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Die Erfindung bezieht sich auf ein Radargerät zur Messung des Füllstands eines Materials in einem Behälter und umfasst eine Elektronikeinheit, wobei die Elektronikeinheit dazu dient, ein Übertragungssignal zu erzeugen und ein empfangenes Signal zu verarbeiten, wobei das empfangene Signal einen reflektierten Teil des Übertragungssignals enthält, und wobei der reflektierte Teil von der Oberfläche eines Materials, dessen Distanz zu messen ist, reflektiert wird.
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Viele Anwendungen, bei denen der Füllstand eines Materials in einem Behälter oder Tank gemessen wird, erfordern, dass der Füllstand mit einem hohen Maß an Genauigkeit und/oder Präzision bestimmt wird. So müssen beispielsweise in der Pharma- oder in der Lebensmittel- und Getränkeindustrie die Flüssigkeitsmengen für Reaktionsprozesse präzise bestimmt werden. Ebenso ist in der Öl- und Gasindustrie eine genaue Bestimmung des in den Behältern befindlichen Materials erforderlich, wenn z. B. der Zahlungsverkehr auf der präzisen Materialmenge basiert, die den Besitzer wechseln soll.
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Eine von vielen Methoden zu Bestimmung des Füllstands eines Materials in einem Behälter besteht darin, radarbasierte Messgeräte einzusetzen. Radarbasierte Messgeräte gibt es zwar in zahlreichen Ausführungen, allerdings lassen sie sich allgemein in zwei Gruppen unterteilen. Diese Gruppen werden oft als ”frei abstrahlende” bzw. ”geführte” Geräte bezeichnet.
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Ein Messgerät im Sinne der vorliegenden Erfindung ist nicht dahingehend zu verstehen, dass es sich dabei ausschließlich um eine Einheit aus Hardware-Komponenten handeln könnte; vielmehr kann es sich auch um ein System aus räumlich getrennten Einheiten handeln. Ein Messgerät kann einen Transducer und einen Transmitter (Messumformer) umfassen, wobei der Transducer dazu dient, eine Prozessvariable – wie z. B. den Füllstand eines Materials in einem Tank – in ein elektrisches Signal zu konvertieren, und der Transmitter dazu dient, dieses elektrische Signal abzufragen und zu verarbeiten, um einen Wert für die Prozessvariable zu erzeugen, der der zu messenden physischen Situation entspricht. Der Transmitter kann je nach Fall auch dazu dienen, den so bestimmten Prozesswert zur weiteren Verwendung zu übertragen und/oder zu speichern. Der Transducer umfasst im Allgemeinen einen Mikroprozessor oder einen Mikrocontroller und verschiedene andere elektrische und elektronische Schaltkreise.
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Der Transducer und der Transmitter können in einem einzelnen einheitlichen Gerät zusammen untergebracht oder räumlich getrennt angeordnet werden. Bei einer räumlichen Trennung wird ein Kommunikationsmittel wie z. B. ein kabelgebundenes oder ein drahtloses Kommunikationsmittel bereitgestellt. Es lässt sich nicht immer strikt zwischen Transmitter und Transducer unterscheiden, da der Transducer in einigen Fällen dazu dient, ein Messsignal vorab zu verarbeiten und manchmal sogar einen Mikroprozessor umfasst.
