DE102013111533A1

DE102013111533A1 - Drehende elektrische Maschine mit einer Schutzfunktion eines Schaltelements

Info

Publication number: DE102013111533A1
Application number: DE102013111533.0A
Authority: DE
Inventors: Takatoshi Inokuchi; Toshinori Maruyama; Masaya NAKANISHI
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2012-10-19
Filing date: 2013-10-18
Publication date: 2014-04-30
Also published as: JP2014087093A; JP5896298B2

Abstract

In jedem Gleichrichtermodul bestimmt ein Abnormalitätsbestimmer, ob es einen ersten Typ einer Abnormalität in dem Gleichrichtermodul gibt, und ein Abnormal-Signalsender überträgt ein abnormales Signal zu den anderen der Gleichrichtermodule, wenn es den ersten Typ einer Abnormalität des Gleichrichtermoduls gibt. In jedem Gleichrichter empfängt der Abnormal-Signalempfänger das Abnormalitätssignal, wenn das Abnormalitätssignal von dem anderen Gleichrichtermodul übertragen wird. Ein erster spezifizierender Signalsender überträgt ein erstes spezifizierendes Signal an den Regler, wenn es den ersten Typ der Abnormalität des Gleichrichtermoduls gibt, oder wenn der Abnormal-Signalempfänger das von dem anderen Gleichrichtermodul übertragene Abnormalitätssignal empfängt. Das erste Spezifizierungssignal spezifiziert eine Unterdrückung der Erzeugung der Ausgangsleistung. Ein Regler reduziert oder stoppt die Zufuhr des Erregungsstroms zu der Feldwicklung, wenn das erste spezifizierende Signal dazu eingegeben wird.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine drehende elektrische Maschine zum Erzeugen einer elektrischen Leistung und/oder einer bewegenden Kraft.
HINTERGRUND
Eine in einem Kraftfahrzeug installierte normale dreiphasige drehende elektrische Maschine ist derart ausgestaltet, dass sie einen Erregerstrom zu einer um einen Rotor herumgewickelten Feldwicklung zuführt, um Pole eines drehenden Rotors zu magnetisieren und somit basierend auf dem durch die magnetisierten Pole des drehenden Rotors erzeugten drehenden magnetischen Feld eine dreiphasige Wechselstromleistung in den dreiphasigen Statorwicklungen eines Stators zu induzieren. Um die dreiphasige Wechselstromleistung synchron gleichzurichten, enthält die drehende elektrische Maschine ein Gleichrichtermodul, das ein Paar von oberen und unteren Zweigen von Schaltelementen für jede Phase aufweist, wie z. B. MOS-Transistoren. Ein Controller der drehenden elektrischen Maschine ist funktionsfähig, um jeden der Oberer-Zweig- und Unterer-Zweig-Schaltelemente für entsprechende Phasen ein- oder auszuschalten, um beispielsweise eine synchrone Gleichrichtung der dreiphasigen Wechselstromleistung auszuführen und somit Gleichstromleistung, d. h. Ausgangsleistung zu erzeugen. Diese Operation der drehenden elektrischen Maschine wird nachstehend als Leistungserzeugungsoperation bezeichnet. Die Hochseitigen bzw. High-Sides des oberen Zweigs der Schaltelemente werden mit einem positiven Anschluss einer Gleichstrom-Batterie verbunden, und die Unterseitigen bzw. Low-Sides des unteren Zweigs der Schaltelemente werden mit einem negativen Anschluss der Gleichstrom-Batterie verbunden. Somit kann die durch die drehende elektrische Maschine erzeugte Gleichstromleistung in die Gleichstrom-Batterie geladen werden. Es ist zu beachten, dass die Synchrongleichrichtungseinrichtung, bei der der Controller jeden oberen und unteren Zweig der Schaltelemente synchron mit einer leitfähigen Periode einschaltet, während der ein Strom durch eine entsprechende Freilaufdiode fließen kann, um dadurch die dreiphasige Wechselstromleistung zur Gleichstromleistung gleichzurichten.
In diesen normalen dreiphasigen drehenden elektrischen Maschinen sind einige drehende elektrische Maschinen zum Adressieren der überhitzten Schaltelemente bekannt. Beispielsweise offenbart die offengelegte japanische Patentanmeldung JP 2012-90454 A solch eine in einem Kraftfahrzeug installierte drehende elektrische Maschine. Insbesondere ist der Controller der drehenden elektrischen Maschine derart ausgestaltet, dass er den oberen und unteren Zweig der Schaltelemente jeder Phase einschaltet, während die andere davon ausgeschaltet wird. Dies fixiert die Phasenspannung über jede Phasenstatorwicklung zu dem Potential bei dem positiven Anschluss oder dem negativen Anschluss der Gleichstrom-Batterie. Da der Controller in der Lage ist, die Drehzahl des Rotors unter Nutzung der Phasenspannung über einen vorbestimmte Phasenstatorwicklung zu messen, deaktiviert die Fixierung der Phasenspannung über jede Phasenstatorwicklung den Controller beim Messen der Drehzahl des Rotors. Dies reduziert oder stoppt die Zufuhr des Erregerstroms zu der Feldwicklung unter Steuerung des Controllers, um die Leistungserzeugungsoperation zu reduzieren oder zu stoppen. Dies kühlt das Gleichrichtermodul und dadurch wird das Gleichrichtermodul gegenüber Wärme geschützt.
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
Die Erfinder haben entdeckt, dass es Punkte gibt, die bei dem offengelegten Patent JP 2012-90454 A verbessert werden sollten.
Wie vorstehend erläutert, fixiert der in dem veröffentlichten Patent offenbarte Controller der drehenden elektrischen Maschine die Phasenspannung über jede Phasenstatorwicklung zu dem Potential bei dem positiven Anschluss oder dem negativen Anschluss der Gleichstrom-Batterie. Allerdings kann, falls es eine Abnormalität in einem oberen Zweig eines Schaltelements entsprechend der vorbestimmten Phasenstatorwicklung gibt, und der Controller den oberen Zweig eines Schaltelements jeder Phase einschaltet, schwierig sein, die Phasenspannung über den abnormalen oberen Zweig eines Schaltelements entsprechend der vorbestimmten einphasigen Statorwicklung zu dem Potential des positiven Anschlusses der Gleichstrom-Batterie zu fixieren. Dadurch kann es eine Möglichkeit geben, dass der Controller nicht bestimmen kann, dass es eine Abnormalität des Gleichrichtermoduls gibt, wodurch sich ein schwieriges Reduzieren oder Stoppen der Leistungserzeugungsoperation ergibt. Dies kann einen ausreichenden Schutz des abnormalen oberen Zweigs eines Schaltelements der Gleichrichtermodule ergeben.
Zudem bestimmt, wenn bestimmt wird, nicht die Drehzahl des Rotors zu messen, während das Kraftfahrzeug gefahren wird, der in dem offengelegten Patent offenbarte Controller der drehenden elektrischen Maschine, dass die Drehung des Rotors der drehenden elektrischen Maschine gestoppt wird, während das Kraftfahrzeug gefahren wird. Anschließend schaltet der Controller beispielsweise eine Batterieladelampe ein, wodurch eine Warnung bzw. Alarm ausgestellt wird, der zeigt, dass es eine Abnormalität der drehenden elektrischen Maschine gibt. Insbesondere kann, selbst wenn es eine Möglichkeit gibt, dass die Abnormalität beseitigt werden kann, so dass die drehende elektrische Maschine zu deren normalen Zustand zurückkehren kann, eine Warnung ausgelöst werden. Dies kann einen gewissen Grad an Unannehmlichkeit für den Fahrer des Kraftfahrzeugs verursachen.
Mit Blick auf diese vorstehend dargelegten Umstände strebt ein Aspekt der vorliegenden Erfindung an, drehende elektrische Maschinen vorzusehen, die derart ausgestaltet sind, dass sie diese Punkte adressieren, die wie vorstehend dargelegt, verbessert werden sollen.
Insbesondere zielt ein alternativer Aspekt der vorliegenden Erfindung darauf ab, solche drehende elektrische Maschinen vorzusehen, die einen zuverlässigeren Schutz eines Gleichrichtermoduls ermöglichen, falls es eine Abnormalität des Gleichrichtermoduls gibt.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung zielt auf solche drehenden elektrischen Maschinen ab, die einen Schutz eines Gleichrichtermoduls ohne häufiges Auslösen von Warnungen ermöglichen.
Gemäß einem beispielhaften Aspekts der vorliegenden Erfindung ist eine drehende elektrische Maschine zum Erzeugen als Ausgangsleistung eine Gleichstromleistung von einer in mehrphasigen Statorwicklungen eines Stators basierend auf einem durch eine erregte Feldwicklung erzeugten drehenden magnetischen Feld eines Rotors induzierten Wechselstromleistung vorgesehen. Die drehende elektrische Maschine enthält einen Regler, der derart konfiguriert ist, dass er einen zu der Feldwicklung zum Erregen der Feldwicklung zugeführten Erregerstrom einstellt, um dadurch die Ausgangsleistung zu regeln, und Gleichrichtermodule, die für die entsprechenden mehrphasigen Statorwicklungen vorgesehen sind und miteinander kommunizierend verbunden sind. Wenigstens eines der Gleichrichtermodule ist mit dem Regler kommunizierend verbunden. Jedes der Gleichrichtermodule enthält:
ein Paar von hochseitigen bzw. High-Side- und niederseitigen bzw. Low-Side-Schaltelementen, die mit einem Ausgabe- bzw. Ausgangsanschluss in einer entsprechenden der mehrphasigen Statorwicklungen verbunden sind;
einen Controller, der derart konfiguriert ist, dass er EIN-AUS-Operationen jedes der High- und Low-Side-Schaltelemente steuert, wobei die EIN-AUS-Operationen der High- und Low-Side-Schaltelemente der Gleichrichtermodule eine Gleichrichtung der in den mehrphasigen Statorwicklungen induzierten Wechselstromleistung zu der Gleichstromleistung als Ausgangsleistung steuert;
einen Abnormalitätsbestimmer, der derart konfiguriert ist, dass er bestimmt, ob es einen ersten Typ einer Abnormalität in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule gibt;
einen Abnormalsignalsender, der derart konfiguriert ist, dass er ein Abnormalitätssignal zu den anderen Gleichrichtermodulen überträgt, wenn bestimmt wird, dass es den ersten Typ einer Abnormalität in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule gibt;
einen Abnormalsignalempfänger, der derart konfiguriert ist, dass er das Abnormalitätssignal empfängt, wenn das Abnormalitätssignal von dem Abnormalsignalsender von wenigstens einem der anderen Gleichrichtermodule übertragen wird; und
einen ersten spezifizierenden Signalsender, der derart konfiguriert ist, dass er ein erstes spezifizierendes Signal überträgt, wenn bestimmt wird, dass es den ersten Typ der Abnormalität in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule gibt, oder wenn der Abnormalsignalempfänger das von dem Abnormalsignalsender von wenigstens einem der anderen Gleichrichter übertragene Abnormalitätssignal empfängt. Das erste spezifizierende Signal spezifiziert eine Unterdrückung der Erzeugung der Ausgangsleistung. Das erste spezifizierende Signal, das von dem wenigstens einem der mit dem Regler kommunizierend verbundenen Gleichrichtermodule übertragen wird, wird an den Regler eingegeben. Der Regler ist derart konfiguriert, dass er die Zufuhr des Erregerstroms zu der Feldwicklung reduziert oder stoppt, wenn das erste spezifizierende Signal dazu eingegeben wird.
Gemäß dem beispielhaften Aspekt der vorliegenden Erfindung bestimmt, selbst wenn es einen ersten Typ einer Abnormalität in einem der Gleichrichtermodule gibt, der Abnormalitätsbestimmer des Gleichrichtermoduls, dass es einen ersten Typ einer Abnormalität in dem Gleichrichtermodul gibt, und der Abnormalitäts-Signalsender überträgt ein Abnormalitätssignal zu den anderen Gleichrichtermodulen. Anschließend überträgt der erste spezifizierende Signalsender jedes der Gleichrichtermodule das erste spezifizierende Signal, das eine Unterdrückung der Erzeugung der Ausgangsleistung spezifiziert. Folgerichtig wird das erste spezifizierende Signal, das von dem wenigstens einem der mit dem Regler kommunizierend verbundenen Gleichrichtermodule übertragen wird, zuverlässig an den Regler eingegeben. Dies ermöglicht, den Regler zu anzuweisen, die Zufuhr des Erregerstroms zu der Feldwicklung zu reduzieren oder zu stoppen, wodurch die Erzeugung der Ausgangsleistung durch die drehende elektrische Maschine unterdrückt wird. Dies verhindert die Ausweitung der Abnormalität in dem abnormalen Gleichrichtermodul, in dem der erste Typ einer Abnormalität aufgetreten ist und somit wird das abnormale Gleichrichtermodul ausreichend geschützt.
KURZE BESCHREIBUNG DER FIGUREN
Weitere Aspekte der vorliegenden Offenbarung werden aus der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsformen mit Bezug auf die begleitenden Figuren ersichtlich, in denen zeigt:
1 ein Schaltungsdiagramm, das schematisch ein Beispiel der Systemkonfiguration der drehenden elektrischen Maschine gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt;
2 ein Schaltdiagramm, das schematisch ein Beispiel der Struktur eines in 1 dargestellten Reglers darstellt;
3 ein Schaltdiagramm, das schematisch ein in 1 dargestelltes Gleichrichtermodul zeigt;
4 ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel der Struktur einer in 3 dargestellten Steuerschaltung zeigt;
5 ein Diagramm, das schematisch darstellt, wie ein in 4 dargestellter High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor Vergleichsoperationen ausführt;
6 ein Diagramm, das schematisch darstellt, wie ein in 4 dargestellter Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor Vergleichsoperationen ausführt;
7 ein Diagramm, das schematisch schematische Ergebnisse von Temperaturerfassungsoperationen durch jeden der in 4 dargestellten High- und Low-Side-Temperaturdetektoren zeigt;
8A ein Diagramm, das ein Beispiel der Wellenform einer Phasenspannung darstellt, falls es einen Kurzschluss zwischen der Drain und der Source eines in 3 dargestellten High-Side-MOS-Transistors gibt;
8B ein Diagramm, das schematisch ein Beispiel der Wellenform der Phasenspannung darstellt, falls es einen unvollständigen Kurzschluss (short) in dem in 3 dargestellten High-Side-MOS-Transistor gibt;
9A ein Diagramm, das ein Beispiel der Wellenform einer Phasenspannung darstellt, falls es einen Kurzschluss zwischen der Drain und der Source eines in 3 dargestellten Low-Side-MOS-Transistors gibt;
9B ein Diagramm, das schematisch ein Beispiel der Wellenform der Phasenspannung darstellt, falls es einen unvollständigen Kurzschluss in dem in 3 dargestellten Low-Side-MOS-Transistor gibt;
10 ein Schaltungsdiagramm, das schematisch ein Beispiel der Detailstruktur eines in 4 dargestellten Controllers zeigt;
11 ein Zeitdiagramm, das schematisch Operationen des Controllers in dem Synchronsteuermodul gemäß dieser Ausführungsform darstellt;
12 ein Blockdiagramm, das schematisch einige Elemente in dem Controller darstellt, die notwendig sind, um zu bestimmen, ob ein Operationsmodus des Controllers zu dem Synchronsteuermodus gemäß dieser Ausführungsform geschaltet wird;
13A ein Diagramm, das schematisch ein Beispiel der Wellenform einer Phasenspannung über eine Phasenwicklung in einem Synchronsteuermodus mit keinem Lastabfall darstellt;
13B ein Diagramm, das schematisch ein Beispiel der Wellenform der Phasenspannung nach Auftreten des Lastabfalls in dem Lastabfallschutzmodus darstellt;
13C ein Diagramm, das schematisch eine Beziehung zwischen einer verstärkten Drain-Source-Spannung und einer verstärkten Schwellenspannung darstellt;
13D ein Diagramm, das schematisch ein Beispiel der Wellenform der verstärkten Drain-Source-Spannung eines Low-Side-MOS-Transistors darstellt;
14 ein Zeitdiagramm, das schematisch Operationen des Controllers darstellt, um zu bestimmen, ob dessen Startmodus zu dem Synchronsteuermodus gemäß dieser Ausführungsform gestartet wird;
15 ein Diagramm, das schematisch ein spezifisches Beispiel der Wellenform einer Phasenspannung darstellt, wenn ein AUS-Timing, das durch den in 10 dargestellten Low-Side-AUS-Timingberechner bestimmt wird, verzögert wird;
16 ein Diagramm, das schematisch eine Beziehung zwischen der Veränderung in der Ausgangsspannung und obere und untere Zweige über Perioden gemäß dieser Ausführungsform darstellt;
17 ein Blockdiagramm, das schematisch einige Elemente in dem Controller darstellt, die notwendig sind, um zu bestimmen, ob der Synchronsteuermodus gestoppt wird;
18 ein Zeitdiagramm, das schematisch ein Beispiel der Schutzoperationen als verschiedene Operations-Timings sowohl eines normalen Gleichrichtermoduls als auch eines abnormalen Gleichrichtermoduls mit dem Low-Side-MOS-Transistor, in dem eine Abnormalität auftritt, dargestellt ist;
19 ein Zeitdiagramm, das schematisch ein Beispiel der Schutzoperationen als verschiedene Operations-Timings sowohl eines normalen Gleichrichtermoduls als auch eines abnormalen Gleichrichtermoduls mit dem Low-Side-MOS-Transistor, in dem eine Abnormalität auftritt, dargestellt ist; und
20 ein Schaltungsdiagramm, das schematisch ein in 1 dargestelltes Gleichrichtermodul gemäß einer Abwandlung dieser Ausführungsform darstellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Eine Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung wird nachstehend mit Bezug auf die begleitenden Figuren erläutert. Bei den Figuren werden identische Bezugszeichen verwendet, um identische entsprechende Komponenten zu identifizieren.
Bezugnehmend auf die Figuren, insbesondere auf 1, wird eine dreiphasige drehende elektrische Maschine 1 gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dargestellt. In dieser Ausführungsform wird die vorliegende Erfindung an den dreiphasigen Leistungsgenerator 1 als Beispiel einer in einem Kraftfahrzeug installierten drehenden elektrischen Maschine angewandt.
Der Leistungsgenerator 1 enthält erste Statorwicklungen 2, zweite Statorwicklungen 3, einen eine Feldwicklung 4 enthaltenden Rotor 4M, ein Paar von ersten und zweiten Gleichrichtermodulen (Modulbaugruppen) 5 und 6, und einen Spannungsregler (Regler) 7. Die ersten und zweiten Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 dienen als Schalteinheit.
Der Leistungsgenerator 1 ist funktionsfähig, um eine in jeder der ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 induzierte Wechselstromspannung (AC) in eine Gleichspannung über eine entsprechende der ersten und zweiten Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 umzuwandeln, und um die Gleichspannung zu einer Batterie 9 über eine Ladungsleitung 12 und einen Ausgabe- bzw. Ausgangsanschluss B, um sie darin zu laden, und/oder die Gleichspannung zu in dem Kraftfahrzeug installierten elektrische Lasten 10 über die Ladeleitung 12 und den Ausgangsanschluss B zuzuführen.
Der Leistungsgenerator 1 ist auch funktionsfähig, um eine von der Batterie 9 zugeführte Gleichspannung in eine dreiphasige Wechselspannung über die ersten und zweiten Gleichrichtermodulbaugruppen 5 und 6 umzuwandeln, und die dreiphasige Wechselspannung zu jeder der ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 anzulegen, um dadurch drehende Leistung (Drehmoment) zu erzeugen, um den Rotor 4M zu drehen. Beispielsweise wird der Rotor 4M direkt oder indirekt über einen Gurt bzw. ein Riemen mit der Kurbelwelle einer in das Kraftfahrzeug installierten Verbrennungskraftmaschine, einfach als eine Maschine bezeichnet, gekoppelt, so dass die erzeugte drehende Leistung die Kurbelwelle der Verbrennungskraftmaschine dreht.
Die ersten Statorwicklungen 2 sind beispielhafte dreiphasige Statorwicklungen als Beispiel einer mehrphasigen Statorwicklung. Die ersten Statorwicklungen 2 sind in und um einen zylindrischen Statorkern gewickelt. Beispielsweise weist der Statorkern eine Ringform in dessen seitlichem Querschnitt und eine Mehrzahl von Schlitzen auf, die dadurch ausgebildet sind und bei gegebenen Teilungen angeordnet sind. Die ersten Statorwicklungen 2 sind in den Schlitzen des Statorkerns gewickelt.
Ähnlich sind die zweiten Statorwicklungen 3 beispielhafte dreiphasige Statorwicklungen als Beispiel der mehrphasigen Statorwicklungen. Die zweiten Statorwicklungen 3 sind beispielsweise in und um dem Statorkern gewickelt. Beispielsweise sind die zweiten Statorwicklungen 3 in den Schlitzen des Ankerkerns gewickelt, so dass die ersten Statorwicklungen 2 und die zweiten Statorwicklungen 3 eine Phasenverschiebung von 30 elektrischen Grad (π/6 Radianten) dazwischen aufweisen. Die ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 und der Statorkern bilden einen Stator des Leistungsgenerators 1.
Die ersten Statorwicklungen 2 bestehen aus X-, Y- und Z-Phasenwicklungen, die beispielsweise eine Sternkonfiguration verbinden. Die X-, Y- und Z-Phasenwicklungen weisen jeweils ein Ende, das mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt (Neutralpunkt) verbunden ist, und ein anderes Ende auf, das zu einem separaten Anschluss verbunden ist. Ähnlich bestehen die zweiten Statorwicklungen 3 aus U-, V- und W-Phasenwicklungen, die beispielsweise mit einer Sternkonfiguration verbunden sind. Die U-, V- und W-Phasenwicklungen weisen jeweils ein Ende, das mit einem gemeinsamen Verbindungspunkt (Neutralpunkt) verbunden ist, und ein anderes Ende auf, das zu dem separaten Anschluss verbunden ist.
Der Rotor 4M ist beispielsweise an eine drehende Welle (nicht gezeigt) angebracht und beispielsweise drehbar innerhalb des Statorkerns angeordnet. Ein Ende der drehenden Welle ist direkt oder indirekt mit der Kurbelwelle der Verbrennungskraftmaschine verbunden, so dass der Rotor 4M und die drehende Welle durch die Verbrennungskraftmaschine (Maschine) drehbar angetrieben werden. Mit anderen Worten, die Drehung des Rotors 4M kann zu der Kurbelwelle der Maschine als drehende Leistung übertragen werden, so dass die Kurbelwelle durch die drehende Leistung gedreht werden kann.
Der Rotor 4M enthält eine Mehrzahl von Feldpolen, die der Innenperipherie des Statorkerns zugewandt angeordnet sind, und eine Feldwicklung 4, die in und um die Feldpole gewickelt ist. Die Feldwicklung 4 ist elektrisch mit dem Regler 7 über Gleitringe und dergleichen verbunden. Wenn durch den Regler 7 erregt wird, magnetisiert die Feldwicklung 4 die Feldpole mit abwechselnden Nord- und Südpolaritäten, während der Rotor 4M gedreht wird, um dadurch ein drehendes magnetisches Feld zu erzeugen. Es ist zu beachten, dass als Rotor 4M ein Rotor, der Permanentmagnete aufweist, oder ein Schenkelpolläufer zum Erzeugen eines drehenden magnetischen Feldes verwendet wird. Das drehende magnetische Feld induziert eine Wechselspannung in jeder der ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3.
Die erste Gleichrichtermodulbaugruppe 5 ist zwischen den ersten Statorwicklungen 2 und der Batterie 9 angeordnet und ist als ein dreiphasiger Vollwellengleichrichter (Brückenschaltung) als Ganzes ausgebildet. Die erste Gleichrichtermodulbaugruppe 5 ist funktionsfähig, um die in den ersten Statorwicklungen 2 induzierte Wechselspannung in eine Gleichspannung umzuwandeln.
