und vollständig ist und dem Fachmann den Schutzbereich der Offenbarung vollständig vermittelt. Auf der Basis der hierin enthaltenen Lehren versteht es sich für den Fachmann, dass der Schutzbereich der Offenbarung jeden Aspekt der hierin offenbarten neuartigen Systeme, Vorrichtungen und Verfahren abdecken soll, ob nun unabhängig oder in Kombination mit irgendeinem anderen Aspekt implementiert. Zum Beispiel kann eine Vorrichtung implementiert oder ein Verfahren ausgeführt werden unter Verwendung jeglicher Anzahl von hierin dargelegten Aspekten. Des Weiteren soll der Schutzbereich auch eine solche Vorrichtung oder ein solches Verfahren abdecken, welche unter Verwendung einer anderen Struktur, Funktionalität oder Struktur und Funktionalität zusätzlich zu den oder anders als die verschiedenen hierin dargelegten Aspekte ausgeführt werden. Es versteht sich, dass jeder hierin offenbarte Aspekt durch ein oder mehrere Elemente eines Anspruchs ausgeführt sein kann.
Obgleich hierin bestimmte Aspekte beschrieben werden, fallen viele Variationen und Umstellungen dieser Aspekte in den Schutzbereich der Offenbarung. Obgleich einige Nutzen und Vorteile der bevorzugten Aspekte erwähnt werden, soll der Schutzbereich der Offenbarung nicht auf bestimmte Nutzen, Verwendungen oder Ziele beschränkt sein. Vielmehr sollen die Aspekte der Offenbarung auf unterschiedliche drahtbehaftete und drahtlose Technologien, Systemkonfigurationen, Netzwerke, einschließlich optischer Netzwerke, Festplatten und Übertragungsprotokolle breit anwendbar sein, von denen einige beispielhaft in den Figuren und in der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Aspekte veranschaulicht werden. Die detaillierte Beschreibung und Zeichnungen veranschaulichen die Offenbarung lediglich und beschränken diese nicht, wobei der Schutzbereich der Offenbarung durch die angehängten Ansprüche und deren Entsprechungen definiert wird.
Mit Bezug auf 1 wird nachfolgend ein beispielhaftes Empfängersystem mit Schmalbandsignal-Quadraturkorrektur beschrieben. Das Empfängersystem 100 kann einen rauscharmen Verstärker (LNA, low noise amplifier) 102, einen Quadraturdemodulator 104, einen In-Phase-Signalpfad 106, einen Quadratur-Phase-Signalpfad 108, einen Digitalblock 118 und einen Quadraturfehlerkorrektor (QEC, quadrature error corrector) 120 umfassen. Der Quadraturdemodulator 104 kann ferner einen Lokaloszillator (LO) 110, Mischer 109, 111 umfassen und der In-Phase-Signalpfad 106 und der Quadratur-Phase-Signalpfad 108 können jeweils einen Filter 112 bzw. 113, einen Verstärker 114 bzw. 115 und einen Analog-Digital-Wandler (ADC, analog to digital converter) 116 bzw. 117 umfassen.
In einer Ausführungsform kann der LNA 102 sein Eingangssignal verstärken und einen Ausgang r(t) erzeugen, der ein moduliertes Signal sein kann. Das modulierte Signal kann ferner als
ausgedrückt werden, wobei z(t) = z_I(t) + jz_Q(t) ein Basisbandsignal sein kann und f_c eine Trägerfrequenz ist. Das modulierte Signal r(t) kann ein Schmalbandsignal mit einer Bandbreite von zum Beispiel 25 Kilohertz (kHz) oder ein Tonsignal, das eine Einzelfrequenz aufweist, sein. Die Signalbandbreite kann zwischen 0 und 50 kHz, wie für IEEE 802.15.4g geeignet, liegen. Der Quadraturdemodulator 104 kann als direkter Abwärtswandler ausgestaltet sein. In alternativen Ausführungsformen kann der Quadraturdemodulator 104 in einem Zwischenfrequenzpfad nach einem separaten Abwärtswandler verwendet werden. Der Quadraturdemodulator 104 kann einen In-Phase-Mischerausgang 131 und Quadratur-Phase-Mischerausgang 132 durch das Mischen des modulierten Signals mit Signalen, die durch den LO 110 erzeugt wurden, erzeugen. In diesem Beispiel wird der In-Phase-Mischerausgang 131 durch das Mischen des modulierten Signals r(t) mit einem In-Phase-Oszillatorsignal cos(2πf_Mt) erzeugt, und der Quadratur-Phase-Mischerausgang 132 wird durch das Mischen des modulierten Signals r(t) mit einem Quadratur-Phase-Oszillatorsignal sin(2πf_Mt + ϕ) erzeugt. Idealerweise erzeugt der LO 110 das In-Phase-Oszillatorsignal und das Quadratur-Phase-Oszillatorsignal mit einem Phasenunterschied von 90 Grad zwischen den beiden. Zum Beispiel kann ein erstes Oszillatorsignal erzeugt werden und ein zweites Oszillatorsignal kann eine phasenverschobene Version des ersten Oszillatorsignals sein. Ein relativer Phasenfehler oder eine Fehlanpassung zwischen dem durch den LO 110 erzeugten In-Phase-Oszillatorsignal und dem Quadratur-Phase-Oszillatorsignal wird als ϕ im Quadratur-Phase-Oszillatorsignal sin(2πf_Mt + ϕ) modelliert. Idealerweise ist der relative Phasenfehler ϕ Null. Das In-Phase-Oszillatorsignal und das Quadratur-Phase-Oszillatorsignal können ferner einen relativen Größenfehler oder eine Fehlanpassung aufweisen, und eine solche Größenfehlanpassung kann als Multiplikator g_LO (nicht gezeigt) zum Quadratur-Phase-Oszillatorsignal modelliert werden. Andere Arten und Weisen zum Modellieren von Quadraturfehlern sind anwendbar.
