DE102013218522A1

DE102013218522A1 - System oder ein Verfahren für das Messen einer Strömung eines Fluids oder eines Gases

Info

Publication number: DE102013218522A1
Application number: DE201310218522
Authority: DE
Inventors: Henning Max Hansen; Hans Schmidt-Hansen
Original assignee: AGENA AS
Current assignee: SCIENCE FLOW LAB A/S, DK; Lindab AB
Priority date: 2013-09-16
Filing date: 2013-09-16
Publication date: 2015-03-19
Also published as: DE102013218522A8

Abstract

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein System oder ein Verfahren, um die Strömung in einer Strömungsröhre zu messen, welche wenigstens zwei Ultraschall-Transducer aufweist. Es ist die Aufgabe der vorliegenden Anmeldung, die Strömung von Luft in einer Röhre mit einem oder mehreren Transducern zu messen, welche Strahlen aus Ultraschall senden, welche durch ein Mikrosteuerglied basierend auf einem elektronischen System gesteuert werden. Die Aufgabe kann erreicht werden, wenn das Mikrosteuerglied einen Vektor von Daten-Abtastwerten für jede Richtung des Sendens speichert, wobei der Vektor eine geeignete Anzahl von N Abtastwerten aufweist, welche einen Rahmen bilden, wobei das Mikrosteuerglied jeden Wert des Rahmens mit einer komplexen Zahl multipliziert, wobei das Mikrosteuerglied basierend auf dem Ergebnis die Strömung in dem Kanal berechnet. Mit der Erfindung entsprechend der vorliegenden Patentanmeldung kann eine effiziente Strömungsmessung der Luft, welche in einem Kanal strömt, erreicht werden.