Insbesondere weist die erste Gleichrichtermodulbaugruppe 5 eine Anzahl von, wie z. B. drei, Gleichrichtermodulen 5X, 5Y und 5Z entsprechend der Anzahl der Phasen der ersten Statorwicklungen 2 auf. Das Gleichrichtermodul 5X ist mit dem getrennten Anschluss der X-Phasenwicklung in den ersten Statorwicklungen 2 verbunden, das Gleichrichtermodul 5Y ist mit dem getrennten Anschluss der Y-Phasenwicklung der ersten Statorwicklungen 2 verbunden, und das Gleichrichtermodul 5Z ist mit dem getrennten Anschluss der Z-Phasenwicklung der ersten Statorwicklungen verbunden.
Die zweite Gleichrichterbaugruppe 6 ist zwischen den zweiten Statorwicklungen 3 und der Batterie 9 angeordnet und ist als dreiphasiger Vollwellengleichrichter (Brückenschaltung) als ein Ganzes ausgebildet. Die zweite Gleichrichtermodulbaugruppe 6 ist funktionsfähig, um die in die zweite Statorwicklungen induzierte Wechselspannung in eine Gleichspannung umzuwandeln.
Insbesondere weist die zweite Gleichrichtermodulbaugruppe 6 eine Anzahl von, wie z. B. drei, Gleichrichtermodulen 6U, 6V und 6W entsprechend der Anzahl der Phase der zweiten Statorwicklungen 3 auf. Das Gleichrichtermodul 6U ist mit dem getrennten Anschluss der U-Phasenwicklung der zweiten Statorwicklungen 3 verbunden, das Gleichrichtermodul 6V ist mit dem getrennten Anschluss der V-Phasenwicklung der zweiten Statorwicklungen 3 verbunden, und das Gleichrichtermodul 6B ist mit dem getrennten Anschluss der W-Phasenwicklung der zweiten Statorwicklungen 3 verbunden.
Der Regler 7 weist einen mit der Feldwicklung 4 verbundenen F-Anschluss auf und ist ausgestaltet, um einen zu der Feldwicklung 4 zugeführten Erregerstrom zu steuern, wodurch eine Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1 (eine Ausgangsspannung jedes Gleichrichtermoduls) zu einer regulierten-Soll-Spannung Vreg geregelt wird. Beispielsweise stoppt, wenn die Ausgangsspannung V_B größer als die regulierte-Soll-Spannung Vreg ist, der Regler 7 die Zufuhr des Erregerstroms zu der Feldwicklung 4, und wenn die Ausgangsspannung V_B kleiner als die regulierte-Soll-Spannung Vreg ist, führt der Regler 7 den Feldstrom zu der Feldwicklung 4 zu. Dies regelt die Ausgangsspannung V_B zu der regulierten-Soll-Spannung Vreg.
In dieser Ausführungsform ist der Regler 7 funktionsfähig, um die Phasenspannung über eine einphasige Statorwicklung, beispielsweise der X-Phasenstatorwicklung, zu überwachen, und die Anzahl der Drehungen des Rotors 4M basierend auf der überwachten Phasenspannung zu messen. Der Regler 7 ist auch funktionsfähig, um die Zufuhr des Erregerstroms zu der Feldwicklung 4 zu stoppen oder zu reduzieren, wenn die gemessene Anzahl der Drehungen des Rotors 4M null ist, d. h. Drehung des Rotors 4M wird gestoppt. Der Regler 7 ist auch mit einer ECU (externer Controller) 8 über dessen Kommunikationsanschluss und Kommunikationsleitung verbunden. Der Regler 7 ist funktionsfähig, um serielle bidirektionale Kommunikationen, wie z. B. LIN(Local Interconnect Network)-Kommunikationen entsprechend des LIN-Protokolls, mit der ECU 8 auszuführen, wodurch Kommunikationsnachrichten zu und/oder von der ECU 8 gesendet und/oder empfangen werden.
Bezugnehmend auf 2 enthält der Regler 7, der Anschlüsse B, P, F und L aufweist, einen MOS-Transistor 71, eine Freilaufdiode 72, Widerstände 73 und 74, einen Spannungsvergleicher 75, einen Erregerstromcontroller 76, einen Drehdetektor 77A, einen ersten Spezifizierungssignalbestimmer 77B, einen zweiten Spezifizierungssignalbestimmer 77C, eine Alarm- bzw. Warnschaltung 78 und eine Kommunikationsschaltung 79.
Die Kommunikationsschaltung 79 ist funktionsfähig, um serielle bidirektionale Kommunikationen, wie z. B. LIN-Kommunikationen entsprechend dem LIN-Protokoll, mit der ECU 8 über den Anschluss L auszuführen. Somit ist die Kommunikationsschaltung 79 in der Lage, Daten, die beispielsweise die regulierte-Soll-Spannung Vreg, die von der ECU 8 gesendet wird, anzeigt, zu empfangen.
Die Widerstände 73 und 74 bilden einen Spannungsteiler. Insbesondere ist ein Ende des Widerstands 73 mit dem Anschluss B verbunden und der Anschluss B ist mit dem Ausgangsanschluss B des Leistungsgenerators 1 verbunden. Das andere Ende des Widerstands 73 ist mit einem Ende des Widerstands 74 verbunden und das andere Ende des Widerstands 74 ist mit einer gemeinsamen Signalmasse verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 73 und 74 ist mit dem Spannungsvergleicher 75 verbunden. Der Spannungsteiler 73 und 74 ist funktionsfähig, um die Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1 zu teilen und einen geteilten Wert der Ausgangsspannung V_B zu dem Spannungsvergleicher 75 einzugeben. Der Spannungsvergleicher 75 ist mit der Kommunikationsschaltung 79 und dem Erregerstromcontroller 76 zusätzlich zu dem Spannungsteiler 73 und 74 verbunden. Wenn geteilte Werte der Ausgangsspannung V_B von dem Spannungsteiler 73 und Daten, die die regulierte-Soll-Spannung Vreg von der Kommunikationsschaltung 79 anzeigen, empfangen werden, ist der Spannungsvergleicher 75 funktionsfähig, um den geteilten Wert der Ausgangsspannung V_B mit einer Referenzspannung entsprechend der regulierten-Soll-Spannung Vreg zu vergleichen. Beispielsweise ist der Spannungsvergleicher 75 funktionsfähig, um ein Hochniveausignal auszugeben, wenn die Referenzspannung höher als der geteilte Wert der Ausgangsspannung V_B als Ergebnis des Vergleichs ist, und ein Niederniveausignal auszugeben, wenn die geteilte Spannung der Ausgangsspannung V_B höher als die Referenzspannung als Ergebnis des Vergleichs ist.
Der Erregerstromcontroller 76 ist mit dem Spannungsvergleicher 75 und dem Gate des MOS-Transistors 71 verbunden. Die Drain des MOS-Transistors 71 ist mit dem B-Anschluss des Reglers 7 verbunden und die Source bzw. Quelle ist mit dem Anschluss F des Reglers 7 und der Kathode der Freilaufdiode 72 verbunden. Die Anode der Freilaufdiode 72 ist mit der gemeinsamen Signalmasse verbunden. Der Anschluss F ist mit einem Ende der Feldwicklung 4 verbunden und das andere Ende der Feldwicklung 4 ist geerdet.
Der Erregerstromcontroller 76 ist funktionsfähig, um ein PWM-Signal zu erzeugen, das ein zyklisches Impulssignal mit einer steuerbaren Einschaltdauer (steuerbare EIN-Impulsbreite für jeden Zyklus) ist; wobei die Einschaltdauer als ein vorbestimmtes Verhältnis, d. h. Prozentsatz, von einer Hochniveaubreite der Gesamtdauer jedes Zyklus ist. Die Breite, d. h. EIN-Periode, jedes Impulses des zyklischen Impulssignals wird abhängig von der Ausgabe, d. h. dem Vergleichsergebnis, des Spannungsvergleiches 75 bestimmt. Das bedeutet, dass, während der MOS-Transistor 71 an ist, der Erregerstrom zugeführt wird, um durch die Feldwicklung 4 basierend auf der Ausgangsspannung V_B durchzufließen, und während der MOS-Transistor 71 aus ist, wird kein Erregerstrom zugeführt, um durch die Feldwicklung 4 zu fließen. Mithin kann der Betrag (ein mittlerer Wert) des Erregerstroms, der durch die Feldwicklung 4 fließt, durch die Einschaltdauer eingestellt werden, und dadurch wird die Ausgangsspannung V_B basierend auf dem eingestellten Betrag des Erregerstroms geregelt. Die Freilaufdiode 72 ist funktionsfähig, um einen dadurch zirkulierenden Strom basierend auf einer geladenen Energie in der Feldwicklung 4 nach Ausschalten des MOS-Transistors 71 zu ermöglichen. Es ist zu beachten, dass, um eine abrupte Veränderung eines Ausgangsstroms des Leistungsgenerators 1 zu reduzieren, kann der Stromcontroller 76 konfiguriert sein, um allmählich den Betrag des zu der Feldwicklung 4 zugeführten Erregerstroms zu verändern.
Der Drehdetektor 77A, der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B und der zweite spezifizierende Signalbestimmer 77C werden gemeinsam mit dem Anschluss P des Reglers 7 verbunden und der Anschluss P des Reglers 7 ist mit dem getrennten Anschluss der X-Phasenwicklung der ersten Statorwicklungen 2 über einen Widerstand 20 mit einer hohen Impedanz verbunden. Insbesondere ist der Anschluss P des Reglers 7 mit dem Verbindungspunkt zwischen einem Anschluss RP des nachstehend beschriebenen Gleichrichtermoduls 5X und einem Ende des Widerstands 20 verbunden; das andere Ende des Widerstands 20 ist mit dem getrennten Anschluss der X-Phasenwicklung verbunden. Der Anschluss P des Reglers 7 dient als ein Phasenspannungserfassunganschluss. Insbesondere ist sowohl der Drehdetektor 77A, der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B und der zweite spezifizierende Signalbestimmer 77C funktionsfähig, um eine Phasenspannung V_P über die X-Phasenwicklung zu erfassen.
Der Drehdetektor 77A ist auch funktionsfähig, um eine Drehung und/oder die Drehzahl des Rotors 4M basierend auf der Phasenspannung V_P über die X-Phasenwicklung zu erfassen. Insbesondere ist der Drehdetektor 77A funktionsfähig, um zu erfassen, dass die Magnitudenbeziehung zwischen der Phasenspannung V_P und einer Referenzspannung zum Erfassen der Drehung des Rotors 4M zyklisch variiert, um dadurch die Drehung des Rotors 4M zu erfassen. Falls der Leistungsgenerator 1 normal funktioniert, so dass es keine Kurzschlussfehler und Überhitzungsfehler in dem Gleichrichtermodul 5X und/oder den ersten Statorwicklungen 2 gibt, da die Phasenspannung V_P mit einer vorbestimmten Amplitude bei dem Anschluss P erscheinen, kann der Drehdetektor 77A die Drehung des Rotors 4M basierend auf der Phasenspannung V_P erfassen.
Der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B ist operativ, um ein erstes spezifizierendes Signal zu erfassen, das über den Anschluss P von dem Gleichrichtermodul 5X eingegeben wird. Das erste spezifizierende Signal ist ein Signal, das einen Stopp oder eine Reduktion der Zufuhr des Erregerstroms ohne Ausgabe eines Alarms bzw. einer Warnung gegenüber dem Auftreten eines ersten Typs an Abnormalität spezifiziert. Das erste spezifizierende Signal ist ausgestaltet, um beispielsweise von dem Gleichrichtermodul 5X ausgegeben zu werden, falls bestimmt wird, dass es den ersten Typ an Abnormalität in dem Gleichrichtermodul 5X und/oder der X-Phasenwicklung gibt. In dieser Ausführungsform enthält der erste Typ an Abnormalität, die das erste spezifizierende Signal veranlassen, von dem Gleichrichtermodul 5X gesendet zu werden, das in dem Gleichrichtermodul 5X und/oder der X-Phasenwicklung auftritt, einen nicht vollständigen Kurzschluss (incomplete short) in dem Gleichrichtermodul 5X, eine Kurzschlussschaltung in wenigstens einem Schaltelement des Gleichrichtermoduls 5X, und eine Überhitzung in wenigstens einem Schaltelement des Gleichrichtermoduls 5X. Es ist zu beachten, dass ein nicht vollständiger Kurzschluss in einem elektrischen Bauteil einen Kurzschluss bedeutet, der beim Reduzieren des Widerstands eines Abschnitts des elektrischen Teils verursacht wird.
Wenn das erste spezifizierende Signal erfasst wird, ist der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B funktionsfähig, um eine Leistungserzeugungsunterdrückungsaufgabe auszuführen, wodurch der Erregerstromcontroller 76 veranlasst wird, die Zufuhr des Erregerstroms zu der Feldwicklung 4 zu stoppen oder zu reduzieren.
Der zweite spezifizierende Signalbestimmer 77C ist funktionsfähig, um ein zweites spezifizierendes Signal zu erfassen, das über den Anschluss P von dem Gleichrichtermodul 5X eingegeben wird. Das zweite spezifizierende Signal ist ein Signal, das eine externe Ausgabe einer Warnung gegenüber dem Auftreten des zweiten Typs einer Abnormalität spezifiziert, und die Zufuhr des Erregerstroms stoppt oder reduziert. Das zweite spezifizierende Signal ist ausgestaltet, um beispielsweise von dem Gleichrichtermodul 5X ausgegeben zu werden, falls bestimmt wird, dass es den zweiten Typ an Abnormalität in dem Gleichrichtermodul 5X und/oder der X-Phasenwicklung gibt. In dieser Ausführungsform wird der zweite Typ von Abnormalität, der das zweite spezifizierende Signal veranlasst, von dem Gleichrichtermodul 5X gesendet zu werden, das in dem Gleichrichtermodul 5X und/oder der X-Phasenwicklung auftreten kann, derart erwartet, dass eine Ausführung der Leistungserzeugungsunterdrückungsaufgabe den Leistungsgenerator 1 nicht in dessen Normalzustand zurückbringen kann. Wenn das zweite spezifizierende Signal erfasst wird, ist der zweite spezifizierende Signalbestimmer 77C funktionsfähig, um die Leistungserzeugungsunterdrückungsaufgabe auszuführen und eine Anweisung, die die ECU 8 anweist, einen Alarm gegenüber dem Auftreten einer Abnormalität auszugeben, zu einer Kommunikationsschaltung 79 zu senden.
Der Erregerstromcontroller 76 ist mit dem Drehdetektor 77A verbunden und ist funktionsfähig, um ein erfasstes Ergebnis der Drehung des Rotors 4M von dem Drehdetektor 77A zu empfangen. Während basierend auf dem erfassten Ergebnis der Drehung des Rotors 4M bestimmt wird, dass die Drehung des Rotors 4M kontinuierlich durch den Drehdetektor 77A erfasst wird, ist der Erregerstromcontroller 76 funktionsfähig, um das PWM-Signal auszugeben, dessen Einschaltdauer benötigt wird, um den Erregerstrom, dessen Niveau für den Leistungsgenerator 1 benötigt wird, zum kontinuierlichen Erzeugen von Ausgangsleistung zu der Feldwicklung 4 zuzuführen.
Allerdings ist, wenn basierend auf dem Erfassungsergebnis der Drehung des Rotors 4M bestimmt wird, dass die Drehung des Rotors 4M gestoppt wird oder eine Erfassung der Drehung des Rotors 4M deaktiviert wird, der Erregerstromcontroller 76 funktionsfähig, um das PWM-Signal auszugeben, dessen Einschaltdauer auf null oder einen Wert nahe null eingestellt wird.
Der Erregerstromcontroller 76 ist mit dem ersten spezifizierenden Signalbestimmer 77A verbunden und ist operativ, um ein erfasstes Ergebnis des ersten spezifizierenden Signalbestimmers 77B zu empfangen. Während basierend auf dem Erfassungsergebnis des ersten spezifizierenden Signalbestimmers 77B bestimmt wird, dass das erste spezifizierende Signal erfasst wird, ist der Erregerstromcontroller 76 operativ, um das PWM-Signal auszugeben, dessen Einschaltdauer benötigt wird, um die Zufuhr des Erregerstroms zu stoppen oder zu reduzieren.
Der Erregerstromcontroller 76 ist mit dem zweiten spezifizierenden Signalbestimmer 77C verbunden und ist operativ, um ein erfasstes Ergebnis des zweiten spezifizierenden Signalbestimmers 77C zu empfangen. Während basierend auf dem erfassten Ergebnis des zweiten spezifizierenden Signalbestimmers 77C bestimmt wird, dass das zweite spezifizierende Signal erfasst wird, ist der Erregerstromcontroller 76 operativ, um das PWM-Signal auszugeben, dessen Einschaltdauer benötigt wird, um die Zufuhr des Erregerstroms zu stoppen oder zu reduzieren.
Die Warnschaltung 78 ist mit dem Anschluss B des Reglers 7 und mit der Kommunikationsschaltung 79 verbunden. Die Warnschaltung 78 ist operativ, um die Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1 basierend auf dem Potential bei dem Anschluss B des Reglers 7 zu überwachen und zu bestimmen, ob die Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1 unter einem vorbestimmten Schwellenniveau gefallen ist. Das Schwellenniveau ist beispielsweise eingestellt, um ein Niveau, beispielsweise 10 V zu sein, das höher als eine untere Grenze des Bereichs der Betriebsspannung einer der elektrischen Lasten 10 ist; die untere Grenze des Spannungsbereichs einer der elektrischen Lasten 10 ist in allen elektrischen Lasten 10 höher. Wenn bestimmt wird, dass die Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1, die zu der Anschlussspannung der Batterie 9 gemeinsam bzw. gleich ist, unter das vorbestimmte Schwellenniveau gefallen ist, ist die Warnschaltung 78 operativ, um zu der Kommunikationsschaltung 79 eine Anweisung zu senden, die die ECU 8 anweist, eine Warnung gegenüber dem Auftreten einer Abnormalität auszugeben. Wenn die Anweisung über die Kommunikationsschaltung 79 empfangen wird, gibt die ECU 8 visuell und/oder hörbar eine Warnung gegenüber dem Auftreten einer Abnormalität an dem Fahrer des Kraftfahrzeugs aus. Diese informiert den Fahrer über den Abfall der Anschlussspannung der Batterie 9, was dem Fahrer erleichtert, das Kraftfahrzeug in einem Notlaufbetrieb zu fahren, in dem dem Kraftfahrzeug ermöglicht wird, langsam zu einem sicheren Ort gefahren zu werden; oder das Motorfahrzeug in eine Werkstatt zu bringen. Die Warnschaltung 78 kann konfiguriert sein, um visuell und/oder hörbar eine Warnung gegenüber dem Auftreten einer Abnormalität auszugeben, wenn eine Anweisung dazu von dem zweiten spezifizierenden Signalbestimmer 77c gesendet wird; die Anweisung instruiert die Warnschaltung 78, um visuell oder hörbar eine Warnung gegenüber dem Auftreten einer Abnormalität auszugeben.
Als Nächstes wird ein Beispiel der Struktur des Gleichrichtermoduls 5X entsprechend dieser Ausführungsform vollständig nachstehend beschrieben.
3 zeigt schematisch die Struktur des Gleichrichtermoduls 5x gemäß dieser Ausführungsform. Jedes der anderen Gleichrichtermodule 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W weist die gleiche Struktur wie die des Gleichrichtermoduls 5X auf. Bezugnehmend auf 2 weist das Gleichrichtermodul 5X Anschlüsse B, P, C, RP und E auf und weist ein Paar von MOS-Transistoren 50 und 51 und eine Steuerschaltung 54 auf. Die Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W, d. h. deren Controller 54, sind kommunizierend miteinander über deren Anschlüsse, d. h. Kommunikationsanschlüsse, C und Kommunikationsleitungen verbunden.
Die Source S des MOS-Transistors 50 ist mit einer entsprechenden Phasenwicklung, wie z. B. X-Phasenwicklung der ersten Statorwicklungen 2 über den Anschluss P verbunden und die Drain D davon ist mit dem positiven Anschluss der Batterie 9 und den elektrischen Lasten 10 über die Ladungsleitung 12 und dem Anschluss B des Gleichrichtermoduls 5X verbunden. Somit dient der MOS-Transistor 50 als ein High-Side-(oberer Zweig)-Schaltelement. Eine intrinsische Diode (Körperdiode) 50a ist eigentlich in dem MOS-Transistor 50 vorgesehen, um antiparallel dazu verbunden zu sein. Das bedeutet, dass die Anode der intrinsische Diode 50a mit der Source des MOS-Transistors 50 verbunden ist, und die Kathode ist mit dessen Drain verbunden.
Die Drain D des MOS-Transistors 51 ist mit einer entsprechenden Phasenwicklung, wie z. B. X-Phasenwicklung, der ersten Statorwicklungen 2 über den Anschluss P und zu der Source S des MOS-Transistors 50 verbunden. Die Source S des MOS-Transistors 51 ist mit dem negativen Anschluss der Batterie 9 verbunden, die mit einer gemeinsamen Signalmasse über den Anschluss E verbunden ist. Somit dient der MOS-Transistor 51 als ein Low-Side-(unterer Zweig)-Schaltelement. Eine intrinsische Diode (Körperdiode) 51 ist eigentlich in dem MOS-Transistor 51 vorgesehen, um antiparallel dazu verbunden zu sein. Das bedeutet, dass die Anode der intrinsischen Diode 51a mit der Source des MOS-Transistors 51 verbunden ist, und die Kathode ist mit dessen Drain verbunden.
Mit anderen Worten, die High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 sind miteinander in Serie über einen Verbindungspunkt verbunden und die X-Phasenwicklung der ersten Statorwicklungen 2 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Source S des MOS-Transistors 50 und der Drain D des MOS-Transistors 51 verbunden.
Es ist zu beachten, dass eine zusätzliche Diode antiparallel mit jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 verbunden werden kann. Ein Schaltelement unterschiedlich zu der Art von dem MOS-Transistortyp kann als wenigstens einer der MOS-Transistoren 50 oder 51 verwendet werden. In dieser Abwandlung wird eine Diode hinzugefügt, um antiparallel mit dem Schaltelement verbunden zu sein.
4 stellt schematisch ein Beispiel der Struktur der Steuerschaltung 54 im Detail dar. Bezugnehmend auf 4 enthält die Steuerschaltung 54 einen Controller 100, eine Leistungsquelle 91, einen Ausgangsspannungsdetektor 110, einen High-Side-Drain-Source-Spannungs-(V_DS)-Detektor 120, einen Low-Side-Drain-Source-Spannungs-(V_DS)-Detektor 130, einen High-Side-Kurzschlussbestimmer 140, einen Low-Side-Kurzschlussbestimmer 141 und einen Low-Side-Drain-Source-Spannungs-(V_DS)-Verstärker 142. Die Steuerschaltung 54 enthält auch einen Stromflussrichtungsdetektor 144, einen High-Side-Temperaturdetektor 150, einen Low-Side-Temeraturdetektor 151, einen Signalempfänger 160, einen Unterdrückungssignalsender 170, einen Treiber 192 und einen Treiber 194. Die Kontrollschaltung 54 weist beispielsweise sieben Anschlüsse B, P, E, G1, G2, C und RP auf. Der Anschluss E ist ein Erdungsanschluss, der über das Erdungsanschluss E des Gleichrichtermoduls 5X zu der gemeinsamen Signalmasse verbunden ist.
Die Leistungsquelle 190 ist mit dem Controller 100 und dem Anschluss B verbunden; der Anschluss B ist mit dem Anschluss B des Gleichrichtermoduls 5X und der Drain D des MOS-Transistors 50 verbunden. Wenn der Rotor 4M beginnt, durch die Drehung der Kurbelwelle der Maschine zu drehen, so dass die Phasenspannung V_P über die X-Phasenwicklung erzeugt wird, wird die Phasenspannung V_P zu dem Anschluss P eingegeben.