Der In-Phase-Mischerausgang 131 kann durch den Filter 112, den Verstärker 114 und den ADC 116 im In-Phase-Signalpfad 106 weiter verarbeitet werden. In ähnlicher Weise kann der Quadratur-Phase-Mischerausgang 132 durch den Filter 113, den Verstärker 115 und den ADC 117 im Quadratur-Phase-Signalpfad 108 weiter verarbeitet werden. Der Filter 112 bzw. 113 in dem In-Phase- bzw. Quadratur-Phase-Signalpfad 106 bzw. 108 kann ein Tiefpassfilter mit einer Grenzfrequenz von 200 kHz oder ein Bandpassfilter mit einem Durchlassband von 50 bis 150 kHz sein, um zum Beispiel die demodulierten Basisbandsignale von den HF-Signalen zu trennen und Aliasing zu verhindern. Das Durchlassband oder die Bandbreite des Bandpassfilters können so gewählt werden, dass die Kanalfehlanpassung innerhalb der Bandbreite konstant sein kann. Eine beispielhafte Bandbreite kann 100 kHz sein. Der Verstärker 114 bzw. 115 in dem In-Phase- bzw. Quadratur-Phase-Signalpfad 106 bzw. 108 kann den Ausgang des Filters 112 bzw. 113 verstärken und der ADC 116 bzw. 117 in dem In-Phase- bzw. Quadratur-Phase-Signalpfad 106 bzw. 108 kann den Ausgang des Verstärkers 114 oder 115, der analog ist, in ein Digitalsignal umwandeln. In einigen Ausführungsformen kann der Ausgang des Verstärkers 114 bzw. 115 ein Strom sein, und die ADC 116, 117 können einen Stromeingang aufweisen. In diesem Beispiel wird die Zeitbereichsfunktion des In-Phase-Signalpfades 106 als h_I(t) dargestellt, und die Zeitbereichsfunktion des Quadratur-Phase-Signalpfades 108 wird als h_Q(t) dargestellt. Da die elektrischen Eigenschaften des In-Phase-Signalpfades 106 und des Quadratur-Phase-Signalpfades 108 in einem angewandten Empfänger typischerweise nicht identisch sind, kann es, zusätzlich zu den zuvor beschriebenen Größen- und Phasenfehlern vom Quadraturdemodulator 104, eine zusätzliche Fehlanpassung zwischen h_I(t) und h_Q(t) geben. Die relative Fehlanpassung zwischen h_I(t) und h_Q(t) kann als einzelne Zeitbereichsfunktion h_D(t) ausgedrückt werden. Das Signal vom In-Phase-Signalpfad 106 kann ein In-Phase-Signaleingang zum Digitalblock 118 sein, und das Signal vom Quadratur-Phase-Signalpfad 108 kann ein Quadratur-Phase-Signaleingang zum Digitalblock 118 sein. In diesem Beispiel wird die Zeitbereichsfunktion des In-Phase-Signals als y_I(t) dargestellt und die Zeitbereichsfunktion des Quadratur-Phase-Digitalsignals als y_Q(t) dargestellt.
In diesem Beispiel kann das allgemeine Eingangssignal y(t) zum Digitalblock 118 im Zeitbereich wie folgt modelliert werden: y(t) = y_I(t) + jy_Q(t) = z_I(t) + j(cos(ϕ)z_Q(t) – sin(ϕ)z_I(t)) ⊗ h_D(t) = z(t) ⊗ g₁(t) + z*(t) ⊗ g₂(t) wobei g₁(t) = 1 / 2 (1 + e^–jϕh_D(t)),
g₂(t) = 1 / 2 (1 – e^jϕh_D(t)), und
h_D(t) = h_Q(t) ⊗ h_I ^–1(t).
Dementsprechend ist das Frequenzbereichsmodell des Eingangs Y(f) zum Digitalblock 118 wie folgt: Y(f) = Z_I(f) + j(cos(ϕ)Z_Q(f) – sin(φ)Z_I(f))H_D(f) = Z(f)G₁(f) + Z*(–f)G₂(f) wobei G₁(f) = 1 / 2 (1 + e^–jϕH_D(f)),
G₂(f) = 1 / 2 (1 – e^jϕH_D(f)), und
H_D(f) = H_Q(f)/H_I(f).