Description

Bereich der Erfindung
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein System oder ein Verfahren für das Messen der Strömung eines Fluids oder eines Gases, wobei das System einen Strömungskanal aufweist, wobei der Strömungskanal wenigstens zwei Transducer bzw. Energieumsetzer aufweist wobei die Transducer wenigstens einen Strahl von Ultraschall in dem Strömungskanal erzeugen, wobei Sender-/Empfängerschaltungen über einen Sender-/Empfängerschalter einen Anschluss herstellen, wobei der Schalter in einer ersten Position die erste Sender-/Empfängerschaltung an eine Senderschaltung anschließt und die zweiten Transducer an eine Empfängerschaltung angeschlossen sind, wobei die Empfängerschaltung wenigstens ein Bandpassfilter aufweist, wobei das Bandpassfilter ferner an ein Mikrosteuerglied angeschlossen ist, wobei das Mikrosteuerglied einen Analog-zu-Digital-Wandler aufweist, wobei der Digitalwandler das analoge Signal in digitale Datenabtastwerte wandelt, welche wenigstens Übergangszeiten und eine Zeitdifferenz repräsentieren, wobei das Mikrosteuerglied die Datenabtastwerte in einem Speicher speichert.
Hintergrund der Erfindung
In der WO 2010/122117 wird ein Ventilations- bzw. Belüftungssystem veröffentlicht, wobei ein Ventilator Luft aus dem Äußeren eines Gebäudes oder einer ähnlichen geschlossenen Konstruktion für das Zirkulieren in ein Inneres des Gebäudes zieht und einen Lieferluftstrom über eine Ventilatoreinheit erzeugt, welche in der Lage ist, die Luft zu kühlen und zu erwärmen. Darüber hinaus kann die Ventilatoreinheit mit einer befeuchtenden/entfeuchtenden Einrichtung ausgestattet sein.
Ein Steuerglied steuert die Position eines Ventils oder indirekt die Geschwindigkeit des Ventilators, wodurch der Lieferluftstrom in Antwort auf ein Eingangssignal eingestellt wird, welches von einer Ultraschalleinrichtung empfangen wird, welche in dem Lieferluftkanal platziert ist, wobei die Ultraschalleinrichtung den Luftstrom und die Temperatur misst.
Aufgabe der Erfindung
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Anmeldung, die Strömung der Luft in einem Kanal durch einen oder mehrere Transducer zu messen, wobei die Strahlen des Ultraschalls übertragen werden, welche basierend auf einem elektronischen System durch ein Mikrosteuerglied gesteuert sind.
Beschreibung der Erfindung
Die Aufgabe kann erreicht werden, wenn die Senderschaltung und eine Empfängerschaltung durch einen Schalter gesteuert werden, wobei der Schalter ein kontinuierliches Schalten der Senderschaltung in eine Empfängerschaltung und der Empfängerschaltung in eine Senderschaltung durchführt, wobei das Mikrosteuerglied einen Vektor der Datenabtastwerte für jede Richtung der Sendung bzw. Übertragung speichert, wobei der Vektor eine geeignete Anzahl von N Mustern, welche einen Rahmen bilden, aufweist, wobei das Mikrosteuerglied jeden Wert des Rahmens mit einer komplexen Anzahl mit der Größe eins und einer Phase, welche die übertragene Frequenz und die Phase repräsentiert, multipliziert, wobei der Mikroprozessor imaginäre Werte und einen realen Wert erzeugt, wobei die imaginären Werte und ein realer Wert in einem Digitalfilter tiefpassgefiltert werden, wobei die gefilterten Werte an eine Amplitudenfunktion und eine Phasendetektierfunktion gesendet werden, wobei das Mikrosteuerglied basierend auf dem Ergebnis der Amplitudenfunktion und des Ergebnisses der Phasendetektierfunktion die Strömung in dem Kanal berechnet.
Mit der Erfindung entsprechend der vorliegenden Patentanmeldung kann eine effiziente Strömungsmessung der Luft, welche in einem Kanal strömt, erreicht werden. Es wird realisiert, dass das Dämpfen der Signale zwischen zwei Transducern in Luft ausreichend höher ist als das Dämpfen, welches in herkömmlichen Ultraschall-Strömungsmesssystemen gefunden wird, einfach deshalb, da eine Flüssigkeit besser an die Impedanz der Transducer angepasst ist. Wegen der verhältnismäßig schwachen und langen Signale, welche gesendet und empfangen werden, ist es notwendig, den Empfänger von dem Sender zu isolieren, um gute Ergebnisse der empfangenen Signale zu erzielen. Indem die empfangenen Signale wie ein oszillierendes Signal empfangen werden, welches eine Kurvenform besitzt, welche meistens eine Sinuskurve ist, ist es möglich, die Sinusform mathematisch zu behandeln und sie in die imaginären und realen Teile des Signals aufzuteilen. Dies kann zu einer Situation führen, bei welcher die Amplitude sehr genau detektiert werden kann, jedoch kann auch eine sehr präzise Phasendetektierung durchgeführt werden. Mit dem Durchführen einer effizienten Tiefpassfilterung der Signale wird erreicht, dass alle Signale, welche höhere Frequenzen besitzen, reduziert werden, so dass ihr Einfluss auf die Messung nicht vorhanden ist. Dies kann zu einer viel höheren Präzision der gemessenen Signale führen.
Das Ergebnis der Amplitudenfunktion kann ferner mit dem Mikrosteuerglied in einem digitalen Konstantbuch-Diskriminator (CFD) bearbeitet werden. Hierdurch wird erreicht, dass die Ankunftszeiten T-auf und T-ab mit dem Konstantbruch-Diskriminator gemessen werden. Das Ausgangssignal von dem CFD wird benutzt, um den Abtastrahmen zu platzieren, so dass er vorzugsweise dort startet, wo der Puls gewesen wäre, wenn es keine Totzeit gegeben hätte. Die Totzeit ist die Verzögerung aufgrund der Signalübertragungen über Kabel und des Einflusses von Festteilen der Transducer und auch, wenn es eine Verzögerung in einem der benutzten Endfilter gibt. Der Start des Abtastrahmens kann teilweise gleich der Übertragungszeit in der Luft T UP und T DWN sein. Die Frequenz des Zeittaktes wird die Auflösung begrenzen, jedoch ist die Präzision für die T UP- und T DWN-Werte in dem Nenner ausreichend, jedoch nicht ausreichend für die verschiedenen Delta-Ts, da diese eine höhere Auflösung erfordert als die, mit welcher der Abtastrahmen eingestellt ist.
Das Ergebnis der Phasendetektierfunktion kann ferner durch das Mikrosteuerglied in einem digitalen Signal bearbeitet werden, welches die Zeitverschiebung relativ zu dem Rahmen repräsentiert. Hierdurch wird eine Erhöhung der Auflösung der Zeitdifferenz T UP – T DWN = Delta T erreicht. Hiermit kann eine höher effiziente Phasendetektierung durchgeführt werden. Hierdurch kann eine relative Verminderung in den Standardabweichungen mit dem obigen Verfahren erreicht werden, verglichen mit der Abweichung, welche von einer Null-Überganngsdetektierung des gleichen Signals erhalten wird, wie dies aus dem Stand der Technik bekannt ist.
Das System weist eine Senderschaltung auf, welche ein Bandpass-Verstärkungsglied aufweist, um die Bandbreite eines Sende-Burst von dem Mikrosteuerglied zu begrenzen, wobei der Bandpass-Verstärker ein Signal über den Schalter und weiter zu einem der Transducer sendet. Hiermit wird erreicht, dass der Bandpass-Verstärker die Bandbreite der Übertragung zuerst von dem Mikrosteuerglied begrenzen kann. Signale, welche durch das Mikrosteuerglied erzeugt sind, besitzen eine hohe Anstiegsrate. Diese hohe Anstiegsrate muss reduziert werden, um nicht die übertragenden Verstärker zu überlasten, da diese Verstärker eine maximale Anstiegsrate besitzen, für welche die Anstiegsrate des Ausgangssignals limitiert wird. Mit den Verstärkern in einem aktiven Zustand kann erreicht werden, dass die Transducer an dem gleichen Knoten in der Schaltung sowohl während des Sendens als auch des Empfangs angeschlossen sind und immer mit der gleichen Impedanz belastet sind.
Das System weist einen Transducer-Verstärker auf, wobei der Transducer-Verstärker mit dem Transducer des gleichen Knotens in der Schaltung sowohl während des Sendens als auch des Empfangs verbindet. Der Transducer-Verstärker weist ein Spannungsfolgeglied auf. Hiermit kann erreicht werden, dass die Spannung an dem positiven Eingangsanschluss von dem negativen Eingangsanschluss gefolgt wird, und wenn ein Signal an dem negativen Eingangsanschluss auftritt, wird es verstärkt und auf den Ausgang des Verstärkers gewandelt. Wenn der Verstärker benutzt wird, um das Signal zu senden, ist der Verstärker ein Leistungsverstärker von großen Signalen, und wenn empfangen wird, agiert der Verstärker als ein Vorverstärker von kleinen Signalen. Die Dioden, welche antiparallel über den Rückkopplungswiderstand gekoppelt sind, verhindern, dass der Verstärkerausgang in Sättigung geht, und gestatten eine geeignete Verstärkung des empfangenen Signals.
Das System weist wenigstens einen Sender-Empfänger-Schalter auf, wobei der Sender-Empfänger-Schalter wenigstens drei Kontakte aufweist, wobei mit diesen Kontakten nicht gebrauchte Anschlüsse mit der Erde verbunden sind, um das Rauschen zu reduzieren. Somit wird erreicht, dass ein Extra-Schalter zwischen die Kontakte in dem ersten Schalter gekoppelt ist und ein kapazitives Koppeln zur Erde durchführt, anstatt des Sendesignals von dem anderen Kanal. Dies ist speziell in Luft-Transducern wichtig, bei welchen das empfangene Signal normalerweise 60 dB niedriger als das gesendete Signal ist, und der sendende Transducer fährt mit dem Anklingeln für eine lange Zeit nach der Anregung fort.
In einer bevorzugten Ausführungsform für die Erfindung weist der Bandpassverstärker eine automatische Verstärkungssteuerung auf, wobei die automatische Verstärkungssteuerung einen Operationsverstärker aufweist, welcher mit einem variablen Ruckkopplungswiderstand verbunden ist, wobei der Rückkopplungswiderstand durch das Mikrosteuerglied gesteuert wird. Hiermit wird erreicht, dass nicht nur die Bandbreite durch die Bandpassfilterung reduziert wird, sondern auch die Verstärkungssteuerung des Signals der Steuerung unterliegt. Abhängig von der Reflexion oder Nicht-Reflexion oder abhängig von dem Durchmesser des Kanals, oder es kann durch den Wechsel von einem Typ des Transducer zu einem anderen Typ sein, kann ein extrem hoher Unterschied im Signalpegel, welcher empfangen wird, sein. Hocheffiziente Transducer in einem sehr kleinen Kanal können ein verhältnismäßig gutes Signal erzeugen, sogar in Luft, jedoch in einer unterschiedlichen Situation, bei welcher der Durchmesser der Röhre viel größer ist, und wenn ein ziemlich wenig effizienter Transducer benutzt wird, kann das Dämpfen des Signals einige tausend Mal sein, und eine viel höhere Verstärkung ist notwendig. Nur auf diese Weise kann erreicht werden, dass eine Analog-zu-Digital-Wandlung auf eine perfekte Weise durchgeführt werden kann. Die oberen Frequenzen sind auf die halbe Abtastfrequenz des Digitalwandlers begrenzt, und die Verstärkung muss gesteuert werden, so dass auch der Signalpegel innerhalb des Pegels für die Digitalwandlung ist.
Die vorliegende Patentanmeldung betrifft ferner ein Verfahren für das Betreiben eines Systems, um die Strömung eines Fluids oder Gases zu messen, wie zuvor offenbart, wobei das Verfahren die folgenden Schritte des Betriebes bzw. Arbeitsganges betrifft:

