DE102014210552A1

DE102014210552A1 - Verfahren und Schaltungsanordnung zum Entladen wenigstens einer induktiven Last

Info

Publication number: DE102014210552A1
Application number: DE102014210552.8A
Authority: DE
Inventors: Lars-Daniel Rinze
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2014-06-04
Filing date: 2014-06-04
Publication date: 2015-12-17

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Entladen wenigstens einer induktiven Last (L1, L2, L3) in ein elektrisches System (110), wobei die induktive Last (L1, L2, L3) in einen Kondensator (C) entladen wird; wobei der Kondensator (C) über ein Schaltelement (T) in das elektrische System (110) entladen wird, während das Schaltelement (T) geschlossen ist; und wobei das Schaltelement (T) abwechselnd geschlossen und geöffnet wird sowie eine Schaltungsanordnung (100) zur Durchführung eines solchen Verfahrens.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Entladen, insbesondere dem Schnelllöschen, wenigstens einer induktiven Last, insbesondere von Schaltventilen, in ein elektrisches System.
Stand der Technik
Um den Mengenfluss von Gasen oder Flüssigkeiten in verschiedensten Anwendungsbereichen zu steuern bzw. zu regeln, werden sehr häufig Magnetventile verwendet, die hierfür elektrisch pulsweise (d.h. über Spannungspulse) mit einer i.d.R. festen Grundfrequenz angesteuert werden. Diese Art des Betriebs wird auch als PWM-Betrieb (pulsbreitenmodulierter Betrieb) bezeichnet. Die Basisstruktur einer elektrischen Schaltung, die das Ventil ansteuert, ist abhängig davon, ob ein Linearventil oder ein Schaltventil verwendet wird. In Anwendungen im Automobilbereich liegt die PWM-Grundfrequenz zum Betrieb von Schaltventilen typischerweise im Bereich von 10 Hz bis 100 Hz und bei Linearventilen bei bis zu 2 kHz.
Für Linearventile, wie bspw. in 1a dargestellt, wird im Steuergerät neben einem elektrischen Schalter zum Schalten einer Niederspannung, d.h. der Systemspannung, eine Freilaufdiode bereitgestellt. Dadurch kann der Strom bei ausgeschaltetem Schalter durch diese Freilaufdiode und die Ventilinduktivität langsam zirkulieren (sog. "langsamer Freilauf") und zwar solange, bis der Schalter wieder einschaltet. Damit pulsiert der Strom weniger und es stellt sich ein mittlerer wirksamer Strom in der Induktivität ein. Die Verlustleistung in der Freilaufdiode ist dabei relativ gering. Linearventile zeigen bei genügend hoher PWM-Grundfrequenz ein idealerweise lineares Verhalten von Mengenfluss (bei konstantem Druck) in Abhängigkeit vom mittleren Stromfluss durch die Ventilspule. Ein Nachteil (gegenüber den Schaltventilen) ist, dass die Stromregelung wesentlich komplizierter ist, da sich strombeeinflussende Parameter über Temperatur verändern und die Systemspannung in einem Kraftfahrzeug nicht konstant ist, dynamischen Schwankungen unterliegt, und auch eine Alterung des Linearventils im Regelkreis berücksichtigt werden muss.
Schaltventile hingegen, wie bspw. in 2a dargestellt, öffnen mechanisch oberhalb eines charakteristischen Betriebsstroms vollständig und schließen wieder unterhalb eines bestimmten Betriebsstroms vollständig. Somit ist die Steuerung, bei geeigneter Auslegung des Ventils, über einen weiten Batteriespannungsbereich von der genauen Spannung unabhängig. Auch die Kosten für ein solches Ventil sind wesentlich geringer als für ein Linearventil (für die gleiche Anwendung). Nachteile sind jedoch, dass die Gas-/Flüssigkeitsmenge pulsweise fließt, so dass das übergeordnete System wesentlich träger sein muss, damit die Mengenpulse keine Auswirkung auf das Systemverhalten zeigen.
Ein besonderer Nachteil ist zudem, dass, wenn Strompulse mit einer möglichst genauen Pulsbreite generiert werden sollen, beim Abschalten des Schaltelements (Low-Side-Schalter) der Strom sehr schnell gegen Null abklingen muss, d.h. es muss im Steuergerät eine Schnelllöschung auf eine hohe Spannung stattfinden (anstatt eines langsamen Freilaufs wie bei Linearventilen). Dies kann bspw. dadurch erfolgen, dass im Steuergerät eine Zenerdiode mit hoher Durchbruchspannung vorgesehen ist, an welcher die in der Spule vorhandene Energie abgebaut wird. Da bei höherer Spannung eine höhere Leistung über einem Widerstand wie bspw. der Zenerdiode verbraucht wird, erfolgt der Abbau der Energie daher umso schneller, je höher die Spannung ist. Nach Stand der Technik wird dabei die induktive Energie des Ventils im Low-Side-Schalter des Steuergeräts vollständig in Wärme umgewandelt. Dieser zusätzliche Wärmeeintrag und die zu löschenden Ströme stellen zum einen hohe Anforderungen an die verwendeten Low-Side-Schalter, zum anderen aber auch an die thermische Konstruktion des Steuergeräts.
Es ist daher wünschenswert, eine Möglichkeit zum Schnelllöschen von einem oder mehreren induktiven Lasten anzugeben, wobei die induktive Energie nicht in Wärme umgesetzt wird.
Offenbarung der Erfindung
Erfindungsgemäß werden ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung zum Entladen wenigstens einer induktiven Last mit den Merkmalen der unabhängigen Patentansprüche vorgeschlagen. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche sowie der nachfolgenden Beschreibung.