Anschließend wird die Leistungsquelle 190 aktiviert, während die Phasenspannung V_P zu dem Anschluss P eingegeben wird, um im Wesentlichen eine konstante Spannung beispielsweise basierend auf die Ausgangsspannung VB des Leistungsgenerators 1 zu erzeugen, und somit die Betriebsspannung als Betriebsspannung zu jeder Komponente zuzuführen, die in der Steuerschaltung 54 enthalten ist. Während eine Phasenspannung V_P zu dem Anschluss P eingegeben wird, ist die Leistungsquelle 190 deaktiviert, um dadurch die Zufuhr der Betriebsspannung zu jeder Komponente zu stoppen, die in der Steuerschaltung 54 enthalten ist. Die Aktivierung und die Deaktivierung der Leistungsquelle 190 werden durch den Controller 100 gesteuert.
Der Treiber 192 weist einen Ausgangsanschluss, d. h. den Anschluss G1, der mit dem Gate G des High-Side-MOS-Transistors 50 verbunden ist, und einen mit dem Controller 100 verbundenen Eingabeanschluss auf. Der Treiber 192 operiert, um ein Ansteuersignal zu erzeugen, um an das Gate G des High-Side-MOS-Transistors 50 zum Einschalten oder Ausschalten des MOS-Transistors 50 angelegt zu werden.
Der Treiber 194 weist einen Ausgangsanschluss, d. h. den Anschluss G2, der mit dem Gate G des Low-Side-MOS-Transistors 51 verbunden ist, und einen mit dem Controller 100 verbundenen Anschluss auf. Der Treiber 124 operiert, um ein Ansteuersignal zu erzeugen, um an das Gate G des Low-Side-MOS-Transistors 51 zum Ein- oder Ausschalten des MOS-Transistors 51 anzulegen. Beispielsweise ist das von jedem der Treiber 192 und 194 auszugebende Ansteuersignal ein Pulssignal mit einer steuerbaren Einschaltdauer (steuerbare EIN-Impulsbreite für jeden Zyklus); die Einschaltdauer wird als ein vorbestimmtes Verhältnis einer EIN-Impulsbreite zu der Gesamtdauer jedes Zyklus ausgedrückt.
Der Ausgangsspannungsdetektor 110 ist mit dem Anschluss B und dem Controller 100 verbunden. Der Ausgangsspannungstreiber 110 weist einen Differentialverstärker 110a und einen A/D-Wandler 110b auf. Die Eingabeanschlüsse des Differentialverstärkers 110a sind jeweils mit der gemeinsamen Signalmasse und dem Anschluss B verbunden. Der Ausgangsanschluss des Differentialverstärkers 110a ist mit dem Eingabeanschluss des A/D-Wandlers 110b verbunden. Der Differentialverstärker 110a ist operativ, um die Potentialdifferenz zwischen der Spannung bei dem Anschluss B des Gleichrichtermoduls 5X auszugeben, mit anderen Worten, der Ausgangsanschluss B des Leistungsgenerators 1 und der Massespannung. Das bedeutet, dass der Differentialverstarker 110a die Ausgangsspannung V_B des Leistungserzeugers 1 ausgibt, die ein wenig durch Rauschen beeinflusst wird. Der A/D-Wandler 110b ist operativ, um die Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1 in digitale Daten umzuwandeln, deren Wert die Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1 entspricht, und die digitalen Daten zu dem Controller 100 ausgibt. Der A/D-Wandler 110b kann in dem Controller 100 vorgesehen werden.
Der High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120 ist mit dem Anschluss P, dem Anschluss B und dem Controller 100 verbunden. Der High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120 ist operativ, um die Drain-Source-Spannung V_DS des High-Side-MOS-Transistors 50 zu erfassen, die Drain-Source-Spannung V_DS mit einer voreingestellten Schwelle zu vergleichen und ein Spannungssignal, abhängig eines Ergebnisses des Vergleichs, zu dem Controller 100 auszugeben.
5 stellt schematisch dar, wie der High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120 die Vergleichsoperation ausführt. In 5 stellt die horizontale Achse die Drain-Source-Spannung V_DS relativ zu der Ausgangsspannung V_D als das Potential bei der Drain D des MOS-Transistors 50 dar, und die vertikale Achse stellt das Niveau einer Spannungssignalausgabe von dem High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120 dar.
Bezugnehmend auf 5 verändert, wenn die Phasenspannung V_P ansteigt, um höher als die Ausgangsspannung V_B durch einen Wert zu sein, der gleich oder höher als 0,3 V ist, so dass die Drain-Source-Spannung V_DS gleich oder größer als 1,3 V ist, der High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120 dessen Ausgabe- bzw. Ausgangssignal von einem niedrigen Niveau (0 V) auf ein hohes Niveau (5 V). Danach verändert, wenn die Phasenspannung V_P kleiner als die Ausgangsspannung V_B durch einen Wert wird, der gleich oder größer als 1,0 V ist, so dass die Drain-Source-Spannung V_DS gleich oder kleiner als –1,0 V ist, der High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120 dessen Ausgangssignal von dem Hochniveau (5 V) auf das niedrige Niveau (0 V).
Eine Spannung V10, die höher als die Ausgangsspannung V_B um 0,3 V ist (siehe 11, die nachstehend beschrieben wird), stellt eine erste Schwelle gemäß dieser Ausführungsform dar. Die erste Schwelle ist dafür da, zuverlässig den Startzeitpunkt der Zeit einer leitfähigen Periode der entsprechenden Diode 50a zu erfassen. Das bedeutet, dass die erste Schwelle V10 eingestellt wird, um: höher als die Summe der Ausgangsspannung V_B und die Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 50 zu sein, der in einem EIN-Zustand ist; und niedriger als die Summe der Ausgangsspannung V_B und der Durchlassspannung VF der Diode 50a (siehe 11) zu sein. Die leitfähige Periode einer Diode wird als eine Periode definiert, während der ein Strom dadurch fließen kann.
Eine Spannung V20, die kleiner als die Ausgangsspannung V_B um 1,0 V (siehe 11) ist, stellt eine zweite Schwelle gemäß dieser Ausführungsform dar. Die zweite Schwelle ist dafür da, den Endpunkt der Zeit der leitfähigen Periode der entsprechenden Diode 50a zu erfassen. Das bedeutet, dass der zweite Schwellenwert V20 eingestellt wird, um kleiner als die Ausgangsspannung V_B (siehe 11) zu sein.
Die Periode vom Eintreffen der Phasenspannung V_P bei dem ersten Schwellenwert V10 bis zu dem Eintreffen der Phasenspannung V_P bei der zweiten Schwelle V20 wird als eine Obere-Zweig-EIN-Periode bezeichnet. Es ist zu beachten, dass der Startpunkt der Zeit und der Endpunkt der Zeit der Obere-Zweig-EIN-Periode jeweils von dem Starterzeitpunkt der Zeit und dem Endzeitpunkt der Zeit eine leitfähige Periode der Diode 50a geschalten werden, durch die tatsächlich Strom während der MOS-Transistor 50 in einem AUS-Zustand fließt. Eine synchrone Steuerung zum Ausführen einer synchronen Gleichrichtung des MOS-Transistors, die nachstehend erläutert wird, gemäß dieser Ausführungsform wird ausgestaltet, um basierend auf der Obere-Zweig-EIN-Periode ausgeführt zu werden.
Der Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 ist mit dem Anschluss P, dem Masseanschluss E und dem Controller 100 verbunden. Der Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 ist operativ, um die Drain-Source-Spannung V_DS des Low-Side-MOS-Transistors 51 zu erfassen, die Drain-Source-Spannung V_DS mit einer voreingestellten Schwelle zu vergleichen und ein Spannungssignal, abhängig von einem Ergebnis des Vergleichs, zu einem Controller 100 auszugeben.
6 stellt schematisch dar, wie der Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 die Vergleichsoperationen ausführt. In 6 stellt die horizontale Achse die Drain-Source-Spannung V_DS relativ zu einer Massespannung V_GND als das Potential bei dem negativen Anschluss der Batterie 9 dar, und die vertikale Achse stellt das Niveau einer Spannungssignalausgabe aus dem Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 dar. Bezugnehmend auf 6 verändert, wenn die Phasenspannung V_P fällt, um kleiner als die Massespannung V_GND durch einen Wert zu sein, der gleich oder größer als 0,3 V ist, so dass die Drain-Source-Spannung V_DS gleich oder kleiner als –0,3 V ist, der Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 dessen Ausgangssignal von dem niedrigen Niveau (0 V) auf das hohe Niveau (5 V). Danach verändert, wenn die Phasenspannung V_P höher als die Massespannung V_GND durch einen Wert wird, der gleich oder größer als 1,0 V ist, so dass die Drain-Source-Spannung V_DS gleich oder größer als 1,0 V ist, der Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 dessen Ausgangssignal von dem Hochniveau (5 V) auf das niedrige Niveau (0 V).
Eine Spannung V11, die kleiner als die Massespannung V_GND um 0,3 V (siehe 11) ist, stellt eine dritte Schwelle gemäß dieser Ausführungsform dar. Die dritte Schwelle ist dafür da, um den Startpunkt der Zeit der leitfähigen Periode der entsprechenden Diode 51a zu erfassen. Das bedeutet, dass die dritte Schwelle V11 eingestellt wird, um: kleiner als die Subtraktion der Drain-Source-Spannung V_DS des MOS-Transistors 51, der in einem EIN-Zustand ist, von der Massespannung V_GND z; und höher als die Subtraktion der Durchlasspannung VF der Diode 51a von der Massespannung V_GND (siehe 11) u sein.
Eine Spannung V21, die höher als die Massespannung V_GND um 1,0 V (siehe 11) ist, stellt eine vierte Schwelle gemäß dieser Ausführungsform dar. Die vierte Schwelle ist dafür da, um zuverlässig den Endpunkt der Zeit der leitfähigen Periode der entsprechenden Diode 51a zu erfassen. Das bedeutet, dass die vierte Schwelle V21 eingestellt wird, um höher als die Massespannung V_GND (siehe 11) zu sein.
Die Periode vom Erreichen der Phasenspannung V_P bei dem dritten Schwellwert V11 bis zu dem Erreichen der Phasenspannung V_P der vierten Schwelle V21 wird als eine Untere-Zweig-EIN-Periode bezeichnet. Es ist zu beachten, dass der Startzeitpunkt der Zeit und der Endzeitpunkt der Zeit der Untere-Zweig-EIN-Periode entsprechend von dem Startpunkt der Zeit und dem Endpunkt der Zeit der leitfähigen Periode der Diode 51a verschoben wird, durch die tatsächlich während der MOS-Transistor 51 in dem AUS-Zustand ist Strom fließt. Die Synchronsteuerung zum Ausführen einer synchronen Gleichrichtung des MOS-Transistors 51 gemäß dieser Ausführungsform ist ausgestaltet, um basierend auf der Untere-Zweig-EIN-Periode ausgeführt zu werden.
Der Low-Side-Drain-Source-Spannungsverstärker 142 ist mit dem Anschluss P, dem Masseanschluss E und dem Stromflussrichtungsdetektor 144 verbunden. Der Low-Side-Drain-Source-Spannungsverstärker 142 ist operativ, um die Drain-Source-Spannung V_DS des Low-Side-MOS-Transistors 51 zu verfünffachen, und dadurch wird die Drain-Source-Spannung V_DS des Low-Side-MOS-Transistors 51 als eine verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA verstärkt. Zudem ist der Low-Side-Drain-Source-Spannungsverstärker 142 operativ, um die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA zu dem Stromflussrichtungsdetektor 144 auszugeben.
Der Stromflussrichtungsdetektor 144 ist operativ, um die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA zu empfangen und die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA mit einer Schwellenspannung, die beispielsweise auf +0,35 V eingestellt wird, zu vergleichen. Der Stromflussrichtungsbestimmer 144 ist operativ, um die Richtung des Stromflusses durch den Low-Side-MOS-Transistor 51 basierend auf einem Ergebnis des Vergleichs zu erfassen und Daten, die die Richtung des Stromflusses durch den Low-Side-MOS-Transistor 51 anzeigen, zu dem Controller 100 auszugeben.
Der High-Side-Temperaturdetektor 150 ist mit dem Controller 100 verbunden. Der High-Side-Temperaturdetektor 150 weist beispielsweise eine temperaturempfindliche Diode 150a auf, die an oder nahe dem High-Side-MOS-Transistor 50 vorgesehen ist. Der High-Side-Temperaturdetektor 150 ist operativ, um die Temperatur des MOS-Transistors 50 basierend auf der Durchflussspannung der temperaturempfindlichen Diode 150a zu messen, und operativ, um ein Spannungssignal mit einem Hochniveau auszugeben, falls die Temperatur des MOS-Transistors 50 gleich oder höher als eine voreingestellte erste Temperaturschwelle von z. B. 200°C ist, die leicht niedriger als eine obere Grenzwärmebeständigkeitstemperatur jedes der MOS-Transistoren 50 und 51 ist, und ein Spannungssignal mit einem niedrigem Niveau auszugeben, falls die Temperatur des MOS-Transistors 50 kleiner als eine voreingestellte zweite Temperaturschwelle von z. B. 170°C ist.
Ähnlich ist der Low-Side-Temperatursensor 151 mit dem Controller 100 verbunden. Der Low-Side-Temperaturdetektor 151 weist beispielsweise eine temperaturempfindliche Diode 151a auf, die an oder nahe an dem Low-Side-Transistor 51 vorgesehen ist. Der Low-Side-Temperaturdetektor 151 ist operativ, um die Temperatur des MOS-Transistors 51 basierend auf der Durchflussspannung der temperaturempfindlichen Diode 151a zu messen, und ist operativ, um ein Spannungssignal mit einem Hochniveau auszugeben, falls die Temperatur des MOS-Transistors 51 gleich oder höher als die erste Temperaturschwelle ist, und ein Spannungssignal mit einem niedrigen Niveau auszugeben, falls die Temperatur des MOS-Transistors 51 niedriger als die zweite Temperaturschwelle ist.
7 zeigt schematisch darstellende Ergebnisse der Temperaturerfassungsoperationen durch jeden der High- und Low-Side-Temperaturdetektoren 150 und 151. In 7 stellt die horizontale Achse die Temperatur (°C) dar, und die vertikale Achse stellt das Niveau einer Spannungssignalausgabe jedes der High- und Low-Side-Temperaturdetektoren 150 und 151 dar. Bezugnehmend auf 7, wenn die durch eine temperaturempfindliche Diode 150a oder 151a eines MOS-Transistores 150 oder 151 gemessene Temperatur ansteigt, um gleich oder höher als die erste Temperaturschwelle von 200°C zu sein, verändert der entsprechende Temperatursensor 150 oder 151 das Ausgangssignal von dem niedrigen Niveau (0 V) auf das Hochniveau (5 V). Danach verändert, wenn die gemessene Temperatur unter die zweite Temperaturschwelle von 71°C fällt, der entsprechende Temperaturdetektor 150 oder 151 das Ausgangssignal von dem Hochniveau (5 V) auf das niedrige Niveau (0 V). Die High- und Low-Side-Temperaturdetektoren 150 und 151 können in dem Controller 100 enthalten sein. Der High-Side-Kurzschlussbestimmer 140 ist mit dem Anschluss P und dem Controller 100 verbunden.
Der High-Side-Kurzschlussbestimmer 140 ist operativ, um zu bestimmen, ob es keine Kurzschlussschaltungsfehler in dem High-Side-MOS-Transistor 50 und/oder dessen dazu elektrisch verbundene Peripherie gibt, die die X-Phasenwicklung und den Treiber 120 enthält. Die Kurzschlussschaltungsfehler enthalten eine Kurzschlussschaltung zwischen der Drain und der Source des High-Side-MOS-Transistors 50, einen nicht vollständigen Kurzschluss in dem High-Side-MOS-Transistor 50 und/oder dessen Peripherie und einen Fehler des Treibers 192, der den High-Side-MOS-Transistor 50 veranlasst, permanent ungeachtet einer Nicht-Steuerung des Gates des High-Side-MOS-Transistors 50 ausgeführt zu werden.
Falls es keine Kurzschlussschaltungen in dem MOS-Transistor 50 und/oder dem Treiber 192 gibt, variiert die Fahrzeugspannung V_P zyklisch zwischen der Ausgangsspannung V_D und der Massespannung V_GND beispielsweise in der Form einer sinusförmigen Welle. Anders wird, falls es eine Kurzschlussschaltung zwischen der Drain und der Source des High-Side-MOS-Transistors 50 gibt, die Phasenspannung V_P auf einen Wert nahe der Batteriespannung V_B (siehe 8A) fixiert.
Falls es einen nicht vollständigen Kurzschluss in dem High-Side-MOS-Transistor 50 oder dessen Peripherie bzw. Peripheriegeräte gibt, variiert die Phasenspannung V_P in Abhängigkeit des Stroms, der durch den High-Side-MOS-Transistor 50 durchgeht, während er nahe an der Ausgangsspannung V_B (siehe 8B) liegt.
Insbesondere erfasst, wenn bestimmt wird, dass die Phasenspannung V_P kontinuierlich höher als V_B/2 für eine vorbestimmte Zeit war, der High-Side-Kurzschlussbestimmer 140, dass es einen Kurzschlussschaltungsfehler in dem MOS-Transistor 50 und/oder in dessen Peripherieelementen gibt. Anschließend gibt der High-Side-Kurzschlussbestimmer 140 ein Hochniveausignal an den Controller 100 aus. Anders erfasst, wenn bestimmt wird, dass die Phasenspannung V_P nicht kontinuierlich höher als V_B/2 für die erste vorbestimmte Zeit war, der High-Side-Kurzschlussbestimmer 140, dass es keine Kurzschlussschaltungsfehler in dem MOS-Transistor 50 und/oder dessen Peripherie gibt. Anschließend gibt der High-Side-Kurzschlussbestimmer 140 ein Niederniveausignal an den Controller 100 aus. Der Low-Side-Kurzschlussbestimmer 141 ist mit dem Anschluss P des Controllers 100 verbunden. Der Low-Side-Kurzschlussbestimmer 141 ist operativ, um zu bestimmen, ob es keine Kurzschlussschaltungsfehler in dem Low-Side-MOS-Transistor 51 und/oder dessen elektrisch dazu verbundenen Peripherie bzw. Peripheriegeräten gibt, die die X-Phasenwicklung und den Treiber 194 enthält. Die Kurzschlussschaltungsfehler enthalten eine Kurzschlussschaltung zwischen der Drain und der Source des Low-Side-MOS-Transistors 51, einen nicht vollständigen Kurzschluss des Low-Side-MOS-Transistors 51 und/oder dessen Peripherien, und einen Fehler in dem Treiber 194, der den Low-Side-MOS-Transistor 51 veranlasst, permanent ungeachtet einer Nicht-Steuerung des Gates des Low-Side-MOS-Transistors 51 zu sein.
Falls es keine Kurzschlussschaltungen des MOS-Transistors 51 und/oder dessen Peripherien gibt, variiert die Phasenspannung V_P zyklisch zwischen der Ausgangsspannung V_B und der Massespannung V_GND. Anders wird, falls es eine Kurzschlussschaltung zwischen der Drain und der Source des Low-Side-MOS-Transistors 51 gibt, die Phasenspannung V_P auf einen Wert nahe der Massespannung V_GND (siehe 9A).
Falls es einen nicht vollständigen Kurzschluss in dem Low-Side-MOS-Transistor 51 gibt, variiert die Phasenspannung V_P abhängig von dem Strom, der durch den Low-Side-MOS-Transistor 51 durchgeht, während er nahe der Massespannung V_GND (siehe 9B) liegt.
Insbesondere erfasst, wenn bestimmt wird, dass die Phasenspannung V_P kontinuierlich niedriger als V_B/2 für eine vorbestimmte Zeit war, der Low-Side-Kurzschlussbestimmer 141, dass es einen Kurzschlussschaltungsfehler des MOS-Transistors 51 und/oder dessen Peripherien gibt. Anschließend gibt der Low-Side-Kurzschlussbestimmer 141 ein Hochniveausignal an den Controller 100 aus. Andernfalls erfasst, wenn bestimmt wird, dass die Phasenspannung V_P nicht kontinuierlich niedriger als V_B/2 für die zweite vorbestimmte Zeit war, der Low-Side-Kurzschlussbestimmer 141, dass es keinen Kurzschlusschaltungsfehler in dem MOS-Transistor 51 und/oder dessen Peripherien gibt. Anschließend gibt der Bestimmer 141 ein Niederniveausignal an den Controller 100 aus.
Der Signalempfänger 160 ist operativ, um verschiedene Signale unter dem Gleichrichtermodul 5X und den anderen fünf Gleichrichtermodulen 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W zu kommunizieren. Insbesondere weist der Signalsender 160 einen Normalsignal-Empfänger 161, einen Abnormalsignalempfänger 162, einen Normalsignal-Sender 163 und einen Abnormalsignalsender 164 auf. Die sechs Signalempfänger 160, die in entsprechenden sechs Gleichrichtermodulen 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W vorgesehen sind, werden gemeinsam miteinander über die Anschlüsse C, die als Kommunikationsanschlüsse der entsprechenden Steuerschaltungen 54 dienen, und Signalleitungen verbunden, die mit den Anschlüssen C verbunden sind. Mit anderen Worten, die verschiedenen Signale können zwischen den Gleichrichtermodulen 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W über die Signalempfänger 160, die Anschlüsse C und die Signalleitungen kommunizieren.
Der Normalsignal-Empfänger 163 ist operativ, um ein normales Signal an die anderen Gleichrichtermodule 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W und dergleichen auszugeben, während das Gleichrichtermodul 5X normale Gleichrichteroperationen ausführt. Ob das Gleichrichtermodul 5X die normalen Gleichrichteroperationen ausführt, wird durch einen Normaloperationbestimmer 131 ausgeführt, der in dem nachstehend beschriebenen Controller 100 (siehe 10) enthalten ist.
Der Normalsignal-Empfänger 161 ist operativ, um die von den anderen Gleichrichtermodulen 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W und dergleichen übertragenen Normalsignale zu empfangen.
Der Abnormalsignalsender 164 ist operativ, um Abnormalitätssignale an die anderen Gleichrichtermodule 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W und dergleichen auszugeben, wenn eine Abnormalität in dem Gleichrichtermodul 5X erfasst wird. Die Bestimmung, ob eine Abnormalität in dem Gleichrichtermodul 5X auftritt, wird durch einen Abnormalitätsbestimmer 123 basierend auf den Ausgangssignalen des High-Side-Kurzschlussbestimmers 140, des Low-Side-Kurzschlussbestimmers 141, des High-Side-Temperaturdetektors 150 und des Low-Side-Temperaturdetektors 151 ausgewählt; der Abnormalitätsbestimmer 123 ist in dem nachstehend beschriebenen Controller 100 enthalten. Die Bestimmung, ob eine Abnormalität in dem Gleichrichtermodul 5X durch den Abnormalitätsbestimmer 123 auftritt, kann ausgeführt werden, solange das Normalsignal, das aus wenigstens einem der anderen Gleichrichtermodule 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W gesendet wird, normal durch den Normalsignal-Empfänger 163 empfangen wird.
Wie vorstehend erläutert, ist jeder der Kurzschlussbestimmer 140 und 141 konfiguriert, um zu bestimmen, ob es einen Kurzschlussschaltungsfehler in einem entsprechenden MOS-Transistor und/oder dessen Peripherien basierend auf einem Vergleich zwischen der Phasenspannung V_P und der Ausgangsspannung V_B gibt. Dies kann ein Risiko verursachen, dass ein sehr niedriges Niveau der Ausgangsspannung V_B während einer Normaloperation des entsprechenden MOS-Transistors und ein Niveau der Ausgangsspannung V_B, wenn ein Kurzschlussschaltungsfehler in einem entsprechenden MOS-Transistor auftritt, kann nicht zuverlässig voneinander unterschieden werden kann. Um ein solches Risiko zu adressieren, ermöglicht Ausführen der Bestimmung, ob eine Abnormalität in dem Gleichrichtermodul 5X auftritt, solange wie das Normalsignal, das von einem anderen Gleichrichtermodul gesendet wird, empfangen wird, ob eine Abnormalität in dem Gleichrichtermodul 5X auftritt, um zuverlässig bestimmt zu werden.