a: Erzeuge wenigstens einen Strahls des Ultraschalls in dem Strömungskanal durch eine Senderschaltung, welche an einen ersten Sender-Transducer angeschlossen ist,
b: empfange den Strahl des Ultraschalls in dem Strömungskanal durch den zweiten Transducer und die Empfängerschaltung,
c: führe eine Bandpassfilterung des empfangenen Analogsignals in der Empfängerschaltung durch;
d: wandle das Analogsignal in ein digitales Signal in dem Mikroprozessor in digitale Datenabtastwerte, welche wenigstens die Übergangszeiten und die Zeitdifferenz repräsentieren,
e: speichere die Datenabtastwerte in einem Speicher,
f: speichere einen Vektor der Datenabtastwerte für jede Richtung des Sendens,
g: Bilden eines Rahmens basierend auf dem Vektor, welcher eine geeignete Anzahl von N-Abtastwerten aufweist,
h: multipliziere jeden Wert des Rahmens mit einer komplexen Zahl mit der Größe eins und Phasen, welche die gesendete Frequenz und Phase repräsentieren,
i: erzeuge Imaginärwerte und Realwerte, wobei die Imaginärwerte und die Realwerte in einem Digitalfilter tiefpassgefiltert sind,
j: sende das gefilterte Digitalsignal an eine Amplitudenfunktion und eine Phasendetektierfunktion,
k: berechne den Strom in dem Kanal basierend auf dem Ergebnis der Amplitudenfunktion und dem Ergebnis der Phasendetektierfunktion.

