DE102013205336B4

DE102013205336B4 - Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung der Empfangsrichtung eines Signals

Info

Publication number: DE102013205336B4
Application number: DE102013205336.3A
Authority: DE
Inventors: Christian Guthy; Paul Renardy
Original assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Current assignee: Rohde and Schwarz GmbH and Co KG
Priority date: 2012-11-22
Filing date: 2013-03-26
Publication date: 2019-05-09
Anticipated expiration: 2033-03-27
Also published as: DE102013205336A1

Abstract

Verfahren zur Ermittlung einer Empfangsrichtung (φ̂) von mindestens einem in einem Empfangssignal (y(t)) enthaltenen periodischen Signal (x(t)) in einem aus mindestens zwei Empfangsantennen (1₁, ..., 1_N) bestehenden Empfangsantennensystem mit folgenden Verfahrensschritten:
• Bestimmen eines zwei-dimensionalen Spektrums (Z(f₁,f₂)) des Empfangssignals (y(t)) an mindestens zwei Empfangsantennen (1₁, ..., 1_N),
• Ermitteln des zum jeweiligen periodischen Signal gehörigen Spektrums innerhalb des zwei-dimensionalen Spektrums (Z(f₁,f₂)) des Empfangssignals (y(t)) an mindestens zwei Empfangsantennen (1₁, ..., 1_N) und
• Bestimmen der Empfangsrichtung ((φ̂) des jeweiligen periodischen Signals (x(t)) durch Ermitteln der Amplituden- und/oder Phasendifferenz zwischen zwei zu jeweils einem jeweiligen periodischen Signal (x(t)) gehörigen Spektren, die für jeweils ein Empfangssignal (y(t)) einer Empfangsantenne ermittelt werden.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Ermittlung der Empfangsrichtung eines Signals, insbesondere Radarsignals, in einem Empfangsantennen-System.
In heutigen Radarsystemen werden Radarsignale mit periodischen Signalanteilen eingesetzt, die einerseits immer wieder über einen bestimmten Zeitabschnitt unterbrochen sind und andererseits einen Signalpegel unterhalb des Rauschsignalpegels aufweisen.
Gängige Detektionsverfahren, die die Empfangsrichtung eines derartigen Radarsignals in einem aus mehreren Empfangsantennen bestehenden Empfangsantennen-System identifizieren, basieren auf der Ermittlung der Amplituden- und/oder Phasen-Differenz zwischen den in Empfangssignalen von zwei Empfangsantennen jeweils enthaltenen Radarsignalen.
Bei der Ermittlung der Amplitudendifferenz wird die vom Empfangswinkel jeweils abhängige Richtcharakteristik der einzelnen Empfangsantennen und bei Ermittlung der Phasendifferenz der Laufzeitunterschied des Radarsignals beim Empfang durch zwei an unterschiedlichen Stellen jeweils positionierten Empfangsantennen ausgenutzt.
Der Einfluss des dem Radarsignal überlagerten Rauschens wird durch Mittelung des in der Empfangsantenne empfangenen Radarsignals im Zeitbereich gelöst, da das Rauschen typischerweise mittelwertfrei ist und zwischen den Empfangssignalen zweier Empfangsantennen nicht korreliert.
Überlagern sich im Empfangssignal einer Empfangsantenne mehrere Signale - auch mehrere unterschiedliche Radarsignale - innerhalb der betrachteten Mess- und Analyse-Bandbreite, so scheidet eine derartige zeitbereichsorientierte Radarsignalverarbeitung aus. Durch Transformation des Empfangssignals in aufeinanderfolgenden kurzen Zeitfenstern in den Spektralbereich, wie sie beispielsweise in der US 5,381,150 vorgestellt wird, können die zu mehreren überlagerten Signale jeweils gehörigen Spektralanteile anhand ihrer charakteristischen Frequenz voneinander separiert werden. Werden mehrere Signale, insbesondere mehrere Radarsignale, dagegen mit derselben Trägerfrequenz oder in einem zur Trägerfrequenz eng benachbarten Frequenzband übertragen, so versagt auch eine im Spektralbereich nach der US 5,381,150 durchgeführte Detektion.
Das in der US 7,898,479 B1 vorgestellte Detektionsverfahren, bei dem die im Spektralbereich ermittelten Phasendifferenzen von zwei in jeweils einer Empfangsantenne empfangenen Empfangssignale entlang von bestimmten Phasen-Trajektorien integriert werden, ist in der Lage, zwischen Signalen, die in derselben Trägerfrequenz übertragen werden, zu unterscheiden. Die Separierung von unterschiedlichen Signalen liefert bei diesem Detektionsverfahren nachteilig nur aussagekräftige Ergebnisse, wenn die einzelnen Signale jeweils in unterschiedlichen Empfangsrichtungen im Empfangsantennen-System empfangen werden.
Bei der DE 197 44 692 A1 werden die Ausgangssignale von mindestens zwei Empfangs-Antennen gemeinsam (nach einem Multiplexvorgang) oder einzeln nach einer Umsetzung in einen ZF-Bereich und einer A/D-Wandlung durch eine Fourier-Transformation (FFT) in den Frequenzbereich umgewandelt. In diesem erfolgt eine Ermittlung der Phasendifferenz der Ausgangssignale und durch eine Phasensequenzanalyse eine Ermittlung der Signalfrequenz der einfallenden Welle. Aus der Phasendifferenz und der Signalfrequenz wird der Einfallswinkel der einfallenden Welle ermittelt.
Die US 5,477,230 A betrifft ein System, welches die Phasen von Signalen, welche mit einer schnellen Fourier-Transformation (FFT) gewonnen wurden, vergleicht, um den Einfallswinkel eines zu peilenden Signals daraus zu gewinnen.
Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Detektion der Empfangsrichtung eines Signals, insbesondere Radarsignals, in einem Empfangsantennen-System zu entwickeln, das auch eine sichere Detektion des Radarsignals im Fall der Übertragung mehrerer (Radar)-Signale in derselben Trägerfrequenz und im selben Empfangswinkel ermöglicht.
Die Aufgabe wird durch das erfindungsgemäße Verfahren zur Ermittlung einer Empfangsrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 und durch die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Ermittlung einer Empfangsrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 12 gelöst. Vorteilhafte technische Ergänzungen sind den jeweils abhängigen Patentansprüchen beansprucht.
Erfindungsgemäß wird das Empfangssignal in jeder Empfangsantenne einer zweidimensionalen Fourier-Transformation zugeführt, im zweidimensionalen Fourier-Spektrum die zu den einzelnen periodischen Signalen, insbesondere Radarsignalen, jeweils gehörigen Spektralanteile bestimmt und selektiert und schließlich die Empfangsrichtung eines periodischen Signals, insbesondere Radarsignals, aus der Amplituden- und/oder Phasendifferenz zwischen den für jeweils ein periodisches Signal, insbesondere Radarsignal, aus den Empfangssignalen zweier Empfangsantennen jeweils selektierten Spektralanteilen ermittelt.