Vorteile der Erfindung
Ein erfindungsgemäßes Verfahren eignet sich zum Entladen wenigstens einer induktiven Last in ein elektrisches System. Bei dem elektrischen System kann es sich insbesondere um ein Gleichstromsystem, insbesondere ein Gleichstromnetz, z.B. ein Bordnetz eines Fahrzeugs, wie eines Kraftfahrzeugs, bspw. mit Spannungen im Bereich von 9 bis 16 V, handeln. Andere Einsatzgebiete sind bspw. auch Bordnetze von mobilen Arbeitsmaschinen, wie bspw. Baumaschinen, Erntemaschinen und dergleichen. Bei der induktiven Last kann es sich insbesondere um die Spule eines Schaltventils, wie es bspw. für Kraftstoffinjektoren verwendet wird, handeln. Dabei wird die induktive Last in einen Kondensator entladen und der Kondensator wird über ein Schaltelement in das elektrische System entladen, während das Schaltelement geschlossen ist. Dazu wird das Schaltelement abwechselnd geschlossen und geöffnet. Damit ist es möglich, Spannungen, die beim Abschalten der wenigstens einen induktiven Last, bspw. bei einem Schaltventil, auftreten, schnell und effektiv abzubauen, und dabei die in der induktiven Last enthaltene Energie zu einem großen Teil in das elektrische System zurückzuführen. Damit kann eine unerwünschte thermische Belastung in einem entsprechenden Steuergerät vermieden werden und das Steuergerät kann entsprechend einfacher und kleiner ausgelegt und somit günstiger hergestellt werden.
Mit dem erfindungsgemäßen Verfahren kann man mehrere induktive Lasten schnelllöschen, d.h. es ist nur eine entsprechende Schaltungsanordnung nötig, an die die mehreren induktiven Lasten parallel angeschlossen werden können.
Vorzugsweise weist der Kondensator dabei eine kleine Kapazität auf, insbesondere im Bereich von wenigen µF, insbesondere zwischen 1 und 10 µF, wodurch bei üblichen Löschströmen und Energien induktiver Ventile von 0,2 A bis 2 A bzw. 5 mJ bis 50 mJ schnell eine hohe Spannung, bspw. zwischen 40 und 80 V, aufgebaut werden kann.
Zudem sind durch die induktive Last geführte Initial-Ströme, die den Kondensator laden, sehr klein, so dass die induktive Last nicht unkontrolliert agiert. Initial-Ströme treten dann auf, wenn die Versorgungsquelle (Spannungsquelle) einer induktiven Last zeitlich vor der Versorgungsquelle des Steuergerätes (mit dem Schalter zum Abschalten der induktiven Last) eingeschaltet wird (aktiviert wird). Ein alternatives Verfahren, induktive Lasten auf eine bereits vorhandene gepufferte Hochspannungsquelle energieeffizient zu löschen, hat demgegenüber den Nachteil, dass der Puffer der Hochspannungsquelle so hochkapazitiv ist, dass ein unkontrolliertes Agieren der Last durch Initial-Ströme auftreten kann.
Vorteilhafterweise wird das Schaltelement geschlossen, wenn eine Spannung an dem Kondensator einen Referenzwert überschreitet. Damit wird gewährleistet, dass im elektrischen System keine zu hohen, ungewollten Spannungen auftreten. Der Referenzwert ist dabei insbesondere größer als eine Spannung, mit der das elektrische System betrieben wird, beispielsweise eine Nennspannung eines Stromnetzes. Damit können, wie oben erläutert, Energien aus induktiven Lasten bei hohe Spannungen, also schnell, abgebaut und gleichzeitig in ein elektrisches System mit niedrigerer Spannung eingespeist werden.
Es ist von Vorteil, wenn das Schaltelement geöffnet wird, wenn die Spannung an dem Kondensator den Referenzwert unterschreitet und nachdem daraufhin ein weiterer Kondensator, der bei geschlossenem Schaltelement und überschrittenem Referenzwert über den Kondensator geladen worden ist, entladen worden ist. Damit wird erreicht, dass die untere Grenze des Spannungsverlaufs am Eingang der verwendeten Schaltungsanordnung weder auf einem festen Niveau liegt, noch durch eine feste Entladezeit bestimmt ist, sondern dass die Entladezeit maßgeblich vom Gradienten des vorhergegangenen Spannungsanstiegs abhängt. Je größer der positive Spannungsgradient ist, der proportional zu einem Löschstrom aus der induktiven Last ist, desto länger ist die Entladezeit und in Folge desto tiefer auch das untere Entladespannungsniveau. Der Spannungsverlauf erreicht damit eine Sägezahnform. Weiterhin bleibt die Grundfrequenz des Spannungsverlaufs nahezu konstant und effektive EMV-Maßnahmen sind umsetzbar. Auch ist eine erhöhte Eigensicherheit gegen unkontrolliertes Einschalten des Schaltelements in der verwendeten Schaltungsanordnung aufgrund elektromagnetischer Einstrahlung gegeben.
Weiterhin ergibt sich dadurch ein getaktetes Entladen und es sind keine zeitgebenden ICs oder Steuersignale von bspw. Mikrocontrollern nötig. Es sind auch keine Prozessor-Ressourcen erforderlich und ein eventueller Software-Entwicklungsaufwand entfällt.
Vorzugsweise wird der Kondensator über eine Induktivität nach dem Schaltelement in das elektrische System entladen. Durch die Induktivität wird gewährleistet, dass die Entladung des Kondensators in das elektrische System nicht zu schnell erfolgt. Der Wert der Induktivität liegt dabei insbesondere drei bis vier Zehnerpotenzen unter dem einer induktiven Last. Die Auslegung der Induktivität ist abhängig von der Kapazität des Kondensators, dem maximalen initialen Löschstrom und der Akzeptanz von Spannungsüberschwingern zu Begin einer Schnelllöschung. Funktional kritisch ist eine zu hohe Induktivität (hohe Überschwinger möglich). Je geringer die Induktivität desto größer ist die Herausforderung, die Schaltung EMV-technisch günstig auslegen zu können. Zudem steigt die Verlustleitung der Schaltung aufgrund höher Schaltfrequenzen.
Vorteilhafterweise wird eine für einen Treiber zum Schließen und Öffnen des Schaltelements erforderliche Energie aus der wenigstens einen induktiven Last, insbesondere beim Schnelllöschen derselben, bezogen. Insbesondere kann die Energie nur bezogen werden, wenn die Spannung am Treiber über einer Spannung eines übergeordneten Systems, bspw. der Spannung einer Fahrzeugbatterie, liegt. Dadurch können auch dauerversorgte Lasten an die verwendete Schaltungsanordnung gekoppelt werden, ohne die Ruhestromaufnahme des Steuergeräts, über welche die induktive Last geschaltet wird, merklich zu erhöhen, da die Schaltungsanordnung bei System-Ruhespannung (bspw. 12,5 V) einen sehr geringen Leckstrom (bspw. nur einige wenige µA) aufweist. Weiterhin ist dadurch eine erhöhte Eigensicherheit gegen unbeabsichtigtes Einschalten des Schaltelements im Ruhezustand des Systems gegeben und die Funktion des Treibers ist unabhängig von einer Fremdversorgung, welche bei Fehlerzuständen des Systems oder bei einem Zurücksetzen (Reset) des Steuergeräts aussetzen könnte bzw. nicht rechtzeitig zu Verfügung stehen könnte.