Mit diesem Verfahren wird eine sehr effiziente Strömungsmessung in einem Luftkanal erreicht. Die Transducer können über den Kanal hinweg platziert sein, sie können so platziert sein, dass eine Reflexion stattfindet, oder sie können innerhalb des Kanals platziert sein, so dass das Senden des Schalls direkt zwischen den Transducern bewirkt wird. Mit der Erfindung entsprechend der vorliegenden Anmeldung kann erreicht werden, dass verhältnismäßig einfache und kostengünstige Transducer angewendet werden können. Deshalb ist es mit der Erfindung entsprechend der vorliegenden Anmeldung möglich, ein kostengünstiges, jedoch hocheffizientes System für das Messen von Luftströmung zu erreichen.
Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt eine mögliche Ausführungsform der Erfindung.
2 zeigt eine erste alternative Ausführungsform der Erfindung.
3 zeigt eine Prinzipzeichnung der verschiedenen technischen Merkmale, welche für die Computeranalyse der empfangenen Signale notwendig ist.
4 zeigt einen digitalen Konstant-Bruch-Diskriminator CFD.
5 zeigt ein Vorverstärkungssystem, welches an den Transducern angeschlossen ist.
6 zeigt eine mögliche Ausführungsform des gleichen Verstärkers, welcher sowohl als Sender als auch Empfänger benutzt wird.
7 zeigt eine mögliche Ausführungsform eines Schalters.
8 zeigt eine mögliche Ausführungsform einer automatischen Verstärkungssteuerung.
9 zeigt eine alternative Ausführungsform einer automatischen Verstärkungssteuerung.
10 zeigt eine Kurve der Verstärkung in Abhängigkeit von binären Zahlen.
11 zeigt eine mögliche Ausführungsform eines Transducer.
12 zeigt einen Transducer, welcher in einem Gehäuse platziert ist.
13 zeigt eine mögliche Ausführungsform eines reflektierenden Systems mit zwei Transducern und einem Reflexionsspiegel.
14 zeigt Beispiele von verschiedenen Nachteilen des reflektierenden Systems.
15 zeigt alternative Ausführungsformen mit Reflexionen.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
1 zeigt ein System 2, wobei das System einen Strömungskanal 4 aufweist, wobei ein erster Transducer 6 und ein zweiter Transducer 8 akustische Wellen 10 über den Kanal 4 senden. Beide Transducer 6 und 8 sind an einem Schalter 12 angeschlossen, mit welchem das Schalten für das Empfangen und Senden bewirkt wird. Der Sender-Empfänger-Schalter 12 ist an eine Sendeschaltung 14 und an eine Empfängerschaltung 16 angeschlossen. Die Empfängerschaltung 16 weist ein Bandpassfilter 18 auf, welches an ein Mikrosteuerglied 20 angeschlossen ist, und in diesem Mikrosteuerglied 20 ist sie an einen Digitalwandler 22 angeschlossen. Das Mikrosteuerglied 20 weist ferner ein Digitalfilter 38 und eine Amplitudenfunktion 42 und eine Phasendetektierfunktion 44 auf. Das Mikrosteuerglied 20 weist ferner einen Digital-Konstant-Bruch-Diskriminator 46 auf. Ferner wird in dem Mikrosteuerglied 20 ein Spannungsfolger 50 gezeigt. Das Mikrosteuerglied 20 ist ferner an die Senderschaltung 14 angeschlossen, wobei die Senderschaltung 14 einen Bandpassverstärker 48 aufweist.
Im Betrieb wird die Strömung zwischen den Transducern 6 und 8 gemessen, wobei in einer Situation der Transducer 6 als Sender agiert und der Transducer 8 als Empfänger agiert, und in der nächsten Situation tritt das Senden in die entgegengesetzte Richtung auf, wobei der Transducer 6 der Empfänger ist und der Transducer 8 der Sender ist. Auf der Grundlage dieser Signale und mit Hilfe dessen, was innerhalb des Mikrosteuergliedes 20 bereitgestellt ist, kann das System die Strömung auf eine hocheffiziente Weise berechnen.
2 und 3 offenbaren, dass das empfangene und das Bandpassverstärkte Signal durch einen eingebauten Analog-zu-Digital-Wandler analog-zu-digital gewandelt wird und in dem Speicher 123 gespeichert wird. Die Messungen der Übergangszeiten und der Zeitdifferenz werden nur durch das Mikrosteuerglied 120 basierend auf diesen gespeicherten Werten durchgeführt.
Nach dem Senden in beide Richtungen wird eine Anzahl von Abtastwerten in dem Speicher 123 gespeichert. Das Abtasten startet nach einer Zeit, welche durch ein inneres Zeitglied in dem Mikrocontroller 120 bestimmt ist, so dass der empfangene Puls von Beginn an abgetastet wird. Die Zeit für den ersten Abtastwert wird in dem Speicher 123 gespeichert, ein Wert für das Senden gegen die Strömung und ein anderer Wert für das Senden mit der Strömung.
Ein Vektor 130 von Abtastwerten wird für jede Richtung der Übertragung gespeichert. Jeder Vektor 130 beinhaltet eine geeignete Anzahl N von Abtastwerten, in der aktuellen Ausführungsform enthält der Vektor 130 512 Abtastwerte, aber auch mit wenigeren würde er gut arbeiten.
Der erste Schritt in der Digitalbearbeitung besteht darin, jeden Wert in diesem Rahmen 132 mit einer komplexen Zahl 164 mit der Größe eins und einer Phase entsprechend dem gesendeten Signal zu multiplizieren:
wobei X_n der gespeicherte Wert an dem n-ten Ort ist, jω die Winkelfrequenz des gesendeten Signals ist, t_s das Abtastzeitintervall und n die Abtastanzahl ist. 0 ≤ n < N. Das komplexe Ergebnis Y_n wird durch zwei Tiefpassfilter gefiltert, eines für den Realteil an und eines für den Imaginärteil b_n.