Wird, wie es bevorzugt ist, die erste Fourier-Transformation sukzessive über aufeinanderfolgende Sequenzen mit einer geringen Anzahl von Abtastwerten des Empfangssignals durchgeführt und über die daraus hervorgehende Sequenz von aufeinanderfolgenden Spektren eine zweite Fourier-Transformation ermittelt, so entsteht ein zweidimensionales Fourier-Spektrum, das in einer ersten Frequenz-Dimension Spektralanteile des Empfangssignals bei den verwendeten Trägerfrequenzen und in einer zweiten Frequenz-Dimension Spektralanteile des Empfangssignals bei ganzzahligen Vielfachen der Periodizität der einzelnen im Empfangssignal enthaltenen Radarsignale aufweist.
Diese in ganzzahligen Vielfachen der jeweiligen Periodizität in der zweiten Frequenz-Dimension auftretenden Spektralanteile, die im zweidimensionalen Fourier-Spektrum gegenüber den gleichverteilten Spektralanteilen des überlagerten Rauschens unterscheidbar und damit identifizierbar sind, können eindeutig identifiziert werden und damit von den restlichen, für die Detektion nicht relevanten Spektralanteilen im erfassten zweidimensionalen Fourier-Spektrum getrennt werden.
Auf diese Weise können Radarsignale, die insbesondere mit demselben Träger - aber nicht nur mit demselben Träger - übertragen werden, sich aber in ihrer Frequenz unterscheiden, voneinander unterschieden werden.
Werden anschließend vorzugsweise die zu jeweils einem Radarsignal derselben Periodizität gehörigen und aus dem zweidimensionalen Fourier-Spektrum selektierten Spektralanteile von jeweils zwei Empfangsantennen des Empfangsantennen-Systems einer Bestimmung der Amplituden- und/oder Phasendifferenz zugeführt, so kann der Empfangswinkel des jeweiligen Radarsignals im Empfangsantennen-System eindeutig bestimmt werden.
Um ein zweidimensionales Fourier-Spektrum zu gewinnen, in dessen erster Frequenz-Dimension einzig die Spektralanteile des Empfangssignals in den einzelnen Trägerfrequenzen dargestellt sind, sind vorzugsweise Signalabschnitte des Empfangssignals, in denen sich die Periodizität des Radarsignals nicht bemerkbar macht, und somit Sequenzen mit jeweils einer geringen Anzahl von Abtastwerten des Empfangssignals der Berechnung von zugehörigen Spektralwerten zuzuführen. Um diese Bedingung zu realisieren, ist die Dauer einer derartigen Sequenz von Abtastwerten des Empfangssignals folglich kleiner als die Periodendauer der im Empfangssignal jeweils enthaltenen Radarsignale auszulegen.
Um zusätzlich im zweidimensionalen Fourier-Spektrum Spektralanteile eines Radarsignals in Frequenzen der zweiten Frequenz-Dimension eindeutig zu identifizieren, die jeweils an ganzzahligen Vielfachen der Periodizität des Radarsignals vorhanden sind, ist die Länge der ersten Fourier-Transformation bevorzugt deutlich kleiner als die Länge der zweiten Fourier-Transformation auszulegen.
Die zweidimensionale Fourier-Transformation wird bevorzugt durch eine Analyse Filterbank, eine nachgeschaltete Speicher-Einheit und einen abschließenden Fast-Fourier-Transformator realisiert. Die Analyse-Filterbank kann hierbei üblicherweise durch mehrere digitale Filter mit endlicher Impulslänge - so genannte Finite-Impulse-Response(FIR)-Filter - und durch einen nachfolgenden inversen Fast-Fourier-Transformator implementiert werden.
Die Detektion von Spektralanteilen eines periodischen Radarsignals in Frequenzen der zweiten Frequenz-Dimension, die ganzzahligen Vielfachen der Periodizität des Radarsignals entsprechen, erfolgt durch eine Detektions-Einheit. Diese Detektions-Einheit enthält vorzugsweise einen Absolutwert-Bilder zur Absolutwertbildung aller Spektralwerte des zweidimensionalen Fourier-Spektrums, um durch die zweidimensionale Fourier-Transformation fehlerhaft berechnete negativwertige Spektralwerte zu korrigieren, und einen ersten Schwellenwert-Detektor zur anschließenden ersten Schwellenwert-Detektion, durch die einzig Spektralwerte oberhalb eines ersten Schwellenwertes identifiziert und markiert werden.
In der Detektions-Einheit werden bevorzugt in einer anschließenden Einheit zur Bestimmung eines Histogramms alle vorhandenen Frequenzabstände zwischen den einzelnen im ersten Schwellenwert-Detektor identifizierten und markierten Spektralwerten in der zweiten Frequenz-Dimension ermittelt und die Anzahl von vorhandenen Frequenzabständen zwischen den einzelnen identifizierten und markierten Spektralwerten in einem Histogramm erfasst.
Diese Häufigkeitswerte des Histogramms werden anschließend bevorzugt in einem zweiten Schwellenwertdetektor mit einem geeignet dimensionierten zweiten Schwellenwert verglichen, um die Frequenzabstände zu identifizieren, deren Häufigkeit größer als der zweite Schwellenwert sind. Werden hierbei Frequenzabstände identifiziert, die jeweils ganzzahlige Vielfache eines Frequenzabstandes sind, so sind damit Spektralwerte eines periodischen Radarsignals mit einer Frequenz identifiziert, die diesem einfachen Frequenzabstand entspricht.
Auf diese Weise können mehrere Radarsignale mit jeweils unterschiedlichen Frequenzen identifiziert und voneinander separiert werden, soweit ihre Frequenzen sich nicht in ganzzahligen Vielfachen voneinander unterscheiden.
Für jedes Empfangssignal ist der Detektions-Einheit jeweils eine Selektions-Einheit nachgeschaltet, in der die Spektralanteile der im jeweiligen Empfangssignal detektierten periodischen Radarsignale aus dem gesamten zweidimensionalen Fourier-Spektrum herausgefiltert werden.
Im Fall der Ermittlung der Empfangsrichtung des Radarsignals auf der Basis der Bestimmung einer Phasendifferenz werden vorzugsweise die selektierten Spektralanteile eines Radarsignals einer bestimmten Frequenz in einem Empfangssignal einer Empfangsantennen mit den selektierten Spektralanteilen eines Radarsignals derselben Frequenz in einem Empfangssignal einer weiteren Empfangsantennen, bevorzugt einer Referenz-Empfangsantenne, in einem Multiplizierer multipliziert. Dabei werden vor der Multiplikation von selektierten Spektralanteilen eines Radarsignals aus einer dieser beiden Empfangsantennen konjugiert komplexe Spektralanteile in einer Einheit zur Bildung eines konjugiert komplexen Spektrums bestimmt.
Zur Beseitigung des Rauschspektralanteils in den selektierten Spektralanteilen werden vorzugsweise die miteinander multiplizierten Spektralanteile eines periodischen Radarsignals über die aktivierte Dauer des periodischen Radarsignals in einer Mittelungs-Einheit gemittelt. Die Dauer, in der ein periodisch unterbrochenes Radarsignal aktiviert ist und damit die Mittelung durchzuführen ist, wird vorzugsweise durch einen der Mittelungs-Einheit vorgelagerten Zustandsautomat gesteuert.
Schließlich werden vorzugsweise die im Spektralbereich gemittelten und multiplizierten Spektralanteile eines periodischen Radarsignals einer bestimmten Frequenz einem nachgelagerten Phasenbildner zugeführt, der die Phasendifferenz zwischen dem im Empfangssignal einer ersten Empfangsantenne enthaltenen Radarsignal und dem im Empfangssignal einer Referenz-Empfangsantenne enthaltenen Radarsignal derselben Frequenz ermittelt. Aus dieser Phasendifferenz kann bei bekannter relativer Position der ersten Empfangsantenne zur Referenz-Empfangsantenne die Empfangsrichtung des jeweiligen identifizierten Radarsignals einer bestimmten Frequenz in Relation zum Empfangsantennen-System bestimmt werden.