Es ist von Vorteil, wenn eine Spannungsversorgung für ein weiteres Schaltelement zum Ansteuern des Treibers über einen Versorgungs-Kondensator, der von einem übergeordneten System rückwärtssperrend versorgt wird, oder über den Kondensator erfolgt. Damit kann eine verwendete Schaltungsanordnung weiterarbeiten, d.h. die Entladung der induktiven Last kann weitergeführt werden, auch wenn eine Spannungsversorgung des Steuergeräts verloren geht oder das Steuergerät bspw. zurückgesetzt (Reset) wird.
Es ist weiter von Vorteil, wenn der Kondensator in einen oder mehrere voneinander entkoppelte Pfade des elektrischen Systems entladen wird. Eine Entkopplung kann bspw. dadurch erfolgen, dass die einzelnen Pfade je über eine Diode angeschlossen sind. Die Pfade können dadurch Potentialunterschiede zueinander aufweisen. Dadurch verhindert ein Abfall (bspw. durch einen Fehlerzustand) eines einzelnen Pfades oder Potentialunterschiede zwischen diesen Pfaden nicht die Energierückführung. Zudem wird durch die Entkopplung eine gegenseitige Speisung verhindert und in Folge interferieren den verschiedenen Pfaden zugeordnete Funktionen nicht.
Eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eignet sich zum Entladen wenigstens einer induktiven Last in ein elektrisches System, insbesondere ein Gleichstromsystem, insbesondere ein Gleichstromnetz, z.B. ein Bordnetz eines Fahrzeugs. Dabei weist eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung einen Kondensator, ein Schaltelement, eine Induktivität, einen weiteren Kondensator, einen Treiber zum Schließen und Öffnen des Schaltelements und ein weiteres Schaltelement zum Ansteuern des Treibers auf. Dabei ist ein Anschluss des Kondensators mit der wenigstens einen induktiven Last und über das Schaltelement und die Induktivität über einen oder mehrere voneinander entkoppelte Pfade mit dem elektrischen System verbunden und ein Anschluss des weiteren Kondensators ist mit dem Anschluss des Kondensators und dem weiteren Schaltelement verbunden. Mit einer solchen Schaltungsanordnung können eine oder mehrere induktive Lasten, bspw. von einem Schaltventil, schnell und effektiv in ein elektrisches System entladen werden, da eine Umladung über den Kondensator erfolgen kann. Somit muss die in den induktiven Lasten gespeicherte Energie nicht unnötig in Wärme abgebaut werden, was eine thermische Belastung entsprechender Steuergeräte zur Folge hätte.
Vorzugsweise ist dabei die wenigstens eine induktive Last über eine Diode an den Anschluss des Kondensators angeschlossen und/oder der eine oder die mehreren Pfade sind jeweils über eine Diode an die Induktivität angeschlossen. Damit wird eine Entkopplung der induktiven Lasten bzw. des elektrischen Systems von der Schaltungsanordnung erreicht.
Vorteilhafterweise sind die Induktivität und der Kondensator an einen ASIC angeschlossen, wobei der ASIC die restlichen Komponenten der Schaltungsanordnung umfasst und wobei der ASIC Anschlüsse für wenigstens eine induktive Last und für den einen oder die mehreren Pfade aufweist. Damit ist eine sehr kompakte Bauweise der Schaltungsanordnung mit geringem Platzbedarf möglich.
Es ist von Vorteil, wenn auch der weitere Kondensator an den ASIC angeschlossen ist, wobei der ASIC die restlichen Komponenten der Schaltungsanordnung umfasst. Damit kann eine nachträgliche Einstellung des weiteren Kondensators und somit des Entladeverhaltens der Schaltungsanordnung erfolgen bzw. die Schaltungsanordnung kann an unterschiedliche induktive Lasten angepasst werden.
Es ist außerdem von Vorteil, wenn am Kondensator außerhalb des ASIC ein Anschluss für eine weitere induktive Last vorgesehen ist und/oder wenn an der Induktivität außerhalb des ASIC ein Anschluss für einen weiteren Pfad zur Verbindung in das elektrische System vorgesehen ist. Dies ermöglicht eine nachträgliche Anbindung von induktiven Lasten bzw. von Pfaden in das elektrische System an die Schaltungsanordnung.
Besonders Vorteilhaft sind die Anwendung eines erfindungsgemäßen Verfahrens und/oder die Verwendung einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung im Automobilbereich, d.h. bei Kraftfahrzeugen. Dort werden häufig Schaltventile mit induktiven Lasten, bspw. bei Kraftstoffinjektoren oder Hydraulikstellern, benutzt, bei denen ein schneller Abbau der Energie gewünscht ist. Die Rückspeisung der Energie in das Bordnetz als elektrisches System trägt zu Energieeinsparung bei.
Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und der beiliegenden Zeichnung.
Es versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachfolgend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Die Erfindung ist anhand von Ausführungsbeispielen in der Zeichnung schematisch dargestellt und wird im Folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnung ausführlich beschrieben.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1a und 1b zeigen schematisch mögliche Schaltungen zum Öffnen und Schließen eines Linearventils und eines Schaltventils.
2a und 2b zeigen Spannungs- und Stromverläufe beim Öffnen und Schließen eines Linearventils und eines Schaltventils gemäß 1.
3 zeigt schematisch eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in einer bevorzugten Ausgestaltung, die sich zur Durchführung eines erfindungsgemäßen Verfahrens eignet.
4a bis 4c zeigen Spannungs- und Energieverlustverläufe beim Entladen eines Schaltventils mit einem erfindungsgemäßen Verfahren.