Der Abnormalsignalempfänger 162 ist operativ, um die von den anderen Gleichrichtermodulen 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W und dergleichen übertragenden Abnormalitätssignale zu empfangen.
In dieser Ausführungsform kann das Abnormalitätssignal aufgrund des Auftretens einer Abnormalität in dem MOS-Transistor 50 oder dessen Peripherien und dem Abnormalitätssignal aufgrund des Auftretens einer Abnormalität des MOS-Transistors 51 oder deren Peripherien voneinander unterschieden werden. Beispielsweise können Zyklusimpulssignale mit unterschiedlichen Einschaltdauern als Normalsignale und Abnormalitätssignale verwendet werden. Insbesondere weisen das Normalsignal und das Abnormalitätssignal aufgrund des Auftretens eine Abnormalität in dem MOS-Transistor 50 oder dessen Peripherien und das Abnormalitätssignal aufgrund des Auftretens einer Abnormalität in dem MOS-Transistor 51 oder deren Peripherien verschiedene Einschaltdauern auf. Dies ermöglicht für ein anderes Gleichrichtermodul, diese Normal- und Abnormalsignale voneinander basierend auf deren unterschiedlichen Einschaltdauern zu unterscheiden.
Der Unterdrückungssignalsender 170 weist einen mit dem Anschluss RP des Gleichrichtermoduls 5X verbundenen Ausgangsanschluss auf und ist operativ, um das erste spezifizierende Signal über den Ausgangsanschluss und den Anschluss RP zu dem Regler 7 auszugeben, wenn der Abnormalitätsbestimmer 123 bestimmt, dass es eine Abnormalität in dem Gleichrichtermodul 5X gibt oder der Abnormalsignalempfänger 16 das Abnormalitätssignal empfängt, das von einem anderen Gleichrichter gesendet wird.
Insbesondere ist in dieser Ausführungsform, wie in 2 dargestellt, der Anschluss RP der Steuerschaltung 54 des Gleichrichtermoduls 5X lediglich mit dem Verbindungspunkt zwischen dem Anschluss P des Reglers 7 und des Widerstands 17 mit Ausnahme dem der Gleichrichtermodule 5Y, 5Z, 5U, 5Y und 5W verbunden. Somit gibt, wenn ein Abnormalitätsbestimmer 123 in dem Gleichrichtermodul 5X bestimmt, dass es eine Abnormalität in diesem Modul 5X gibt, der Unterdrückungssignalsender 170 in dem Gleichrichtermodul 5X unmittelbar das erste spezifizierende Signal an den Regler 7 aus. Wenn der Abnormalitätsbestimmer 173 in einem anderen Gleichrichtermodul bestimmt, dass es eine Abnormalität in diesem Modul gibt, so dass das Abnormalitätssignal von dem Abnormalsignalsender 164 gesendet wird, empfängt der Normalsignal-Empfänger 162 des entsprechenden Gleichrichtermoduls das Abnormalitätssignal und der Unterdrückungssignalsender 170 in dem Gleichrichtermodul 5X gibt das erste spezifizierende Signal an den Regler 7 aus.
Der Controller 100 ist operativ, um:
einen Start- und Endzeitpunkt bzw. -Timings von einer synchronen Gleichrichtung zu bestimmen;
EIN-/AUS-Timings jedes der MOS-Transistoren 50 und 51 zu bestimmen, um eine synchrone Gleichrichtung auszuführen;
jeden Treiber 192 und 194 entsprechend der EIN-/AUS-Timings anzusteuern, die für einen entsprechenden der Treiber 192 und 194 bestimmt werden;
Schalt-Timings für einen Lastabfallschutzmodus und einen Überhitzungsschutzmodus zu bestimmen;
den Lastabfallschutz und Überhitzungsschutz auszuführen;
zu bestimmen, ob das Gleichrichtermodul 5X eine Gleichrichtung normal ausführt; und
Bestimmen, ob es eine Abnormalität im Gleichrichtermodul 5X gibt.
10 zeigt schematisch ein Beispiel der detaillierten Struktur des Controllers 100. Bezugnehmend auf 10 enthält der Controller 100 funktional einen Drehzahlberechner 101, einen Synchron-Steuer-Start-Bestimmer 102, einen High-Side-EIN-Timingbestimmer 103, einen Low-Side-EIN-Timingbestimmer 104, einen elektrischen-Soll-Winkelsetzer 105, einen High-Side-T_FB-Zeitberechner 106, einen High-Side-AUS-Timingberechner 107, einen Low-Side-T_FB-Zeitberechner 108 und einen Low-Side-AUS-Timingberechner 109. Der Controller 100 enthält funktional auch einen Lastabfallbestimmer 111, einen Leistungsquelle-Aktivierungs-/Deaktivierungsbestimmer 112, einen AUS-Timingfehlerbestimmer 121, einen Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122, einen Abnormalitätsbestimmer 123, wie vorstehend dargelegt, und einen Normal-Operationsbestimmer 131, wie vorstehend dargelegt.
Beispielsweise kann der Controller 100 als eine Mikrocomputereinheit (programmierte logische Einheit) ausgestaltet sein, die wenigstens eine CPU und einen Speicher aufweist, und diese funktionalen Blöcke können durch Betreiben durch die CPU wenigstens eines in dem Speicher gespeicherten Programms implementiert sein. Ein weiteres Beispiel kann den Controller 100 als Hardwareschaltung ausgestalten, das Hardwareeinheiten jeweils entsprechend den funktionalen Blöcken aufweist, oder als eine Hardware/Software-Hybridschaltung, einige dieser funktionalen Blöcke werden durch Hardwareeinheiten implementiert und die restlichen funktionalen Blöcke werden durch Software implementiert, um durch die CPU betrieben zu werden.
Als Nächstes werden Operationen des Gleichrichtermoduls 5X nachstehend beschrieben.
Leistungsquelle-Aktivierungs-/Deaktivierungsbestimmung
Der Leistungsquelle-Aktivierungs-/Deaktivierungsbestimmer 112 ist operativ mit dem Anschluss P der Steuerschaltung 54 verbunden. Der Leistungsquelle-Aktivierungs-/Deaktivierungsbestimmer 112 ist operativ, um die Phasenspannung V_P über die X-Phasenwicklung zu überwachen, die bei dem Anschluss P auftritt, und zu bestimmen, ob eine positive Spitze der überwachten Phasenspannung V_P einem vorbestimmten ersten Schwellenniveau von beispielsweise 5 V überstiegen hat. Wenn bestimmt wird, dass die positive Spitze der überwachten Phasenspannung V_P das vorbestimmte erste Schwellenniveau überstiegen hat, weist der Leistungsquelle-Aktivierungs-/Deaktivierungsbestimmer 112 die Leistungsquelle 190 zum Aktivieren an.
Der Leistungsquelle-Aktivierungs-/Deaktivierungsbestimmer 112 ist auch operativ, um zu bestimmen, ob die positive Spitze der überwachten Phasenspannung V_P gleich oder kleiner als das vorbestimmte erste Schwellenniveau für eine vorbestimmte Zeit von beispielsweise einer Sekunde war, während keine Signale von den anderen Gleichrichtermodulen erhalten wird. Wenn bestimmt wird, dass die positive Spitze der überwachten Phasenspannung V_P gleich oder kleiner als das vorbestimmte erste Schwellenniveau für die dritte vorbestimmte Zeit war, während keine Signale von den anderen Gleichrichtermodulen empfangen wird, weist der Leistungsquelle-Aktivierungs-/Deaktivierungsbestimmer die Leistungsquelle 190 zum Deaktivieren an.
Somit ermöglicht der Leistungsquelle-Aktivierungs-/Deaktivierungsbestimmer 112 der Leistungsquelle 190, aktiviert zu werden, wenn der Leistungsgenerator 1 normal operiert, um eine Ausgangsleistung zu erzeugen, und ermöglicht der Leistungsquelle 190, deaktiviert zu werden, wenn der Leistungsgenerator 1 Leistungserzeugungsoperationen stoppt. Dieses Merkmal ermöglicht, die in der Steuerschaltung 54 des Gleichrichtermoduls 5 enthaltenen Komponenten lediglich zu aktivieren, wenn der Leistungsgenerator 1 Ausgangsleistung erzeugt. Dies führt zu einer Reduzierung des Dunkelstroms, wodurch verhindert wird, dass die Batterie 9 kaputtgeht.
Synchronsteuerungsoperationen
11 zeigt schematisch Operationen des Controllers 100 in dem Synchrongleichrichtungssteuermodus als Gestenoperationsmodus, d. h. Synchronsteuermodus. In 11 stellt eine Obere-Zweig-EIN-Periode des Ausgangsspannungssignal von dem High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120 dar, eine High-Side-MOS-EIN-Periode stellt EIN-/AUS-Timings des High-Side-MOS-Transistors 50 dar, eine Untere-Zweig-EIN-Periode stellt das Ausgangsspannungssignal von dem Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 dar, und eine Low-Side-MOS-EIN-Periode stellt EIN-/AUS-Timings des Low-Side-MOS-Transistors 51 dar. Die Bezugszeichen T_FB1, T_FB2 und ΔT werden nachstehend beschrieben und die Bedeutung des in 11 dargestellten elektrischen-Soll-Winkels wird nachstehend erläutert.
Insbesondere wird in dieser Ausführungsform die Obere-Zweig-EIN-Periode als die leitfähige Periode der Diode 50a des MOS-Transistors 50 betrachtet und die Untere-Zweig-EIN-Periode wird als die leitfähige Periode der Diode 51a des MOS-Transistors 51 betrachtet. Die High-Side-MOS-EIN-Periode stellt die EIN-Periode des MOS-Transistors 50 dar und die Low-Side-MOS-EIN-Periode stellt die EIN-Periode des MOS-Transistors 51 dar. Die Synchronsteuerungsoperationen werden konfiguriert, um die High-Side-MOS-EIN-Periode einzustellen, um innerhalb der Obere-Zweig-EIN-Periode zu sein, und stellt die Low-Side-MOS-EIN-Periode ein, um innerhalb der Untere-Zweig-EIN-Periode zu sein. Dies ermöglicht es, jeden der MOS-Transistoren 50 und 51 innerhalb der leitfähigen Periode einer entsprechenden der Dioden 50a und 51a einzuschalten.
Der High-Side-EIN-Timingbestimmer 103 überwacht das Ausgangsspannungssignal von dem High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120, d. h. Obere-Zweig-EIN-Periode, und bestimmt ein Ansteigen des Timings von dem unteren Niveau auf das Hochniveau in dem Ausgangsspannungssignal als ein EIN-Timing des High-Side-MOS-Transistors 50, und anschließend wird eine Einschaltanweisung an den Treiber 192 gesandt. Der Treiber 192 schaltet den High-Side-MOS-Transistor 50 als Reaktion auf den Empfang der Einschaltanweisung ein.
Der High-Side-AUS-Timingberechner 107 berechnet ein AUS-Timing des High-Side-MOS-Transistors 50 nach Verstreichen einer vierten vorbestimmten Zeit, seit dem Anschalten des High-Side-MOS-Transistors 50, und sendet an den Treiber 192 eine Ausschaltanweisung. Der Treiber 192 schaltet den Transistor 50 als Reaktion auf den Empfang der Ausschaltanweisung aus.
Die vierte vorbestimmte Zeit, die das AUS-Timing bestimmt, wird variabel eingestellt, um früher durch eine Soll-Zeit zu sein als der Endpunkt einer Obere-Zweig-EIN-Periode, d. h. ein Abfallen der Flanken von dem Hochniveau auf das niedrige Niveau in dem Ausgangssignal von dem High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120 für jedes Einschalten des High-Side-MOS-Transistors 50. Die Soll-Zeit ist eine Zeit, die für den Rotor 4M erforderlich ist, um durch einen elektrischen-Soll-Winkel gedreht zu werden.
Angenommen eine Diodengleichrichtung durch die Diode 50a wird durch die Diode 50a ausgeführt, während der MOS-Transistor 50 permanent aus ist, dient der elektrischen-Soll-Winkel als eine Marge, die das AUS-Timing des MOS-Transistors 50 vom Verzögert sein von dem Endpunkt der Zeit der leitfähigen Periode der Diode 50a während der Diodengleichrichtung verhindert. Der elektrischen-Soll-Winkel wird durch den elektrischen-Soll-Winkelsetzer 105 eingestellt. Der elektrischen-Soll-Winkelsetzer 105 ist konfiguriert, um den elektrischen-Soll-Winkel basierend auf der Drehzahl des Rotors 4M einzustellen, die durch den Drehzahlberechner 101 berechnet wird. Der elektrischen-Soll-Winkel kann unabhängig von der Drehzahl des Rotors 4M konstant sein. Vorzugsweise kann der elektrischen-Soll-Winkel groß sein, während die Drehzahl des Rotors 4M innerhalb eines Niederdrehzahlbereichs oder eines Hochdrehzahlbereichs ist, und kann klein sein, während die Drehzahl des Rotors 4M innerhalb eines dazwischen liegenden Bereiches zwischen dem Niederdrehzahlbereich und dem Hochdrehzahlbereich ist.
Der Drehzahlberechner 101 ist operativ, um die Drehzahl des Rotors 4M zu berechnen, basierend auf: den Intervallen der ansteigenden Flanken von dem niedrigen Niveau auf das Hochniveau in dem Ausgangssignal des Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektors 130 oder der Intervalle der fallenden Flanken von dem Hochniveau auf das niedrige Niveau in dem Ausgangssignal des Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektors 130. Eine Berechnung der Drehzahl des Rotors 4M unter Nutzung des Ausgangssignals des Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektors 130 ermöglicht eine stabile Erfassung der Drehzahl des Rotors 4M unabhängig von den Veränderungen der Ausgangsspannung V_B des Leistungsgenerators 1.
Ähnlich überwacht der Low-Side-ElN-Timingbestimmer 104 das Ausgangsspannungssignal von dem Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130, d. h. die Untere-Zweig-EIN-Periode, und bestimmt ein steigendes Timing von dem niedrigen Niveau auf das Hochniveau in dem Ausgangsspannungssignal als ein EIN-Timing des Low-Side-MOS-Transistors 51, und anschließend wird eine Einschaltanweisung an den Treiber 194 gesendet. Der Treiber 194 schaltet den Low-Side-MOS-Transistor 51 als Reaktion auf den Empfang der Einschaltanweisung ein.
Der Low-Side-AUS-Timingberechner 109 bestimmt ein AUS-Timing des Low-Side-MOS-Transistors 51 nach Verstreichen einer fünften vorbestimmten Zeit seit Einschalten des Low-Side-MOS-Transistors 51, und sendet eine Ausschaltanweisung an den Treiber 194. Der Treiber 194 schaltet den MOS-Transistor 51 als Reaktion auf den Empfang der Ausschaltanweisung aus.
Die fünfte vorbestimmte Zeit, die das AUS-Timing bestimmt, wird variabel eingestellt, um früher durch eine Soll-Zeit zu sein als der Endpunkt einer Untere-Zweig-EIN-Periode, d. h. abfallender Flankenpunkt von dem Hochniveau auf das Niederniveau in dem Ausgangssignal von dem Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 für den Low-Side-MOS-Transistor 51 eingeschaltet wird. Die Soll-Zeit ist eine Zeit, die für den Rotor 4M erforderlich ist, um einen elektrischen-Soll-Winkel zu drehen.
Es wird angenommen, dass die Diodengleichrichtung durch die Diode 51a ausgeführt wird, während der MOS-Transistor 51 permanent aus ist. Bei dieser Annahme dient der elektrischen-Soll-Winkel als eine Marge, die das AUS-Timing des MOS-Transistors 51 vom Verzögert sein vom Endpunkt der Zeit der leitfähigen Periode der Diode 51 während der Diodengleichrichtung verhindert.
Tatsächlich wird, da der Endpunkt einer entsprechenden Obere-Zweig-EIN-Periode (t100) bei dem Ausschalten eines entsprechenden High-Side-MOS-Transistors 50 (bei der Zeit t90) nicht bekannt ist, der High-Side-AUS-Timingberechner 107 konfiguriert, um das AUS-Timing des High-Side-MOS-Transistors basierend auf dem Endpunkt der entsprechenden Untere-Zweig-EIN-Periode (t2) und dem Ausschalttiming des Low-Side-MOS-Transistors 51 (t1), einen wesentlichen halben Zyklus zuvor zu bestimmen, wodurch die Genauigkeit der Bestimmung des AUS-Timings des High-Side-MOS-Transistors 50 erhöht wird.
Ähnlich wird, da der Endpunkt einer entsprechenden Untere-Zweig-EIN-Periode (t2) bei dem Ausschalten eines entsprechenden Low-Side-MOS-Transistors 51 (bei der Zeit t1) nicht bekannt ist, der Low-Side-AUS-Timingberechner 109 konfiguriert, um das AUS-Timing des Low-Side-MOS-Transistors 51 basierend auf dem Endpunkt der entsprechenden Obere-Zweig-EIN-Periode (t4) und dem Ausschalttiming des High-Side-MOS-Transistors 50 (t3) einen im Wesentlichen halben Zyklus zuvor zu bestimmen, und dadurch wird die Genauigkeit der Bestimmung des AUS-Timings des Low-Side-MOS-Transistors 51 erhöht.
Beispielsweise wird der High-Side-AUS-Timingberechner 107 konfiguriert, um das AUS-Timing (t90) eines High-Side-MOS-Transistors 50 zu bestimmen, der als ein Soll-High-Side-MOS-Transistor 50 wie folgt bezeichnet wird.
Bezugnehmend auf 11 hat der Low-Side-T_FB-Zeitberechner 108 bereits eine Zeit, d. h. einen entsprechenden Winkel des Rotors 4M, T_FB2 von dem Ausschalten (t1) des Low-Side-MOS-Transistors 51 im Wesentlichen einen halben Zyklus zuvor bezüglich zu dem AUS-Timing (90) zu dem Endpunkt (t2) der entsprechenden Untere-Zweig-EIN-Periode berechnet.
Der High-Side-AUS-Timingberechner 107 ist konfiguriert, um den elektrischen-Soll-Winkel von dem elektrischen Winkel T_FB2 zum Berechnen von ΔT zu subtrahieren. Falls der Rotor 4M stabil gedreht wird, sollte der elektrische Winkel T_FB2 identisch mit dem elektrischen-Soll-Winkel sein, so dass ΔT gleich null sein soll.
Allerdings können viele Gründe die ΔT ungleich null machen; diese Gründe enthalten: (1) Veränderungen der Drehung des Rotors 4M aufgrund der Beschleunigung und/oder Verzögerung des Fahrzeugs, (2) Welligkeit der Drehung der Maschine, (3) Veränderung der elektrischen Lasten 10, (4) Veränderung des Betriebstaktzyklus des Controllers 100, falls der Controller 100 als eine programmierte logische Einheit ausgestaltet ist, und (5) die Verzögerung des tatsächlichen Ausschaltens jedes der MOS-Transistoren 50 und 51 nach Ausgabe der Ausschalteinweisung von einem entsprechenden Treiber 192 oder 194 zu einem entsprechenden MOS-Transistor 50 oder 51.
Somit ist der High-Side-AUS-Timingberechner 107 derart konfiguriert, dass er basierend auf der ΔT die Low-Side-MOS-EIN-Periode des Low-Side-MOS-Transistors 51 korrigiert, der im Wesentlichen einen halben Zyklus zuvor bezüglich des Soll-High-Side-MOS-Transistors 50 eingeschaltet wurde, um dadurch das AUS-Timing (t90) des Soll-High-Side-MOS-Transistors 50 zu bestimmen. Insbesondere wird die High-Side-MOS-EIN-Periode entsprechend der nachfolgenden Gleichung bestimmt: P_UON = P_LON + ΔT × α wobei P_UON die High-Side-MOS-EIN-Periode des Soll-High-Side-MOS-Transistors 50 darstellt, P_LON stellt die Low-Side-MOS-EIN-Periode des Low-Side-MOS-Transistors 51 dar, der im Wesentlichen einen halben Zyklus zuvor bezüglich des Soll-High-Side-MOS-Transistors 50 eingeschaltet wurde, und α stellt einen Korrekturfaktor dar.
Beispielsweise bestimmt, falls der elektrische Winkel T_FB2 kleiner als der entsprechende elektrische-Soll-Winkel ist, so dass die ΔT ein negativer Wert ist, der High-Side-AUS-Timingberechner 107 die High-Side-MOS-EIN-Periode des Soll-High-Side-MOS-Transistors 50 durch Subtrahieren des Produkts von ΔT und des Korrekturfaktors a von der Low-Side-MOS-EIN-Periode des Low-Side-MOS-Transistors 51, der im Wesentlichen einen halben Zyklus zuvor bezüglich des Soll-High-Side-MOS-Transistors 50 (siehe High-Side-MOS-EIN-Periode PH in 11) eingeschaltet wurde.
Ähnlich ist der Low-Side-AUS-Timingberechner 109 konfiguriert, um das AUS-Timing (t1) eines Low-Side-MOS-Transistors 51 zu bestimmen, der nachfolgend als ein Soll-Low-Side-MOS-Transistor 51 bezeichnet wird.
Bezugnehmend auf 11 ist der High-Side-T_FB-Zeitberechner 106 derart konfiguriert, dass er eine Zeit, d. h. einen entsprechenden elektrischen Winkel, T_FB1 von dem Ausschalten (t3) des High-Side-MOS-Transistors 50, der im Wesentlichen einen halben Zyklus zuvor bezüglich des Soll-Low-Side-MOS-Transistors 51 eingeschaltet wurde, zu dem Endzeitpunkt (t4) der entsprechenden Obere-Zweig-EIN-Periode berechnet. Der Low-Side-AUS-Timingberechner 109 ist derart konfiguriert, dass er den elektrischen-Soll-Winkel von dem elektrischen Winkel T_FB1 zum Berechnen von ΔT subtrahiert.
Das bedeutet, dass der Low-Side-AUS-Timingberechner 109 derart konfiguriert ist, dass er durch die ΔT der High-Side-MOS-EIN-Periode des High-Side-MOS-Transistors 50, der im Wesentlich einen halber Zyklus zuvor bezüglich dem Soll-Low-Side-MOS-Transistor 51 ausgeschalten wurde, zu korrigieren, um dadurch das AUS-Timing des Low-Side-MOS-Transistors 51 zu bestimmen. Insbesondere wird die Low-Side-MOS-EIN-Periode entsprechend der nachfolgenden Gleichung bestimmt: P_LON1 = P_UON1 + ΔT × α wobei P_LON1 die Low-Side-MOS-EIN-Periode des Soll-Low-Side-MOS-Transistors 51 darstellt, P_UON1 die High-Side-MOS-EIN-Periode des High-Side-MOS-Transistors 50 darstellt, der im Wesentlichen einen halben Zyklus zuvor bezüglich dem Soll-Low-Side-MOS-Transistor 51 ausgeschalten wurde, und α stellt den Korrekturfaktor dar.
Beispielsweise bestimmt, falls der elektrische Winkel T_FB1 größer als der entsprechende elektrische-Soll-Winkel ist, so dass der ΔT ein positiver Wert ist, der Low-Side-AUS-Timingberechner 109 die Low-Side-MOS-EIN-Periode des Soll-Low-Side-MOS-Transistors 51 durch Hinzufügen des Produktes der ΔT und des Korrekturfaktor α zu der High-Side-MOS-EIN-Periode des High-Side-MOS-Transistors 50, der im Wesentlichen einen halben Zyklus zuvor bezüglich des Soll-Low-Side-MOS-Transistors 51 (siehe Low-Side-MOS-EIN-Periode PL in 11) ausgeschalten wurde.
Wie vorstehend erläutert, schaltet der Controller 100 des Gleichrichtermoduls 5X abwechselnd den High-Side-MOS-Transistor 50 innerhalb einer entsprechenden Obere-Zweig-EIN-Periode und den Low-Side-MOS-Transistor 51 innerhalb einer entsprechenden Untere-Zweig-EIN-Periode für den gleichen Zyklus wie der der Diodengleichrichtung, um dadurch die entsprechenden dreiphasigen Wechselspannungen mit geringen Verlust gleichzurichten.