Wie oben besprochen, kann das modulierte Signal ein Schmalbandsignal oder ein Tonsignal sein. Ist zum Beispiel das modulierte Signal ein Tonsignal, kann das Signal z(t) im Zeitbereich wie folgt modelliert werden, wobei
und z(t) = z_I(t) + jz_Q(t) ein Basisbandsignal sein kann und f_c eine Trägerfrequenz ist. z(t) = z_I(t) + jz_Q(t) = cos(ωt + ξ) + jsin(ωt + ξ) wobei ω = 2πf_c,
f_c eine Trägerfrequenz ist und
ξ eine Phase des Basisbandsignals z(t) ist.
Im Hinblick auf den Ton ist die Wirkung der relativen Fehlanpassungsfunktion h_D(t), eine zusätzliche Fehlanpassungsphase θ und einen Fehlanpassungsgewinn [mismatch gain] A zum Ton hinzuzufügen. Das Signal y(t) wird zu y(t) = cos(ωt + ξ) + jA(cos(ϕ)sin(ωt + ξ + θ) – sin(ϕ) cos(ωt + ξ + θ)) = cos(ωt + ξ) + jAsin(ωt + ξ + θ – ϕ) = cos(ωt + ξ) + jAsin(ωt + ξ – φ) = cos(ωt + ξ) + jAcos(φ)(sin(ωt + ξ) – tan(φ)cos(ωt + ξ)) wobei φ = ϕ – θ eine kombinierte Phasenfehlanpassung ist. Eine weitere Analyse eines ähnlich modellierten Tonsignals wird unten im Zusammenhang mit 3 besprochen.
Bei Aufnahme der Eingangssignale wie oben modelliert, kann der Digitalblock 118 seine Eingangssignale weiter verarbeiten, bevor sie dem QEC 120 als Eingänge bereitgestellt werden. Der QEC 120 kann dazu ausgestaltet sein, die Eingangssignale zu verarbeiten, um die obigen Parameter A und φ zu schätzen. Der QEC 120 wird später im Zusammenhang mit 2 und 3 noch näher beschrieben.
Mit Bezug auf 2 wird nachfolgend der Quadraturfehlerkorrektor (QEC) 120 der 1 beschrieben. Der QEC 120 kann einen Vorkorrektursignalpfad 202, einen Fehlerschätzblock 206 und einen Korrekturblock 212 umfassen. Der Fehlerschätzblock 206 kann ferner einen Frequenztransformationsblock 204, ein Statistikmodul 208 und ein Analysemodul 210 umfassen. Wie weiter unten noch beschrieben wird, schätzt das Analysemodul 210 die Parameter A und φ, die dem Korrekturblock 212 als Eingänge für die Korrektur von Quadraturfehlern im Eingangssignal y(t) bereitgestellt werden.
In einer Ausführungsform kann der Frequenztransformationsblock 204 vorteilhafterweise ein diskreter Fourier-Transformation(DFT)-Block sein, der den Goertzel-Algorithmus verwenden kann. In einer alternativen Ausführungsform kann der Frequenztransformationsblock 204 eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) verwenden. Für die hierin offenbarten Techniken ist die Berechnung der DFT rechentechnisch effizienter und verbraucht weniger Chipfläche, wodurch die Kosten gesenkt werden. Das Zeitbereichsignal kann in Segmente geteilt werden, und die Länge jedes Segments kann durch die gewünschte Frequenzbereichsauflösung bestimmt werden. Der Frequenztransformationsblock 204 kann Werte entsprechend der Frequenz des Tons oder Schmalbandsignals und einer Spiegelsignalfrequenz (image frequency), die das der gewünschten Frequenz entgegengesetzte Vorzeichen aufweist, ausgeben. Wie in dem Beispiel im Zusammenhang mit 1 besprochen, kann die Frequenzbereichsdarstellung des Signals y(t) wie folgt sein Y(f); deshalb kann der Ausgang des Frequenztransformationsblocks als Y(f) und Y(–f) ausgedrückt werden. Wenn der gewünschte Ton oder das Schmalbandsignal auf der Frequenz f₀ sind, dann können die betreffenden Werte als Y(f₀) und Y(–f₀) ausgedrückt werden.
Auf der Basis des Frequenzbereichsmodells in diesem Beispiel können das Signal-Rausch-Verhältnis (SNR, signal-to-noise ratio) und das Spiegelsignalunterdrückungsverhältnis (IRR, image rejection ratio) wie folgt ausgedrückt werden:
wobei σ²(f) die Varianz von Z(f) ist.
Das Statistikmodul 208 kann die Frequenzbereichswerte vom Frequenztransformationsblock 204 empfangen und einen oder mehrere statistische Parameter bestimmen, die für die Fehlanpassungseigenschaften des In-Phase-Signals y_I(t) und des Quadratur-Phase-Signals y_Q(t) repräsentativ sind. Das Analysemodul nimmt den einen oder die mehreren statistischen Parameter auf, um den Fehlanpassungsgewinn [mismatch gain] A und die kombinierte Phasenfehlanpassungsphase φ, die sich aus der Fehlanpassung aus dem Quadraturdemodulator 104 und den In-Phase- und Quadratur-Phase-Signalpfaden 106 und 108, wie im Zusammenhang mit 1 besprochen, ergibt, zu bestimmen. Das Statistikmodul 208 und das Analysemodul 210 werden unten im Zusammenhang mit 3 näher beschrieben.