5 zeigt einen Spannungsverlauf beim Entladen eines Schaltventils mit einem erfindungsgemäßen Verfahren.
6a und 6b zeigen schematisch Teile einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in weiteren bevorzugten Ausgestaltungen.
7a bis 7c zeigen schematisch erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen in weiteren bevorzugten Ausgestaltungen.
Ausführungsform(en) der Erfindung
In 1a ist schematisch ein Steuergerät 10 dargestellt, welches einen Mikrocontroller 15 zur Steuerung, d.h. zum Öffnen und Schließen eines Schalters 20 umfasst. Weiterhin ist ein Linearventil 40 dargestellt, das von einer Systemspannung U_Sys, bspw. einer Batteriespannung in einem Kraftfahrzeug, mit Spannung versorgt wird. In Reihe dazu ist des Schalters 20 geschaltet, womit das Linearventil 40 aus- und eingeschaltet werden kann. Zudem ist eine Zenerdiode 25 parallel zum Schaltelement 20 angeordnet.
Weiterhin ist eine Freilaufdiode 30 parallel zum Linearventil 40 geschaltet, wodurch ein Induktionsstrom i_L, der sich beim Öffnen des Schaltelements einstellt, fließen kann. Eine an dem Schalter 20 abfallende Spannung ist mit U bezeichnet.
In 1b ist schematisch ein Steuergerät 10 dargestellt, welches einen Mikrocontroller 15 zur Steuerung, d.h. zum Öffnen und Schließen eines Schalters 20 umfasst. Weiterhin ist ein Schaltventil 50 dargestellt, das von einer Systemspannung U_Sys, bspw. einer Batteriespannung in einem Kraftfahrzeug, mit Spannung versorgt wird. In Reihe dazu ist der Schalter 20 geschaltet, womit das Schaltventil 50 aus- und eingeschaltet werden kann. Zudem ist eine Zenerdiode 25 parallel zum Schalter 20 angeordnet.
Im Gegensatz zu der in 1a gezeigten Schaltung ist hier keine Freilaufdiode vorgesehen, ein Induktionsstrom i_L fließt hier durch die Zenerdiode 25. Eine an dem Schalter 20 abfallende Spannung ist mit U bezeichnet
In 2a sind die Verläufe von Induktionsstrom i_L und Spannung U über die Zeit beim Betrieb einer Schaltung mit Linearventil gemäß 1a gezeigt. Wie bereits eingangs erwähnt, wird ein Linearventil gepulst betrieben. Wenn das Schaltelement geschlossen ist, beträgt die daran abfallende Spannung U Null und der Induktionsstrom i_L steigt dabei an. Wird das Schaltelement geöffnet, weist die Spannung U den Wert der Systemspannung U_Sys auf und der Induktionsstrom i_L fällt wieder. Insgesamt ergibt sich durch eine Zirkulation durch die Freilaufdiode somit ein Verlauf des Induktionsstroms i_L, der in gewisser Näherung konstant ist und somit kaum Verlustleistung im Steuergerät 10 hervorruft.
In 2b sind die Verläufe von Induktionsstrom i_l und Spannung U über die Zeit beim Betrieb einer Schaltung mit Schaltventil gemäß 1b gezeigt. Bei geschlossenem Schaltventil fällt daran keine Spannung ab und die Spannung U weist den Wert Null auf. Der Induktionsstrom i_L steigt nach dem Schließen des Schaltventils an und bleibt dann konstant. Beim Öffnen des Schalters 20 wird durch Induktion eine hohe Spannung erzeugt, die an dem Schaltelement abfällt. Der Wert der Spannung U wird dabei durch eine Durchbruchspannung der Zenerdiode 25 festgelegt. Bspw. liegt dieser Wert in einem Bereich von 30 bis 70 V, um einen schnellen Abbau zu gewährleisten. Der Induktionsstrom i_L wird dabei schnell über die Zenerdiode 25 abgebaut, wie im Zeitabschnitt 70 zu sehen. Nachteilig ist hierbei, dass durch den Abbau des Induktionsstroms i_L an der Zenerdiode 25 eine hohe thermische Belastung im Steuergerät 10 auftritt, da vorhandene Energie lediglich in Wärme gewandelt wird. Nachdem der Induktionsstrom i_L abgebaut ist, fällt an dem Schalter nur noch die Systemspannung U_Sys ab.
In 3 ist schematisch eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 100 in einer bevorzugten Ausgestaltung gezeigt, die sich zur Durchführung eines erfindungsgemäßen Verfahrens eignet. Im Folgenden werden die Schaltungsanordnung sowie das Verfahren übergreifend beschrieben.
Beispielhaft sind drei induktive Lasten L1, L2, L3, bei denen es sich bspw. um Spulen von Schaltventilen, wie eingangs erwähnt, handeln kann, gezeigt, die jeweils an die Schaltungsanordnung 100 angebunden sind. Bei den Schaltventilen wiederum kann es sich bspw. um Kraftstoffinjektoren für eine Brennkraftmaschine eines Kraftfahrzeugs oder aber auch andere Ventile zur Regulierung von Fluidflüssen handeln. In einem Kraftfahrzeug gibt es generell verschiedene, insbesondere hydraulisch betätigte, Steller, deren Hydraulikfluidfluss über solche Schaltventile verstellt wird. Dazu zählen bspw. die Nockenwellensteuerung, die Niveauregulierung, die Servolenkung, oder der Bremsdruck. Auch mobile Arbeitsmaschinen, wie Baumaschinen oder Erntemaschinen, verfügen vielfach über hydraulische Ventile, die angesteuert werden.
Die Anbindung erfolgt dabei jeweils über eine Diode, über welche die Induktionsströme i_L1, i_L2, i_L3 jeweils nach Abschalten eines Low-Side-Schalters, bspw. eines Schalters 20 wie in 1b gezeigt, auf die Schaltungsanordnung geleitet wird. Die Induktionsströme i_L1, i_L2, i_L3 addieren sich dabei in der Schaltungsanordnung 100 zu dem Schnelllöschstrom i_in.