Bestimmung des Starts der Synchronsteuerung
Als Nächstes werden Operationen des Controllers 100 des Gleichrichtermoduls 5X nachstehend näher erläutert, um zu bestimmen, ob dessen Operationsmodus zu dem Synchronsteuerungsmodus geschalten wird.
Der Controller 100 des Gleichrichtermoduls 5X ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, ob dessen Operationsmodus zu dem Synchronsteuerungsmodus unmittelbar nach Aktivieren des Gleichrichtermoduls 5X oder temporären Stopp der Synchronsteuerung aufgrund von irgendwelchen Gründen verändert wird, wenn die nachfolgenden Synchronsteuerstartbedingungen erfüllt werden. Der Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 102 ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, ob die Synchronsteuerstartbedingungen erfüllt werden, und eine Synchronsteuerstartanweisung zu jedem der High- und Low-Side-EIN-Timingbestimmer 103 und 104 wird gesendet, wenn bestimmt wird, dass die Synchronsteuerungsstartbedingungen erfüllt werden. Als Reaktion auf die Synchronsteuerstartbedingungen operiert der High- und Low-Side-ElN-Timingbestimmer 103 und 104 in dem Synchronsteuermodus, um abwechselnd, die High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51, wie vorstehend beschrieben dargelegt, einzuschalten.
Die Synchronsteuerstartbedingungen enthalten die nachfolgenden ersten bis sechsten Bedingungen:
Die erste Bedingung ist, dass die in 11 dargestellte Obere-Zweig-EIN-Periode und Obere-Zweig-EIN-Periode kontinuierlich 32-mal erscheint. Mit anderen Worten ein Paar der Obere-Zweig-EIN-Periode und der Untere-Zweig-EIN-Periode erscheint kontinuierlich 16-mal, angenommen, dass acht Polpaare (16 Feldpole) in dem Rotor 4M vorgesehen sind. 32 Obere- und Untere-Zweig-EIN-Perioden entsprechen zwei mechanische Drehungen des Rotors 4M. Die Bedingung kann sein, dass die Obere-Zweig-EIN-Periode und die Untere-Zweig-EIN-Periode kontinuierlich 16 mal entsprechend einer mechanischen Drehung des Rotors 4M, voreingestellte Male entsprechend drei oder mehreren mechanischen Drehungen des Rotors 4M, oder voreingestellte Male für ein ganzzahliges Vielfaches einer mechanischen Drehung des Rotors 4M. erscheint
Die zweite Bedingung ist, dass die Ausgangsspannung V_B innerhalb eines normalen Bereichs von einschließlich 7 V bis 18 V ist, mit anderen Worten die Ausgangsspannung V_B ist gleich oder höher als 7 V, und gleich oder niedriger als 18 V. Die oberen und unteren Grenzen des normalen Bereichs können verändert werden. Der Spannungsbereich wird bestimmt, angenommen dass die Batterie 9 des Leistungsgenerators 1 eine 12 V-Batterie ist. Falls der Leistungsgenerator 1 als ein 24-V-elektrisches System ausgestaltet ist, so dass die Batterie 9 des Leistungsgenerators 1 eine 24-V Batterie ist, müssen die oberen und unteren Grenzen des normalen Bereichs verändert werden.
Die dritte Bedingung ist, dass bestimmt wird, dass es keine Abnormalitäten in jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt.
Die vierte Bedingung ist, dass der Controller 100 des Gleichrichtermoduls 5X nicht in einem Lastabfallschutzmodus operiert. Wie der Controller 100 in dem Lastabfallschutzmodus operiert, wird nachstehend erläutert werden.
Die fünfte Bedingung ist, dass die Veränderungsrate der Ausgangsspannung V_B kleiner als eine Schwelle ist, wie z. B. 0,5 V pro 200 Mikrosekunden [μs]. Es ist zu beachten, wie viel die Veränderungsrate der Ausgangsspannung V_B Änderungen akzeptiert, abhängig von den Elementen und/oder Programmen, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden. Somit kann die Schwelle in Abhängigkeit der Elemente und/oder Programme, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden, geändert werden.
Die sechste Bedingung ist, dass jeder der T_FB1 und T_FB2 länger als ein zulässiger Wert von beispielsweise 15 μs ist. Es ist zu beachten, dass, da bestimmt wird, dass jede der T_FB1 und T_FB2 abhängig von einem Grund einer in dem Gleichrichtermodul 5X auftretenden Abnormalität abnormal ist, der zulässige Wert verändert werden kann, abhängig von dem Grund einer in dem Gleichrichtermodul 5X auftretenden Abnormalität. Zudem wurde in dieser Ausführungsform erläutert, dass der T_FB1 und T_FB2 durch die jeweiligen High- und Low-Side-T_FB-Zeitberechner 106 und 108 während dem Synchronsteuermodus berechnet werden, jedoch werden sie durch die entsprechenden High- und Low-Side-T_FB-Zeitberechner 106 und 108 unabhängig des Betriebsmodus des Controllers 100 berechnet. Das bedeutet, dass der T_FB1 und T_FB2 für die Bestimmung verwendet werden, ob die Synchronsteuerstartbedingungen erfüllt werden, wie vorstehend dargelegt.
12 zeigt schematisch einige Elemente des Controllers 100, die benötigt werden, um zu bestimmen, ob der Betriebsmodus des Controllers 100 zu dem Synchronsteuermodus geschalten wird.
Der Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 102 enthält einen Bestimmer 102A, einen V_B-Bereichsbestimmer 113, einen V_B-Bereichsbestimmer 114 und einen T_FB-Zeitbestimmer 115.
Der Lastabfallbestimmer 111 ist derart konfiguriert, dass er, falls die Ausgangsspannung VB eine erste Schwellenspannung V1 von beispielsweise 20 V übersteigt, bestimmt, dass es einen Lastabfall aufgrund der Unterbrechung der Batterie 9 von dem Leistungsgenerator 1 gibt, wie z. B. die Unterbrechung des Ausgangsanschlusses des Leistungsgenerators 1 von der Batterie 9, oder der Unterbrechung des Anschlusses der Batterie 9 von dem Leistungsgenerator 1. Dieser Lastabfall verursacht eine hohe Spannung, d. h. einen Anstieg, über eine versorgte Phasenstatorwicklung aufgrund deren großen Impedanz. Anschließend schaltet der Lastabfallbestimmer 111 den Betriebsmodus des Controllers 100 zu dem Lastabfallschutzmodus, anschließend werden Lastabfallschutzoperationen ausgeführt. Insbesondere weist der Lastabfallbestimmer 111 den Treiber 192 an den High-Side-MOS-Transistor 50 auszuschalten und weist den Treiber 194 an den Low-Side-MOS-Transistor 51 in den Lastabfallschutzmodus einzuschalten. Wie die Phasenspannung V_P in dem Lastabfallschutzmodus variiert, wird mit Bezug auf die 13B bis 13D nachstehend erläutert.
Wenn die Ausgangsspannung V_B die erste Spannung V1 (20 V) aufgrund des Auftretens des Lastabfalls übersteigt, falls die Ausgangsspannung V_B kleiner als eine zweite Schwellenspannung V2 von beispielsweise 17 V ist, ist der Lastabfallbestimmer 111 derart konfiguriert, dass er die Lastabfallschutzoperationen in dem Lastabfallschutzmodus stoppt.
Der Lastabfallschutzbestimmer 111 ist operativ, um kontinuierlich in dem Lastabfallschutzmodus ein Hochniveausignal, d. h. eine LD-Flag mit einem Hochniveau, zu dem Bestimmer 102A und dem normalen Operationsbestimmer 131 auszugeben. Der Lastabfallbestimmer 111 ist auch operativ, um kontinuierlich ein Niederniveausignal, d. h. die LD-Flag mit einem Niederniveau zu dem Bestimmer 102a und dem normalen Operationsbestimmer 131 auszugeben, während er nicht in dem Lastabfallschutzmodus ist. Jede der ersten und zweiten Schwellenspannungen V1 und V2 können auf einen anderen Wert eingestellt werden.
Es ist zu beachten, dass, um das Auftreten eins Anstiegs aufgrund eines Einschaltens oder Ausschaltens der High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 zu verhindern, der Lastabfallbestimmer 111 derart konfiguriert ist, dass er die Lastabfallschutzoperationen startet und diese innerhalb einer in 11 dargestellten Untere-Zweig-EIN-Periode stoppt.
13A zeigt schematisch ein Beispiel der Wellenform einer Phasenspannung V_P über eine Phasenwicklung in dem Synchronsteuermodus ohne Lastabfall, und 13B zeigt schematisch ein Beispiel der Wellenform der Phasenspannung V_P nach Auftreten des Lastabfalls in dem Lastabfallschutzmodus.
Bezugnehmend auf 13A variiert in dem Synchronsteuermodus ohne Lastabfall die Phasenspannung V_P über die X-Phasenwicklung zyklisch zwischen einer oberen Grenze nahe der Ausgangsspannung V_B, d. h. die Spannung bei dem positiven Anschluss der Batterie 9, und einer unteren Grenze nahe der Erdungsspannung V_GND.
Dagegen, nach Auftreten des Lastabfalls über der X-Phasenwicklung, wie in 13B dargestellt, weil der Low-Side-MOS-Transistor 51 eingeschalten wird und der High-Side-MOS-Transistor 50 ausgeschalten wird, und der Low-Side-MOS-Transistor 51 wird mit dem ausgehaltenen High-Side-MOS-Transistor 50 anbehalten, variiert die Phasenspannung V_P über die X-Phasenwicklung zyklisch innerhalb eines Spannungsbereich der Drain-Source-Spannung V_DS des Low-Side-MOS-Transistors 51; der Spannungsbereich ist zwischen einem negativen Wert der Drain-Source-Spannung V_DS und einem positiven Wert der Drain-Source-Spannung V_DS relativ zu der Massespannung V_GND definiert. Es ist zu beachten, dass in 13B die Drain-Source-Spannung V_DS mit der Drain-Source-Spannung V_DS des Low-Side-MOS-Transistor 51, der in dem EIN-Zustand ist, auf 0,1 V eingestellt wird, so dass der Spannungsbereich zwischen einschließlich –0,1 V und +0,1 V definiert ist. Die Drain-Source-Spannung V_DS des Low-Side-MOS-Transistors 51 kann verändert werden, abhängig von dem Typ des Low-Side-Schaltelements 51 und/oder dem Niveau eines an das Gate des Low-Side-Schaltelements 51 angelegten Ansteuersignals.
Eine Bestimmung, ob die Phasenspannung V_P, d. h. die Drain-Souce-Spannung V_DS des Low-Side-MOS-Transistors 51, niedriger als eine voreingestellte Schwellenspannung V_th ist, die definiert ist, um leicht höher als 0 V und kleiner als 0,1 V zu sein, ermöglicht eine Bestimmung, ob die Phasenspannung V_P innerhalb einer Untere-Zweig-EIN-Periode ist, d. h. ob Strom durch den MOS-Transistor 51 in die Richtung fließt, die der Durchlassrichtung der parallel zu dem MOS-Transistor 51 verbundenen Diode entgegengesetzt ist.
Das bedeutet, dass die Drain-Source-Spannung V_DS des Low-Side-MOS-Transistors 51 niedriger als die Grenzspannung V_Th ist, was zeigt, dass die Phasenspannung V_P innerhalb der Untere-Zweig-EIN-Periode ist.
Tatsächlich kann es schwierig sein, die Drain-Source-Spannung V_DS innerhalb des Spannungsbereichs von –0,1 V bis +0,1 V mit einer hohen Genauigkeit zu erfassen und die Phasenspannung V_P mit der Schwellenspannung V_th mit hoher Genauigkeit zu vergleichen. Aus diesem Grund ist der Drain-Source-Spannungsverstärker 142 operativ, um die Drain-Source-Spannung V_DS des Low-Side-MOS-Transistors 51 mit einer vorbestimmen Verstärkung zu verstärken, und eine verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA an den Stromflussrichtungsdetektor 144 auszugeben. Der Stromflussrichtungsdetektor 144 ist operativ, um die Drain-Source-Spannung V_DSA zu empfangen, und die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA mit einer umgewandelten Schwellenspannung V_tha zu vergleichen, deren Niveau von der Schwellenspannung V_th auf gleiche Weise wie die Umwandlung der Drain-Source-Spannung V_DS in die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA umgewandelt wird.
13C stellt eine Beziehung zwischen der verstärkten Drain-Source-Spannung V_DSA und der umgewandelten Schwellenspannung V_tha dar. In 13 stellt die vertikale Achse die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA dar, und die horizontale Achse stellt die Drain-Source-Spannung V_DSA dar. Um die Drain-Source-Spannung V_DS innerhalb des Spannungsbereichs von –0,1 V bis +0,1 V mit einer hohen Genauigkeit zu erfassen, wird der Spannungsbereich von –0,1 V bis +0,1 V fünffach verstärkt. Wie in dem in 13 dargestellten Beispiel entspricht –0,1 V –0,5 V, +0,1 V entspricht +0,5 V, der Intermediat (0 V) in dem Spannungsbereich von –0,1 V bis +0,1 V wird unverändert und der Spannungsbereich von –0,1 V bis +0,1 V entspricht dem Spannungsbereich von –0,5 V bis +0,5 V. Somit wird die ungewandelte Schwellenspannung V_THA eingestellt, um höher als 0 V und niedriger als +0,5 V zu sein, wie z. B. 0,35 V.
Wie in 13C dargestellt, wird, da in dem Lastabfallschutzmodus, falls die Drain-Source-Spannung V_DS +0,1 V übersteigt oder unter –0,1 V fällt, die Drain-Source-Spannung V_DS auf +0,1 V oder –0,1 V geklemmt. Somit wird die Ausgabe des Drain-Source-Spannungsverstärker 142 auf +0,5 V geklemmt, falls die Drain-Source-Spannung V_DS +0,1 V übersteigt, oder auf –0,5 V geklemmt, falls die Drain-Source-Spannung V_DS unter –0,1 V fällt.
Der Stromflussrichtungsdetektor 144 ist operativ, um die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA von dem Drain-Source-Spannungsverstärker 142 zu empfangen, die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA mit der umgewandelten Grenzspannung V_tha zu vergleichen und ein hohes Niveausignal auszugeben, falls die umgewandelte Schwellenspannung V_tha höher als die umgewandelte Drain-Source-Spannung V_DSA ist, oder ein Niederniveausignal auszugeben, falls die umgewandelte Schwellenspannung V_tha gleich oder niedriger als die verstärkte Drain-Source-Spannung V_DSA ist.
13D zeigt schematisch ein Beispiel der Wellenform der verstärkten Drain-Source-Spannung V_DSA des Low-Side-MOS-Transistors 51. In 13 entspricht ein Bereich W einer Low-Side-MOS-EIN-Periode des Low-Side-MOS-Transistors 51 in dem Synchronsteuermodus. Das bedeutet, dass der Controller 100 derart konfiguriert ist, dass er die Lastabfallschutzoperationen startet oder stoppt, d. h. schaltet den Operationsmodus zu oder aus dem Lastabfallschutzmodus bei einem geeigneten Timing innerhalb des Bereichs W. Somit ermöglicht, während die Phasenspannung V_B innerhalb des Bereichs W ist, ein Einschalten des MOS-Transistors 51 in einem Strom durch den MOS-Transistor 51 in die gleiche Richtung wie die Durchlassrichtung der Diode 51A zu gehen, die parallel mit dem MOS-Transistor 51 verbunden ist. Dies verhindert oder reduziert einen Anstieg über die entsprechende Phasenwicklung beim Start des Lastabfallschutzmodus. Zudem sind, während die Phasenspannung V_P innerhalb des Bereichs W ist, die Richtung des durch den MOS-Transistor 51 durchfließenden Stroms und die Richtung des durch die Diode 51A durchfließenden Stroms nach Ausschalten des MOS-Transistors 51, um den Schutzmodus zu stoppen, identisch zueinander. Somit ist es, selbst wenn der Low-Side-MOS-Transistor 51 innerhalb der Phasenspannung V_P, der innerhalb des Bereichs B ist, ausgeschalten wird, möglich, einen Anstieg beim Stopp des Schutzmodus zu verhindern oder zu reduzieren.
Es ist zu beachten, dass die ungewandelte Schwellenspannung V_tha eine Hystereseeigenschaft aufweisen kann. Beispielsweise wird die umgewandelte Schwellenspannung V_tha auf 0,35 V eingestellt während die Drain-Source-Spannung V_DSA niedriger als die Schwellenspannung V_th ist, und nachdem die Drain-Source-Spannung V_DSA höher als die Schwellenspannung V_tha ist, wird die Schwellenspannung V_tha auf 0,3 V verändert. Somit kann, selbst wenn die Drain-Source-Spannung V_DSA häufig um der Grenzspannung V_tha herum geändert wird, diese Konfiguration das Niveau des Ausgangssignals von dem Stromflussrichtungsbestimmer 144 verhindert werden, um häufig umgeschalten zu werden.
Der V_B-Bereichsbestimmer 113 ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, ob die durch den Ausgangsspannungsbestimmer 110 erfasste Ausgangsspannung V_B innerhalb des normalen Bereichs von 7 V bis 18 V liegt. Der V_B-Bereichsbestimmer 113 ist derart konfiguriert, dass er ein Niederniveausignal ausgibt, falls die Ausgangsspannung V_B innerhalb des normalen Bereichs liegt, und ein Hochniveausignal ausgibt, falls die Ausgangsspannung V_B außerhalb des normalen Bereichs liegt.
Der V_B-Veränderungsbestimmer 114 ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, ob die Veränderungsrate der durch den Ausgangsspannungsbestimmer 110 erfassten Ausgangsspannung V_B kleiner als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist. Der V_B-Veränderungsbestimmer 114 ist derart konfiguriert, dass er ein Niederniveausignal ausgibt, falls die Veränderlichkeitsrate in der Ausgangsspannung V_B niedriger als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist, und ein Hochniveausignal ausgibt, falls die Ausgangsspannung V_B gleich oder höher als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist.
Der T_FB-Zeitbestimmer 115 ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, ob jede der durch einen entsprechenden der High- und Low-Side-T_FB-Zeitberechner 106 und 108 berechnete T_FB1 und T_FB2 länger als der zulässige Wert von 15 μs ist. Der T_FB-Zeitbestimmer 115 ist derart konfiguriert, dass er ein Niederniveausignal ausgibt, falls jeder der T_FB1 und T_FB2 länger als der zulässige Wert von 15 μs ist, und ein Hochniveausignal ausgibt, falls keine der T_FB1 und T_FB2 länger als der zulässige Wert von 15 μs ist.
Der Abnormalitätsbestimmer 123 ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, ob es eine Abnormalität in jedem der MOS-Transistoren 50 und 51 basierend auf den Ausgangssignalen von dem High-Side-Kurzschlussbestimrner 140, dem Low-Side Kurzschlussbestimmer 141, dem High-Side-Temperaturdetektor 150 und dem Low-Side Temperaturdetektor 151 gibt. Falls wenigstens eines der Ausgangssignale das Hochniveausignal ist, bestimmt der Abnormalitätsbestimmer 123, dass es eine Abnormalität gibt, wie z. B. einen Kurzschlussschaltungsfehler oder einen Überhitzungsfehler in einer entsprechenden wenigstens eines MOS-Transistors 50 oder 51. Anschließend gibt der Abnormalitätsbestimmer 123 ein Signal, dessen Niveau hoch ist, zu jedem von dem Synchron-Steuer-Start-Bestimmer 102, dem Abnormalsignalsender 164 und dem Unterdrückungs-Signalsender 170 aus. Das Ausgangssignal von dem Abnormalitätsbestimmer 123 dient als eine Abnormalitätsbestimmungsflag, dessen Niveau eingestellt wird auf: ein Niederniveau, während das Ausgangssignal von dem Abnormalitätsbestimmer 123 ein Niederniveau ist; oder ein Hochniveau, während das Ausgangssignal von dem Abnormalitätsbestimmer 132 das Hochniveau ist.
Es ist zu beachten, dass in 12 der V_B-Bereichsbestimmer 113, der V_B-Veränderungsbestimmer 114 und der T_FB-Zeitbestimmer 115 in dem Synchron-Steuer-Start-Bestimmer 102 enthalten sind, allerdings können sie auch außerhalb des Synchron-Steuer-Start-Bestimmers 102 vorgesehen sein. Zudem ist der Controller 100 derart konfiguriert, dass er dessen Operationsmodus zu dem Synchronsteuermodus schaltet, um die Synchronsteuerung lediglich startet, falls alle der ersten bis sechsten Bedingungen erfüllt sind, aber der Controller 100 kann derart konfiguriert sein, dass er dessen Operationsmodus zu dem Synchronsteuermodus schaltet, um die Synchronsteuerung lediglich startet, falls die erste Bedingung und wenigstens eine der zweiten bis sechsten Bedingungen erfüllt sind.
Der Normal-Operationsbestimmer 131 ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, ob das Gleichrichtermodul 5X die normalen Gleichrichteroperationen ausführt basierend auf den Ausgangssignalen von dem Drehzahlberechner 101, dem Lastabfallbestimmer 111, dem High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120, dem Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 und dem Abnormalitätsbestimmer 123.
Falls der Wert wenigstens eines von dem Drehzahlberechner 101, dem Ausgangsspannungsdetektor 110, dem High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120 und dem Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 außerhalb eines entsprechenden zulässigen Bereichs liegt, bestimmt der Normal-Operationsbestimmer 131, dass das Gleichrichtermodul 5X nicht die normale Gleichrichteroperationen ausführt. Anschließend gibt der Normal-Operationsbestimmer 131 an den Abnormalitätsbestimmer 123 und den Normalsignal-Sender 163 ein Hochniveausignal aus, das die abnormalen Operationen des Gleichrichtermoduls 5X angibt. Zudem bestimmt, falls das Hochniveausignal von dem Lastabfallbestimmer 111 zu dem Normal-Operationsbestimmer 131 eingegeben wird, der Normal-Operationsbestimmer 131, dass das Gleichrichtermodul 5X nicht die normalen Gleichrichteroperationen ausführt. Anschließend gibt der Normal-Operationsbestimmer 131 das Hochniveausignal an den Abnormalitätsbestimmer 123 und den Normalsignal-Sender 163 aus. Ferner gibt der Normal-Operationsbestimmer 131 das Hochniveausignal an den Normalsignal-Sender 163 aus, falls das Hochniveausignal von dem Abnormalitätsbestimmer 123 an den Normal-Operationsbestimmer 131 eingegeben wird.
Anderenfalls bestimmt, falls der Wert jedes von dem Drehzahlberechner 101, dem Ausgangsspannungsdetektor 110, dem High-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 120 und dem Low-Side-Drain-Source-Spannungsdetektor 130 innerhalb eines entsprechenden zulässigen Bereichs, der Normal-Operationsbestimmer 131, dass das Gleichrichtermodul 5X die Normal-Gleichrichtungsoperationen ausführt. Anschließend gibt der Normal-Operationsbestimmer 130 zu dem Abnormalitätsbestimmer 123 und dem Normalsignal-Sender 163 ein Niederniveausignal aus, das die normalen Operationen angibt. Zudem bestimmt, falls das Niederniveausignal von dem Lastabfallbestimmer 111 zu dem Normal-Operationsbestimmer 131 eingegeben wird, der Normal-Operationsbestimmer 131, dass das Gleichrichtermodul 5X die Normal-Gleichrichtungsoperationen ausführt. Anschließend gibt der Normal-Operationsbestimmer 131 das Niederniveausignal zu dem Abnormalitätsbestimmer 123 und dem Normalsignal-Sender 163 aus. Darüber hinaus gibt der Normal-Operationsbestimmer 131 das Niederniveausignal an den Normalsignal-Sender 163 aus, falls das Niederniveausignal von dem Abnormalitätsbestimmer 123 an den Normal-Operationsbestimmer 131 eingegeben wird.