Mit Bezug auf 3A wird nachfolgend das Statistikmodul 208 in 2 beschrieben. Das Statistikmodul 208 kann einen positiven Frequenzeingang 302 und einen negativen Frequenzeingang 304 empfangen. Der positive Frequenzeingang 302 kann durch einen Konjugator 306 verarbeitet werden, um ein komplexes Konjugat des positiven Frequenzeinganges 302 zu erzeugen, und der negative Frequenzeingang 304 kann durch einen Konjugator 308 verarbeitet werden, um ein komplexes Konjugat des negativen Frequenzeinganges 304 zu erzeugen. Wenn die komplexen Konjugate der positiven und negativen Frequenzeingänge 302 und 304 bestimmt sind, können quadrierte Größenwerte der positiven und negativen Frequenzeingänge 302 und 304 durch die Multiplikation eines jeden Frequenzeinganges mit seinem komplexen Konjugat bestimmt werden. Ein Produkt des positiven und negativen Frequenzeingangs 302 und 304 kann ebenso ausgeführt werden.
Noch immer mit Bezug auf 3A können die Akkumulatoren 310 die quadrierten Größenwerte der positiven und negativen Frequenzeingänge 302 und 304 und das Produkt der positiven und negativen Frequenzeingänge 302 und 304 summieren, um Erwartungswerte von jedem zu bestimmen. Das Zeitintervall für die Summierung kann aufgrund des Rauschpegels und der jeweiligen Schnelligkeit des Analogkanalwechsels variieren. Diese Erwartungswerte können eine Vielzahl statistischer Parameter bilden, die der Fehlanpassung zwischen dem In-Phase-Signal y_I(t) und dem Quadratur-Phase-Signal y_Q(t) des obigen Beispiels entsprechen. Diese Erwartungswerte können als R_YY(f), R_YY(–f) und R_YY-(f) ausgedrückt werden und können wie folgt berechnet werden:

wobei R_YY-(f) unter Verwendung linearer Approximationsverfahren wie etwa sin(x) ≈ x und cos(x) ≈ 1 geschätzt wird. Davon ausgehend, dass das gewünschte Signal auf Frequenz – f ist und der Blockierer auf Frequenz f ist, wenn die Stärke des gewünschten Signals σ²(–f) relativ groß ist, ist es nicht notwendig, einen hohen IRR zu erreichen, um das gewünschte SNR aufrechtzuerhalten. Wenn σ²(–f) relativ klein ist, ist eine genaue Schätzung von θ(f) – ϕ wünschenswert, und es ist bekannt, dass θ(f) kleiner als ϕ ist. Deshalb kann, ausgehend von einem relativ kleinen σ²(–f) ≈ 0 und unter Anwendung weiterer linearer Approximationsverfahren, R_YY-(f) ferner wie folgt geschätzt werden:
wobei φ die kombinierte Phasenfehlanpassung aus dem LO 110 (1) und den Basisbandphasenfehlern, wie oben im Zusammenhang mit 1 besprochen, ist.
In diesem Beispiel können die Werte R_YY(f) 312, R_YY(–f) 316 und R_YY-(f) 314 als Eingang für das Analysemodul 210 (2) vom Statistikmodul 208 bereitgestellt werden. Das Analysemodul 210 (2) kann ferner Schätzungen der oben im Zusammenhang mit 1 besprochenen Parameter A und φ wie folgt berechnen:
Für ein Tonsignal können die Parameter A und φ wie oben besprochen deterministisch berechnet werden. Für ein Schmalbandsignal können die Parameter A und φ statistisch berechnet werden. Die statistische Berechnung von A und φ für ein Schmalbandsignal kann jedoch vereinfacht werden, da diese Schmalbandimplementierung kein Frequenztransformationsmodul mit einer großen Auswahl an Frequenzen einbinden muss. Die resultierenden Ausdrücke für A und der φ für ein Tonsignal sind auch auf ein Schmalbandsignal, wie unten näher besprochen, anwendbar.
Für ein Schmalbandsignal, das eine schmale Bandbreite um seine Mitten- oder Trägerfrequenz f_c aufweist, sei die Wiedergabe der Werte R_YY(f) 312, R_YY(–f) 316 und R_YY-(f) 314 an Konstanten R_YY(f_c) 312, R_YY(–f_c) 316 bzw. R_YY-(f_c) 314 angenähert. Unter der Annahme, dass σ²(–f_c) = 0, wie oben besprochen, kann die Statistik für ein Schmalbandsignal wie folgt vereinfacht werden:
Für ein Tonsignal,
, das die Frequenz f_c aufweist, kann ein komplexes Format eines Quadraturfehlers wie folgt sein: y(t) = y_I(t) + jy_Q(t) = σ(f_c)cos(2πf_ct + ξ) + jA(f_c)σ(f_c)sin(2πf_ct + ξ – φ) wobei σ(f_c) die Amplitude des Tonsignals ist, ξ die Anfangsphase ist, und A(f_c) die Größenfehlanpassung zwischen I- und Q-Kanälen ist. Die kombinierte Phasenfehlanpassung φ = ϕ – θ(f_c) enthält die frequenzunabhängige Phasenfehlanpassung ϕ und die frequenzabhängige Phasenfehlanpassung θ(f_c).