Nach dem Tiefpassfiltern 116im, 116re, ist das Ergebnis eine komplexe Sequenz (a_n + jb_n) mit n = {0, 1, ... N – 1, N}. Die Amplitude 142 des empfangenen Signals kann Abtastwert für Abtastwert als die Quadratwurzel der Summe der Quadrate gefunden werden.
4 zeigt eine mögliche Ausführungsform für ein Amplitudensignal, welches benutzt wird, um die Ankunftszeiten T_up und T_dwn mit Hilfe eines Digital-Konstant-Bruch-Diskriminators CFD 146 zu bestimmen.
Das Ausgangssignal von dem CFD 146 wird benutzt, um den Abtastrahmen zu platzieren, so startet dieser dort, wo der Puls gewesen sein würde, wenn es keine Totzeit gegeben hätte. Die Totzeit ist die Verzögerung aufgrund von Kabeln, festen Teilen der Transducer und der Verzögerung in dem Bandpassfilter. Der Start des abtastenden Rahmens sollte idealerweise gleich der Sendezeit in dem Fluid T_up und T_dwn sein. Die Frequenz des Zeittaktes begrenzt die Auflösung, jedoch reicht die Präzision für die T_up- und T_dwn-Werte in dem Nenner aus, ist jedoch nicht ausreichend für die Differenz Δt, da diese mehr Auflösung erfordert als die, mit welcher die Abtastrahmen eingestellt sind.
Der Zweck des Phasendetektierens 144 besteht darin, die Auflösung der Zeitdifferenz T_up – T_dwn = Δt zu erhöhen. Das Ausgangssignal der Tiefpassfilter 116im, 116re repräsentiert die Phasendifferenz zwischen dem Rahmen 132 mit seiner Referenzsequenz und dem empfangenen Signal. Das gefilterte Ausgangssignal kann weiter gefiltert werden, um die Standardabweichung bei den Phasenmessungen zu vermindern. Die Phase ist das Argument der letzten komplexen Zahl (a_N-1 + jb_N-1) in dem Vektor 130, bei welchem die Amplitude und Phase stabil sind.
Nimmt man das Signal von der Messung stromaufwärts für (a_N-1 + jb^N-1) und von der Messung stromabwärts für (c_N-1 + jd_N-1), dann ist die Phasendifferenz:
Das Argument kann gefunden werden, wie dies nachfolgend gezeigt wird:
Da der Winkel klein ist, wenn der Rahmen mit Schritten eingestellt ist, welche viel kleiner als die Abtastzeit sind, kann der Arcus tangens leicht durch die Reihen berechnet werden:
Die aktuelle Länge der Reihen hängt von der geforderten Genauigkeit und dem Bereich der Werte von x ab, jedoch wird normalerweise die gezeigte Länge ausreichend sein.
Wenn Rauschen vorhanden ist, kann das CFD-Signal 146 um wenige Abtastwerte fluktuieren, und der Normalwert der Division kann größer als der Bereich der Arcus-tangens-Funktion sein, jedoch eine geringe Anzahl außerhalb des Bereiches kann vernachlässigt werden, ohne den Mittelwert der Messungen zu versetzen, da die Abweichungen als symmetrisch erwartet werden.
Praktische Messungen haben eine drei- bis fünffache Verminderung in der Standardabweichung mit dem obigen Verfahren gezeigt, verglichen zu den Abweichungen, welche von einer Null-Übergangs-Detektierung des gleichen Signals erhalten werden.
Der Bandpassverstärker ist notwendig, um die Bandbreite des Sende-Burst von dem Mikrosteuerglied zu begrenzen. Eine quadratische Welle wie der Burst des Mikrosteuergliedes besitzt eine zu hohe Anstiegsrate, welche den Operationsverstärker in den T/R-Schalter 112 in die Anstiegsrategrenze bringt und die wesentliche Reziprozität des T/R-Schalters 112 ruiniert.
Die Transducer-Verstärker können als Spannungsfolger 150 oder als Stromgeneratoren gekoppelt sein.
Der Hauptunterschied gegenüber der gewöhnlichen Praxis besteht darin, dass der Tansducer an einen Knoten in der Schaltung ohne Schalter angeschlossen ist, der Eingang des Sendesignals an einem anderen, und das empfangene Signal an einem dritten erscheint. Der Transducer ist an den gleichen Knoten in der Schaltung sowohl während des Sendens als auch des Empfangens angeschlossen und ist deshalb immer mit der gleichen Impedanz belastet. Hiermit wird das ”Reziprozitäts-Theorem” offensichtlich, welches die Zeitverzögerungsdifferenz (Differenz in der Sendezeit mit oder gegen die Strömung) gegenüber Transducer-Änderungen aufgrund der Temperatur, von Kontamination oder Alterung unverändert macht.
5 zeigt eine mögliche Ausführungsform für eine Verstärkerschaltung, um die Transducer 206, 208 anzuschließen. Die Spannung an dem positiven Eingangsanschluss für einen der Operationsverstärker 214, 216 wird von dem negativen Eingangsanschluss gefolgt, und wenn ein Signal an dem negativen Anschluss erscheint, wird es verstärkt und an dem Ausgang des Verstärkers 214, 216 invertiert. Wenn der Verstärker 214, 216 für das Senden eines Signals benutzt wird, ist der Verstärker 214, 216 ein ”Leistungsverstärker” eines großen Signals, und wenn er eines empfängt, agiert der Verstärker als ein Vorverstärker eines kleinen Signals. Die antiparallelen Dioden 260, 262 dienen als niedrige Impedanz während des Sendens und als eine hohe Impedanz während des Empfangsmodus, wobei der Verstärker 214, 216 davor bewahrt wird, in die Sättigung bei dem Senden eines großen Signals zu gehen. Beim Empfang von kleinen Signalen agieren sie virtuell als Unterbrechungen verglichen zu dem Widerstand, zu welchem sie parallel sind.
Das Reziprozitäts-Theorem erfordert, dass der sendende Transducer mit der gleichen Impedanz betrieben wird wie der Transducer, welcher als Empfänger benutzt wird. In 5 sind die Impedanzen virtuell null, jedoch kann jegliche Impedanz benutzt werden.