Anstelle einer Bestimmung der Empfangsrichtung des Radarsignals auf der Basis der Phasendifferenz des zwischen zwei Empfangsantennen des Empfangsantennensystems jeweils empfangenen identischen Radarsignals kann auch die Amplitudendifferenz zwischen Spektralanteilen des in Empfangssignalen zweier Empfangsantennen jeweils enthaltenen identischen Radarsignals bestimmt werden. Die Empfangsrichtung des Radarsignals in Relation zum Empfangsantennensystem wird hierbei unter Berücksichtigung der empfangsrichtungsabhängen Richtcharakteristik und der bekannten relativen Position der beiden hierfür verwendeten Empfangsantennen ermittelt.
Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Verfahrens und der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Ermittlung der Empfangsrichtung eines in einem Empfangssignal enthaltenen periodischen Radarsignals werden im Folgenden im Detail anhand der Zeichnung beispielhaft erläutert. Die Figuren der Zeichnung zeigen:

1 eine Darstellung eines zweidimensionalen Fourier-Spektrums,
2 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Ermittlung der Empfangsrichtung eines in einem Empfangssignal enthaltenen periodischen Radarsignals,
3 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels eines zweidimensionalen Fourier-Transformators,
4 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Analyse-Filterbank,
5 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Detektions-Einheit,
6 ein Blockdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Einheit zur Ermittlung der Empfangsrichtung eines Radarsignal auf der Basis der Bestimmung einer Phasendifferenz,
7A ein Flussdiagramm eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Ermittlung der Empfangsrichtung eines in einem Empfangssignal enthaltenen periodischen Radarsignal auf der Basis der Bestimmung einer Phasendifferenz und
7B ein Flussdiagramm eines Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Ermittlung der Empfangsrichtung eines in einem Empfangssignal enthaltenen periodischen Radarsignal auf der Basis der Bestimmung einer Amplitudendifferenz.

Bevor Ausführungsbeispiele des erfindungsgemäßen Verfahrens und der erfindungsgemäßen Vorrichtung zu Ermittlung der Empfangsrichtung eines in einem Empfangssignal enthaltenen periodischen Radarsignals im Detail anhand der Figuren beschrieben werden, werden im Folgenden die für das Verständnis der Erfindung erforderlichen mathematischen Grundlagen hergeleitet:
Das Radarsignal x(t), das gemäß Gleichung (1) auf einem Träger mit der Trägerfrequenz f_C aufmoduliert ist, weist im einfachsten Fall eine Periodizität mit der Frequenz f_P auf. Folglich kann das Radarsignal x(t) gemäß Gleichung (2) durch eine Fourier-Reihe mit den Fourier-Koeffizienten X_n beschrieben werden. Das Empfangssignal, das einzig ein auf einen Träger aufmoduliertes Radarsignal x(t) enthält, wird im Folgenden gemäß Gleichung (1) mit y(t) bezeichnet. $y (t) = x (t) \cdot e xp (j 2 π f_{C} t)$
$x (t) = \sum_{n = - \infty}^{+ \infty} X_{n} \cdot exp (j 2 π n f_{P} t)$
Es wird im Folgenden vorausgesetzt, dass das Radarsignal x(t) innerhalb von Zeitabschnitten, in denen die Abtastwerte des Radarsignals x(t) jeweils mittels einer Fensterfunktion für eine sukzessive Bestimmung der zugehörigen Spektralwerte selektiert werden, näherungsweise konstant ist. Diese Voraussetzung ist näherungsweise gegeben, wenn die Zeitdauer des Fensters deutlich kleiner als die Periodendauer $\frac{1}{f_{P}}$
der im periodischen Radarsignal x(t) enthaltenen Periodizität ist.
Für diese Annahme kann die Periodizität des Trägersignals mit der Frequenz f_C von der Periodizität des Radarsignals mit der Frequenz f_P entkoppelt werden und das Empfangssignal y(t) durch ein Radarsignal genähert werden, dass nur noch die Periodizität des Trägersignals mit der Frequenz f_C aufweist.
In diesem Fall ergibt sich nach einer ersten Fourier-Transformation des gefensterten Empfangssignals y(t) ein zugehöriges Spektrum Y(f₁,t), dessen Frequenz f₁ eine erste Frequenz-Dimension des im Folgenden entstehenden zweidimensionalen Fourier-Spektrums darstellt und das vom Zeitpunkt t der Fensterung des Empfangssignals y(t) abhängt. Da die Näherung des gefensterten Empfangssignals y(t) eine einzige Periodizität bei der Trägerfrequenz f_C aufweist, sind die Spektralwerte des Spektrums Y(f₁,t) gemäß Gleichung (3) an allen Frequenzen f₁ mit Ausnahme der Trägerfrequenz f_C null. Bei der Trägerfrequenz f_C weist das Spektrum Y(f₁,t) des gefensterten Empfangssignals y(t) den näherungsweise im Fensterungszeitpunkt t konstanten Wert x(t) des Radarsignals auf. $Y (f_{1}, t) = {\begin{matrix} x (t) & f ü r f_{1} = f_{C} \\ 0 & f ü r f_{1} \neq f_{C} \end{matrix}$
In der zweiten Fourier-Transformation, die für jede einzelne Frequenz f₁ der ersten Frequenz-Dimension jeweils ein zweidimensionales Fourier-Spektrum Z(f₁,f₂) aus den für die jeweilige Frequenz f₁ und für jeden einzelnen aufeinanderfolgenden Fensterungszeitpunkt t jeweils ermittelten Spektralwerten Y(f₁,t) durchgeführt wird, ergibt sich gemäß Gleichung (4). Das zweidimensionale Fourier-Spektrum Z(f₁,f₂) weist einzig bei der Trägerfrequenz f_C in der ersten Frequenz-Dimension f₁ und gleichzeitig einzig bei ganzzahligen Vielfachen n der Frequenz f_P der im Radarsignal x(t) enthaltenen Periodizität in der zweiten Frequenz-Dimension f₂ einen von null verschiedenen Spektralwert auf, der dem zugehörigen Fourier-Koeffizienten X_n entspricht. $Z (f_{1}, f_{2}) = {\begin{array}{l} X_{n} & f ü r f_{1} = f_{C} \cap f_{2} = f_{P} \\ 0 & s o n s t \end{array}$
In 1 ist ein beispielhaftes zweidimensionales Fourier-Spektrum der erste Frequenz-Dimension f₁ und der zweiten Frequenz-Dimension f₂ dargestellt, das Spektralanteile einer Periodizität eines im Empfangssignal enthaltenen Radarsignals mit einer Grundfrequenz von 20 kHz in einem Trägerfrequenzbereich zwischen 20 MHz und 40 MHz und gleichzeitig Spektralanteile einer Periodizität eines weiteren im Empfangssignal enthaltenen Radarsignals mit einer Grundfrequenz von 30 kHz bei einer Trägerfrequenz von 50 MHz enthält.