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Geführte Radarmessgeräte werden dazu verwendet, in solchen Anwendungen den Behälterfüllstand zu messen, in denen es von Vorteil ist, die übertragene Mikrowellenenergie rund um den Wellenleiter zu konzentrieren. Auf diese Weise können Signalverluste vermieden und der Energiebedarf reduziert werden. Das Übertragungssignal für ein geführtes Radarmessgerät umfasst im Allgemeinen elektromagnetische Impulse. Die Impulse werden wiederholt in regelmäßigen Zeitintervallen erzeugt. Die Zeit zwischen den Impulsen kann im Nanosekundenbereich liegen. Nach der Erzeugung werden diese Impulse auf einen Wellenleiter gekoppelt und entlang dieses Wellenleiters (z. B. ein Kabel oder ein Stab) in Richtung des Materials geführt, das gemessen werden soll. An der Materialtrennschicht kommt es zu einer plötzlichen Änderung der Dielektrizitätskonstante, wobei diese Änderung proportional zur Differenz zwischen der Dielektrizitätskonstante des Materials und der eines Übertragungsmediums ist, das sich zwischen dem Radarmessgerät und dem Material befindet und in der Regel gasförmig und insbesondere in der Regel Luft ist. Ein Teil der übertragenen Energie wird aufgrund der Impedanzänderung an dieser Materialtrennschicht reflektiert. Dieser reflektierte Teil eines jeden Impulses wird dann entlang des Wellenleiters zurück zum Radargerät geführt und erfasst.
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Es gibt verschiedene Mittel zur Erfassung dieses gepulsten Signals. Üblicherweise wird ein Verfahren verwendet, bei dem die reflektierten Impulse mit einem zweiten gepulsten Signal gemischt werden, das im Messgerät erzeugt wird. Dieses sekundäre gepulste Signal wird mit einer Wiederholungsrate erzeugt, die sich leicht vom ersten gepulsten Signal unterscheidet, um einen Stroboskopeffekt hervorzurufen, der es erlaubt, das empfangene gepulste Signal im Zeitbereich zu strecken.
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Dieses ”gestreckte” Signal kann dann mit einem Analog-Digital-Wandler erfasst werden, wobei der Wandler eine niedrigere Abtastrate aufweisen muss als normalerweise notwendig wäre, um die Impulse im Nanosekundenbereich zu erfassen. Die Füllstandmessung kann auf der Grundlage des Laufzeitverfahrens (Time of Flight) vorgenommen werden. Im Prinzip entspricht die Zeitverzögerung zwischen Übertragung und Empfang eines Impulses der Distanz zwischen dem Radarmessgerät und dem Material.
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Der Umfang der Änderung der Dielektrizitätskonstante an der Materialtrennschicht spielt eine kritische Rolle bei der Bestimmung der Signalstärke des reflektierten Teils jedes Impulses. Die Signalstärke nimmt ab, wenn der Umfang der Änderung der Dielektrizitätskonstante abnimmt. In Füllstandmessanwendungen, in denen das zu messende Material eine niedrige Dielektrizitätskonstante aufweist, muss die Stärke des übertragenen Signals entsprechend zunehmen, um sicherzustellen, dass der reflektierte Teil des Signals erkennbar bleibt. Um jedoch die Stärke des übertragenen Signals zu erhöhen, muss die Breite der erzeugten Impulse erhöht werden. Das hat den Nachteil, dass die Auflösung, mit der die Füllstandmessung durchgeführt werden kann, abnimmt. Die Auflösung und/oder Präzision der Füllstandmessung mit einem geführten Radarmessgerät hängt von der Schärfe der Impulse ab, die erzeugt und übertragen werden.
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In der US-Patentschrift
US2013/0231877 A1 wird ein Verfahren zur Auswertung der reflektierten Messimpulse eines elektromagnetischen Signals offengelegt, die z. B. entlang einer in einem Behälter angeordneten Koaxialsonde übertragen werden. Das Verfahren beinhaltet die Anwendung von Erwartungswerten auf die empfangenen Impulse, um festzustellen, welcher Impuls dem Füllstand entspricht, falls sich im Behälter eine Trennschicht befindet. Des Weiteren wird offengelegt, dass das offengelegte Verfahren in einem FMCW-Prozess auf das Spektrum der Zwischenfrequenz statt auf die Signalamplitude im Zeitbereich angewendet werden kann, um so den Füllstand eines Materials zu messen, das von mindestens einer Trennschicht überlagert wird. Die Genauigkeit der Messung wird dadurch erhöht, dass zuverlässig bestimmt wird, welcher Impuls dem Füllstand des Materials entspricht, und die Präzision der Messung wird erhöht, indem die Auswirkung der Trennschicht auf die Laufzeit des elektromagnetischen Signals berücksichtigt wird.