Das bedeutet, dass der Normal-Signaltransmitter 163 derart konfiguriert ist, dass er das Ausgeben des Normalsignals an die anderen Gleichrichtermodule 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W und dergleichen bestimmt, wenn das Niederniveausignal dazu von dem Normal-Operationsbestimmer 131 eingegeben wird. Der Abnormalitätsbestimmer 123 gibt das Hochniveausignal zu jedem von dem Synchron-Steuer-Start-Bestimmer 102, dem Abnormalsignalsender 164 und dem Unterdrückungssignalsender 170 aus, falls das Hochniveausignal dazu von dem Normal-Operationsbestimmer 131 eingegeben wird.
14 zeigt schematisch Operationen des Controllers 100, um zu bestimmen, ob die Synchronsteuerung gestartet wird, d. h. dessen Operationsmodus zu dem Synchronsteuermodus geschalten wird. In 14 stellt der ZÄHLERWERT einen Zählerwert dar, der als Reaktion auf das ansteigende Timing (Flanke) jede der Obere-Zweig-EIN-Perioden und Untere-Zweig-EIN-Perioden inkrementiert wird. In 14 stellt T_FB-ZEITFLAG die Ausgabe des T_FB-Zeitbestimmers 115 dar, SPANNUNGSBEREICHFLAG stellt die Ausgabe des V_B-Veränderungsbestimmers 114 dar, und LD FLAG stellt die Ausgabe des Lastabfallschutzbestimmers 111 dar. Zudem stellt in 14 das ABNORMALITÄTSBESTIMMUNGSFLAG die Ausgabe des Abnormalitätsbestimmers 123 dar, und die SPANNUNGSVERÄNDERUNGSFLAG stellt die Ausgabe des V_B-Veränderungsbestimmers 114 dar. In 14 stellt H ein Hochniveau einer entsprechenden Ausgabe dar, und L stellt ein Niederniveau einer entsprechenden Ausgabe dar.
Der Bestimmer 102A inkrementiert einen Zählerwert mit dessen Anfangswert (0) um 1 zu jeder Zeit, wenn das ansteigende Timing (Flanke) jeder einer Obere-Zweig-EIN-Periode und einer Untere-Zweig-EIN-Periode erscheint. Wenn der Zählerwert „32” erreicht, gibt der Bestimmer 102A ein Niederniveausignal, das den Start der Synchronsteuerung angibt, zu jedem von dem High-Side-EIN-Timingbestimmer 103 und dem Low-Side-EIN-Timingbestimmer 104 aus. Der High-Side-EIN-Timingbestimmer 103 und der Low-Side-EIN-Timingbestimmer 104 schalten den Operationsmodus des Controllers 100 zu dem Synchronsteuermodus als Reaktion auf den entsprechenden Erhalt der Niederniveausignale, und starten die Synchronsteuerung in dem Synchronsteuermodus, um abwechselnd die MOS-Transistoren 50 und 51 einzuschalten.
Zudem fährt der Synchron-Steuer-Start-Bestimmer 102 eine Inkrementierung des Zählerwerts solange fort, wie:

(i) das Intervall in dem elektrischen Winkel zwischen der steigenden Flanke einer Obere-Zweig-EIN-Periode und der steigenden Flanke einer Untere-Zweig-EIN-Periode, benachbart vor der Obere-Zweig-EIN-Periode, gleich oder kleiner als ein Zyklus der Obere-Zweig-EIN-Perioden ist; und
(ii) alle Ausgaben (die T_FB-Zeitflag, die Spannungsbereichsflag, die LD Flag, die Abnormalitätsbestimmungsflag, die Spannungsveränderungsflag) des entsprechenden T_FB-Zeitbestimmers 115, des V_B-Bereichsbestimmers 113, des Lastabfallschutzbestimmers 111, des Abnormalitätsbestimmers 123 und des V_B-Veränderungsbestimmers 114 das Niederniveau (L) sind.

Dagegen setzt der Synchron-Steuer-Start-Bestimmer 102 den Zählerwert zurück, falls:

(iii) das Intervall des elektrischen Winkels zwischen der ansteigenden Flanke einer Obere-Zweig-EIN-Periode und der ansteigenden Flanke einer Untere-Zweig-EIN-Periode angrenzend vor der Obere-Zweig-EIN-Periode größer als die Länge eines Zykluses der Phasenspannung V_B ist, d. h. das Intervall zwischen den benachbarten Obere-Zweig-EIN-Perioden; und/oder
(iv) eine der Ausgaben des entsprechenden T_FB-Zeitbestimmers 115 des V_B-Bereichsbestimmers 113, des Lastabfallbestimmers 111, des Überhitzungsbestimmers 123 und des V_B-Veränderungsbestimmers 114 das Hochniveau (H) wird bevor der Zählerwert 32 erreicht (siehe „H” des T_FB-Zeitflags und eine Periode in dem elektrischen Winkel in 14).

Danach startet der Synchron-Steuer-Start-Bestimmer 102 ein Inkrementieren des Zählerwerts von 0 neu nachdem die vorstehend erwähnten Bedingungen (i) und (ii) erfüllt sind.
Bestimmung des Stopps der Synchronsteuerung
Als Nächstes werden Operationen des Controllers 100 des Gleichrichtermoduls 5X zum Bestimmen, ob der Synchronsteuermodus gestoppt wird, nachstehend erläutert.
Der Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, ob die Synchron-Steuer-Stopp-Bedingungen erfüllt sind, und sendet eine Synchron-Steuer-Stopp-Anweisung zu jedem von dem Synchron-Steuer-Start-Bestimmer 102, dem High- und Low-Side-EIN-Timingbestimmer 103 und 104, dem High-Side-AUS-Timingberechner 107 und dem Low-Side-AUS-Timingberechner 109, wenn bestimmt wird, dass die Synchron-Steuer-Stopp-Bedingungen erfüllt sind. Dies ergibt einen Stopp des Synchronsteuermodus. Danach wird die Synchronsteuerung gestoppt bis der Synchron-Steuer-Start-Bestimmer 102 den Operationsmodus des Controllers 200 zu dem Synchronsteuermodus schaltet, um die Synchronsteueroperationen, die vorstehend dargelegt wurden, in dem Synchronsteuermodus neu zu starten
Die Synchron-Steuer-Stopp-Bedingungen enthalten die nachfolgenden ersten bis fünften Bedingungen:
Die erste Bedingung ist, dass ein Zeitintervall von dem durch den Low-Side-AUS-Timingberechner 109 bestimmten AUS-Timing bis zum Erreichen der ansteigenden Phasenspannung V_P bei dem ersten Schwellenwert V1, die verwendet wird, um das nächste EIN-Timing des High-Side-MOS-Transistors 50 zu bestimmen, kürzer als ein erstes voreingestelltes Zeitintervall ist.
Das erste voreingestellte Zeitintervall kann auf ein Intervall von der Zeit, bei der der Low-Side-AUS-Timingberechner 109 tatsächlich eine Anweisung des AUS-Timings an den Treiber 194 sendet, bis zu der Zeit des Erreichens des Ausschaltens des MOS-Transistors 51 durch den Treiber 194 eingestellt werden. Insbesondere kann das erste voreingestellte Zeitintervall basierend auf der Ausschaltfähigkeit des Treibers 194 für den MOS-Transistor 51 eingestellt werden. Der AUS-Timing-Fehlerbestimmer 121 ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, dass es einen AUS-Timing-Fehler gibt, falls die erste Bedingung erfüllt ist. Das bedeutet, dass der AUS-Timing-Fehlerbestimmer 121 derart konfiguriert ist, dass er bestimmt, dass es einen AUS-Timing-Fehler gibt, falls das Intervall von dem durch den Low-Side-AUS-Timingberechner 109 bestimmten AUS-Timing bis zum Erreichen der ansteigenden Phasenspannung V_P bei der ersten Schwellenspannung V1, die verwendet wird, um das nächste EIN-Timing des High-Side-MOS-Transistors 50 zu bestimmen, kürzer als das erste voreingestellte Zeitintervall ist. Anschließend ist der AUS-Timing-Fehlerbestimmer 121 derart konfiguriert, dass er ein Hochniveausignal an den Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 ausgibt. Andernfalls ist der AUS-Timing-Fehlerbestimmer 121 derart konfiguriert, dass er ein Niederniveausignal ausgibt, falls die erste Bedingung nicht erfüllt ist.
15 zeigt schematisch ein spezifisches Beispiel der Wellenform der Phasenspannung V_P, wenn das durch den Low-Side-AUS-Timingberechner 109 bestimmte AUS-Timing verzögert wird. Falls das AUS-Timing des MOS-Transistors 51 relativ zu dem Endtiming der Untere-Zweig-EIN-Periode verzögert wird, kann ein durch den MOS-Transistor 51 durchfließender Strom unterbrochen werden, wodurch ein Anstieg verursacht wird. In 15 stellt das Bezugszeichen S einen solchen Anstieg dar. Der Anstieg kann unmittelbar nach dem Ausschalten des MOS-Transistors 51 erzeugt werden. Wenn das Zeitintervall von der Zeit, bei dem der Low-Side-AUS-Timingberechner 109 tatsächlich eine Anweisung des AUS-Timings an den Treiber 194 sendet, bis zu der Zeit des Erreichens des Ausschaltens des MOS-Transistors 51 durch den Treiber 194 als t0 (siehe 15) dargestellt wird, um das Auftreten eines Anstiegs aufgrund der Verzögerung des AUS-Timings des MOS-Transistors 51 zu erfassen, wird das erste voreingestellte Zeitintervall eingestellt, um länger als das Zeitintervall t0 um eine voreingestellte Zeit β zu sein nachdem tatsächlichen Senden der Anweisung des AUS-Timings an den Treiber 194. Die voreingestellte Zeit β muss kürzer als eine Zeit sein, die für die Phasenspannung V_P erforderlich ist, um zu der ersten Schwellenspannung V1 anzusteigen während die normale Synchronsteuerung ausgeführt wird ohne Auftreten des AUS-Timing-Fehlers.
Die zweite Bedingung ist, dass ein Zeitintervall von dem durch den High-Side-AUS-Timingberechner 107 bestimmte AUS-Timing bis zu dem Erreichen der fallenden Phasenspannung V_P bei der zweiten Spannung V2, die verwendet wird, um das nächste EIN-Timing des Low-Side-MOS-Transistors zu bestimmen, kürzer als ein zweites voreingestelltes Zeitintervall ist.
Das zweite voreingestellte Zeitintervall kann auf ein Zeitintervall von der Zeit, zu der der High-Side-AUS-Timingberechner 107 tatsächlich eine Anweisung des AUS-Timings zu dem Treiber 192 sendet, bis zu der Zeit des tatsächlichen Abschaltens des MOS-Transistors 50 durch den Treiber 192 eingestellt werden. Insbesondere kann das zweite voreingestellte Zeitintervall basierend auf der Ausschaltfähigkeit des Treibers 192 für den MOS-Transistor 50 eingestellt werden. Der AUS-Timing-Fehlerbestimmer 121 ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, dass es einen AUS-Timing-Fehler gibt, falls die zweite Bedingung erfüllt ist, d. h. das Intervall von dem durch den High-Side-AUS-Timingberechner 107 bestimmten AUS-Timing bis zu dem Erreichen der fallenden Phasenspannung V_P bei der zweiten Schwellenspannung V2, die verwendet wird, um das nächste EIN-Timing des Low-Side-MOS-Transistors 51 zu bestimmen, kürzer als das zweite voreingestellte Zeitintervall ist. Anschließend gibt der AUS-Timing-Fehlerbestimmer 121 das Hochniveausignal an den Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 aus. Andernfalls ist der AUS-Timing-Fehlerbestimmer 121 derart konfiguriert, dass er das Niederniveausignal an den Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 ausgibt, falls die zweite Bedingung nicht erfüllt ist.
Es ist zu beachten, dass die ersten und zweiten voreingestellten Zeitintervalle identisch zueinander oder unterschiedlich voneinander sein können. Es wird bevorzugt, dass jedes der ersten und zweiten voreingestellten Zeitintervalle ein konstanter Wert ist, unabhängig von der Drehzahl des Rotors 4M, da es basierend auf der Ausschaltperformance eines entsprechenden der Treiber 192 und 194 eingestellt wird.
Die dritte Bedingung ist, dass die Veränderungsrate der Ausgangsspannung V_B höher als die Schwelle ist, wie z. B. 0,5 V pro 200 μs. Es ist zu beachten, wie viel die Veränderungsrate der Ausgangsspannung V_B akzeptiert wird verändert sich in Abhängigkeit der Elemente und/oder Programme, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden. Somit kann die Schwelle in Abhängigkeit der Elemente und/oder Programme, die für das Gleichrichtermodul 5X verwendet werden, verändert werden.
16 zeigt schematisch eine Beziehung zwischen der Veränderung der Ausgangsspannung V_B und der Obere- und Untere-Zweig-EIN-Perioden.
Beispielsweise steigt, falls der Ausgangsstrom des Leistungsgenerators 1 plötzlich von 150A auf 50A fällt, die Ausgangsspannung V_B (siehe 15). Anschließend werden die Obere-Zweig-EIN-Perioden T11 und T12 nach der Veränderung der Ausgabe des Leistungserzeugers 1 reduziert verglichen mit der Obere-Zweig-EIN-Periode T10 bevor die Veränderung der Ausgabe des Leistungsgenerators 1. Diese Ähnlichkeit erscheint für die Untere-Zweig-EIN-Perioden (siehe 15).
Wie vorstehend erläutert, kann, wenn die Obere-Zweig-EIN-Periode oder die Untere-Zweig-EIN-Periode variiert, um reduziert zu werden, ein AUS-Timing, das normalerweise für wenigstens einen der High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51, wie vorstehend dargelegt, bestimmt wird, relativ zu einer entsprechenden Obere- oder Untere-Zweig-EIN-Periode verzögert werden. Somit wird die Schwelle, wie z. B. 0,5 V pro 200 μs verwendet, um eine solche Verzögerung zu vermeiden. Wie vorstehend erläutert, kann die Schwelle für die Bestimmung des Stopps der Synchronsteuerung identisch zu der für die Bestimmung des Starts der Synchronsteuerung oder unterschiedlich davon sein.
Die vierte Bedingung ist, dass der Controller 100 des Gleichrichtermoduls 5X dessen Operationsmodus zu dem Lastabfallschutzmodus geschalten hat.
Die fünfte Bedingung ist, dass es eine Abnormalität, wie z. B. einen Kurzschlussschaltungsfehler oder einen Überhitzungsfehler, in wenigstens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt.
17 stellt schematisch einige Elemente in dem Controller 100 dar, die benötigt werden, um zu bestimmen, ob der Synchronsteuermodus gestoppt wird. Der V_B-Veränderungsbestimmer 114 des Synchron-Steuer-Start-Bestimmers 102 wird zum Bestimmen des Stopps des Synchronsteuermodus verwendet.
Bezugnehmend auf 17 wird zu dem Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 die Ausgabe jedes von dem AUS-Timing-Fehlerbestimmers 121, dem V_B-Veränderungsbestimmers 114, dem Lastabfallbestimmer 11 und dem Abnormalitätsbestimmer 123 eingegeben.
Von dem AUS-Timing-Fehlerbestimmer 121 wird das Hochniveausignal zu dem Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 eingegeben solange wie die erste Bedingung oder die zweite Bedingung in den Synchron-Steuer-Stopp-Bedingungen erfüllt sind. Von dem V_B-Veränderungsbestimmer 114 wird das Hochniveausignal an den Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 eingegeben solange wie die Veränderungsrate der Ausgangsspannung V_B höher als die Schwelle von 0,5 V pro 200 μs ist, so dass die dritte Bedingung der Synchron-Steuer-Stopp-Bedingungen erfüllt ist.
Zudem wird von dem Lastabfallbestimmer 111 das Hochniveausignal zu dem Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 eingegeben, solange wie der Controller 100 des Gleichrichtermoduls 5X in dem Lastabfallschutzmodus operiert, so dass die vierte Bedingung erfüllt ist, während das LD Flag mit dem Hochniveau eingestellt wird. Von dem Abnormalitätsbestimmer 123 wird das Hochniveausignal an den Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 eingegeben, solange wie die fünfte Bedingung erfüllt ist, d. h. das Abnormalitätsbestimmungsflag mit dem Hochniveau wird eingestellt aufgrund des Auftretens einer Abnormalität in wenigstens einem der MOS-Transistoren 50 und 51.
Der Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 ist derart konfiguriert, dass er bestimmt, dass wenigstens eine der ersten bis fünften Bedingungen zur Bestimmung des Stopps des Synchronsteuermodus erfüllt ist, falls wenigstens eine der Ausgaben von dem AUS-Timing-Fehlerbestimmer 121, dem V_B-Veränderungsbestimmer 114, dem Lastabfallbestimmer 111 und dem Abnormalitätsbestimmer 123 das Hochniveau ist. Anschließend stoppt der Synchron-Steuer-Stopp-Bestimmer 122 den Synchronsteuermodus des Controllers 100, und dadurch wird eine Anweisung gesendet, um die Synchronsteueroperationen zu jedem von dem Synchron-Steuer-Start-Bestimmer 102, dem High-Side-EIN-Timingbestimmer 103, dem Low-Side-EIN-Timingbestimmer 104, dem High-Side-AUS-Timingberechner 107 und dem Low-Side-AUS-Timingberechner 109 zu stoppen.
Operation gegen das Auftreten einer Abnormalität
Als Nächstes werden Operationen des Controllers 100 in einem Schutzmodus, falls es einen Überhitzfehler oder einen Kurzschlussschaltungsfehler, wie z. B. eine Kurzschlussschaltung oder einen niederohmigen Kurzschluss, gibt, nachstehend erläutert werden.
Falls es eine Kurzschlussschaltung oder einen nicht vollständigen Kurzschluss in dem High-Side-MOS-Transistor 50 gibt, wird ein Überstrom durch den High-Side-MOS-Transistor 50 fließen, so dass der High-Side-MOS-Transistor 50 gleichzeitig mit dem Auftreten einer Kurzschlussschaltung oder einem niederohmigen Kurzschluss in den Überhitzungszustand gelangt. Somit kann in dieser Ausführungsform ein Überhitzungsfehler in dem High-Side-MOS-Transistor 50 und einem Kurzschlussschaltungsfehler, wie z. B. eine Kurzschlussschaltung oder einen nicht vollständigen Kurzschluss, als eine Abnormalität in dem High-Side-MOS-Transistor 50 angenommen werden. Anschließend führt der Controller 50 gemeinsame Schutzoperationen gegen das Auftreten einer solchen Abnormalität in dem High-Side-MOS-Transistor 50 aus.
Es ist zu beachten, dass tatsächlich, selbst wenn es einen nicht vollständigen Kurzschluss in dem High-Side-MOS-Transistor 50 gibt, die Phasenspannung V_P nicht kontinuierlich höher als V_B/2 für die erste vorbestimmte Zeit sein kann, der einen zu erfassenden Überhitzungsfehler verursachen kann, aber ein nicht vollständiger Kurzschluss nicht erfasst wird. Tatsächlich kann ein Überhitzungsfehler in dem High-Side-MOS-Transistor 50 sein, während darin keine Kurzschlussschaltungsfehler auftreten, oder es kann ein Kurzschlussfehler in dem High-Side-MOS-Transistor 50 sein, während keine Überhitzungsfehler auftreten. Allerdings erfordern diese abnormalen Fälle gewöhnlich eine Unterdrückung der Erzeugung der Leistung durch den Leistungsgenerator 1 und dadurch werden die gemeinsamen Schutzoperationen gegenüber jedem dieser abnormalen Fälle verwendet.
Als Nächstes werden die Schutzoperationen des Controllers 100 gegen eine in dem High-Side-MOS-Transistor 50 auftretende Abnormalität nachstehend als Beispiel beschrieben.
18 zeigt schematisch ein Beispiel der Schutzoperationen als ein Zeitdiagramm, das verschiedene Operationstimings von jedem von einem normalen Gleichrichtermodul und einem abnormalen Gleichrichtermodul mit dem High-Side-MOS-Transistor 50 zeigt, in dem eine Abnormalität aufgetreten ist. Um einfach das Beispiel der Schutzoperationen zu erläutern, ist das normale Gleichrichtermodul das Gleichrichtermodul 5X und das abnormale Gleichrichtermodul ist das Gleichrichtermodul 6U.
Bezugnehmend auf 18 zeigt eine KOMMUNIKATIONSLEITUNG (C) ein zyklisches Signal mit einem vorbestimmten Kommunikationszyklus und eine variable Einschaltdauer, die unter den Gleichrichtermodulen 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W kommuniziert; diese Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V und 6W werden auch als Gleichrichtermodule 5X bis 6W bezeichnet. Ein P-Anschluss zeigt eine Veränderung der Phasenspannung V_P, die bei dem Anschluss P von jedem des normalen Gleichrichtermoduls 5X und des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U auftritt. Es ist zu beachten, dass in 18 die Phasenspannung V_P tatsächlich ein sinusförmiges Wellensignal ist, aber es wird auf einfache Weise als Zyklusimpulssignal mit der gleichen positiven Spitze und der gleichen Frequenz als jene des sinusförmigen Wellensignals ausgedrückt.
In 18 zeigt der RP-ANSCHLUSS eine Signalausgabe von dem Anschluss RP von jedem des normalen Gleichrichtermoduls 5X und des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U. Eine High-MOS-Abnormalitätserfassung zeigt ein High-Side-Signal, das die Ergebnisse der Erfassung angibt, ob es eine Abnormalität in dem High-Side-MOS-Transistor 50 von jedem von dem normalen Gleichrichtermodul 5X und dem abnormalen Gleichrichtermodul 6U gibt. Eine LOW-MOS-ABNORMALITÄTSERFASSUNG zeigt ein Low-Side Signal, das die Ergebnisse der Erfassung anzeigt, ob es eine Abnormalität in dem Low-Side-MOS-Transistor 51 von jedem von dem normalen Gleichrichtermodul 5X und dem abnormalen Gleichrichtermodul 6U gibt. Insbesondere stellt in jedem der High- und Low-Side Signale ein Hochniveau dar, dass es eine Abnormalität in dem entsprechenden MOS-Transistor gibt, und ein Niederniveau stellt dar, dass es keine Abnormalitäten in dem entsprechenden MOS-Transistor gibt. Die Ergebnisse der Erfassung können verdeutlichen, dass es eine Abnormalität gibt, in der die High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 auf die Funktion des Abnormalitätsbestimmers 123 basieren.
In 18 zeigt ein HIGH-MOS-GATESIGNAL ein Ansteuersignal, das von dem Treiber 192 an das Gate des High-Side-MOS-Transistors 50 entsprechend einer Anweisung des Abnormalitätsbestimmers 123 eingegeben wird. Ein Hochniveau des Ansteuersignals, das von dem Treiber 192 an das Gate des High-Side-MOS-Transistors 50 eingegeben wird, schaltet den High-Side-MOS-Transistor 50 ein. Ein Low-MOS-Gatesignal zeigt ein Ansteuersignal, das von dem Treiber 194 an das Gate des Low-Side-MOS-Transistors 51 entsprechend einer Anweisung des Abnormalitätsbestimmers 123 eingegeben ist. Ein Hochniveau des Ansteuersignals, das von dem Treiber 194 an das Gate des Low-Side-MOS-Transistors 51 eingegeben ist, schaltet den Low-Side-MOS-Transistor 51 ein.
In 18 zeigt ein ZUSTAND, dass der Leistungsgenerator 1 in einem Synchronsteuermodus, einem Diodengleichrichtungsmodus oder dem Schutzmodus operiert. Ein ABNORMAL-GLEICHRICHTUNGSMODUS zeigt ein Gleichrichtungsmodul, wie z. B. das Gleichrichtermodul 6U als Beispiel, mit dem High-Side-MOS-Transistor 50 in dem es eine Abnormalität gibt. Das NORMAL-GLEICHRICHTERMODUL zeigt ein Gleichrichtermodul, wie z. B. das Gleichrichtermodul 5X als Beispiel, das eine Information von dem Abnormal-Gleichrichtermodul 6U erhalten hat, das das Auftreten einer Abnormalität anzeigt.