Die drei induktiven Lasten L1, L2, L3 sind dabei über Dioden parallel an den Kondensator C angebunden, welcher geladen wird, wenn der Schnelllöschstrom i_in größer ist als ein Entladestrom i_out, welcher der Strom ist, der letztlich über eine Induktivität L, einer sog. Entladedrossel, die Schaltungsanordnung 100 in ein elektrisches System 110, bspw. ein Bordnetz eines Kraftfahrzeugs, verlässt. Der Entladestrom i_out fließt dabei nur, wenn das Schaltelement T, bevorzugt ein MOSFET, auch als High-Side-Schalter bezeichnet, geschlossen ist.
Über die Induktivität L und die Freilaufdiode D_L wird die Energie aus C durch Taktung des Schaltelements T in das Niederspannungssystem 110 umgeladen.
Wird das Schaltelement T eingeschaltet, so steigt der Strom i_out induktiv verzögert in der Induktivität L an, die Freilaufdiode D_L ist gesperrt und es fließt kein Strom durch diese. Wird das Schaltelement T dann abgeschaltet, treibt die Induktivität L den Strom weiter, welcher dann durch die Freilaufdiode D_L fließt und dabei wieder abnimmt, bis das Schaltelement T wieder einschaltet.
Der Strom i_out wird über drei Pfade 111, 112, 113 in das elektrische System 110 eingespeist. Die drei Pfade 111, 112, 113 sind dabei jeweils über eine Diode an die Schaltungsanordnung 100 angebunden. Über diese Dioden werden die Pfade voneinander soweit elektrisch entkoppelt wie aus Systemsicht erforderlich. Der im Pfad 112 parallel geschaltete Widerstand kann dazu dienen, eine zusätzliche Spannungsquelle U_bias zu ersetzen, insofern der notwendige Entkopplungsgrad zwischen den einzelnen Pfaden noch gegeben ist.
Der Kondensator C wird über die Spannungsquelle U_bias, die mit Einschalten des Systems zur Verfügung steht, über eine zugehörige Diode und einen zugehörigen Widerstand (zur Strombegrenzung), definiert so hoch und schnell vorgeladen, dass eine Diagnose der an die Schaltungsanordnung 100 angebundenen Low-Side-Schalter keine falschen Fehler erkennt. Ohne die Spannungsquelle U_bias würden bei Einschalten des Systems Diagnosestromquellen der angebundenen Low-Side-Schalter den Kondensator C laden, was zur fälschlichen Erkennung eines Kurzschlusses nach Masse führen könnte.
Der Ladestrom i_C des Kondensators C ist dabei gegeben als i_C ≈ i_in – i_out, ein kleiner Teil des Stromes fließt dabei auch über die Blöcke 120, 140 und 150 der Schaltungsanordnung 100 ab. Die Spannung U_C über den Kondensator ist eine schaltungsanordnungsinterne, transiente Klemmspannung.
Bei geschlossenem Schaltelement T ist ein Gradient, mit dem U_C ansteigt, nur von dem Schnelllöschstrom i_in abhängig gemäß dU_C/dt = i_in/C. Bspw. ergibt sich bei C = 4.4 µF und i_in = 2A der Gradient dU_C/dt zu dU_C/dt = 455 mV/µs. Dabei ist dU_C/dt ein wichtiger Parameter für die Dimensionierung der Induktivität L in Hinblick auf ihre maximal zulässige Induktivität.
Der Block 140 regelt linear eine Versorgungsspannung U_drv über einem Puffer-Kondensator C_HS für einen als sog. Push-Pull High-Side Gate-Treiber ausgebildeten Treiber 150. Bis auf eine hier zusätzlich eingefügte Zenerdiode ZD2 entspricht der Block 140 einer gewöhnlichen, bekannten, einfachen Schaltung eines linearen Spannungsreglers, in der die Zenerdiode ZD1 eine Nennspannung von U_drv maßgeblich bestimmt.
Der High-Side Gate-Treiber 150 für das Schaltelement T besteht aus zwei hintereinander geschalteten Push-Pull-Treibern, die für ein schnelles Ein- und Abschalten des Schaltelements T sorgen. Die Energie zum Aufsteuern des Schaltelements T wird ausschließlich durch die schnellzulöschende induktive Last bereitgestellt, so dass ein einzelner Fehler, d.h. entweder der Transistor T_CH in Block 140 ist dauerhaft leitend oder der Transistor T4 im weiteren Schaltelement 130 ist dauerhaft leitend, nicht dazu führt, dass das Schaltelement T im Ruhezustand der induktive Lasten bzw. im Ruhezustand des elektrischen Systems unkontrolliert einschaltet. Theoretisch könnte das Gate des Schaltelement T direkt durch den Transistor T4 ohne den Treiber 150 angesteuert werden. Hierbei wäre dann aber nicht mehr die Eigensicherheit gegeben und insbesondere würde das Schaltelement T aufgrund seiner hohen Gatekapazität über einen wie im Treiber 150 dargestellten Widerstands-Spannungsteiler nicht genügend schnell ein- und ausgeschaltet werden mit der Folge eines unpräzisen Spannungsverlaufs und hoher Schaltverluste im Schaltelement T.
Über einen PNP-Leistungs-Transistor T_CH wird der Puffer-Kondensator C_HS ungefähr auf die durch ZD1 vorgegebene Spannung geladen und gehalten, der Widerstand R_CH beeinflusst maßgeblich den Ladestrom. Ein Ladevorgang des Puffer-Kondensators C_HS findet erst statt, wenn ein Strom durch ZD2 fließt, beziehungsweise U_drv kann erst erreicht werden, wenn U_C größer als die Durchbruchspannung von ZD1 plus der von ZD2 ist.
Der analoge Block 120 ist verantwortlich für einen sägezahnförmigen Spannungsverlauf (siehe hierzu auch 5). Für seine Funktion ist der Block 120 auf eine Referenzspannung U_ref über der Zenerdiode Z_ref angewiesen. Diese kann bspw. eine diskrete Zenerdiode sein oder auch eine Zenerdioden-Struktur, integriert im Low-Side-Schalter, der die Lasten schaltet.
Das weitere Schaltelement 130 wertet das analoge Signal aus Block 120 auf eine High- und Low-Schwelle aus und steuert gemäß Auswertung den Treiber 150 so an, dass bei Überschreiten der High-Schwelle das Schaltelement T eingeschaltet wird und beim Unterschreiten der Low-Schwelle wieder abgeschaltet wird.