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Ziel der Erfindung ist es, ein geführtes Radarmessgerät bereitzustellen, das eine genaue und präzise Messung unabhängig von Signalstärken-Anforderungen durchführen kann.
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Das Ziel der Erfindung wird durch ein radarbasiertes Füllstandmessgerät zur Messung des Materialfüllstands in einem Behälter erreicht, das eine Elektronikeinheit umfasst; die Elektronikeinheit dient dazu, ein Übertragungssignal zu erzeugen und ein empfangenes Signal zu verarbeiten, wobei dieses empfangene Signal einen reflektierten Teil des Übertragungssignals enthält. Dieser reflektierte Teil wird von der Oberfläche des Materials, dessen Distanz gemessen werden soll, reflektiert, wobei die Elektronikeinheit einen Signalgenerator zur Erzeugung eines frequenzmodulierten Übertragungssignals und einen Prozessor umfasst, um das empfangene Signal mithilfe der im empfangenen Signal enthaltenen Phaseninformation zu verarbeiten. Des Weiteren umfasst das Radarmessgerät eine koaxiale Wellenleitersonde, wobei die koaxiale Wellenleitersonde dazu dient, das Übertragungssignal und das empfangene Signal zu führen. Das Verfahren wird in der Patentschrift
US 2013/0231877 A1 allgemein als auf das Zwischenfrequenzsignal in einem FMCW-Prozess anwendbar offengelegt; allerdings gibt es keine Offenlegung, wonach ein frequenzmoduliertes Signal entlang einer koaxialen Wellenleitersonde übertragen werden kann. Außerdem gibt es keinen Hinweis darauf, dass die Phaseninformation des empfangenen Signals, das von der koaxialen Wellenleitersonde geführt wird, dazu verwendet werden kann, die Genauigkeit und Präzision der Füllstandmessung zu erhöhen.
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Die Verwendung eines frequenzmodulierten Übertragungssignals erlaubt die Nutzung von Verfahren zur Verarbeitung von FMCW-Radarsignalen (FMCW = Frequency Modulated Continuous Wave), bei denen Genauigkeit und Präzision der Messung von der Stärke des Übertragungssignals weitgehend unabhängig sind. Ein FMCW-Radar in Kombination mit einer koaxialen Wellenleitersonde ist insbesondere deshalb vorteilhaft, weil die dispersiven Auswirkungen, die Anwendungen mit FMCW-Radartechniken für Füllstandmessanwendungen in der Regel begleiten, vollständig vermieden werden, da die koaxiale Wellenleitersonde TEM-Modi übertragen kann. Zudem erlaubt die Nutzung der im reflektierten Signal enthaltenen Phaseninformationen die Bestimmung des Füllstands in einem Behälter auf bis zu +/–0,5 mm des tatsächlichen Füllstands. Das ist zehnmal besser als alles, was zuvor möglich war.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung des radarbasierten Füllstandmessgerätes berechnet der Prozessor einen erwarteten Phasengang des empfangenen Signals in Abhängigkeit von der Distanz der Materialoberfläche. Der erwartete Phasengang kann anhand der Daten berechnet werden, die im Speicher der Elektronikeinheit gespeichert werden können, so z. B. Zeitverzögerungsfaktoren der verschiedenen Komponenten der Elektronikeinheit, Wellenlänge des erzeugten Übertragungssignals, Frequenzänderungsrate im frequenzmodulierten Übertragungssignal etc. Der erwartete Phasengang kann jedoch auch durch einen Kalibriervorgang bestimmt werden, bei dem die Distanz der Materialoberfläche im Behälter überwacht und der Phasengang bei variierenden Distanzen beobachtet wird. Im Allgemeinen kann der erwartete Phasengang für den gesamten Distanzmessbereich vom Prozessor anhand von zwei Kalibriermessungen berechnet werden. Die Berechnung des erwarteten Phasengangs gestaltet sich durch die Vermeidung der dispersiven Auswirkungen, denen sich FMCW-Radarsysteme normalerweise ausgesetzt sehen, wesentlich einfacher. Insbesondere kann die Berechnung in weniger Schritten durchgeführt werden, was die Verarbeitungsgeschwindigkeit der Elektronikeinheit vorteilhaft beschleunigt und/oder die Anforderungen der Elektronikeinheit an die Verarbeitungsleistung reduziert, sodass ein einfacherer und weniger kostenintensiver Prozessor eingesetzt werden kann.