Wie in 18 dargestellt, falls es eine Kurzschlussschaltung in dem High-Side-MOS-Transistor 50 des Gleichrichtermoduls 6U bei der Zeit t10 (siehe Pfeil bei ABNORMALITÄT TRITT AUF) gibt, wurde die Phasenspannung V_P bei dem Anschluss P des Gleichrichtermoduls 6U kontinuierlich höher als V_B/2 für die erste vorbestimmte Zeit (siehe ABNORMALITÄTSERFASSUNGSPERIODE entsprechend der ersten vorbestimmten Zeit in 18). Dies veranlasst den High-Side-Kurzschlussbestimmer 140, das Hochniveausignal an den Abnormalitätsbestimmer 123 auszugeben, so dass der Abnormalitätsbestimmer 123 das Hochniveausignal an den Abnormalsignalsender 164, den Unterdrückungssignalsender 170 und den Normal-Operationsbestimmer 131 ausgibt. Wenn das Hochniveausignal von dem Abnormalitätsbestimmer 123 empfangen wird, überträgt der Unterdrückungssignalsender 170 zu dem Anschluss RP das erste spezifizierende Signal zum Unterdrücken der Erzeugung der Leistung bei der Zeit T11.
Zudem sendet der Abnormalitätsbestimmer 123 zu dem Treiber 192 eine Anweisung, die den Treiber 192 _. veranlasst, den High-Side-MOS-Transistor 50 einzuschalten, und sendet zu dem Treiber 194 eine Anweisung, die den Treiber 194 veranlasst, den Low-Side-MOS-Transistor 51 bei der Zeit t11 auszuschalten.
Es ist zu beachten, dass die X-Phasenwicklung über den Hochimpedanzwiderstand 20 mit dem Anschluss RP jedes Gleichrichtermoduls, wie in 2 dargestellt, verbunden ist, so dass die Phasenspannung V_P an den Anschluss RP über den Hochimpedanzwiderstand 20 angelegt wird. In dieser Ausführungsform ist der Unterdrückungssignalsender 170 derart konfiguriert, dass er dessen Ausgangsanschluss einstellt, um eine hohe Impedanz aufzuweisen, wenn kein erstes und zweites spezifizierendes Signal von dessen Ausgangsanschluss ausgegeben wird. Diese Einstellung ermöglicht der Phasenspannung V_P, an den Anschluss P des Reglers 7 angelegt zu werden, was dem Regler 7 ermöglicht, die Phasenspannung V_P über den Anschluss P zu erfassen. Beispielsweise weist, falls die Phasenspannung V_P eine positive Spitzenspannung gleich oder höher als 7 V und einer Frequenz gleich oder höher als 80 Hz aufweist und ein Zyklusspannungssignal als jedes der ersten und zweiten spezifizierenden Signale verwendet wird, jedes der ersten und zweiten spezifizierenden Signale eine positive Spitzenspannung und Frequenz auf, deren wenigstens eine unterschiedlich von einer entsprechenden wenigstens einer der positiven Spitzenspannung und der Frequenz der Phasenspannung V_P ist. Wie in 18 dargestellt, wird das Zyklusspannungssignal als jedes der ersten und zweiten spezifizierenden Signal verwendet, aber ein sinusförmiges Spannungssignal kann als jedes der ersten und zweiten spezifizierenden Signale verwendet werden.
Als in 18 dargestelltes Beispiel werden ein Zyklusimpulssignal mit einer positiven Spitzenspannung von 5 V, einer Frequenz von 1 kHz und einer Einschaltdauer von 50% als das erste spezifizierende Signal verwendet. Als das zweite spezifizierende Signal kann ein Zyklusimpulssignal mit einer positiven Spitzenspannung gleich oder niedriger als 1 V, einer Frequenz gleich oder höher als 80 Hz und einer Einschaltdauer von 50% als das zweite spezifizierende Signal verwendet werden. Ein Zyklusimpulssignal mit einer positiven Spitzenspannung gleich oder kleiner als 7 V, einer Frequenz gleich oder höher als 80 Hz und einer Einschaltdauer von 50% kann als zweites spezifizierendes Signal verwendet werden. Ein fixiertes Spannungssignal mit einer fixierten Spannung gleich oder niedriger als 1 V kann als das zweite spezifizierende Signal verwendet werden.
Als ein spezifizierendes Beispiel, bei dem der Unterdrückungssignalsender 170 das zweite spezifizierende Signal ausgibt, falls das Hochniveausignal an den Abnormalitätsbestimmer 123 von dem Normal-Operationsbestimmer 131 eingegeben wird, während der Abnormalitätsbestimmer 123 nicht bestimmt, dass es eine Abnormalität in einem der MOS-Transistoren 50 und 51 gibt. Beispielsweise würde, falls der zwischen der Kurbelwelle und der Maschine und dem Rotor 4M gekoppelte Riemen gerissen wäre, so dass der Wert wenigstens eines von dem Drehzahlberechner 101 und dem Ausgangsspannungsdetektor 110 außerhalb des entsprechenden zulässigen Bereichs wäre, der Normal-Operationsbestimmer 131 zu dem Abnormalitätsbestimmer 123 das Hochniveausignal ausgeben, das die Abnormalitätsoperationen des Gleichrichtermoduls 5X angibt. Anschließend bestimmt der Abnormalitätsbestimmer 123, dass das zweite spezifizierende Signal von dem Unterdrückungssignalsender 170 ausgegeben werden sollte. Anschließend gibt der Abnormalitätsbestimmer 123 das Hochniveausignal an den Abnormalsignalsender 164 und den Unterdrückungssignalsender 170 aus. Anschließend gibt der Unterdrückungssignalsender 170 das zweite spezifizierende Signal an den Regler 7 aus.
Insbesondere ist der Abnormalitätsbestimmer 123 oder eine andere Einheit derart konfiguriert, dass er bestimmt, ob das erste spezifizierende Signal oder das zweite spezifizierende Signal von dem Unterdrückungssignalsender 170 an den Regler 7 basierend auf dem Typ einer in dem Gleichrichtermodul 5X auftretenden Abnormalität ausgegeben werden soll.
Wenn das Hochniveausignal von dem Abnormalitätsbestimmer 123 eingegeben wird, gibt der Abnormalsignalsender 164 das Abnormalitätssignal an die anderen fünf Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W über den Anschluss C und die dazu verbundenen Signalleitungen bei der Zeit t11a aus.
Bei dem in 18 dargestellten Beispiel wird das Zyklusimpulssignal, das den Kommunikationszyklus von 8,2 ms (Millisekunden) und die Einschaltdauer von 6,25% aufweist, und das als Kommunikationssignal verwendet wird, von den Gleichrichtermodulen 5X bis 6W über die Anschlüsse C und dazu verbundenen Signalleitungen kommuniziert. Insbesondere dient bei der Zeit t11a der Abnormalsignalsender 164 als ein erster Abnormal-Informationssender 164a, der das Kommunikationssignal bei dem Hochniveau für die nächsten zwei Kommunikationszyklen beibehält, d. h. stellt die Einschaltdauer des Kommunikationssignals auf 100% für die nächsten zwei Kommunikationszyklen, wodurch ein erstes Abnormalitätssignal, d. h. erste abnormale Information, über das Kommunikationssignal erzeugt, und somit das erste Abnormalitätssignal an die anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W ausgibt. Die zwei Kommunikationszyklen werden als eine Abnormalsignalausgabeperiode bezeichnet.
Nach der Abnormalsignalausgabeperiode bei der Zeit t12 gibt der Abnormalsignalsender 164 an die anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W ein zweites Abnormalitätssignal, d. h. eine zweite abnormale Information, für die nächsten zwei Kommunikationszyklen aus; das zweite Abnormalitätssignal stellt dar, dass eine Abnormalität in einem der High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 auftritt. Beispielsweise dient bei der Zeit t12 der Abnormalsignalsender 164 als ein zweiter Abnormal-Informationssender 164b, der die Einschaltdauer des Kommunikationssignal einstellt, um höher als 50% für die nächsten zwei Kommunikationszyklen zu sein, mit anderen Worten, die Niederniveaueinschaltdauer des Kommunikationssignals, um niedriger als 50% für die nächsten zwei Kommunikationszyklen zu sein. Beispielsweise dient der Abnormalsignalsender 164 als zweiter Abnormal-Informationssender 164b, der die Einschaltdauer des Kommunikationssignals auf 25% einstellt, d. h. der Niederniveaueinschaltdauer auf 75%, wodurch das zweite Abnormalitätssignal, d. h. die zweite abnormale Information, die das Auftreten einer Abnormalität in dem High-Side-MOS-Transistor 50 darstellt, über die Kommunikationssignal erzeugt wird, und dadurch das zweite Abnormalitätssignal an die anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W ausgibt (siehe Periode der nächsten zwei Zyklen von der Zeit t12 bis zu der Zeit t13).
Nach der Periode zum Übertragen des zweiten Abnormalitätssignals bei der Zeit t13 gibt der Abnormalsignalsender 164 kontinuierlich das zweite Abnormalitätssignal an die anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W für eine voreingestellte Zeit, wie z. B. 8 Sekunden (siehe Periode von der Zeit t13 bis zu der Zeit t13) aus. Dies dient als Schutzoperation.
Während der voreingestellten Zeit von 8 Sekunden empfangen die Abnormalsignalempfänger 162 der anderen, d. h. normalen, Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W das von dem Abnormalsignalsender 164 des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U übertragene zweite Abnormalitätssignal. Wenn das zweite Abnormalitätssignal empfangen wird, sendet der Unterdrückungssignalsender 170 von jedem der anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W an den Anschluss RP das erste spezifizierende Signal zum Unterdrücken der Erzeugen der Leistung bei der Zeit t13. Zudem sendet, wenn das zweite Abnormalitätssignal empfangen wird, der Abnormalitätsbestimmer 123 jedes der anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W an den Treiber 192 eine Anweisung, die den Treiber 192 veranlasst, den High-Side-MOS-Transistor 50 einzuschalten, und sendet an den Treiber 194 eine Anweisung, die den Treiber 194 veranlasst, den Low-Side-MOS-Transistor 51 bei der Zeit t13 auszuschalten.
Das bedeutet, dass bei der Zeit t13 die High-Side-MOS-Transistoren 50 von allen anderen Gleichrichtermodulen 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W, die dem abnormalen High-Side-MOS-Transistor 50 entsprechen, in dem EIN-Zustand sind.
In dieser Ausführungsform ist der Anschluss RP des Gleichrichtermoduls 5X lediglich mit dem Anschluss P des Reglers 7 verbunden. Aus diesem Grund wird das von dem abnormalen Gleichrichtermodul 6U übertragene erste spezifizierende Signal bei der Zeit t11 nicht an den Regler 7 eingegeben. Allerdings wird, da der Anschluss RP des Gleichrichters 5X lediglich mit dem Anschluss P des Reglers 7 verbunden ist, das von dem Gleichrichtermodul 5X übertragene erste spezifizierende Signal zum Unterdrücken der Erzeugung der Leistung an den Regler 7 über den Anschluss RP bei der Zeit t13 eingegeben.
Das bedeutet, dass das erste spezifizierende Signal zuverlässig von dem Unterdrückungssignalsender 170 des Gleichrichtermoduls 5X an den Regler 7 übertragen wird. Somit empfängt der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B das erste spezifizierende Signal von dem Gleichrichtermodul 5X über den Anschluss P. Anschließend führt der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B die Leistungserzeugungs- und Drückungsaufgabe aus, um den Erregerstromcontroller 76 zu veranlassen, die Zufuhr des Erregerstroms an die Feldwicklung 4 ohne Ausführen von Warnausgabeoperationen zu stoppen oder zu reduzieren.
Nach Übermittlung des zweiten Abnormalitätssignals während der voreingestellten Zeit von 8 Sekunden bei der Zeit t14 dient der Abnormalsignalsender 164 des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U als Abbruchinformationssender 146c, der das Kommunikationssignal bei dem Niederniveau für die nächsten zwei Kommunikationszyklen beibehält, d. h. stellt die Einschaltdauer des Kommunikationssignals auf 0% für die nächsten zwei Kommunikationszyklen, um dadurch ein Abbruchssignal, d. h. Abbruchinformationen, über das Kommunikationssignal zu erzeugen, und dadurch das Abbruchsignal an den Unterdrückungssignalsender 170 des normalen Gleichrichtermoduls 6U und zu den anderen Gleichrichtermodulen 5X, 5X, 5Z, 6V und 6W (siehe Periode von der Zeit t14 bis zu der Zeit t15) auszugeben. Das Abbruchssignal zielt darauf, die Unterdrückung der Erzeugung der Leistung durch den Leistungsgenerator 1 abzubrechen. Die Periode von der Zeit t14 bis zu der Zeit t15 entsprechend der zwei Kommunikationszyklen wird als eine Abbruchssignalausgabeperiode bezeichnet.
Wenn das Abbruchssignal von dem Abnormalsignalsender 164 während der Abbruchssignalausgabeperiode von der Zeit t14 bis zu der Zeit t15 empfangen wird, gibt der Unterdrückungssignalsensor 170 des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U das Abbruchssignal an den Regler 7 zu dem Anschluss RP bei der Zeit t15 aus. Ähnlich gibt, wenn das Abbruchssignal von dem Abnormalsignalsender 164 des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U während der Abbruchssignalausgabeperiode von der Zeit t14 bis zu der Zeit t15 empfangen wird, der Unterdrückungssignalsensor 170 von jedem der anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W das Abbruchssignal an den Anschluss RP bei der Zeit t15 aus.
Das bedeutet, dass das von dem Gleichrichtermodul 5X übertragene Abbruchssignal zuverlässig an den Regler 7 übertragen wird. Somit empfängt der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B das Abbruchssignal von dem Gleichrichtermodul 5X über den Anschluss RP. Anschließend bricht der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B die Leistungerzeugungs- und Drückungsaufgabe ab, und dadurch wird der Erregerstromcontroller 76 veranlasst, den Erregerstrom an die Feldwicklung 4 normal anzulegen. Zu dieser Zeit würde, falls eine Abnormalität in dem High-Side-MOS-Transistor beibehalten wird, die Operation von der Zeit t10, bei der die Abnormalität zu der Zeit t15 erfasst wird, wiederholt, so dass die Unterdrückung der Erzeugung der Leistung wiederholt werden würde.
Es ist zu beachten, dass, wie in 18 dargestellt, wenn bestimmt wird, dass die Phasenspannung V_P bei dem Anschluss P des Gleichrichtermoduls 6U höher als V_B/2 bei der Zeit t10 ist, der Abnormalitätsbestimmer 23 zu jedem der Treiber 192 und 194 eine Anweisung sendet, die einen entsprechenden der Treiber 192 und 194 veranlassen, einen entsprechenden der High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 auszuschalten. Das Ausschalten jedes der Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 ergibt die Diodengleichrichtung durch eine entsprechende der Dioden 50A und 51A, die für die erste vorbestimmte Zeit ausgeführt wird, d. h. die Abnormalitätserfassungszeit (siehe Periode von der Zeit t10 bis zu der Zeit t11).
Die gleichen Operationen werden ausgeführt, falls es eine Abnormalität in dem Low-Side-MOS-Transistor 51 gibt.
Insbesondere wurden, wie in 19 dargestellt, falls es eine Kurzschlussschaltung in dem Low-Side-MOS-Transistor 51 des Gleichrichtermoduls 6U bei der Zeit t20 gibt (siehe Pfeil bei ABNORMALITÄT TRITT AUF), die Phasenspannung V_P bei dem Anschluss P bei dem Anschluss des Gleicherichtermoduls 6U kontinuierlich niedriger als V_B/2 für die vorbestimmte Zeit (siehe ABNORMALITÄTSERFASSUNGSPERIODE entspricht der ersten vorbestimmten Zeit in 19). Dies veranlasst den Low-Side-Kurzschlussbestimmer 41 das Hochniveausignal an den Abnormalitätsbestimmer 123 auszugeben, so dass der Abnormalitätsbestimmer 123 das Hochniveausignal an den Abnormalsignalsender 164, den Unterdrückungssignalsender 170 und den Normal-Operationsbestimmer 131 ausgibt. Wenn das Hochniveausignal von dem Abnormalitätsbestimmer 123 empfangen wird, überträgt der Unterdrückungssignalsender 170 an den Anschluss RP das erste spezifizierende Signal zum Unterdrücken der Erzeugung der Leistung bei der Zeit t21. Zudem sendet der Abnormalitätsbestimmer 123 an den Treiber 192 eine Anweisung die den Treiber 192 veranlasst, den High-Side-MOS-Transistor 50 auszuschalten, und sendet an den Treiber 194 eine Anweisung, die den Treiber 194 veranlasst, den Low-Side-MOS-Transistor 51 bei der Zeit t21 einzuschalten.
Wenn das Hochniveausignal von dem Abnormalitäsbestimmer 23 eingegeben wird, gibt der Abnormalsignalsender 164 das Abnormalitätssignal an die anderen fünf Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W über den Anschluss C und die dazu verbundenen Signalleitungen bei der Zeit t21a aus.
In dem in 19 dargestellten Beispiel hält bei der Zeit t21a der Abnormalsignalsender 164 das Kommunikationssignal bei dem Hochniveau für die nächsten zwei Kommunikationszyklen bei, d. h. stellt die Einschaltdauer des Kommunikationssignals auf 100% für die nächsten zwei Kommunikationszyklen, wodurch das erste Abnormalitätssignal, d. h. erste abnormale Information, über das Kommunikationssignal erzeugt und dadurch das erste Abnormalitätssignal an die anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W ausgibt. Die zwei Kommunikationszyklen werden als eine Abnormalsignalausgabeperiode bezeichnet.
Nach der Abnormalsignalausgabeperiode bei der Zeit t22 gibt der Abnormalsignalsender 164 an die anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W ein drittes Abnormalitätssignal, d. h. dritte abnormale Informationen, für die nächsten zwei Kommunikationszyklen aus; das dritte Abnormalitätssignal stellt dar, dass eine Abnormalität in den High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 auftritt. Beispielsweise dient die Zeit t22 des Abnormalsignalsender 164 als zweiter Abnormal-Informationssender 164b, der die Einschaltdauer des Kommunikationssignals einstellt, um niedriger als 50% für die nächsten zwei Kommunikationszyklen zu sein, mit anderen Worten, die Niederniveaueinschaltdauer des Kommunikationssignals ist höher als 50% für die nächsten zwei Kommunikationszyklen. Beispielsweise stellt der Abnormalsignalsender 164 die Einschaltdauer des Kommunikationssignals auf 25% ein, d. h. die Niederniveaueinschaltdauer auf 75%, um dadurch das dritte Abnormalitätssignal, d. h. dritte abnormale Informationen, die das Auftreten einer Abnormalität in dem Low-Side-MOS-Transistor 51 darstellt, über das Kommunikationssignal zu erzeugen, und das dritte Abnormalitätssignal wird somit zu den anderen Gleichrichtermodulen 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W ausgeben (siehe die Periode der nächsten zwei Zyklen von der Zeit t22 bis zu der Zeit t23).
Nach der Periode zum Übertragen des dritten Abnormalitätssignals bei der Zeit t23 gibt der Abnormalsignalsender 164 kontinuierlich das dritte Abnormalitätssignal an die anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W für die voreingestellte Zeit von 8 Sekunden aus (siehe die Periode von der Zeit t23 bis zu der Zeit t24). Dies dient als eine Schutzoperation.
Während der voreingestellten Zeit von 8 Sekunden empfangen die Abnormalsignalempfänger 162 der andren, d. h. normalen, Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W das von dem Abnormalsignalsender 164 des Abnormalgleichrichtermoduls 6U übertragene dritte Abnormalitätssignal. Wenn das dritte Abnormalitätssignal empfangen wird, sendet der Abnormalitätsbestimmer 123 von jedem der anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W an den Treiber 192 eine Anweisung, dass dem Treiber 192 ermöglicht, den High-Side-MOS-Transistor 50 auszuschalten, und sendet an den Treiber 194 eine Anweisung, die den Treiber 194 veranlasst, den Low-Side-MOS-Transistor 51 bei der Zeit t23 einzuschalten.
Das bedeutet, dass bei der Zeit t23 die Low-Side-MOS-Transistoren 51 von allen anderen Gleichrichtermodulen 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W, die dem abnormalen Low-Side-MOS-Transistor 51 entsprechen, bereits in dem EIN-Zustand sind. Zudem gibt, wenn das dritte Ausgangssignal von dem Abnormalsignalsender 164 des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U bei der Zeit t23 empfangen wird, der Unterdrückungssignalsender 170 jedes der andern Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W das erste spezifizierende Signal zum Unterdrücken der Erzeugung der Leistung an den Anschluss RP bei der Zeit t23 aus.
In dieser Ausführungsform ist der Anschluss RP des Gleichrichtermoduls 5X lediglich mit dem Anschluss P des Reglers 7 verbunden. Aus diesem Grund wird das von dem abnormalen Gleichrichtermodul 6U übertragene erste spezifizierende Signal bei der Zeit t21 nicht an den Regler 7 eingegeben. Allerdings wird, da der Anschluss RP des Gleichrichtermoduls 5X lediglich mit dem Anschluss P des Reglers 7 verbunden ist, das von dem Gleichrichtermodul 5X übertragene erste spezifizierende Signal zum Übertragen der Erzeugung der Leistung an den Regler 7 über den Anschluss RP bei der Zeit t23 übertragen.
Das bedeutet, dass das erste spezifizierende Signal zuverlässig von dem Unterdrückungssignalsender 170 des Gleichrichters 5X an den Regler 7 übertragen wird. Somit empfängt der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B das erste spezifizierende Signal von dem Gleichrichter 5X über den Anschluss P. Anschließend führt der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B die Leistungserzeugungsunterdrückungsaufgabe aus, um den Erregerstromcontroller 76 zu veranlassen, die Zufuhr des Erregerstroms an die Feldwicklung 4 ohne Ausführen von Warnausgabeoperationen zu stoppen oder zu reduzieren.
Nach Übermittlung des dritten Abnormalitätssignals während der voreingestellten Zeit von 8 Sekunden bei der Zeit t24 dient der Abnormalsignal-Sender 164 des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U als Abbruchinformationssender 164c, der das Kommunikationssignal bei dem Niederniveau für die nächsten zwei Kommunikationszyklen beibehält, d. h. stellt die Einschaltdauer des Kommunikationssignals auf 0% für die nächsten zwei Kommunikationszyklen, um dadurch das Abbruchssignal, d. h. Abbruchinformationen über die Kommunikationsleitung zu erzeugen, und somit wird das Abbruchssignal an den Unterdrückungssignalsender 170 des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U und an die anderen Gleichrichtermodulen 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W ausgegeben (siehe Abbruchsignalausgabeperiode von der Zeit t24 bis zu der Zeit t25). Das Abbruchssignal zielt darauf, die Unterdrückung der Erzeugung der Leistung durch den Leistungsgenerator 1 abzubrechen.
Wenn das Abbruchssignal von dem Abnormalsignalsender 164 während der Abbruchsignalausgabeperiode von der Zeit t24 bis zu der Zeit t25 empfangen wird, gibt der Unterdrückungssignalsender 170 des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U das Abbruchssignal an den Anschluss RP bei der Zeit t25 aus. Ähnlich gibt, wenn das Abbruchssignal von dem Abnormalsignalsender 164 des abnormalen Gleichrichtermoduls 6U während der Abbruchssignalausgabeperiode von der Zeit t24 bis zu der Zeit t25 empfängt, der Unterdrückungssignalsender 170 von jedem der anderen Gleichrichtermodule 5X, 5Y, 5Z, 6V und 6W das Abbruchssignal an den Anschluss RP bei der Zeit t15 aus.