Die Schaltung in 6 besitzt virtuell infinite Impedanzen wie ein Stromgenerator, sowohl als Leistungsverstärker als auch als Vorleistungsverstärker.
Im Prinzip kann der T/R-Schalter 312 ähnlich ausschauen wie in 5. Jedoch ist es in den meisten Fällen zu einfach. In der Praxis muss ein sorgfältiger ausgearbeitetes Schema verfolgt werden, um ein Überkoppeln des Sendesignals über die Aus-Kapazität des Schalters 312 zu vermeiden.
Ein Beispiel des Minimierens des Einflusses der Aus-Kapazität in dem Schalter wird in 7 gezeigt.
Ein Extra-Schalter 314, 316 ist dazwischen gekoppelt, so dass das kapazitive Koppeln an die Erde 318, 320 ist, anstatt an das Sendesignal von dem anderen Kanal. Dies ist speziell bei Luft-Transducern notwendig, bei welchen das empfangene Signal normalerweise 60 dB niedriger als das gesendete Signal ist, und das Senden des Transducers fährt mit dem ”Anklingeln” lange Zeit nach der Anregung fort.
8 offenbart ein Bandpassfilter 402 mit AGC. Das Signal 404 von dem vorderen Ende ist für die Luft-Transducer in dem Bereich von wenigen Millivolts und ist daher zu klein, um durch die eingebauten Analog-zu-Digital-Wandler in den Standard-Mikrosteuergliedern analog-zu-digital gewandelt zu werden. Zu der gleichen Zeit ist die Abtastrate bei der vorliegenden Technologie von kostengünstigen Mikrosteuergliedern 1 bis 2 Millionen Abtastwerte pro Sekunde. Um eine Abtaststörung zu vermeiden, müssen alle Frequenzen oberhalb der halben Abtastfrequenz vor dem Digitalisieren entfernt werden. Die Frequenzen, welche bei Luftstrom-Messgeräten benutzt werden, betragen bis zu 250 kHz, und wenn 500 kHz gedämpft werden sollen, d. h. um 60 dB, erfordert dies ein Tiefpassfilter mit einem sehr scharfen Abschneiden oder ein Filter der mehr als 10-ten Ordnung.
Alternativ und viel besser ist ein Bandpassfilter. Die erforderliche Bandbreite ist 5 bis 10 kHz abhängig von dem benutzten Transducer. Sallen-Key- oder vielfach rückkopplungsaktive Filter sind geeignet, jedoch andere Filtertypen, wie passive LC-Filter, geschaltete Kondensatorfilter oder sogar mechanische Filter können benutzt werden.
Aufgrund der Herstellungstoleranzen und der Temperaturvariation wird sich die Signalamplitude von Transducer zu Transducer und während des Betriebs ändern. Um das Digitalisierungsrauschen zu minimieren, sollte der Analog-zu-Digital-Wandler den volldynamischen Bereich benutzen, da das Steuerglied in der Lage sein soll, die Verstärkung einzustellen. Um den dynamischen Bereich des benutzten Analog-zu-Digital-Wandlers zu erhalten, muss die Verstärkung in geeignet kleinen Schritten verändert werden, vorzugsweise in einem Wandler innerhalb bestimmter Grenzen soll die AGC auf eine Weise wirken, welche den gleichen Prozentsatz an Verstärkungszunahme pro Schritt ergibt. Abhängig von der Verstärkungsvariation soll die notwendige Anzahl von Schritten und die Abmessung jedes Schrittes gewählt werden.
Ein einfacher aus einer Anzahl von 8 Multiplexern des 4051-Typs kann diese Aufgabe durch das Auswählen eines Rückkopplungswiderstandes 406 in einem Verstärker erfüllen, wie dies in 8 gezeigt wird.
Wenn eine größere Verstärkungsvariation aufgrund der gleichen elektronischen Einheit, welche für viele unterschiedliche Rohrdurchmesser benutzt wird, notwendig ist, oder wenn es eine Möglichkeit für die Kontamination gibt, welche das Signal dämpfen kann, kann ein digitaler Widerstand 406 mit 1024 Schritten vorgezogen werden. Da die Schritte in den meisten kommerziellen Versionen linear sind, kann ein Schema ähnlich dem, welches in 9 gezeigt wird, benutzt werden.
Diese Schaltung gibt eine Gesamtverstärkungsvariation von ungefähr 30 dB, welche über die 1024 Schritte, wie nachfolgend gezeigt wird, verteilt ist.
10 zeigt ein Koordinatensystem, in welchem eine Kurve die Korrelation zwischen der Verstärkung und den Binärzeichen anzeigt. Wie aus der Kurve ersehen werden kann, wird mit zunehmenden Binärzahlen eine viel bessere Verstärkung erreicht.
Indem ein analoges Signal entweder von einem digitalen zu einem analogen Ausgang oder eine gefilterte Pulsbreite oder ein geschwindigkeitsmoduliertes Signal von dem Prozessor benutzt wird, können analog-variable Verstärker oder Schaltungen mit Dioden oder spannungsabhängige Widerstände benutzt werden. Auch kann das Gebrauchen von PTC-Widerstandsschaltungen oder Ähnliches benutzt werden, welche thermisch die Dämpfung einer hohen Signalamplitude verändern.
11 offenbart die bevorzugten Transducer, welche gewöhnliche piezoelektrische Transducer sind, mit einem piezoelektrischen Element 604, welches bei der niedrigsten Radialresonanzfrequenz angeregt ist, und ungefähr ein Viertel Wellenlänge an Siliziumgummischeibe 606 ist als Impedanzanpassung auf die Vorderoberfläche des piezoelektrischen Elementes 604 geklebt.
Alternativ können Transducer, welche als Parksensoren in Autos benutzt werden, benutzt werden. Diese arbeiten normalerweise bei 40 kHz und besitzen ein Weitwinkel-Sendemuster. Wenn diese benutzt werden, wird nur direktes Senden zwischen den Transducern benutzt, aufgrund des Risikos des direkten Sendens eines fehlerhaften Signals während des Sendens des reflektierenden Signals.