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In einer Weiterentwicklung der vorteilhaften Ausgestaltung des radarbasierten Füllstandmessgerätes bestimmt der Prozessor die Phase des empfangenen Signals bei einem Frequenz-Maximum des empfangenen Signals, wobei das Frequenz-Maximum der Distanz entspricht und der Prozessor diese so bestimmte Phase mit dem erwarteten Phasengang in der Distanz vergleicht.
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Das Ergebnis dieses Vergleichs kann genutzt werden, um die Distanzmessung des Füllstandmessgeräts zu korrigieren. Da durch den Einsatz einer koaxialen Wellenleitersonde die dispersiven Auswirkungen vermieden werden, reduziert sich auch die Berechnungskomplexität, die mit der Bestimmung der Phase des empfangenen Signals einhergeht.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung des radarbasierten Füllstandmessgerätes entspricht eine Wellenimpedanz der koaxialen Wellenleitersonde einer Ausgangsimpedanz der Elektronikeinheit.
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In einer Weiterentwicklung der vorteilhaften Ausgestaltung des radarbasierten Füllstandmessgerätes wird die Wellenimpedanz durch die Anpassung des Innendurchmessers des äußeren Leiters der koaxialen Wellenleitersonde angepasst.
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In einer vorteilhaften Ausgestaltung des radarbasierten Füllstandmessgerätes bestimmt der Prozessor die Position des Frequenz-Maximums in einem Frequenzspektrum eines Zwischenfrequenzsignals durch Einstreuen zusätzlicher Frequenzpunkte zwischen den und/oder in der Nähe der erfassten Frequenzen, die durch die schnelle Fourier-Transformation des von einem Analog-Digital-Wandler der Elektronikeinheit erfassten Zwischenfrequenzsignals erzielt wurden, wobei diese erfassten Frequenzen entsprechende spektrale Amplituden umfassen, die größer als der vorgegebene Amplitudenschwellwert sind.
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In einer Weiterentwicklung der vorteilhaften Ausgestaltung des radarbasierten Füllstandmessgerätes führt der Prozessor eine diskrete Fourier-Transformation der erfassten Frequenzen und zusätzlichen Frequenzpunkte durch.
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In einer alternativen Weiterentwicklung der vorteilhaften Ausgestaltung des radarbasierten Füllstandmessgerätes wendet der Prozessor einen allgemeinen Goertzel-Algorithmus auf die erfassten Frequenzen und zusätzlichen Frequenzpunkte an.
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In einer Weiterentwicklung der Ausgestaltung des radarbasierten Füllstandmessgerätes bestimmt der Prozessor die Phase des Frequenz-Maximums, indem er den allgemeinen Goertzel-Algorithmus auf einen zusätzlichen Frequenzpunkt oder eine erfasste Frequenz im Frequenz-Maximum anwendet, wobei der Frequenzpunkt oder die erfasste Frequenz eine größere spektrale Amplitude umfasst als ein benachbarter Frequenzpunkt oder eine erfasste Frequenz.