Zur Auswertung des analogen Signals aus Block 120 kommt zur Erhöhung der Störungssicherheit ein Schmitt-Trigger-Puffer 131 zum Einsatz. Die Eingangshysterese verhindert, dass Störungen im Signal aus Block 120 zu einem unkontrollierten Ansteuern des Treibers 150 führen. Anstelle es Schmitt-Trigger-Puffers 131 kann bspw. auch eine beliebige Schaltung mit oder ohne Hysterese verwendet werden, die das analoge Signal aus Block 120 auf eine High- und Low-Schwelle auswertet und den Treiber 150 ansteuert.
Der Block 160 stellt gepuffert eine Versorgungsspannung für den Schmitt-Trigger-Puffer 131 in dem weiteren Schaltelement 130 zur Verfügung. Durch eine geeignete Dimensionierung des Versorgungs-Kondensators C_US zusammen mit der Diode D_US wird sichergestellt, dass bei unkontrolliertem Abschalten des übergeordneten Systems, d.h. Spannung U_S fällt auf 0V, noch genügend Energie für den Schmitt-Trigger-Puffer 131 zur Verfügung steht und diese nicht ins übergeordnete System zurückfließt, so dass die Schaltungsanordnung 100 genügend lange weiterarbeiten kann, bis die induktive Energie aller in diesem unkontrolliertem Fall plötzlich abgeschalteten Lasten gelöscht ist.
In den 4a bis 4c sind Zyklen eines Klemmvorgangs gezeigt, die bei einem erfindungsgemäßen Verfahren, insbesondere in Block 120 der Schaltungsanordnung 100, durchschritten werden. Dabei werden vier Phasen P1, P2, P3, P4 während eines einzelnen Zyklus durchlaufen. Es sind jeweils die Spannung U_C am Kondensator, die Spannung U_cT1 an den Widerständen R3, R4 in Block 120 sowie eine Verlustleistung P_T1 in T1 über der Zeit dargestellt.
In 4a ist einer der ersten Zyklen eines Klemmvorgangs dargestellt. Phase P1 stellt die Ladephase von C während eines Spannungsanstiegs von U_C dar, wobei dU_c/d t > 0 und U_c < U_ref gilt. Solange dU_C/dt positiv ist und die Referenzspannung U_ref noch nicht überschritten ist, wird der als Basis-Kollektor Kondensator ausgebildete weitere Kondensator C_T über die Widerstände R1, R3, R4 auf U_bcT1 ≈ U_C geladen. Das T1-Kollektor-Potential U_cT1 bleibt während dieses Vorgangs auf nahezu 0 V.
Dabei ist anzumerken, dass die Widerstände R1, R2 und R4 so dimensioniert sein müssen, dass weder der von dem durch den weiteren Kondensator C_T (bevorzugt mit einer Kapazität von einigen wenigen 10 pF) von Kontakt b nach Kontakt c fließenden transienten Ladestrom i_CT (mit i_CT ≈ C_T·dU_C/dt) verursachte Spannungsabfall über R1 den Transistor T1 aufsteuert, noch die High-Schwelle eines Schmitt-Trigger-Puffers 131 im weiteren Schaltelement 130 über den Spannungsabfall über R4 überschritten wird.
Phase P2 stellt das Einschalten von T1 dar, wobei U_C > U_ref und U_ecT1 > U_ebT1 gilt. Mit einem weiterem Ansteigen von U_C beginnt die Zenerdiode Z_ref über R1 und R2 merklich Strom zu leiten, so dass bei genügend hoher Emitter-Kollektor-Spannung, d.h. einem Spannungsabfall über R1, der Transistor T1 aufzusteuern beginnt und über den Spannungsteiler R3, R4 die Spannung U_cT1 steigt.
T1 geht in dieser Phase noch nicht in Sättigung (Sättigung wird erst erreicht, wenn U_ecT1 ≈ U_ebT1). Der Kondensator C_T (bei U_beT1 > 0 V) steuert den Anstieg der Spannung U_cT1 durch einen Entladestrom (über die parallelen Widerstände R1, R2). Damit wirkt der Kondensator C_T dem Einschaltvorgang entgegen (Gegenkopplung) und verringert den Gradienten des Spannungsanstiegs von U_cT1. Der Spannungsteiler R3, R4 ist so ausgelegt, dass bereits kurz nach dem Aufsteuern von T1 die High-Schwelle des Schmitt-Trigger-Puffers 131 erreicht wird und infolgedessen letztendlich der über das Schaltelement T geschaltete Strom in der Induktivität L mit einem Gradienten von di_L/dt = U_L/L ansteigt.
Ob der durch die Induktivität L (ab-)fließende Strom einem weiteren Spannungsanstieg von U_C entgegenwirkt, hängt primär vom aktuellen Löschstrom i_L, der Induktivität L und der Systemspannung im elektrischen System 110 ab. Wird durch den durch die Induktivität L abfließenden Strom ein weiterer Anstieg von U_C verhindert, so wird die folgende Phase P3 nicht durchschritten und der Block 120 geht in eine verkürzte Phase P4.
Je größer der Wert der Kapazität des weiteren Kondensators C_T ist, desto größer ist die Einschaltgegensteuerung. Das Gegensteuern führt effektiv zu einer Einschaltverzögerung des Schaltelements T und in Folge zu höheren Überschwingern von U_C. Mit Wahl eines niedrigen Widerstandwertes für R2 (<< R1) kann man die beim Einschalten unerwünschte Einschaltverzögerung gering halten. Eine Abschaltverzögerung ist hingegen erwünscht (siehe Phase P4).
Phase P3 stellt den Transistor T1 eingeschaltet und in Sättigung in der Zeit von U_C ≥ U_ref und U_ecT1 ≤ U_ebT1 bis U_C < U_ref dar. In dieser Phase ist T1 mit sehr geringer Emitter-Kollektor-Spannung eingeschaltet, der Basisstrom ist hoch, der Entladestrom durch des in Phase P2 zuvor eingeschalteten Schaltelements T steigt weiter an. Solange der durch das Schaltelement T fließende Strom i_out (in seinem Anstieg durch die Induktivität bestimmt) nicht größer ist als der hineindrückende Löschstrom i_in, steigt U_C weiter an. Der Basisstrom und seine Basisspeicherladung nehmen zu, weil U_ebT1 ansteigt, und der weitere Kondensator C_T, in Funktion eines Gegenkoppelkondensators, wird weiter negativ geladen (U_bcT1 < 0 V).