Aus dem zweidimensionalen Fourier-Spektrum der 1 ist in diesem Zustand der Signalauswertung noch nicht zu erkennen, ob die bei unterschiedlichen Radarfrequenzen f_P und unterschiedlichen Trägerfrequenzen f_C jeweils vorliegenden Spektralanteile von einem einzigen Radarsignal stammen, das seine Trägerfrequenz f_C und auch seine Radarfrequenz f_P über der Zeit ändert, oder ob die bei unterschiedlichen Radarfrequenzen f_P und bei unterschiedlichen Trägerfrequenzen f_C jeweils vorliegenden Spektralanteile in unterschiedlichen Radarsignalen ihren Ursprung haben.
Erst eine Trennung der zu unterschiedlichen Grundfrequenzen f_P des Radarsignals jeweils gehörigen Spektralanteile ermöglicht eine weitergehende Unterscheidung hinsichtlich der Zugehörigkeit der Spektralanteile zu einem Radarsignal. In 1 ist dies die Trennung der zur Grundfrequenz f_P=20 kHz gehörigen und der in ganzzahligen Vielfachen der Grundfrequenz n·f_P=n·20kHz jeweils periodisch fortgesetzten Spektralanteile von den zur Grundfrequenz f_P=30 kHz gehörigen und von den in ganzzahligen Vielfachen der Grundfrequenz n·f_P=n·30kHz jeweils periodisch fortgesetzten Spektralanteilen.
Im Fall einer Bestimmung der Empfangsrichtung auf der Basis einer ermittelten Phasendifferenz zwischen Radarsignalen, die in Empfangssignalen zweier Empfangsantennen enthalten sind, werden im ersten Schritt die konjugiert komplexen Spektralanteile aus den Spektralanteilen eines aus dem Empfangssignal einer von Empfangsantennen i gewonnenen zweidimensionalen Fourier-Spektrums Z_i(f_C,n·f_P), die zu einem ganzzahligen Vielfachen n der zu einer Periodizität des Radarsignals mit der Grundfrequenz f_P und zu einer bestimmten Trägerfrequenz f_C gehören, ermittelt und mit den Spektralanteilen eines aus dem Empfangssignal einer Referenz-Empfangsantenne R gewonnenen zweidimensionalen Fourier-Spektrums Z_R(f_C,n·f_P), die zu einem ganzzahligen Vielfachen n einer Periodizität des Radarsignals mit derselben Grundfrequenz f_P und zu derselben Trägerfrequenz f_C gehören, gemäß Gleichung (5) multipliziert. $M (f_{C}, n \cdot f_{P}) = Z_{i}^{*} (f_{C}, n \cdot f_{P}) \cdot Z_{R} (f_{C}, n \cdot f_{P})$
Die Spektralanteile des Empfangssignals der Empfangsantenne i und des Empfangssignals der Referenz-Empfangsantenne R, die Spektralanteile eines Radarsignals bei ganzzahligen Vielfachen n einer Periodizität des Radarsignals bei der Grundfrequenz f_P und bei der Trägerfrequenz f_C enthalten, weisen gemäß Gleichung (6A) bzw. (6B) jeweils von Rauschen befreite Spektralanteile X_i(f_C,n·f_P) bzw_. X_R(f_C,n·f_P) und überlagerte Rauschspektralanteile N_i(f_C,n·f_P) bzw. N_R(f_C,n·f_P) auf. $Z_{i} (f_{C}, n \cdot f_{P}) = X_{i} (f_{C}, n \cdot f_{P}) + N_{i} (f_{C}, n \cdot f_{P})$
$Z_{R} (f_{C}, n \cdot f_{P}) = X_{R} (f_{C}, n \cdot f_{P}) + N_{R} (f_{C}, n \cdot f_{P})$
Da die in den einzelnen Empfangsantennen jeweils empfangenen Rauschsignale und entsprechend ihre zugehörigen Rauschspektralanteile jeweils gemäß Gleichung (7A) mittelwertfrei und zusätzlich gemäß Gleichung (7B) zueinander unkorreliert sind, werden die Multiplikationsergebnisse M(f_C,n·f_P) der Spektralanteile, die zu jeweils einem im Empfangssignal der Empfangsantenne i bzw. der Referenz-Empfangsantenne R enthaltenen Radarsignal bei einem ganzzahligen Vielfachen n der Periodizität mit der Grundfrequenz f_P und der Trägerfrequenz f_C gehören, einer Mittelung über die Dauer einer ununterbrochenen Aktivschaltung des LPI-Radarsignals (Low-Probability-Intercept(LPI)-Radarsignale) gemäß Gleichung (8) zugeführt. Die Dauer einer ununterbrochenen Aktivschaltung des LPI-Radarsignals korrespondiert hierbei zur Anzahl N von periodisch bei ganzzahligen Vielfachen n der Periodizität mit der Grundfrequenz f_P jeweils vorhandenen Spektralanteilen des Radarsignals im zweidimensionalen Fourier-Spektrum Z(f_C,n·f_P). Wie aus Gleichung (8) ersichtlich ist, weisen die gemittelten und multiplizierten Spektralanteile des Radarsignals mit der Grundfrequenz f_P und der Trägerfrequenz f_C nur noch rauschbefreite Spektralanteile X_i(f_C, n·f_P) bzw. X_R(f_C,n·f_P) des Radarsignals auf. $E {N_{i} (f_{C}, f_{P})} = 0 \cap E {N_{R} (f_{C}, f_{P})} = 0$
$E {N_{i} (f_{C}, f_{P}) \cdot N_{R} (f_{C}, f_{P})} = 0$
$\begin{matrix} \bar{M} (f_{C}, f_{P}) = \frac{1}{N} \sum_{n = 1}^{N} M (f_{C}, n \cdot f_{P}) = \\ = \frac{1}{N} \sum_{n = 1}^{N} X_{i}^{*} (f_{C}, n \cdot f_{P}) \cdot X_{R} (f_{C}, n \cdot f_{P}) \end{matrix}$
Schließlich wird gemäß Gleichung (9) die Phase φ̂ der gemittelten und multiplizierten Spektralanteile des in den beiden Empfangssignalen jeweils enthaltenen Radarsignals mit einer Periodizität bei der Grundfrequenz f_P und der Trägerfrequenz f_C bestimmt, die der Phasendifferenz zwischen dem im Empfangssignal der Empfangsantenne i enthaltenen Radarsignal und dem im Empfangssignal der Referenz-Empfangsantenne R enthaltenen Radarsignal derselben Radargrundfrequenz f_P und der selben Trägerfrequenz f_C entspricht. Wie aus Gleichung (9) hervorgeht, entsprechen die Spektralanteile X_R(f_C,n·f_P) des im Empfangssignal der Referenz-Empfangsantenne R enthaltenen Radarsignals mit einer Periodizität bei der Grundfrequenz f_P und der Trägerfrequenz f_C mit Ausnahme einer Phasenverschiebung um den Phasenwinkel φ den Spektralanteilen X_i(f_C,n·f_P) des im Empfangssignal der Empfangsantenne i enthaltenen Radarsignals mit einer Periodizität bei der Grundfrequenz f_P und der Trägerfrequenz J_C. $\begin{matrix} \hat{φ} = arg {\bar{M} (f_{C}, f_{P})} = arg {\frac{1}{N} \sum_{n = 1}^{N} X_{i}^{*} (f_{C}, n \cdot f_{P}) \cdot X_{R} (f_{C}, n \cdot f_{P})} = \\ = arg {\frac{1}{N} \sum_{n = 1}^{N} X_{i}^{*} (f_{C}, n \cdot f_{P}) \cdot X_{R} (f_{C}, n \cdot f_{P}) \cdot exp (j φ)} \end{matrix}$
Auf der Basis dieser mathematischen Grundlagen werden im Folgenden ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Ermittlung der Empfangsrichtung eines in einem Empfangssignal enthaltenen Radarsignals auf der Basis der Bestimmung einer Phasendifferenz anhand des Flussdiagrammes in 7A und ein Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Ermittlung einer Empfangsrichtung eines in einem Empfangssignal enthaltenen Radarsignals auf der Basis der Bestimmung einer Amplitudendifferenz anhand des Flussdiagrammes in 7B sowie die zugehörigen Ausführungsbeispiele der erfindungsgemäßen Vorrichtungen anhand der Blockdiagramme in den 2 bis 6 im Detail erläutert.