Das obige Signal y(t) für ein Tonsignal kann ferner in Bezug auf g₁(t) und g₂(t), oben im Zusammenhang mit 1 besprochen, wie folgt ausgedrückt werden:

wobei φ = ϕ – θ(f_c), wie oben besprochen,
die Reaktion von g₁(t) bei Frequenz f_c ist, und
die Reaktion von g₂(t) bei Frequenz –f_c ist. Die Frequenzbereichsdarstellung von y(t) ist wie folgt: Y(f) = δ(f – f_c)σ(f_c)e^jξG₁(f_c) + δ(f + f_c)σ(f_c)e^–jξG₂(–f_c) wobei
Auf der Basis von Y(f) eines oben besprochenen Tonsignals kann die Statistik eines Tonsignals wie folgt berechnet werden:
Wie oben gezeigt, können die Statistikwerte R_YY(f_c) 312, R_YY(–f_c) 316 und R_YY-(f) 314 sowohl für Ton- als auch für modulierte Schmalbandsignale gleich sein. Diese Statistikwerte R_YY(f_c) 312, R_YY(–f_c) 316 und R_YY-(f_c) 314 können als Eingang für das Analysemodul 210 (2) vom Statistikmodul 208 bereitgestellt werden. Unter Verwendung dieser statistischen Werte für sowohl die Ton- als auch die modulierten Schmalbandsignale kann das Analysemodul 210 (2) ferner die oben im Zusammenhang mit 1 besprochenen Parameter A und φ sowohl für Ton- als auch für Schmalbandsignale wie folgt berechnen:
wobei die Parameter A und φ für eine gegebene f_c des Ton- oder Schmalbandsignals konstant sind.
Die im Analysemodul 210 (2) bestimmten Parameter A und φ können dem Korrekturblock 212 (2) bereitgestellt werden. Der Korrekturblock 212 (2) kann die Nach-QEC-Digitalsignale wie unten im Zusammenhang mit 3B besprochen erzeugen.
3B ist ein schematisches Blockdiagramm, das einen beispielhaften Korrekturblock entsprechend einer Ausführungsform veranschaulicht. Der Korrekturblock 212 kann Vor-QEC-In-Phase- und -Quadratur-Phase-Digitalsignale durch den Vorkorrektursignalpfad 202 und die Parameter A und φ vom Analysemodul 210 (2) empfangen, um Nach-QEC-In-Phase- und -Quadratur-Phase-Digitalsignale zu erzeugen. Die Nach-QEC-Signale vom Korrekturblock 212 können die Fehlanpassung zwischen den Vorkorrektur-In-Phase- und -Quadratur-Phase-Signalen unter Verwendung der Parameter, die er vom Analysemodul 210 (2) empfängt, korrigieren. Die Fehlanpassungsglieder sind in den oben besprochenen Beispielen im Quadratur-Phase-Signalmodel eingebunden und der beispielhafte in 3B veranschaulichte Korrekturblock 212 modifiziert das Quadratur-Phase-Signal. In anderen Ausführungsformen können Eingangs-In-Phase- und -Quadratur-Phase-Signale und Fehler zum Beispiel anders modelliert werden, und ein Fachmann kann einen Korrekturblock entsprechend implementieren.
4A veranschaulicht Simulationsergebnisse eines Größenfehlers eines beispielhaften Analogkanals. Der Graph in 4A weist eine eingehende Signalfrequenz in kHz auf der X-Achse und einen Größenfehler aufgrund des beispielhaften Analogkanals in Prozent auf der Y-Achse auf. Die sieben Punkte im Graph sind gemessene Fehler, und die Linie im Graph veranschaulicht ein extrapoliertes Modell.
4B veranschaulicht Simulationsergebnisse des Phasenfehlers desselben beispielhaften Analogkanals der 4A. Der Graph in 4B weist eine eingehende Signalfrequenz in kHz auf der X-Achse und einen Phasenfehler aufgrund des beispielhaften Analogkanals in Grad auf der Y-Achse auf. Die sieben Punkte im Graph sind gemessene simulierte Fehler, und die Linie im Graph veranschaulicht ein extrapoliertes Modell. Zusätzlich zu dem in den 4A und 4B veranschaulichten beispielhaften Analogkanal enthält ein beispielhafter Simulationsaufbau eine Frequenzabweichung von 6,25 kHz, Signallänge für Konvergenz von 1,28 Millisekunden (ms), auf 93,75 kHz und 106,25 kHz ausgeführte diskrete Fourier-Transformation, einen Lokaloszillator-Größenfehler von 0,02% und Lokaloszillator-Phasenfehler von –7 Grad. Die Ergebnisse der Simulation der vorliegenden Offenbarung mit dem oben erwähnten Aufbau werden im Zusammenhang mit den 5A, 5B, und 6 unten beschrieben.
Mit Bezug auf 5A wird ein Frequenzspektrum eines beispielhaften Signals, das durch den Analogkanal der 4A und 4B vor einer Fehlerkorrektur empfangen wird, beschrieben. Im Graph der 5A ist die empfangene Signalfrequenz in kHz auf der X-Achse und die empfangene Signalgröße in Dezibel (dB) ist auf der Y-Achse. Wie in 5A veranschaulicht, weist das empfangene Signal eine Frequenz von etwa 100 kHz auf, und ohne Korrektur gemäß einer Ausführungsform dieser Offenbarung gibt es eine Spiegelsignalfrequenz des gewünschten Signals bei etwa –100 kHz.