12 zeigt eine mögliche Ausführungsform für einen Transducer und ein Transducer-Gehäuse. Die bevorzugte Ausführungsform wird in 12 und dem unten stehenden Schema gezeigt, jedoch können stattdessen andere Formen entweder vorgeformt oder thermisch vorgeformt benutzt werden.

608	Transducer-Gehäuse
610	Silizium-Gummischaum (1,5 mm 6 × 58,5)
604	Silizium-Gummischaum (1,5 mm Ø 16)
612	Silizium-Gummischaum (1,5 mm Ø 20)
606	PZT (2 × Ø 15,5)
614	Silizium-Gummi (1,6 × Ø 16)
616	Metallschirm (lötbar)
618	Abgeschirmtes Kabel

Da der Schall schließlich mehr durch Festkörper geht als durch die Luft geht, muss der Transducer akustisch von dem Kanal 4, 104 isoliert werden, anderenfalls würde einiger Schall über die Röhrenwand übertragen und an dem empfangenen Transducer 6, 8, 106, 108 ankommen und sich mit dem Strömungssignal überlagern und eine Nichtlinearität erzeugen. Die Isolation kann mit Schaum aus Silizium-Gummi, Teile 610, 604 und 612 in der 12, durchgeführt werden. Das Material dieser Impedanzanpassungsscheibe kann aus verschiedenen Materialien mit niedrigen akustischen Impedanzen und Verlusten sein, z. B. Kunstharz gefüllt mit Hohlglaskugeln und Hartschäumen.
In 13 wird ein Strömungskanal 704 mit einer Reflexion 710 veröffentlicht, wobei die zwei Transducer 706, 708 auf der gleichen Seite benachbart zueinander platziert sind. Der Abstand zwischen den Transducern ist der gleiche für alle Röhrendurchmesser; hiermit wird die Zeitdifferenz Δt für die gleiche Strömung und Temperatur für alle Abmessungen die gleiche.
Empfindlichkeit des Strömungskanals
C soll die Schallgeschwindigkeit sein, D der Röhrendurchmesser, Lx der Abstand zwischen den Transducern.
Die Transducer übertragen abwechselnd Ultraschallpulse und empfangen abwechselnd die gesendeten Pulse. Hiermit läuft das Senden bzw. Übertragen abwechselnd mit dem Fluss und gegen diesen.
Mit Hilfe des Pythagoras können die Ausdrücke geschrieben werden: (C·T_UP)² = (2·D)² + (Lx + V·T_UP)² und (C·T_DWN)² = (2·D)² + (Lx – V·T_DWN)²
Man löse zunächst die beiden Gleichungen für C und setze die Ergebnisse einander gleich und löse sie für V:
oder
Wobei Δt gleich zu T_UP – T_DWN ist und mit hoher Präzision aufgrund des zusammenhängenden Detektionsprinzips gefunden wird.
Vorzüge bei der Reflexion in der Strömungskanalkonfiguration:
Das Strömungsmessgerät wird in die Röhren mit einer nominellen Bohrung entsprechend dem Standard eingeführt. Daher kann aus Tup und Tdwn bestimmt werden, welcher Standarddurchmesser des Strömungsmessgerätes eingefügt ist, und die geeignete Kalibrierungskonstante kann aus einer Tabelle ausgewählt werden, welche im Speicher gespeichert ist.
Da der Schall den Durchmesser zweimal in entgegengesetzter Richtung durchkreuzt, wird eine sekundäre Strömung orthogonal zur Röhrenachse teilweise ausgelöst, so dass einige gewöhnliche Strömungsstörungen einen begrenzten Einfluss haben. Das Strömungsprofil aufgrund der laminaren und turbulenten Strömung besitzt Einfluss, da jedoch das Fluid immer Luft ist, kann der Einfluss der Reynold-Zahl durch die Berechnung kompensiert werden, welche auf Tup und Tdwn basiert.
Die Verschiebung von laminarer zu turbulenter Strömung schafft eine bekannte Verschiebung im Strömungsprofil, wobei die Verschiebung dort auftritt, wo die Reynolds-Zahl ist:

• laminar. wenn Re < 2300
• transient, wenn 2300 < Re < 4000
• turbulent, wenn Re > 4000

Die Reynolds-Zahl Re ist:
ρ ist die Dichte der Luft: ρ = p / R·T wobei p der Druck in Pascal ist; R = 287,05 J/(kg·K) die spezifische Gaskonstante ist und Tk die Temperatur in Kelvin ist. (Die Dichte für diesen Vorschlag kann als 1,2 kg/m³ angenommen werden.)
d_h ist der hydraulische Durchmesser des Rohres, und
ν ist die kinematische Viskosität der Luft.
wobei T_K die Temperatur in Kelvin ist.
Die notwendige Korrektur wird für jede Dimension durch Strömungstests bestimmt, jedoch gibt es theoretische/empirische Formeln für die Korrekturen.
Mit diesen Messungen ist es möglich, die Abweichungen auf wenige Prozent zu minimieren, sogar bei Strömungsstörungen so nahe wie bei wenigen Durchmessern vom Einlass aus.
Für zwei Reflexionen sind zwei parabolische Spiegel anzuwenden, und für drei Reflexionen sollten zwei parabolische und ein flacher Spiegel vorzugsweise benutzt werden.
Normale direkte Übertragung auf einer oder mehreren Bahnen ist möglich und wird als Alternative benutzt. Die Kalibrierungskonstanten dafür werden durch standardmäßige, gut abgesicherte Prinzipien gefunden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

WO 2010/122117 [0002]