Im ersten Verfahrensschritt S10 des Flussdiagramms in 7A werden die von den einzelnen Empfangsantennen 1₁ bis 1_N des Empfangsantennen-Systems der 2 jeweils empfangenen Empfangssignale in einer zugehörigen Hochfrequenz-Empfangsstufe 2₁ bis 2_N vorverarbeitet. Typischerweise handelt es sich hierbei um eine Empfangsverstärkung und um eine Tiefpassfilterung. In einem jeweils anschließenden Mischer 3₁ bis 3_N , der von einem in einem Oszillator 4₁ bis 4_N erzeugten Mischersignal versorgt wird, erfolgt im selben Verfahrensschritt S10 ein Mischen des jeweiligen empfangenen und vorverarbeiteten Hochfrequenzsignals ins Basisband. In der jeweils nachfolgenden Basisband-Signalverarbeitung 5₁ bis 5_N erfolgen im Wesentlichen eine Analog-Digital-Wandlung und eine Bandpassfilterung des jeweiligen komplexen Basispreissignals.
Im darauffolgenden Verfahrensschritt S20 wird in einem zweidimensionalen Fourier-Transformator 6₁ ,..,6_i ,..,6_N aus den in den einzelnen Empfangsantennen 1₁ bis 1_N jeweils empfangenen und daraufhin vorverarbeiteten Empfangssignalen ein zugehöriges zweidimensionales Fourier-Spektrum bestimmt.
Gemäß 3 enthält der zweidimensionale Fourier-Transformator 6_i hierzu in einer ersten Variante der Erfindung eine Analyse-Filterbank 7_i entsprechend 4, in der jeweils über eine geeignete, in 4 nicht dargestellte Steuerung die kontinuierliche Folge von Abtastwerten des jeweiligen vorverarbeiteten Empfangssignals gefenstert wird, um sukzessive jeweils eine Sequenz mit einer geringen Anzahl von Abtastwerten des jeweiligen vorverarbeiteten Empfangssignals zu selektieren und aus der jeweils gefensterten Sequenz von Abtastwerten zugehörige Spektralwerte im Sinne von Gleichung (3) zu bestimmen.
Die als DFT- Polyphasenfilterbank realisierte Analyse-Filterbank 7_i ist üblicherweise gemäß 4 aus miteinander verketteten Verzögerungsgliedern 8_i, mit den Eingängen bzw. Ausgängen der verketteten Verzögerungsglieder 8_i verbundene Dezimatoren 9_i und daran anschließenden digitalen Filtern 10_i , bevorzugt digitalen Filtern 10_i mit einer endlicher Impulsantwort (Finite-Impulse-Response(FIR)-Filter), und einem an die Ausgänge der einzelnen digitalen Filter 10_i angeschlossenen inversen Fast-Fourier-Transformator (iFFT)) 11_i aufgebaut.
Die Anzahl von Abtastwerten des vorverarbeiteten Empfangssignals, die in der DFT-Polyphasenfilterbank gefenstert und in einem Fourier-Transformation-Schritt verarbeitet werden und somit der Fourier-Länge N_FFT1 der Analyse-Filterbank 7_i entsprechen, werden in der integrierten Steuerung geeignet an realistische Werte für die Frequenz f_P eines zu erwartenden Radarsignals eingestellt.
Anstelle der Analyse-Filterbank 7_i wird in einer zweiten Variante der Erfindung eine Einheit zur gleitenden Fensterung in Kombination mit einem nachfolgenden ersten Fast-Fourier-Transformator zur gemeinsamen Durchführung einer ersten Fourier-Transformation eingesetzt und ist von der Erfindung mit abgedeckt.
Die von der Analyse-Filterbank 7_i oder vom ersten Fourier-Transformator mit vorgelagerten Einheit zur gleitenden Fensterung sukzessive erzeugten eindimensionalen Spektren werden in einer der Analyse-Filterbank 7_i nachfolgenden Speicher-Einheit 12_i zwischengespeichert. Aus der Speicher-Einheit 12_i wird eine der Fourier-Länge N_FFT2 des nachfolgenden zweiten Fourier-Transformators 13_i entsprechende Anzahl von durch die Analyse-Filterbank 7_i in aufeinanderfolgenden Fensterungen jeweils ermittelten Spektren ausgelesen und für jeden Frequenzwert der ersten Frequenz-Dimension f₁ jeweils einer zweiten Fourier-Transformation zur Ermittlung von Spektralwerten an Frequenzwertpaaren der ersten Frequenz-Dimension f₁ und der zweiten Frequenz-Dimension f₂ in Anlehnung an Gleichung (4) zugeführt.
Der nächste Verfahrensschritt S30 beinhaltet die Detektion von Spektralanteilen im erzeugten zweidimensionalen Fourier-Spektrum, die zu einem Radarsignal mit einer Periodizität bei einer Grundfrequenz f_P und einer Trägerfrequenz f_C gehören. Hierzu wird das im jeweiligen zweidimensionalen Fourier-Transformator 6₁ ,..., 6_i ,..., 6_N bestimmte zweidimensionale Fourier-Spektrum einer nachfolgenden Detektions-Einheit 14₁ ,..., 14_i ,...,14_N zugeführt. Die Detektion von Spektralanteilen erstreckt sich hierbei auch auf die Identifizierung von Spektralanteilen von mehreren im Empfangssignal enthaltenen Radarsignalen mit jeweils unterschiedlicher Periodizität.
In einer derartigen Detektions-Einheit 14_i werden alle Spektralwerte des jeweiligen zweidimensionalen Fourier-Spektrums in einem in 5 gezeigten Absolutwert-Bildender 15_i in einen positiven Spektralwert gewandelt, soweit der einzelne Spektralwert nicht schon einen positiven Wert aufweist.
Auf diese Weise werden im jeweiligen zweidimensionalen Fourier-Transformator 6₁ ,..., 6_i ,..., 6_N fehlerhaft als negative Werte ausgegebene Spektralwerte korrigiert.