Ist der durch das Schaltelement T fließende Strom i_out dann größer als der hineindrückende Löschstrom i_in, beginnt U_C zu fallen. Der Basisstrom nimmt ab und U_C unterschreitet dann U_ref, wobei der Transistor T1 jedoch aufgrund seiner Basisspeicherladung weiter in Sättigung eingeschaltet bleibt, bis die Speicherladung abgebaut ist.
Je höher der vorherige obere Scheitelwert von U_C war, desto größer ist die Speicherladung, und folglich bleibt das Schaltelement T umso länger in Sättigung eingeschaltet und U_C entlädt sich auf einen tieferen Wert.
Phase P4 stellt das Abschalten von T1 in der Zeit von U_C < U_ref und U_ecT1 > U_ebT1 bis U_C < U_ref dar. Sobald die Speicherladung in Phase P3 abgebaut wurde, fängt T1 an zu sperren, da die Zenerdiode Z_ref sperrt. Beim Abschalten sinkt die Spannung U_cT1 und der weitere Kondensator C_T wird dabei über die Widerstände R1, R3, R4 in Reihe geladen.
Der durch den weiteren Kondensator C_T fließende Ladestrom wirkt dem Abschalten entgegen, so dass mit einer Verzögerung die Low-Schwelle des Schmitt-Trigger-Puffers 131 erreicht wird. Die Dauer der Phase P4 wird maßgeblich durch den Wert von C_T·(R1 + R3 + R4) beeinflusst.
In 4b ist ein Zyklus dargestellt, der einige Zyklen nach dem Zyklus aus 4a auftritt. Wie oben erwähnt, ist die Phase P3 hier bereits deutlich kürzer ausgeprägt. In 4c schließlich, einem noch späteren Zyklus, ist die Phase P3 bereits verschwunden. Zudem ist den 4a bis 4c die geringe Verlustleistung beim Entlade- bzw. Löschvorgang bei Anwendung eines erfindungsgemäßen Verfahrens zu entnehmen.
In 5 ist ein Verlauf der Spannung U_Cl über der Zeit t dargestellt, wie er bei Anwendung eines erfindungsgemäßen Verfahrens beim Entladen einer induktiven Last auftritt (vgl. auch 3). Der Ausschnitt 70 entspricht dem Zeitabschnitt 70 in 2b und basiert auf einer Simulation mit einer induktiven Last von 38 mH (und 10 Ohm) bei einer Systemspannung von 18 V. Es ist deutlich die bereits erwähnte Sägezahnform des Spannungsverlaufs zu sehen, ebenso wie die ansteigende untere Spannungsschwelle bei konstanter oberer Spannungsschwelle.
In den 6a und 6b sind zwei weitere bevorzugte Ausgestaltungen des Blocks 160 aus 3 schematisch dargestellt. In 6a wird bspw. der Versorgungs-Kondensator C_US über eine Transistorschaltung versorgt (anstatt über eine Diode), die bei unkontrolliertem Abschalten des Systems rückwärtssperrend abschaltet und ein Entladen des Versorgungs-Kondensators C_US nach U_S verhindert.
Diese Ausgestaltung erfordert zusätzlich das Eingangssignal RST. RST ist ein Systemsignal (RESET), welches den Status des übergeordneten Systems anzeigt. Befindet sich das System im normalen Betriebszustand, so ist bspw. RST = HIGH, so dass die gezeigten Transistoren einschalten. Verlässt das System seinen normalen Betriebszustand, so ist bspw. RST = LOW, so dass die gezeigten Transistoren abschalten und somit verhindert wird, dass die in im Versorgungs-Kondensator C_US gespeicherte Energie nach U_S zurückfließt.
Vorteil dieser Ausgestaltung ist, dass die Spannung von U_CC gleich hoch wie U_S ist, jedoch produktions-, temperatur- und lastbedingt genauer ist. Die höhere Genauigkeit von U_CC bedingt, dass die High- und Low-Schwellen des Schmitt-Trigger-Puffers 131 stabiler bleiben.
In 6b bspw. beinhaltet der Block 160 einen Spannungsregler SUP, der U_CC bereitstellt und sich aus der Spannung U_C am Kondensator C versorgt, so dass eine Versorgungsspannung U_S überflüssig wird. Diese Ausgestaltung eignet sich besonders für eine ASIC-Integration. Erforderliche Designmerkmale von SUP sind bspw., dass seine Start-Dynamik schnell genug ist, um U_CC bereitzustellen, bevor U_C die Referenzspannung U_ref überschreitet und dass der Spannungsregler, wenn U_C kleiner oder gleich der maximal möglichen Ruhespannung des elektrischen Systems ist, nicht aktiv ist und dabei nur sehr geringe Leckströme aufweist.
In den 7a bis 7c sind schematisch weitere bevorzugte Ausgestaltungen einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 100, insbesondere mit einem ASIC, also einer anwendungsspezifischen integrierten Schaltung, schematisch dargestellt.
In 7a ist eine Integration aller Halbleiterkomponenten und kleinerer Kapazitäten der Schaltungsanordnung 100 in einen ASIC 200 dargestellt, wobei zwei Ausgänge für Pfade 111, 112 zum elektrischen System und vier Eingänge für induktive Lasten L1, L2, L3, L4 vorgesehen sind. Nur die Induktivität L und die größeren Kapazitäten C und C_HS werden diskret außerhalb des ASICs beigestellt.
Die Anzahl von vier Eingängen für induktive Lasten (Low-Side-Eingänge) und zwei Ausgängen für die Pfade 111, 112 wurde hier beispielhaft gewählt. Wie viele Eingänge und Ausgänge in den ASIC 200 integriert werden, hängt von den Zielsystemen und dem Package des ASICs ab. Es besteht jedoch die Möglichkeit, wie in 7a dargestellt, bei Bedarf sowohl weitere Low-Side-Eingänge, bspw. L5, über zusätzliche, externe Dioden direkt an den Kondensator C zu koppeln, als auch weitere Pfade zum elektrischen System, bspw. 113, über zusätzliche, externe Dioden direkt an die Induktivität L zu koppeln.