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Die Erfindung wird nun mithilfe der folgenden Abbildungen genauer erläutert. Die Abbildungen zeigen:
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1: eine schematische Darstellung des geführten Radarmessgerätes
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2a, b: eine grafische Darstellung des Zwischenfrequenzsignals, das die Phaseninformation und die Amplitude eines Echosignals in Abhängigkeit von der Distanz enthält
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3: eine grafische Darstellung des Messfehlers in Abhängigkeit von der Distanz
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1 ist eine schematische Darstellung des geführten Radarmessgerätes 1. Eine Elektronikeinheit 2 wird gezeigt, die einen ersten funktionalen Block 3 umfasst, in dem ein linear zunehmendes Spannungssignal erzeugt wird. Dieses Signal dient als Eingabe für einen zweiten funktionalen Block 4, wobei ein Hochfrequenzoszillator ein linear zunehmendes frequenzmoduliertes Übertragungssignal TX auf der Basis des Eingangssignals erzeugt. Dieses Übertragungssignal TX wird an einen ersten Verteiler 5 ausgegeben. Das Übertragungssignal TX wird dann über ein Hochfrequenzkabel 6 an eine koaxiale Wellenleitersonde 7 gekoppelt. Die koaxiale Wellenleitersonde 7 erstreckt sich – wie dargestellt – bis in einen Behälter 8, der teilweise mit Material 9 gefüllt ist. Die koaxiale Wellenleitersonde 7 leitet das Übertragungssignal TX in einem TEM-Modus bis zur Materialtrennschicht 10, wo mindestens ein Teil des Übertragungssignals TX als empfangenes Signal RX reflektiert wird. Das empfangene Signal RX wird dann über die koaxiale Wellenleitersonde 7 und das Hochfrequenzkabel 6 zurückgeführt und durch einen zweiten Verteiler 11 in einen Mischer 12 eingeleitet. Im Mischer 12 wird das empfangene Signal RX mit dem Übertragungssignal TX, das kontinuierlich erzeugt wird, gemischt. Der Teil des Übertragungssignals,
der über den ersten Verteiler 5 zum Mischer 12 geleitet wird, wird als lokales Oszillatorsignal 10 bezeichnet. Aufgrund der Zeitverzögerung ΔT zwischen Übertragung und Empfang des frequenzmodulierten Signals TX, RX besteht eine Frequenzdifferenz Δf zwischen dem empfangenen Signal RX und dem lokalen Oszillatorsignal LO, die der gesamten Wegzeit ΔT des Übertragungs- und des empfangenen Signals (TX, RX) entlang der koaxialen Wellenleitersonde 7 entspricht. Die Ausgabe des Mischers 12 ist ein Signal, das diese Frequenzdifferenz Δf umfasst, die als Zwischenfrequenzsignal IF bezeichnet wird. Das Zwischenfrequenzsignal IF kann mithilfe eines Analog-Digital-Wandlers (A/D) erfasst werden; das Ergebnis hieraus ist ein digitales Zwischenfrequenzsignal IF.
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Die Wellenimpedanz der koaxialen Wellenleitersonde 7 und die Ausgangsimpedanz der Elektronikeinheit 2 werden abgestimmt, um die Effizienz der Signalkopplung in der koaxialen Wellenleitersonde 7 zu maximieren. Die Wellenimpedanz der koaxialen Wellenleitersonde 7 wird durch die räumlichen Abmessungen der koaxialen Wellenleitersonde 7 wie z. B. den Durchmesser d des inneren Leiters und den Durchmesser D des äußeren Leiters bestimmt. Für ein frequenzmoduliertes Übertragungssignal TX von ca. 6 GHz kann eine koaxiale Wellenleitersonde 7 verwendet werden, bei der der innere Leiter einen Durchmesser d von ca. 8 mm aufweist, der Innendurchmesser D des äußeren Leiters ca. 18 mm beträgt und der äußere Leiter ca. 2 mm dick ist.