In einem nachfolgenden zur jeweiligen Detektions-Einheit 14_i gehörigen ersten Schwellwert-Detektor 16_i werden alle Spektralwerte des zweidimensionalen Fourier-Spektrums mit einem geeignet dimensionierten ersten Schwellwert verglichen, um diejenigen Spektralwerte zu identifizieren und zu markieren, die größer als der ersten Schwellwert sind und somit aus dem üblichen spektralen Rauschteppich herausragen und folglich einem Radarsignal eindeutig zuordenbar sind. Beim ersten Schwellwert-Detektor 16_i kann es sich um einen Schwellwert-Detektor mit konstanten Schwellwert, der jede einzelne gegenüber dem konstanten Schwellwert größere Spektralspitze detektiert, oder um einen Schwellwert-Detektor mit einer komplexeren Schwellwertcharakteristik - beispielsweise einen Schwellwert-Detektor, dessen Schwellwert sich adaptiv an dem Mittelwert der jeweils benachbarten Spektralwerte anpasst - handeln.
Für jeden derart markierten Spektralwert des zweidimensionalen Fourier-Spektrums werden die zugehörige Frequenz in der ersten Frequenz-Dimension f₁, die der zugehörigen Trägerfrequenz f_C entspricht, und die zugehörige Frequenz in der zweiten Frequenz-Dimension f₂, die der Grundfrequenz f_P der im Radarsignal enthaltene Periodizität oder einem ganzzahligen Vielfachen n der Grundfrequenz f_P entspricht, bestimmt. Für alle markierten Spektralanteile werden jeweils alle Frequenzabstände in der Frequenz der zweiten Frequenz-Dimension f₂ zu benachbarten Spektralanteile in derselben Frequenz in der ersten Frequenz-Dimension f₁ ermittelt und anschließend die Häufigkeit der einzelnen Frequenzabstände in der Frequenz der zweiten Frequenz-Dimension f₂ zwischen jeweils benachbarten Spektralanteilen derselben Frequenz in der ersten Frequenz-Dimension f₁ in ein Histogramm durch eine dem jeweiligen ersten Schwellwert-Detektor 16_i nachfolgende Einheit zur Bestimmung eines Histogramms 17_i eingetragen. Das Histogramm enthält folglich Häufigkeitswerte für ermittelte Frequenzabstände in der Frequenz der zweiten Frequenz-Dimension f₂.
In einem der Einheit zur Bestimmung eines Histogramms 17_i nachfolgenden zweiten Schwellwert-Detektor 18_i werden die Häufigkeitswerte des Histogramms mit einem geeignet dimensionierten zweiten Schwellwert verglichen. Auch beim zweiten Schwellwert-Detektor 16_i kann es sich um einen Schwellwert-Detektor mit konstanten Schwellwert, der jede einzelne gegenüber dem konstanten Schwellwert größere Spektralspitze detektiert, oder um einen Schwellwert-Detektor mit einer komplexeren Schwellwertcharakteristik - beispielsweise einen Schwellwert-Detektor, dessen Schwellwert sich adaptiv an dem Mittelwert der jeweils benachbarten Spektralwerte anpasst - handeln. Die Frequenzabstände zu Häufigkeitswerten des Histogramms, die größer als der zweite Schwellenwert sind, werden identifiziert und hinsichtlich eines ganzzahligen Verhältnisses zueinander untersucht. Liegt zwischen den identifizierten Frequenzabständen jeweils ein derartiges ganzzahliges Verhältnis vor, so gehören die Spektralanteile, die in diesen Frequenzabständen in der Frequenz der zweiten Frequenz-Dimension f₂ zueinander beabstandet sind, zu einem Radarsignal mit einer Periodizität bei der Grundfrequenz f_P, die den kleinsten Vielfachen diese Frequenzabstände entspricht, und werden markiert.
Die im Verfahrensschritt S30 identifizierten und markierten Spektralanteile, die zu einem Radarsignal einer Periodizität bei einer bestimmten identifizierten Grundfrequenz f_P und einer bestimmten identifizierten Trägerfrequenz f_C gehören, werden im nächsten Verfahrensschritt S40 in einer der jeweiligen Detektions-Einheit 14₁ bis 14_N nachfolgenden Selektions-Einheit aus dem jeweiligen zweidimensionalen Fourier-Spektrum separiert. Auf diese Weise erfolgt eine erhebliche Reduzierung der zu verarbeitenden Datenmenge auf die für die Detektion der im jeweiligen Empfangssignal jeweils enthaltenen Radarspektralanteile.
Im darauffolgenden Verfahrensschritt S50 wird für den Fall der Ermittlung der Empfangsrichtung eines Radarsignals in einem Empfangsantennen-System auf der Basis der Bestimmung der Phasendifferenz zwischen zwei in jeweils einem Empfangssignal enthaltenen Radarsignalen in einem zur Einheit zur Ermittlung der Empfangsrichtung 20 gehörigen Multiplizierer 21₁ bis 21_N die im vorherigen Verfahrensschritt S40 identifizierten Spektralanteile eines in einem Empfangssignal der Empfangsantenne 1 bis N jeweils enthaltenen Radarsignals mit einer Periodizität bei einer bestimmten Grundfrequenz f_P und einer bestimmten Trägerfrequenz f_C mit den demselben Verfahrensschritt S40 identifizierten Spektralanteilen eines in einem Empfangssignal einer Referenz-Empfangsantenne R jeweils enthaltenen Radarsignals mit einer Periodizität bei derselben Grundfrequenz f_P und derselben Trägerfrequenz f_C in Anlehnung an Gleichung (5) multipliziert. Die Empfangseinrichtung 20 ist in 6 gezeigt. Hierbei werden vor der Multiplikation in einer jeweiligen Einheit zur Bildung eines konjugiert komplexen Spektrums 22₁ bis 22_N konjugiert komplexe Spektralwerte des zum jeweiligen Radarsignal mit einer Periodizität bei einer Grundfrequenz f_P und der Trägerfrequenz f_P aus den zugehörigen in der jeweiligen Selektion-Einheit 19₁ bis 19_N selektierten Spektralwerten des in einem Empfangssignal einer Empfangsantenne 1 bis N jeweils enthaltenen Radarsignals bestimmt.
Die aus Spektralwerten desselben Radarsignals im Empfangssignal einer Empfangsantenne 1 bis N und einer Referenz-Empfangsantenne R im Verfahrensschritt S50 miteinander multiplizierten Spektralwerte werden im nächsten Verfahrensschritt S60 zur Eliminierung der enthaltenen Rauschspektralanteile in einer dem jeweiligen Multiplizierer 21₁ bis 21_N nachfolgenden Mittelungs-Einheit 23₁ bis 23_N über die ununterbrochene aktivierte Dauer des identifizierten LPI-Radarsignals gemäß Gleichung (8) gemittelt.
Die Mittelungsdauer wird den einzelnen Mittelungs-Einheiten 23₁ bis 23_N für jedes in der jeweiligen Detektions-Einheit 14₁ bis 14_N identifizierte Radarsignal über einen Zustandsautomaten 24 signalisiert. Der Zustandsautomat 24 erhält hierzu von den einzelnen Detektions-Einheiten 14₁ bis 14_N eine Information, über wie viele Spektren in der zweiten Frequenz-Dimension f₂ Spektralanteile desselben Radarsignals verteilt sind. Die Anzahl von Spektren, über die Spektralanteile desselben Radarsignals in der zweiten Frequenz-Dimension f₂ verteilt sind, ergibt sich aus der Anzahl von Spektren, die zwischen dem Spektrum beim höchsten ermittelten Vielfachen n_Max der zur Periodizität gehörigen Grundfrequenz f_P und dem Spektrum bei der Nullfrequenz liegen.