Vorteile dieser Ausgestaltung mit einer ASIC-Integration sind ein minimaler Platzbedarf, eine Optimierung der Verlustleistung bzw. eine Erhöhung des Wirkungsgrades und dass die Sägezahnform wesentlich weniger toleranzbehaftet und weniger temperaturabhängig gegenüber einem diskretem Aufbau ist.
In 7b ist eine Ausgestaltung ähnlich der in 7a gezeigt, mit dem Unterschied, dass der Block 160 nicht in den ASIC 201 integriert, sondern von außen angebunden ist.
Vorteile dieser Ausgestaltung gegenüber der in 7a gezeigten sind, dass das ASIC-Design unabhängig von der Systemruhespannung ist und dass geringere Leckströme auftreten. Allerdings sind zusätzliche Komponenten außerhalb des ASICs und ein zusätzlicher ASIC-Anschluss (Pin) erforderlich.
In 7c ist eine Ausgestaltung ähnlich der in 7b gezeigt, mit dem Unterschied, dass der weitere Kondensator C_T nicht in den ASIC 202 integriert, sondern von außen angebunden ist.
Zweck dieser Ausgestaltung ist, dass der als Gegenkopplungskondensator genutzte weitere Kondensator C_T verändert werden kann, um die Schaltfrequenz des sägezahnförmigen Spannungsverlauf anzupassen, bzw. dass die Möglichkeit gegeben ist, den Kondensator C und die Induktivität L auf verschiedene System-Applikationen (Anzahl der induktiven Lasten, Systemspannung 24 V/12 V, Höhe der Löschströme bzw. der Löschleistungen) anzupassen und dabei eine EMV-gerechte, funktionale Schaltfrequenz zur erreichen.

Claims

Verfahren zum Entladen wenigstens einer induktiven Last (L1, L2, L3) in ein elektrisches System (110), wobei die induktive Last (L1, L2, L3) in einen Kondensator (C) entladen wird; wobei der Kondensator (C) über ein Schaltelement (T) in das Niederspannungssystem (110) entladen wird, während das Schaltelement (T) geschlossen ist; und wobei das Schaltelement (T) abwechselnd geschlossen und geöffnet wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Schaltelement (T) geschlossen wird, wenn eine Spannung (U_C) an dem Kondensator einen Referenzwert (U_ref) überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei der Referenzwert (U_ref) größer ist als eine Spannung, mit der das elektrische System (110) betrieben wird, und/oder wobei das elektrische System (110) ein Bordnetz umfasst.
Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, wobei das Schaltelement (T) geöffnet wird, wenn die Spannung (U_C) an dem Kondensator (C) den Referenzwert (U_ref) unterschreitet und nachdem daraufhin ein weiterer Kondensator (C_T), der bei geschlossenem Schaltelement (T) und überschrittenem Referenzwert (U_ref) über den Kondensator (C) geladen worden ist, entladen worden ist.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Kondensator (C) über eine Induktivität (L) nach dem Schaltelement (T) in das elektrische System (110) entladen wird.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei eine für einen Treiber (150) zum Schließen und Öffnen des Schaltelements (T) erforderliche Energie aus der wenigstens einen induktiven Last (L1, L2, L3) bezogen wird.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei eine Spannungsversorgung für ein weiteres Schaltelement (130) zum Ansteuern des Treibers (150) über einen Versorgungs-Kondensator (C_US), der von einem übergeordneten System rückwärtssperrend versorgt wird oder über den Kondensator (C) erfolgt.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Kondensator (C) in einen oder mehrere voneinander entkoppelte Pfade (111, 112, 113) des elektrischen Systems (110) entladen wird.
Schaltungsanordnung (100) zum Entladen wenigstens einer induktiven Last (L1, L2, L3) in ein elektrisches System (110), aufweisend einen Kondensator (C), ein Schaltelement (T), eine Induktivität (L), einen weiteren Kondensator (C_T), einen Treiber (150) zum Schließen und Öffnen des Schaltelements (T) und ein weiteres Schaltelement (130) zum Ansteuern des Treibers (150); wobei ein Anschluss des Kondensators (C) mit der wenigstens einen induktiven Last (L1, L2, L3) und über das Schaltelement (T) und die Induktivität (L) über einen oder mehrere voneinander entkoppelte Pfade (111, 112, 113) mit dem elektrischen System (110) verbunden ist; und wobei ein Anschluss des weiteren Kondensators (C_T) mit dem Anschluss des Kondensators (C) und dem weiteren Schaltelement (130) verbunden ist.
Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 9, wobei die wenigstens eine induktive Last (L1, L2, L3) über eine Diode an den Anschluss des Kondensators (C) angeschlossen ist und/oder wobei der eine oder die mehreren Pfade (111, 112, 113) jeweils über eine Diode an die Induktivität (L) angeschlossen sind.
Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 9 oder 10, wobei die Induktivität (L) und der Kondensator (C) an einen ASIC (200, 201, 202) angeschlossen sind, wobei der ASIC (200, 201, 202) die restlichen Komponenten der Schaltungsanordnung umfasst und wobei der ASIC (200, 201, 202) Anschlüsse für wenigstens eine induktive Last (L1, L2, L3, L4) und für den einen oder die mehreren Pfade (111, 112, 113) aufweist.
Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 10, wobei die Induktivität (L), der Kondensator (C) und der weitere Kondensator (C_T) an einen ASIC (202) angeschlossen sind, wobei der ASIC (202) die restlichen Komponenten der Schaltungsanordnung umfasst und wobei der ASIC (202) Anschlüsse für wenigstens eine induktive Last (L1, L2, L3, L4) und für den einen oder die mehreren Pfade (111, 112, 113) aufweist.
Schaltungsanordnung (100) nach Anspruch 11 oder 12, wobei am Kondensator (C) außerhalb des ASIC (200, 201, 202) ein Anschluss für eine weitere induktive Last (L5) vorgesehen ist und/oder wobei an der Induktivität (L) außerhalb des ASIC (200, 201, 202) ein Anschluss für einen weiteren Pfad (113) zur Verbindung in das Niederspannungssystem (110) vorgesehen ist.
Verwendung einer Schaltungsanordnung (100) nach einem der Ansprüche 9 bis 13 zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8.