Mit Bezug auf 5B wird nachfolgend ein Frequenzspektrum des beispielhaften Signals der 5A nach der Quadraturfehlerkorrektur beschrieben. Im Graph der 5B ist die empfangene Signalfrequenz in kHz auf der X-Achse und die empfangene Signalgröße in dB ist auf der Y-Achse. Wie in 5B veranschaulicht, weist das empfangene Signal eine Frequenz von ungefähr 100 kHz auf und mit Quadraturfehlerkorrektur gemäß einer Ausführungsform dieser Offenbarung gibt es keine Spiegelsignalfrequenz des gewünschten Signals bei etwa –100 kHz.
Mit Bezug auf 6 wird unten die Spiegelsignalunterdrückung des beispielhaften Signals der 5A und 5B vor und nach der Quadraturfehlerkorrektur beschrieben. Im Graph der 6 ist die empfangene Signalfrequenz in kHz auf der X-Achse und das Spiegelsignalunterdrückungsverhältnis in dB ist auf der Y-Achse. Wie in 6 veranschaulicht, beträgt das Spiegelsignalunterdrückungsverhältnis vor der Korrektur überall in den abgebildeten Frequenzen nur etwa 24 dB. Nach der Quadraturfehlerkorrektur gemäß einer Ausführungsform dieser Offenbarung geht das Spiegelsignalunterdrückungsverhältnis überall in demselben Frequenzbereich jedoch über 71 dB. In einigen Ausführungsformen kann die Verbesserung des Spiegelsignalunterdrückungsverhältnisses mehr als 47 dB betragen.
Die vorstehende Beschreibung und die Ansprüche können Elemente oder Merkmale als „verbunden” oder zusammen-„gekoppelt” bezeichnen. So wie es hierin verwendet wird, bedeutet „verbunden”, soweit nicht ausdrücklich etwas anderes angegeben ist, dass ein Element/Merkmal mit einem anderen Element/Merkmal direkt oder indirekt, nicht notwendigerweise mechanisch, verbunden ist. Gleichermaßen bedeutet „gekoppelt”, soweit nicht ausdrücklich etwas anderes angegeben ist, dass ein Element/Merkmal mit einem anderen Element/Merkmal direkt oder indirekt, nicht notwendigerweise mechanisch, gekoppelt ist. Obgleich die verschiedenen in den Figuren gezeigten Schaubilder beispielhafte Anordnungen von Elementen und Komponenten zeigen, können deshalb zusätzliche dazwischenliegende Elemente, Einrichtungen, Merkmale oder Komponenten in einer tatsächlichen Ausführungsform vorliegen (in der Annahme, dass die Funktionalität der gezeigten Schaltungen nicht nachteilig beeinflusst wird).
Wie hierin verwendet, umfasst der Begriff „bestimmen” eine Vielzahl von Handlungen. Zum Beispiel kann „bestimmen” Folgendes beinhalten: berechnen, mit Computer berechnen, verarbeiten, ableiten, untersuchen, nachschlagen (z. B. in einer Tabelle, einer Datenbank oder einer anderen Datenstruktur nachschlagen), ermitteln und dergleichen mehr. Auch kann „bestimmen” Folgendes beinhalten: empfangen (z. B. Informationen empfangen), zugreifen (z. B. auf Daten in einem Speicher zugreifen) und dergleichen mehr. Auch kann „bestimmen” Folgendes beinhalten: auflösen, auswählen, wählen, aufbauen und dergleichen mehr. Ferner kann eine „Kanalbreite”, wie hierin verwendet, in einigen Aspekten auch als Bandbreite bezeichnet werden oder eine solche umfassen.
Die verschiedenen Operationen von oben beschriebenen Verfahren können durch jegliche geeigneten Mittel, die in der Lage sind, die Operationen auszuführen, ausgeführt werden, wie etwa verschiedene Hardware- und/oder Softwarekomponente(n), Schaltungen und/oder Modul(e). Im Allgemeinen können jegliche in den Figuren veranschaulichten Operationen durch entsprechende funktionelle Mittel ausgeführt werden, die in der Lage sind, die Operationen auszuführen.
Die verschiedenen veranschaulichten, im Zusammenhang mit der vorliegenden Offenbarung beschriebenen logischen Blocks, Module und Schaltungen können implementiert oder ausgeführt werden mit einem Allzweckprozessor, einem Digitalsignalprozessor (DSP), einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung (ASIC, application specific integrated circuit), einem feldprogrammierbaren Gate-Array (FPGA) oder anderen programmierbaren Logikeinrichtung (PLD, programmable logic device), diskreten Gate- oder Transistorlogik, mit diskreten Hardwarekomponenten oder jeglichen Kombinationen daraus, die für die Ausführung der hierin beschriebenen Funktionen ausgelegt sind. Ein Allzweckprozessor kann ein Mikroprozessor sein, aber alternativ kann der Prozessor irgendein gewerblich erhältlicher Prozessor, Controller, Mikrocontroller oder eine solche Zustandsmaschine sein. Ein Prozessor kann auch als Kombination von Recheneinrichtungen implementiert sein, z. B. eine Kombination aus einem DSP und einem Mikroprozessor, einer Vielzahl von Mikroprozessoren, einem oder mehreren Mikroprozessoren in Verbindung mit einem DSP-Kern oder irgendeine andere derartige Konfiguration.