Im nächsten Verfahrensschritt S70 werden in einem an die jeweilige Mittelungs-Einheit 23₁ bis 23_N sich anschließenden Phasenbildner 24₁ bis 24_N die Phase φ̂ der gemittelten und miteinander multiplizierten Spektralanteile des im Empfangssignal einer Empfangsantenne 1 bis N und im Empfangssignal einer Referenz-Empfangsantenne R jeweils enthaltenen Radarsignals mit einer Periodizität bei derselben Grundfrequenz f_P und derselben Trägerfrequenz f_C gemäß Gleichung (9) bestimmt, die der Phasendifferenz φ̂ zwischen den Spektralanteilen des im Empfangssignal einer Empfangsantenne 1 bis N und im Empfangssignal einer Referenz-Empfangsantenne R jeweils enthaltenen Radarsignals mit einer Periodizität bei derselben Grundfrequenz f_P und derselben Trägerfrequenz f_C entspricht.
Im abschließenden Verfahrensschritt S80 wird aus der in Verfahrensschritt S70 ermittelten Phasendifferenz φ̂ und der relativen Position zwischen der jeweiligen Empfangsantenne 1 bis N und der Referenz-Empfangsantenne R die Empfangsrichtung des Radarsignals mit einer Periodizität bei der jeweiligen Grundfrequenz f_P und der jeweiligen Trägerfrequenz f_C ermittelt.
Die Ermittlung der Empfangsrichtung eines Radarsignals in einem Empfangsantennen-System auf der Basis der Ermittlung der Amplitudendifferenz zwischen den in einem Empfangssignal zweier Empfangsantennen jeweils enthaltenen identischen Radarsignalen gemäß dem Flussdiagramm in 7B enthält in den ersten vier Verfahrensschritten S100 bis S130 die Verfahrensschritte S10 bis S40 des in 7A dargestellten erfindungsgemäßen Verfahrens auf der Basis der Ermittlung der Phasendifferenz.
Im nächsten Verfahrensschritt S140 des erfindungsgemäßen Verfahrens auf der Basis der Ermittlung der Amplitudendifferenz werden in Analogie zum Verfahrensschritt S60 im Flussdiagramm der 7A die im vorherigen Verfahrensschritt S130 aus dem zweidimensionalen Fourier-Spektrum jedes Empfangssignals jeweils separierten Spektralanteile eines Radarsignals mit einer Periodizität bei einer bestimmten Grundfrequenz f_P und einer bestimmten Trägerfrequenz f_C einer Mittelung über die Dauer einer ununterbrochenen Aktivierung des in Verfahrensschritt S130 identifizierten LPI-Radarsignals zugeführt, um in den Spektralwerten jeweils enthaltene Rauschspektralanteile näherungsweise zu beseitigen.
Im darauffolgenden Verfahrensschritt S150 wird in einem Betragsbildner der Betrag der gemittelten Spektralanteile des in einem jeweiligen Empfangssignal enthaltenen Radarsignals mit einer Periodizität bei einer bestimmten Grundfrequenz f_P und einer bestimmten Trägerfrequenz f_C bestimmt.
Aus den in Verfahrensschritt S150 ermittelten Beträgen der gemittelten Spektralanteile des in einem Empfangssignal einer Empfangsantenne 1 bis N und in einem Empfangssignal einer Referenz-Empfangsantenne R jeweils enthaltenen Radarsignals mit einer Periodizität bei derselben Grundfrequenz f_P und derselben Trägerfrequenz f_C wird im darauf folgenden Verfahrensschritt S160 die Amplitudendifferenz der gemittelten Spektralanteile zwischen dem im Empfangssignal einer Empfangsantenne 1 bis N und dem im Empfangssignal einer Referenz-Empfangsantenne R jeweils enthaltenen Radarsignal mit einer Periodizität bei derselben Grundfrequenz f_P und derselben Trägerfrequenz f_C bestimmt.
Im abschließenden Verfahrensschritt S160 wird schließlich die Empfangsrichtung des Radarsignals in Relation zum Empfangsantennen-System auf der Basis der im vorherigen Verfahrensschritte S150 ermittelten Amplitudendifferenz der gemittelten Spektralanteile zwischen dem im Empfangssignal einer Empfangsantenne 1 bis N und dem im Empfangssignal einer Referenz-Empfangsantenne R jeweils enthaltenen Radarsignal mit einer Periodizität bei derselben Grundfrequenz f_P und derselben Trägerfrequenz f_C, der relativen Position zwischen der jeweiligen Empfangsantenne 1 bis N und der Referenz-Empfangsantenne R und zuzüglich der Richtcharakteristik der jeweiligen Empfangsantenne 1 bis N und der Referenz-Empfangsantenne R ermittelt.
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausführungsbeispiele beschränkt. Von der Erfindung sind insbesondere alle Kombinationen aller in den Patentansprüchen beanspruchten Merkmale, aller in der Beschreibung offenbarten Merkmale und aller in den Figuren der Zeichnung dargestellten Merkmale mit abgedeckt. Anstatt eines Radarsignals kann jedes beliebige Signal zur Anwendung kommen.

Claims

Verfahren zur Ermittlung einer Empfangsrichtung (φ̂) von mindestens einem in einem Empfangssignal (y(t)) enthaltenen periodischen Signal (x(t)) in einem aus mindestens zwei Empfangsantennen (1₁, ..., 1_N) bestehenden Empfangsantennensystem mit folgenden Verfahrensschritten: • Bestimmen eines zwei-dimensionalen Spektrums (Z(f₁,f₂)) des Empfangssignals (y(t)) an mindestens zwei Empfangsantennen (1₁, ..., 1_N), • Ermitteln des zum jeweiligen periodischen Signal gehörigen Spektrums innerhalb des zwei-dimensionalen Spektrums (Z(f₁,f₂)) des Empfangssignals (y(t)) an mindestens zwei Empfangsantennen (1₁, ..., 1_N) und • Bestimmen der Empfangsrichtung ((φ̂) des jeweiligen periodischen Signals (x(t)) durch Ermitteln der Amplituden- und/oder Phasendifferenz zwischen zwei zu jeweils einem jeweiligen periodischen Signal (x(t)) gehörigen Spektren, die für jeweils ein Empfangssignal (y(t)) einer Empfangsantenne ermittelt werden.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zum Bestimmen des zwei-dimensionalen Spektrums (Z(f_1,f₂)) eine erste Fourier-Transformation über aufeinander folgende Zeitabschnitte des Empfangssignals (y(t)) und eine zweite Fourier-Transformation über die in der ersten Fourier-Transformation für jeden Zeitabschnitt jeweils ermittelten Spektren durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Dauer der jeweils aufeinander folgenden Zeitabschnitte des Empfangssignals (y(t)) für die erste Fourier-Transformation kleiner als die Periodendauer $(\frac{1}{f_{P}})$
der im periodischen Signal (x(t)) enthaltenen Periodizität ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung des zum jeweiligen periodischen Signal (x(t)) gehörigen Spektrums innerhalb des zweidimensionalen Spektrums (Z(f₁,f₂)) alle Spektralwerte des zweidimensionalen Spektrums (Z(f₁,f₂)) detektiert werden, die in der Frequenz-Dimension (f₂) der zweiten Fourier-Transformation an ganzzahligen Vielfachen (n) einer im jeweiligen periodischen Signal (x(t)) enthaltenen Periodizität mit der Grundfrequenz (f_P) jeweils größer als ein bestimmter Schwellwert sind.
Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge (N_FFT1) der ersten Fourier-Transformation kleiner als die Länge (N_FFT2) der zweiten Fourier-Transformation ist.
Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, dass zur Ermittlung des zum jeweiligen periodischen Signal (x(t)) gehörigen Spektrums der Absolutwert jedes Spektralwerts des zweidimensionalen Spektrums und anschließend in einem ersten Schwellwert-Detektor (16i) alle Spektralwerte identifiziert werden, die größer als ein erster Schwellwert sind.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass in einem Histogramm die Häufigkeiten von einzelnen Frequenzabständen in der Frequenzdimension (f₂) der zweiten Fourier-Transformation zwischen einzelnen im ersten Schwellwert-Detektor (16_i) jeweils identifizierten Spektralwerten erfasst werden, die bei der identischen Frequenz in der Frequenzdimension (f₁) der ersten Fourier-Transformation liegen.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass in einem zweiten Schwellwert-Detektor (18i) die zu einem jeweiligen periodischen Signal (x(t)) jeweils gehörigen Spektralwerte identifiziert werden, für die bei Vielfachen (n) eines bestimmten Frequenzabstandes in der Frequenzdimension (f₂) der zweiten Fourier-Transformation jeweils eine Häufigkeit im Histogramm ermittelt wird, die oberhalb eines zweiten Schwellwerts liegt, wobei der bestimmte Frequenzabstand der Grundfrequenz (f_P) der im jeweiligen periodischen Signal (x(t)) enthaltenen Periodizität entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bestimmung der Empfangsrichtung (φ̂) des jeweiligen periodischen Signals (x(t)) aus der Phasendifferenz zwischen zwei Spektren, die jeweils zu einem im Empfangssignal (y(t)) einer Empfangsantenne enthaltenen jeweiligen periodischen Signal (x(t)) gehören, das zum jeweiligen periodischen Signal (x(t)) gehörige Spektrum im Empfangssignal (y(t)) einer Empfangsantenne mit dem konjugiert komplexen, zum jeweiligen periodischen Signal (x(t)) gehörige Spektrum im Empfangssignal (y(t)) einer weiteren Empfangsantenne, bevorzugt einer Referenz-Empfangsantenne, multipliziert wird und anschließend die Phase des Multiplikationsergebnisses ermittelt wird.
Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass vor der Bestimmung der Phase eine Mittelung über mehrere zeitlich aufeinander folgend ermittelte Multiplikationsergebnisse zur Kompensation des in den Mittelungsergebnissen jeweils enthaltenen Spektralanteils des mittelwertfreien jeweiligen Rauschsignals durchgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittelung über alle aufeinander folgend ermittelten Multiplikationsergebnisse erfolgt, die zu einem ununterbrochen aktivierten Signalabschnitt eines im Empfangssignal (y(t)) enthaltenen jeweiligen periodischen Signals (x(t)) gehören.
Vorrichtung zur Ermittlung einer Empfangsrichtung (φ̂) von mindestens einem in einem Empfangssignal (y(t)) enthaltenen periodischen Signal (x(t)) in einem aus mindestens zwei Empfangsantennen (1₁, ..., 1_N) bestehenden Empfangsantennensystem mit einem zwei-dimensionalen Fourier-Transformator (6₁, ..., 6_i,..., 6_N), einer Detektions-Einheit (14₁,..., 14_i,..., 14_N) zur Ermittlung der in einem Empfangssignal (y(t)) jeder Empfangsantenne (1₁, ..., 1_N) jeweils enthaltenen periodischen Signale (x(t)), einer Selektions-Einheit (19₁,..., 19_i,..., 19_N) zur Selektion des zum jeweiligen periodischen Signal (x(t)) gehörigen Spektrums und einer Einheit (20) zur Ermittlung der Empfangsrichtung (φ̂) des jeweiligen periodischen Signals (x(t)) aus der Amplituden- und/oder Phasendifferenz der im Empfangssignal (y(t)) zweier Empfangsantennen jeweils enthaltenen periodischen Signale (x(t)).
Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der zwei-dimensionale Fourier-Transformator (6₁,...,6_i,...,6_N) aus einer Analyse-Filterbank (7_i) zur Durchführung der ersten Fourier-Transformation, einer nachgeschalteten Speicher-Einheit (8_i) zur Abspeicherung der Ergebnisse der ersten Fourier-Transformation und einen zweiten Fast-Fourier-Transformator (9i) zur Durchführung der zweiten Fourier-Transformation besteht.
Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der zwei-dimensionale Fourier-Transformator (6₁,..., 6_i,..., 6_N) aus einer Einheit zur gleitenden Fensterung und einem ersten Fast-Fourier-Transformator zur Durchführung der ersten Fourier-Transformation, einer nachgeschalteten Speicher-Einheit (8_i) zur Abspeicherung der Ergebnisse der ersten Fourier-Transformation und einen zweiten Fast-Fourier-Transformator (9i) zur Durchführung der zweiten Fourier-Transformation besteht.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Detektions-Einheit (14₁,...,14_i,...,14_N) aus einem Absolutwert-Bildner (15_i), einem nachfolgenden ersten Schwellwert-Detektor (16_i), einer nachfolgenden Einheit (17_i) zur Bestimmung eines Histogramms und einem nachfolgenden zweiten Schwellwert-Detektor (18i) besteht.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Einheit (20) zur Ermittlung der Empfangsrichtung (φ̂) des jeweiligen periodischen Signals (x(t)) eine Einheit zur Bildung eines konjugiert komplexen Spektrums (22₁,...,22_N) des im Empfangssignal (y(t)) einer Empfangsantenne (1₁, ..., 1_N) enthaltenen jeweiligen periodischen Signals (x(t)), einen nachfolgenden Multiplizier (21₁,...,21_N) zum Multiplizieren des konjugiert komplexen Spektrums des im Empfangssignal (y(t)) einer Empfangsantenne (1₁, ..., 1_N) jeweils enthaltenen jeweiligen periodischen Signals (x(t)) mit dem Spektrums des im Empfangssignal (y(t)) einer Referenz-Empfangsantenne enthaltenen jeweiligen periodischen Signals (x(t)) und einen nachfolgenden Phasenbildner (24₁..., 24_N) zur Ermittlung der Phase (φ̂) des vom Multiplizierer (21₁,..., 21_N) erzeugten Multiplikationsergebnisses aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Multiplizierer (21₁, ..., 21_N) und dem Phasenbildner eine Mittelungs-Einheit (23₁, ..., 23_N) zur Mittelung über alle vom Multiplizierer (21₁, ..., 21_N) erzeugten Multiplikationsergebnisse, die zu einem jeweiligen periodischen Signal (x(t)) gehören, angeordnet ist.
Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich ein Zustandsautomat (24) zur Steuerung der Mittelungsdauer in der Mittelungs-Einheit (23₁, ..., 23_N) vorgesehen ist.
Computerprogramm mit Programmcode-Mitteln, um alle Schritte gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11 durchführen zu können, wenn das Programm auf einem Computer oder einem digitalen Signalprozessor ausgeführt wird.
Computerprogramm-Produkt mit auf einem maschinenlesbaren Träger gespeicherten Programmcode-Mitteln, um alle Schritte gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11 durchführen zu können, wenn das Programm auf einem Computer oder einem digitalen Signalprozessor ausgeführt wird.