Claims

System (2) für das Messen einer Strömung eines Fluids oder Gases, wobei das System (2) einen Strömungskanal (4) aufweist, wobei der Strömungskanal (4) wenigstens zwei Transducer (6, 8) aufweist, wobei die Transducer (6, 8) wenigstens einen Strahl (10) von Ultraschall in dem Strömungskanal (4) erzeugen, wobei die Transducer (6, 8) an eine Senderschaltung (14) und an eine Empfängerschaltung (16) angeschlossen sind, wobei die Empfängerschaltung (16) wenigstens ein Bandpassfilter (18) aufweist, wobei das Bandpassfilter (18) ferner an ein Mikrosteuerglied (20) angeschlossen ist, wobei das Mikrosteuerglied (20) sowohl intern als auch extern einen Analog-zu-Digital-Wandler (22) aufweist, wobei der Digitalwandler (22) das Analogsignal in digitale Daten-Abtastwerte (24) wandelt, welche wenigstens die Übergangszeiten (26) und eine Zeitdifferenz (28) repräsentieren, wobei das Mikrosteuerglied (20) die Daten-Abtastwerte (24) in einem Speicher (28) speichert, wobei eine Senderschaltung (14) und eine Empfängerschaltung (16) durch einen Schalter (12) gesteuert werden, wobei der Schalter ein kontinuierliches Schalten der Senderschaltung (14) in eine Empfängerschaltung (16) und der Empfängerschaltung (16) in eine Senderschaltung (14) durchführt, wobei das Mikrosteuerglied (20) einen Vektor (30) von Daten-Abtastwerten (24) für jede Richtung des Sendens speichert, wobei der Vektor (30) eine geeignete Anzahl von N Abtastwerten aufweist, welche einen Rahmen (32) bilden, wobei das Mikrosteuerglied (20) jeden Wert des Rahmens (32) mit einer komplexen Zahl mit fester Größe und einer Phase multipliziert, welche die gesendete Frequenz entsprechend dem übertragenen Signal repräsentiert:
wobei X_n der gespeicherte Wert an dem n-ten Ort jω die Winkelfrequenz des übertragenen Signals, t_s das Abtastzeitintervall und n die Abtastzahl 0 ≤ n ≤ N ist, wobei der Mikroprozessor (20) Imaginärwerte (34) und Realwerte (36) erzeugt, wobei die Imaginärwerte und die Realwerte in einem Digitalfilter (38) tiefpassgefiltert werden, wobei die gefilterten Werte (40) an eine Amplitudenfunktion (42) und eine Phasendetektierfunktion (44) gesendet werden, wobei das Mikrosteuerglied (20) basierend auf dem Ergebnis der Amplitudenfunktion (42) und dem Ergebnis der Phasendetektierfunktion (44) die Strömung in dem Kanal (4) berechnet.
System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Ergebnis der Amplitudenfunktion (42) durch das Mikrosteuerglied (20) in einem Digital-Konstantbruch-Diskriminator (CFD) (46) weiter bearbeitet wird.
System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Ergebnis der Phasendetektierfunktion (44) durch das Mikrosteuerglied (20) weiter in ein digitales Signal bearbeitet wird, welches die Zeitverschiebung relativ zu dem Rahmen (32) repräsentiert.
System nach einem der Ansprüche 1–3, dadurch gekennzeichnet, dass das System (2) eine Senderschaltung (14) aufweist, welche einen Bandpassverstärker (48) aufweist, um die Bandbreite eines Sende-Burst von dem Mikrosteuerglied (20) zu begrenzen, wobei der Bandpassverstärker ein Signal durch den Schalter (12) und ferner zu einem der Transducer (6, 8) sendet.
System nach einem der Ansprüche 1–4, dadurch gekennzeichnet, dass das System (2) einen Transducer-Verstärker (16) aufweist, wobei der Transducer-Verstärker (16) den Transducer an den gleichen Knoten in der Schaltung (14, 16) sowohl während des Sendens als auch während des Empfangens anschließt.
System nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Transducer-Verstärker (16) einen Spannungsfolger (50) aufweist.
System nach einem der Ansprüche 1–6, dadurch gekennzeichnet, dass das System (2) wenigstens einen Sender-Empfänger-Schalter (12) aufweist, wobei der Sender-Empfänger-Schalter (12) wenigstens drei Kontakte aufweist, wobei, durch die Kontakte, Anschlüsse, welche nicht in Gebrauch sind, mit der Erde verbunden werden, um das Rauschen zu reduzieren.
System nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Bandpass-Verstärker (48) eine automatische Verstärkungssteuerung aufweist, wobei die automatische Verstärkungssteuerung einen Operationsverstärker aufweist, welcher an einen variablen Rückkopplungswiderstand angeschlossen ist, wobei der Rückkopplungswiderstand durch das Mikrosteuerglied gesteuert wird.
Verfahren für das Betreiben eines Systems (2), um die Strömung eines Fluids oder Gases zu messen, wobei das System in den Ansprüchen 1–7 veröffentlicht wird, wobei das Verfahren die folgenden Schritte des Betriebs bzw. Arbeitsablaufes betrifft: a: Erzeuge wenigstens einen Strahl (10) des Ultraschalls in dem Strömungskanal (4) durch eine Senderschaltung (14), welche an einen ersten Sender-Transducer (6, 8) angeschlossen ist, b: empfange den Strahl (10) des Ultraschalls in dem Strömungskanal (4) durch den zweiten Transducer (6, 8) und die Empfängerschaltung (16), c: führe eine Bandpassfilterung des empfangenen Analogsignals in der Empfängerschaltung (16) durch; d: wandle das Analogsignal in ein digitales Signal in dem Mikroprozessor (20) in digitale Datenabtastwerte (24), welche wenigstens die Übergangszeiten (26) und die Zeitdifferenz (28) repräsentieren, e: speichere die Datenabtastwerte (24) in einem Speicher (28), f: speichere einen Vektor (30) der Datenabtastwerte (24) für jede Richtung des Sendens, g: Bilden eines Rahmens (32) basierend auf dem Vektor (30), welcher eine geeignete Anzahl von N-Abtastwerten aufweist, h: multipliziere jeden Wert des Rahmens (32) mit einer komplexen Zahl mit der Größe eins und einer Phase, welche die gesendete Frequenz entsprechend zu dem gesendeten Signal repräsentiert:
wobei X_n der gespeicherte Wert an dem n-ten Ort, jω die Winkelfrequenz des übertragenen Signals, t_s das Abtastzeitintervall ist und n die Abtastzahl 0 ≤ n ≤ N ist, i: erzeuge Imaginärwerte (34) und Realwerte (36), wobei die Imaginärwerte und die Realwerte in einem Digitalfilter (38) tiefpassgefiltert sind, j: sende das gefilterte Digitalsignal an eine Amplitudenfunktion (42) und eine Phasendetektierfunktion (44), k: berechne den Strom in dem Kanal basierend auf dem Ergebnis der Amplitudenfunktion (42) und dem Ergebnis der Phasendetektierfunktion (44).