Die hierin offenbarten Verfahren umfassen einen oder mehrere Schritte oder Aktionen zum Erreichen der beschriebenen Verfahren. Die Verfahrensschritte und/oder Aktionen können untereinander ausgewechselt werden, ohne dass vom Schutzbereich der Ansprüche abgewichen wird. Mit anderen Worten, die Reihenfolge und/oder Verwendung von spezifischen Schritten und/oder Aktionen kann modifiziert werden, ohne dass vom Schutzbereich der Ansprüche abgewichen wird, es sei denn, eine spezifische Reihenfolge von Schritten oder Aktionen wird spezifiziert.
Anwendungen
Des Weiteren können die offenbarten Verfahren, Systeme und/oder Vorrichtungen in verschiedenen elektronischen Einrichtungen implementiert werden. Beispiele für die elektronischen Einrichtungen können Verbraucherelektronikprodukte, Teile der Verbraucherelektronikprodukte, elektronische Prüfgeräte, usw. umfassen, sind aber nicht auf diese beschränkt. Beispiele für die elektronischen Einrichtungen können auch Speicherchips, Speichermodule, Schaltungen von optischen Netzwerken oder anderen Kommunikationsnetzwerken und Disktreiberschaltungen enthalten. Die Verbraucherelektronikprodukte können enthalten, ohne darauf beschränkt zu sein: drahtlose Einrichtungen, ein Mobiltelefon, zellulare Basisstationen, ein Telefon, ein Fernsehgerät, einen Computermonitor, einen Computer, einen Handheld-Computer, einen persönlichen digitalen Assistenten (PDA), eine Mikrowelle, einen Kühlschrank, eine Stereoanlage, einen Kassettenrecorder oder -spieler, einen DVD-Player, einen CD-Player, einen VCR, einen MP3-Player, ein Radio, einen Camcorder, eine Kamera, eine Digitalkamera, einen tragbaren Speicherchip, eine Waschmaschine, einen Trockner, eine Waschmaschine mit eingebautem Trockner, ein Kopiergerät, ein Fax-Gerät, einen Scanner, ein Multifunktionsperipheriegerät, eine Armbanduhr, eine Uhr usw. Die Kommunikationsnetzwerke können Smart-Utility-Netzwerke auf der Basis des Standards IEEE 802.15.4g enthalten, ohne darauf beschränkt zu sein. Ferner kann die elektronische Einrichtung unfertige Produkte enthalten.
Es versteht sich, dass die Implementierungen nicht auf die oben veranschaulichte genaue Konfiguration und veranschaulichten genauen Komponenten beschränkt sind. Verschiedene Modifizierungen, Änderungen und Variationen können in Anordnung, Betrieb und Details der oben genannten Verfahren und Vorrichtungen gemacht werden, ohne dass vom Schutzbereich der Implementierungen abgewichen wird.
Diese Erfindung wurde zwar anhand bestimmter Ausführungsformen beschrieben, aber auch andere Ausführungsformen, die für den Durchschnittsfachmann ersichtlich sind, einschließlich Ausführungsformen, die nicht alle der hierin dargelegten Merkmale und Vorteile bereitstellen, fallen ebenfalls in den Schutzbereich der Erfindung. Darüber hinaus können die verschiedenen oben beschriebenen Ausführungsformen kombiniert werden, um weitere Ausführungsformen bereitzustellen. Ferner können bestimmte im Zusammenhang mit einer Ausführungsform gezeigte Merkmale auch in andere Ausführungsformen aufgenommen werden.

Claims

Vorrichtung zur Verarbeitung eines modulierten Signals, wobei die Vorrichtung Folgendes aufweist: einen Quadraturdemodulator (104), der dazu ausgestaltet ist, das modulierte Signal zu empfangen und ein In-Phase-Signal Y_I(t) für einen ersten Signalpfad und ein Quadratur-Phase-Signal Y_Q(t) für einen zweiten Signalpfad zu erzeugen; und einen Signalprozessor (118), der Folgendes aufweist: ein diskretes Fourier-Transformation-Modul (204), das dazu ausgestaltet ist, einen oder mehrere Frequenzbereichswerte auf der Basis des In-Phase-Signals vom ersten Pfad und dem Quadratur-Phase-Signal vom zweiten Pfad zu erzeugen; ein Berechnungsmodul (208), das dazu ausgestaltet ist, eine Vielzahl statistischer Parameter als Reaktion auf eine oder mehrere Fehlanpassungseigenschaften zwischen dem In-Phase-Signal und dem Quadratur-Phase-Signal zumindest teilweise auf der Basis des einen oder der mehreren Frequenzbereichswerte zu bestimmen; ein Analysemodul (210), das dazu ausgestaltet ist, die eine oder die mehreren Fehlanpassungseigenschaften auf der Basis der Vielzahl statistischer Parameter zu bestimmen; und ein Korrekturmodul (120, 212), das dazu ausgestaltet ist, Quadraturfehler auf der Basis der einen oder der mehreren Fehlanpassungseigenschaften zu reduzieren.
Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei das modulierte Signal ein Schmalbandsignal oder ein Tonsignal ist.
Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei das modulierte Signal ein Tonsignal ist, und der Signalprozessor ferner dazu ausgestaltet ist, Parameter für die Reduzierung von Quadraturfehlern auf eine deterministische Weise zumindest teilweise auf der Basis von Beobachtungen von Frequenzkomponenten des In-Phase-Signals und des Quadratur-Phase-Signals zu erzeugen.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das Korrekturmodul (212) dazu ausgestaltet ist, die Parameter vom Analysemodul zu empfangen und das In-Phase-Signal und/oder das Quadratur-Phase-Signal zu modifizieren, um ein modifiziertes In-Phase-Signal und/oder ein modifiziertes Quadratur-Phase-Signal zu erzeugen, um den Quadraturfehler zu reduzieren.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Vielzahl statistischer Parameter einen oder mehrere Erwartungswerte, die Beziehungen zwischen einer oder mehreren positiven und negativen Frequenzkomponenten des In-Phase-Signals und des Quadratur-Phase-Signals angeben, enthalten.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die eine oder die mehreren Fehlanpassungseigenschaften mindestens eines aus Phasenfehlanpassung und Amplitudenfehlanpassung enthalten.
Vorrichtung nach Anspruch 6, wobei das Bestimmen der einen oder der mehreren Fehlanpassungseigenschaften das Approximieren der einen oder der mehreren Fehlanpassungseigenschaften aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 7, wobei das Approximieren lineare Approximation aufweist.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das diskrete Fourier-Transformation-Modul dazu ausgestaltet ist, den einen oder die mehreren Frequenzbereichswerte auf der Basis von Goertzel-Algorithmus-Verarbeitung zu erzeugen.
Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der analoge Schaltkreis ferner ein Bandpassfilteraufweist, das eine Bandbreite aufweist, in der die Kanalfehlanpassung durch das Analysemodul als eine Konstante behandelt werden kann.
Verfahren zur Verarbeitung eines modulierten Signals, wobei das Verfahren Folgendes aufweist: Empfangen des modulierten Signals und Erzeugen eines In-Phase-Signals für einen ersten Signalpfad und eines Quadratur-Phase-Signals für einen zweiten Signalpfad; Erzeugen eines oder mehrerer Frequenzbereichswerte auf der Basis des In-Phase-Signals vom ersten Pfad und des Quadratur-Phase-Signals vom zweiten Pfad; Bestimmen einer Vielzahl statistischer Parameter als Reaktion auf eine oder mehrere Fehlanpassungseigenschaften zwischen dem In-Phase-Signal und dem Quadratur-Phase-Signal zumindest teilweise auf der Basis des einen oder der mehreren Frequenzbereichswerte; Bestimmen der einen oder mehreren Fehlanpassungseigenschaften auf der Basis der Vielzahl statistischer Parameter; und Korrigieren des In-Phase-Signals und/oder des Quadratur-Phase-Signals auf der Basis der einen oder mehreren Fehlanpassungseigenschaften, um Quadraturfehler zu reduzieren.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das modulierte Signal ein Schmalbandsignal oder ein Tonsignal ist.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das modulierte Signal ein Tonsignal ist, und das Erzeugen des einen oder der mehreren Frequenzbereichswerte eine deterministische Berechnung zumindest teilweise auf der Basis von Beobachtungen von Frequenzkomponenten des In-Phase-Signals und des Quadratur-Phase-Signals aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 13, wobei das Korrigieren des modulierten Signals das Empfangen der einen oder der mehreren Fehlanpassungseigenschaften, um das In-Phase-Signal und/oder das Quadratur-Phase-Signal zu modifizieren und ein modifiziertes In-Phase-Signal und/oder ein modifiziertes Quadratur-Phase-Signal zu erzeugen, um den Quadraturfehler zu reduzieren, aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 14, wobei die Vielzahl statistischer Parameter einen oder mehrere Erwartungswerte, die Beziehungen zwischen einer oder mehreren positiven und negativen Frequenzkomponenten des In-Phase-Signals und des Quadratur-Phase-Signals angeben, enthalten.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 15, wobei die eine oder die mehreren Fehlanpassungseigenschaften mindestens eines aus Phasenfehlanpassung und Amplitudenfehlanpassung enthalten.
Verfahren nach Anspruch 16, wobei das Bestimmen der einen oder der mehreren Fehlanpassungseigenschaften das Approximieren der einen oder der mehreren Fehlanpassungseigenschaften aufweist.
Verfahren nach Anspruch 17, wobei das Approximieren lineare Approximation aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 18, das ferner das Erzeugen des einen oder der mehreren Frequenzbereichswerte auf der Basis von Goertzel-Algorithmus-Verarbeitung aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 19, das ferner das Filtern des modulierten Signals mit einem Bandpassfilter, das eine Bandbreite aufweist, in der die Kanalfehlanpassung als eine Konstante für die Analyse behandelt werden kann, aufweist.