Das bedeutet, dass das von dem Gleichrichtermodul 5X übertragene Abbruchsignal zuverlässig an den Regler 7 übertragen wird. Somit empfängt der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B das Abbruchsignal von dem Gleichrichtermodul 5X über den Anschluss P. Anschließend bricht der erste spezifizierende Signalbestimmer 77B die Leistungserzeugungsunterdrückungsaufgabe ab, und dadurch wird der Erregerstromcontroller 76 veranlasst, normal den Erregerstrom an die Feldwicklung 4 zuzuführen. Zu dieser Zeit würde, falls eine Abnormalität in den High-Side-MOS-Transistor beibehalten wird, die Operationen von der Zeit t20, bei der die Abnormalität erfasst wird, zu der Zeit t25 wiederholt werden, so dass die Unterdrückung der Erzeugung der Leistung wiederholt werden würde.
Es ist zu beachten, dass, wie in 19 dargestellt, wenn bestimmt wird, dass die Phasenspannung V_P bei dem Anschluss P des Gleichrichtermoduls 6U niedriger als V_B/2 bei der Zeit t20 ist, der Abnormalitätsbestimmer 123 zu jedem der Treiber 192 und 194 eine Anweisung sendet, die einen entsprechenden der Treiber 192 und 194 veranlasst, einen entsprechenden der High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 41 auszuschalten. Das Ausschalten jedes der Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 ergibt die Diodengleichrichtung durch eine entsprechende der Dioden 50A und 51A, die für die zweite vorbestimmte Zeit ausgeführt wird, d. h. die Abnormalitätserfassungszeit (siehe Periode von der Zeit t20 bis zu der Zeit t21).
Wie vorstehend erläutert, ist der Leistungsgenerator 1 gemäß dieser Ausführungsform derart konfiguriert, dass er, selbst wenn es einen ersten Typ einer Abnormalität in einem der Gleichrichtermodule 5X bis 6W gibt, der Abnormalitätsbestimmer 123 des abnormalen Gleicherichtermoduls bestimmt, dass es des ersten Typ von Abnormalität in den Gleichrichtermodul gibt, und der Abnormalsignalsender 164 überträgt ein Abnormalitätssignal an die anderen, d. h. normalen, Gleichrichtermodule. Anschließend überträgt der Unterdrückungssignalsender 170 jedes der Gleichrichtermodule 5X bis 6W das erste spezifizierende Signal, dass eine Unterdrückung einer Erzeugung der Ausgangsleistung spezifiziert, d. h. Reduktion oder Stoppen der Zufuhr des Erregerstroms, an die Feldwicklung 4. Somit wird das erste spezifizierende Signal, das von dem mit dem Regler 7 kommunizierend verbundenen Gleichrichtermodul 5X übertragen wird, zuverlässig an den Regler 7 eingegeben. Dies ermöglicht, den Regler 7 anzuweisen, die Zufuhr des Erregerstroms an die Feldwicklung 4 zu reduzieren oder zu stoppen, und dadurch die Erzeugung der Leistung durch den Leistungsgenerator 1 zu unterdrücken. Dies verhindert die Ausweitung der Abnormalität in dem abnormalen Gleichrichtermodul, in dem der erste Typ von Anormalität aufgetreten ist, und dadurch wird ausreichend das abnormale Gleichrichtermodul geschützt. Diese Konfiguration unterdrückt auch die Erzeugung der Leistung durch den Leistungsgenerator 1 ohne Anweisen der ECU 8, um eine Warnung an den Treiber auszulösen, und dadurch übermäßige Ausgabe von Warnungen aufgrund des Auftretens von Abnormalitäten in jedem Gleichrichtermodul zu verhindern.
Der Regler 7 ist derart konfiguriert, dass er die ECU 8 oder die Warnschaltung 78 anweist, eine Warnung auszulösen, wenn das zweite spezifizierende Signal dazu eingegeben wird. Das zweite spezifizierende Signal ist unterschiedlich zu dem ersten spezifizierenden Signal zum Anweisen einer Unterdrückung der Erzeugung der Leistung ohne Auslösen einer Warnung. Mit der Konfiguration ermöglicht eine Änderung eines Eingabesignals an den Anschluss P des Reglers 7 zwischen dem ersten spezifizierenden Signal und dem zweiten spezifizierenden Signal eine Auswahl, ob eine Warnung extern ausgelöst wird.
Der Leistungsgenerator 1 ist auch derart konfiguriert, dass jeder der High- und Low-Side-Kurzschlussbestimmer 140 und 141 bestimmt, ob es einen Kurzschlussschaltungsfehler oder einen Überhitzungsfehler in einem entsprechenden der High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 gibt. Diese Konfiguration reduziert zuverlässig das Niveau des durch einen MOS-Transistor durchfließenden Stroms, falls bestimmt wird, dass es einen Kurzschlusschaltungsfehler oder ein Überhitzungsfehler in dem MOS-Transistor gibt, und dadurch wird die Beschädigung in dem fehlerhaften MOS-Transistor aufgrund des dadurch fließenden Stroms reduziert.
Der Leistungsgenerator 1 ist ferner derart konfiguriert, dass:
der High-Side-Kurzschlussdetektor 140 die Phasenspannung V_P mit der Ausgangsspannung V_B vergleicht, und das Auftreten eines Kurzschlussschaltungsfehlers in dem High-Side-MOS-Transistor 50 erfasst, falls bestimmt wird, dass die Phasenspannung V_P kontinuierlich höher als V_B/2 für die erste vorbestimmte Zeit wurde; und
der Low-Side-Kurzschlussdetektor 141 die Phasenspannung V_P mit der Ausgangsspannung V_B vergleicht, und das Auftreten eines Kurzschlusschaltungsfehlers in dem Low-Side-MOS-Transistors 51 erfasst, falls bestimmt wird, dass die Phasenspannung VP kontinuierlich niedriger als V_B/2 für die zweite vorbestimmte Zeit wurde.
Insbesondere ermöglicht eine solche einfache Konfiguration, die die Phasenspannung V_P mit der Ausgangsspannung V_B vergleicht, ob es einen Kurzschlussschaltungsfehler in jedem der zu bestimmenden High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 gibt. Zudem bestimmten die Ergebnisse des Vergleichs zwischen der Phasenspannung V_P und der Ausgangsspannung V_b zuverlässig, dass es einen Kurzschlussschaltungsfehler in den High- und Low-Side-MOS-Transistoren 50 und 51 gibt.
Der Leistungsgenerator 1 ist derart Konfiguriert, dass:
der High-Side-Temperaturdetektor 150 das Hochniveauspannungssignal an den Abnormalitätsbestimmter 123 ausgibt, falls die gemessene Temperatur des High-Side-MOS-Transistors 50 gleich oder höher als eine voreingestellte erste Temperaturschwelle aufgrund des Auftretens eines Niedertemperaturfehlers in dem High-Side-MOS-Transistor 50 oder einem anderem Grund ist; und
der Low-Side-Temperaturdetektor 151 das High-Level-Spannungssignal an den Abnormalitätsbestimmer 123 ausgibt, falls die gemessene Temperatur des Low-Side-MOS-Transistors 51 gleich oder höher als die voreingestellte zweite Temperaturschwelle aufgrund des Auftretens eines Niedertemperaturfehlers in dem Low-Side-MOS-Transistor 51 oder anderen Gründen ist.
Diese Konfiguration ermöglicht, dass Niveau des durch wenigstens einen der MOS-Transistoren 50 und 51 fließenden Stroms zu reduzieren, selbst wenn die Temperatur von wenigstens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 wahrscheinlich die obere Grenz-Wärmebeständigkeitstemperatur des wenigstens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 erreicht. Dies verhindert eine Beschädigung in wenigstens einem der MOS-Transistoren 50 und 51 aufgrund dessen Temperaturzunahme.
Insbesondere weist jeder der High- und Low-Side-Temperaturdetektoren 150 und 151 eine temperaturempfindliche Diode auf, und ist operativ, um die Temperatur eines entsprechenden der MOS-Transistoren 50 und 51 basierend auf der Durchflussspannung der Temperaturempfindlichen Diode zu messen. Diese Konfiguration misst die Temperatur mit hohem Temperaturansprechvermögen. Somit wird, falls die Temperatur eines der MOS-Transistoren 50 und 51 rasch ansteigt, ermöglicht, rasch das Niveau des durch den einen der MOS-Transistoren 50 und 51 durchfliesenden Strom zu reduzieren, und somit wird eine Zunahme der Temperatur des einen der MOS-Transistoren 50 und 51 unterdrückt.
Der Leistungsgenerator 1 ist auch derart konfiguriert, dass der Abnormalsignalsender 164 das Abbruchsignal zum Abbrechen der Unterdrückung der Erzeugung der Leistung durch den Leistungsgenerator 1 an den Unterdrückungssignalsender 170 überträgt. Der Unterdrückungssignalempfänger 170 bricht eine Unterdrückung der Erzeugung der Leistung durch den Leistungsgenerator 1 ab. Dies ermöglicht, selbst wenn der Regler 7 zu einem Schutzmodus geschalten wird, um die Erzeugung der Leistung durch den Leistungsgenerator 1 aufgrund fehlerhafter Richtung einer Abnormalität oder falscher Operationen eines Gleichrichtermoduls aufgrund von Rauschen unterdrückt, den Regler 7 auf einen normalen Modus zum normalen Ausführen der Erzeugung der Leistung durch den Leistungsgenerator 1 zurückzusetzen
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehende Ausführungsform begrenzt und kann innerhalb des Schutzumfangs der vorliegenden Erfindung abgewandelt werden.
In dieser Ausführungsform ist der Widerstand 20 mit dem Anschluss RP des Gleichrichterreglers 5X und dem Anschluss P des Reglers 7 verbunden, er kann aber auch mit einem anderen Gleichrichtermodul verbunden sein. Falls die sechs Gleichrichtermodule 5X bis 6W oder einige davon in einem Anschlusshalter (nicht gezeigt) gehalten werden und Verdrahtungen zum Verbinden aller sechs Gleichrichtermodule 5X bis 6W oder einige davon mit anderen Komponenten sind in dem Anschlusshalter integriert sind, der Widerstand 20 kann in dem Anschlusshalter integriert sein. Der Widerstand 20 kann auch in wenigstens einem der Gleichrichtermodule integriert sein, wie z. B. das Gleichrichtermodul 5X (siehe 20). In dieser Ausführungsform werden die Anschlüsse P und RP des Gleichrichtermoduls 5X mit dem Regler 7 verbunden, aber die Anschlüsse P und RP der unterschiedlichen Gleichrichtermodule können mit dem Regler 7 verbunden sein.
Der Leistungsgenerator 1 gemäß dieser Ausführungsform wird mit zwei Sätzen von ersten und zweiten Statorwicklungen 2 und 3 und mit zwei entsprechenden Sätzen der Gleichrichtermodule 5 und 6 vorgesehen, aber die vorliegende Erfindung ist nicht darauf begrenzt. Insbesondere kann der Leistungsgenerator 1 gemäß dieser Ausführungsform mit den ersten Statorwicklungen 2 und den Gleichrichtermodulen 5 davon vorgesehen werden.
Der Leistungsgenerator 1 gemäß dieser Ausführungsform dient als Leistungsgenerator, um dreiphasige Wechselspannungen gleichzurichten, aber die vorliegende Erfindung ist nicht darauf beschränkt. Insbesondere kann der Leistungsgenerator 1 gemäß dieser Ausführungsform derart konfiguriert sein, dass er EIN- und AUS-Timings jedes der MOS-Transistoren 50 und 51 verändert, um als eine drehende elektrische Maschine, d. h. ein Motor zu dienen, die eine von der Batterie 9 zugeführte Gleichspannung in dreiphasige Wechselspannungen invertiert, und die dreiphasige Wechselspannungen an jedem Satz der dreiphasigen Statorwicklungen 2 und 3 angelegt, und somit den Rotor 4M basierend auf dem in jedem Satz der dreiphasigen Statorwicklungen 2 und 3 induzierten drehenden magnetischen Feld entsprechend der dreiphasigen Wechselspannung schaltet.
Bei dem Leistungsgenerator 1 gemäß dieser Ausführungsform werden drei Gleichrichtermodule für einen Satz der Statorwicklungen vorgesehen, aber eine alternative Anzahl der Gleichrichtermodule für einen Satz der Statorwicklungen kann vorgesehen werden.
Während die darstellende Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hier beschrieben wurde, ist die vorliegenden Erfindung nicht auf die hierin beschriebene Ausführungsform begrenzt, sondern enthält eine und alle Ausführungsformen mit Abwandlungen, Verzicht, Kombinationen (z. B. von Aspekten über verschiedene Ausführungsformen), Anpassungen und/oder Abwechslungen wie ein Fachmann sie basierend auf der vorliegenden Erfindung ausführen würde. Die Beschränkungen der Ansprüche sollen basierend auf der in den Ansprüchen verwendeten Sprache weit interpretiert werden und nicht auf beschriebene Beispiele in der vorliegenden Beschreibung oder während dem Prüfungsverfahren der Anmeldung, die die Beispiele als nicht nicht-exklusiv auslegen, begrenzt.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2012-90454 A [0003, 0004]

Claims

Drehende elektrische Maschine zum Erzeugen einer Gleichstromleistung als Ausgangsleistung aus einer in Mehrphasenstatorwicklungen eines Stators basierend auf einem durch eine erregte Feldwicklung (4) erzeugten drehenden magnetischen Feld eines Rotors (4M) induzierten Wechselstromleistung, wobei die drehende elektrische Maschine (1) aufweist: einen Regler (7), der derart konfiguriert ist, dass er einen zu der Feldwicklung (4) zum Erregen der Feldwicklung (4) zugeführten Erregerstrom einstellt, um dadurch die Ausgangsspannung zu regeln; Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W), die für die entsprechenden Mehrphasenstatorwicklungen vorgesehen sind und die kommunizierend miteinander verbunden sind, wobei wenigstens eines der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) mit dem Regler (7) kommunizierend verbunden ist, wobei jedes der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) aufweist: ein Paar von High- und Low-Side-Schaltelementen, die mit einem Ausgangsanschluss einer entsprechenden der Multiphasenstatorwicklungen verbunden sind; einen Controller (8), der derart konfiguriert ist, dass er EIN-AUS-Operationen jedes der High- und Low-Side-Schaltelemente steuert, wobei die EIN-AUS-Operationen der High- und Low-Side-Schaltelemente der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) eine Gleichrichtung der in den Mehrphasenstatorwicklungen induzierten Wechselstromleistung zur Gleichstromleistung als Ausgangsleistung ausführen; einen Abnormalitätsbestimmer (123), der derart konfiguriert ist, dass er bestimmt, ob es einen ersten Typ einer Abnormalität in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) gibt; einen Abnormalsignalsender (164), der derart konfiguriert ist, dass er ein Abnormalitätssignal zu den anderen Gleichrichtermodulen (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) überträgt, wenn bestimmt wird, dass es den ersten Typ einer Abnormalität in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) gibt; einen Abnormalsignalempfänger (162), der derart konfiguriert ist, dass er das Abnormalitätssignal empfängt, wenn das Abnormalitätssignal von dem Abnormalsignalsender (164) von wenigstens einem der anderen Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) übertragen wird; und einen ersten spezifizierenden Signalsender, der derart konfiguriert ist, dass er ein erstes spezifisches Signal zu dem Regler (7) überträgt, wenn bestimmt wird, dass es den ersten Typ einer Abnormalität in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) gibt, oder wenn der Abnormalsignalempfänger (162) das aus dem Abnormalsignalsender (164) von wenigstens einem der anderen Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) übertragene Abnormalitätssignal empfängt, wobei das erste spezifizierende Signal eine Unterdrückung der Erzeugung der Ausgangsleistung spezifiziert, wobei das erste spezifizierende Signal, das von wenigstens einem der mit dem Regler (7) kommunizierend verbundenen Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) übertragen wird, in den Regler (7) eingegeben wird, wobei der Regler (7) konfiguriert ist, dass er die Zufuhr des Erregerstroms zu der Feldwicklung (4) reduziert oder stoppt, wenn das erste spezifizierende Signal dazu eingegeben wird.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 1, wobei: jedes der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) konfiguriert ist, dass es: bestimmt, ob es einen zweiten Typ einer Abnormalität in einer entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) unterschiedlich zu dem ersten Typ der Abnormalität gibt, wobei der Abnormalsignalsender (164) derart konfiguriert ist, dass er ein zweites Abnormalitätssignal zu den anderen Gleichrichtermodulen (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) überträgt, wenn bestimmt wird, dass es den zweiten Typ einer Abnormalität in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) gibt, wobei der Abnormalsignalempfänger (162) derart konfiguriert ist, dass er das zweite Abnormalitätssignal empfängt, wenn das zweite Abnormalitätssignal von dem Abnormalsignalsender (164) von wenigstens einem der anderen Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) übertragen wird; und ein zweites spezifizierendes Signal überträgt, wenn bestimmt wird, dass es einen zweiten Typ einer Abnormalität in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) gibt, oder wenn der Abnormalsignalempfänger (162) das von dem Abnormalsignalsender (164) von wenigstens einem der anderen Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) übertragene zweite Abnormalitätssignal empfängt, wobei das zweite spezifizierende Signal ein Auftreten des zweiten Typs einer Abnormalität darstellt, wobei das zweite spezifizierende Signal, das von wenigstens einem der mit dem Regler (7) kommunizierend verbundenen Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) übertragen wird, an den Regler (7) eingegeben wird, wobei der Regler (7) ferner aufweist: einen Überwachungsanschluss, der mit wenigstens einem der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) und dem Ausgangsanschluss einer der Mehrphasenstatorwicklungen zum Überwachen einer in der einen der Mehrphasenstatorwicklungen zum Regeln der Ausgangsleistung induzierten Phasenspannung verbunden ist; und eine Ausgabeschaltung, die in der Lage ist, extern Warninformationen auszugeben, die ein Auftreten des zweiten Typs einer Abnormalität anzeigen, wenn das zweite spezifizierende Signal dazu eingegeben wird, wobei der Regler (7) derart konfiguriert ist, dass er die Ausgabeschaltung vom Ausgeben der Warninformation deaktiviert, wenn das erste spezifizierende Signal dazu über den Überwachungsanschluss eingegeben wird.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 2, wobei der Regler (7) derart konfiguriert ist, dass er die Ausgabeschaltung veranlasst, die Warninformation auszugeben, wenn das zweite spezifizierende Signal dazu über den Überwachungsanschluss eingegeben wird.
Drehende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Abnormalitätsbestimmer (123) einen Kurzschlussbestimmer (140, 141) aufweist, der derart konfiguriert ist, dass er bestimmt, ob es einen Kurzschlussfehler als ersten Typ einer Abnormalität in wenigstens einem der High- und Low-Side-Schaltelemente eines entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) gibt.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 4, wobei der Kurzschlussbestimmer (140, 141) derart konfiguriert ist, dass er: eine in einer entsprechenden der Mehrphasenstatorwicklungen mit der Ausgangsleistung induzierte Phasenspannung vergleicht; bestimmt, ob die Phasenspannung kontinuierlich höher als die Hälfte der Ausgangsleistung für eine erste vorbestimmte Zeit war; erfasst, dass es einen Kurzschlussfehler in dem High-Side-Schaltelement in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) gibt, wenn bestimmt wird, dass die Phasenspannung kontinuierlich höher als die Hälfte der Ausgangsleistung für die erste vorbestimmte Zeit war; bestimmt, ob die Phasenspannung kontinuierlich niedriger als die Hälfte der Ausgangsleistung für eine zweite vorbestimmte Zeit war; und erfasst, dass es einen Kurzschlussfehler in dem Low-Side-Schaltelement eines entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) gibt, wenn bestimmt wird, dass die Phasenspannung kontinuierlich niedriger als die Hälfte der Ausgangsspannung für die zweite vorbestimmte Zeit war.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 5, wobei jedes der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) ferner aufweist: einen Normal-Operationsbestimmer (131), der derart konfiguriert ist, dass er bestimmt, ob ein entsprechendes der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) die Gleichrichtung normal ausführt; einen Normalsignal-Sender (163), der derart konfiguriert ist, dass er ein normales Signal zu jedem der anderen Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) überträgt, wenn bestimmt wird, dass ein entsprechendes der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) die Gleichrichtung normal ausführt; und einen Normalsignal-Empfänger (161), der derart konfiguriert ist, dass er das normale Signal empfängt, wenn das normale Signal von zumindest einem der anderen Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) übertragen wird; wobei der Kurzschlussbestimmer (140, 141) derart konfiguriert ist, dass er die Bestimmung, ob die Phasenspannung kontinuierlich höher als die Hälfte der Ausgangsleistung für die erste vorbestimmte Zeit war, und die Bestimmung ausführt, ob die Phasenspannung kontinuierlich niedriger als die Hälfte der Ausgangsspannung für die zweite vorbestimmte Zeit war, während der Normalsignal-Empfänger (161) das von wenigstens einem der anderen Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) übertragene normale Signal empfängt.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 6, wobei jedes der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) ferner aufweist: eine Leistungsquelle (190) zum Zuführen einer Betriebsleistung zu allen Elementen, die in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) enthalten sind; und einen Leistungsquelle-Aktivierungs-/Deaktivierungsbestimmer (112), der derart konfiguriert ist, dass er: bestimmt, ob die in einer entsprechenden der Mehrphasenstatorwicklungen induzierte Phasenspannung ein vorbestimmtes erstes Schwellenniveau übersteigt; die Leistungsquelle (190) aktiviert, wenn bestimmt wird, dass die Phasenspannung das vorbestimmte erste Schwellenniveau übersteigt; bestimmt, ob die in einer entsprechenden der Multiphasenstatorwicklungen induzierte Phasenspannung gleich oder kleiner als das vorbestimmte erste Schwellenniveau für eine vorbestimmte Zeit war; und die Leistungsquelle (190) deaktiviert, wenn bestimmt wird, dass die Phasenspannung gleich oder kleiner als das vorbestimmte erste Schwellenniveau für die dritte vorbestimmte Zeit war.
Drehende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Abnormalitätsbestimmer (123) einen Temperaturbestimmer aufweist, der derart konfiguriert ist, dass er eine Temperatur jedes der High- und Low-Side-Schaltelemente misst, und bestimmt, ob die Temperatur jedes der High- und Low-Side-Schaltelemente gleich oder größer als eine voreingestellte Schwellentemperatur ist; wobei der Abnormalitätsbestimmer (123) derart konfiguriert ist, dass er, wenn bestimmt wird, dass die Temperatur von wenigstens einem der High- und Low-Side-Schaltelemente gleich oder größer als die voreingestellte Schwellentemperatur ist, bestimmt, dass es einen Überhitzungsfehler als den ersten Typ einer Abnormalität in wenigstens einem der High- und Low-Side-Schaltelemente in einem entsprechenden der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) gibt.
Drehende elektrische Maschine nach Anspruch 8, wobei der Temperaturbestimmer erste und zweite temperaturempfindliche Dioden (150a) aufweist, die an oder nahe der entsprechenden High- und Low-Side-Schaltelemente vorgesehen sind, wobei jede der temperaturempfindlichen Dioden (150a) derart konfiguriert ist, dass sie die Temperatur in einem entsprechenden der High- und Low-Side-Schaltelemente basierend auf einer Durchlassspannung einer entsprechenden der ersten und zweiten temperaturempfindlichen Diode (150a) misst.
Drehende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der Abnormalsignalsender (164) derart konfiguriert ist, dass er zu dem Abnormalsignalempfänger (162) ein Abbruchsignal zum Abbrechen der Unterdrückung der Erzeugung der Ausgangsleistung nach Verstreichen einer vorbestimmten Periode ab Übertragen des Abnormalitätssignals zu jedem der anderen Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) überträgt, und der erste spezifizierende Signalsender derart konfiguriert ist, dass er die Übertragung des ersten spezifizierenden Signals abbricht, wenn der Abnormalsignalempfänger (162) das Abbruchssignal empfängt.
Drehende elektrische Maschine nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei jedes der Gleichrichtermodule (5X, 5Y, 5Z, 6U, 6V, 6W) ferner eine Warnschaltung aufweist, die derart konfiguriert ist, dass sie: überwacht, dass die Ausgangsspannung bestimmt, ob die Ausgangsleistung unter ein vorbestimmtes zweites Schwellenniveau gefallen ist; und extern eine Warnung auslöst, wenn bestimmt wird, dass die Leistung unter das vorbestimmte zweite Schwellenniveau gefallen ist.