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2a zeigt das Zwischenfrequenzsignal IF, das Phaseninformationen enthält, mit denen sich die Genauigkeit und/oder Präzision der Füllstandmessung erhöhen lässt. Die Phaseninformation kann anhand mehrerer Verfahren aus dem Zwischenfrequenzsignal IF extrahiert werden, wie z. B. in der Patentschrift
DE4407369 A1 offengelegt wird, in der die Phase mithilfe einer Quadraturdemodulation der empfangenen Impulse mit einer anschließenden Tiefpassfilterung bestimmt wird. Die gewünschte Phase wird anhand der Quadraturdemodulation bestimmt, indem die Bogentangente des Quotienten der 0°-Ausgangssignale und 90°-Ausgangssignale, die sich aus der Tiefpassfilterung und der Quadraturdemodulation ergeben, herangezogen werden.
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zeigt eine grafische Darstellung der Amplitude eines Echosignals in Abhängigkeit von der Distanz. Das Echo-Maximum X des gewünschten Signals ist durch ein ”x” gekennzeichnet. Das Echosignal entspricht dem Zwischenfrequenzsignal IF, das von einem Analog-Digital-Wandler (A/D) in einem FMCW-basierten Radarmessgerät 1 erfasst wurde.
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In einer bisher unveröffentlichten deutschen Patentschrift
DE 10 2013 105 019.0 , die von der Endress + Hauser GmbH + Co. KG am 16. Mai 2013 eingereicht wurde, und der entsprechenden PCT-Anmeldung
PCT/EP2014/058090 , die am 22. April 2014 eingereicht wurde, wird ein Verfahren offengelegt, um eine Spektralanalyse der Frequenzkomponenten des Zwischenfrequenzsignals IF vorzunehmen. Die Offenlegung der Anmeldung, insbesondere die Offenlegung in Verbindung mit den
bis
, wird explizit durch Verweisung in die Offenlegung der vorliegenden Patentanmeldung einbezogen und gilt als Teil derselben.
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Die Frequenzen von Radarübertragungssignalen TX können z. B. im Bereich von 4 GHz bis 100 GHz liegen. Die Änderung der Frequenz durch Modulation kann z. B. einige wenige Gigahertz betragen. Die Zeitspanne, in der die Frequenz moduliert wird, kann z. B. zwischen 0,1 ms und 5 ms betragen. Diese Spezifikationen dienen nur zur Veranschaulichung typischer Größen und sind nicht als Einschränkung der Erfindung zu verstehen.
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Das in dargestellte Zwischenfrequenzsignal IF kann anhand verschiedener Verfahren verarbeitet werden, um die Distanz der Oberfläche 10 des Materials 9 im Behälter 8 zu bestimmen. So kann z. B. durch Ermitteln des Amplitudendurchschnitts des erfassten Zwischenfrequenzsignals IF der DC-Teil des Signals entfernt werden. Dieser Durchschnitt kann dann vom Zwischenfrequenzsignal IF abgezogen werden. Anschließend kann eine Fensterung vorgenommen werden, bei der die erfassten Werte des Zwischenfrequenzsignals, dessen DC-Teil entfernt wurde, gewichtet werden, um bestimmte Effekte zu vermeiden, die auftreten können, wenn der Beobachtungsbereich eingeschränkt ist.
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Anschließend kann eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) des Echosignals vorgenommen werden, um ein reell wertiges zeitdiskretes Frequenzspektrum zu erhalten, wie in dargestellt, das ein Frequenz-Maximum X für jede im Zwischenfrequenzsignal IF enthaltene Frequenzkomponente enthält. Eine ungefähre Bestimmung der Position dieser Frequenz-Maxima X im Frequenzspektrum kann z. B. vorgenommen werden, indem das Ergebnis der schnellen Fourier-Transformation FFT mit einem vorgegebenen Schwellwert verglichen wird, um festzustellen, welche Frequenzen stark genug im Frequenzspektrum zum Ausdruck kommen, sodass sie den Schwellwert überschreiten.
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Eine genauere Bestimmung der Position der Frequenz-Maxima X kann mit einer Art von Interpolationsverfahren vorgenommen werden, um zusätzliche Punkte zum Frequenzspektrum hinzuzufügen, die nah zu diesen Frequenz-Maxima angesiedelt sind. Die Spektralamplitude dieser zusätzlichen Punkte kann mithilfe einer diskreten Fourier-Transformation DFT bestimmt werden, oder es kann ein allgemeiner Goertzel-Algorithmus angewendet werden. Dadurch kann die Auflösung im ungefähren Bereich der Frequenz-Maxima X verbessert werden. Der allgemeine Goertzel-Algorithmus hat den zusätzlichen Vorteil, dass die jeweiligen Phasen der zusätzlichen Punkte im Frequenzspektrum ebenfalls bestimmt werden. Eine Beschreibung des allgemeinen Goertzel-Algorithmus ist im
EURASIP Journal on Advances in Signal Processing 2012 2012:56, Sysel und Rajmic: "Goertzel algorithm generalized to non-integer multiples of fundamental frequency" zu finden. Diese Beschreibung des allgemeinen Goertzel-Algorithmus wird in vollem Umfang durch Verweis in die vorliegende Patentanmeldung einbezogen.
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In der an früherer Stelle bereits erwähnten deutschen Patentanmeldung
DE 10 2013 105 019 wird ein Algorithmus beschrieben, der dazu dient, weitere Frequenzpunkte zum Frequenzspektrum hinzuzufügen und die Spektralamplituden an diesen Frequenzen zu bestimmen, um die genaue Position der Frequenz-Maxima X im Frequenzspektrum festzustellen.
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Danach kann die Phase am Frequenz-Maximum X bestimmt werden. Da das Frequenzspektrum dem von Messgerät 1 zu messenden Distanzbereich entspricht, kann die Phase am Frequenz-Maximum mit dem erwarteten Phasengang des Echosignals in der Distanz, die Frequenz-Maximum X entspricht, verglichen werden. Die Differenz zwischen der erwarteten und der bestimmten Phase kann dann zur Korrektur der Distanzbestimmung genutzt werden. Dieses Verfahren erlaubt eine sehr präzise Bestimmung der Distanz.
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ist eine grafische Darstellung des Messfehlers in Abhängigkeit von der Distanz, wobei es sich bei dem Fehler um die Differenz zwischen der bestimmten Distanz und der tatsächlich überwachten Distanz handelt, die dem Füllstand eines Materials in einem Behälter entspricht. Wie in der Abbildung zu sehen ist, erlaubt der erstaunliche Effekt, der durch die Verwendung von FMCW-Radarverfahren in Kombination mit einer koaxialen Wellenleitersonde entsteht, die Bestimmung des Füllstands mit einem Fehler von weniger als ca. +/–0,5 mm. Dies entspricht einer Verbesserung von 1000% gegenüber der Messgenauigkeit von herkömmlichen Radarmessgeräten auf Basis von zeitbereichsreflektometrischen koaxialen Wellenleitersonden.
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Bezugszeichenliste
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- 1
- Geführtes Radarmessgerät
- 2
- Elektronikeinheit
- 3
- Erster funktionaler Block
- 4
- Zweiter funktionaler Block
- 5
- Verteiler
- 6
- Hochfrequenzkabel
- 7
- Koaxiale Wellenleitersonde
- 8
- Behälter
- 9
- Material
- 10
- Materialtrennschicht
- 11
- Zweiter Verteiler
- 12
- Mischer
- TX
- Übertragungssignal
- RX
- Empfangenes Signal
- LO
- lokales Oszillatorsignal
- IF
- Zwischenfrequenzsignal
- ΔT
- Zeitverzögerung
- Δf
- Frequenzdifferenz
- A/D
- Analog-Digital-Wandler
- X
- Frequenzecho-Maximum eines gewünschten Signals
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Zitierte Patentliteratur
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- US 2013/0231877 A1 [0010, 0012]
- DE 4407369 A1 [0029]
- DE 102013105019 [0031, 0036]
- EP 2014/058090 [0031]
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- EURASIP Journal on Advances in Signal Processing 2012 2012:56, Sysel und Rajmic: ”Goertzel algorithm generalized to non-integer multiples of fundamental frequency” [0035]
