DE102011117455A1 - Gesteuerte Versorgungsschaltung - Google Patents

Gesteuerte Versorgungsschaltung Download PDF

Info

Publication number
DE102011117455A1
DE102011117455A1 DE102011117455A DE102011117455A DE102011117455A1 DE 102011117455 A1 DE102011117455 A1 DE 102011117455A1 DE 102011117455 A DE102011117455 A DE 102011117455A DE 102011117455 A DE102011117455 A DE 102011117455A DE 102011117455 A1 DE102011117455 A1 DE 102011117455A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
load
current
signal
voltage
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
DE102011117455A
Other languages
English (en)
Inventor
Helmut Theiler
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Ams AG
Original Assignee
Austriamicrosystems AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Austriamicrosystems AG filed Critical Austriamicrosystems AG
Priority to DE102011117455A priority Critical patent/DE102011117455A1/de
Priority to PCT/EP2012/070068 priority patent/WO2013064345A2/de
Publication of DE102011117455A1 publication Critical patent/DE102011117455A1/de
Ceased legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/40—Details of LED load circuits
    • H05B45/44—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix
    • H05B45/46—Details of LED load circuits with an active control inside an LED matrix having LEDs disposed in parallel lines
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/375—Switched mode power supply [SMPS] using buck topology
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/38—Switched mode power supply [SMPS] using boost topology
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps
    • Y02B20/30—Semiconductor lamps, e.g. solid state lamps [SSL] light emitting diodes [LED] or organic LED [OLED]

Abstract

Eine Versorgungsschaltung zur Versorgung von wenigstens zwei damit verbundenen Lasten umfasst eine getaktet betreibbare Stromquelle mit einem Steuereingang zur Stromeinstellung. Wenigstens zwei Laststränge sind parallel zwischen einen mit der Stromquelle gekoppelten Versorgungsanschluss und einen Referenzanschluss geschaltet. Jeder Laststrang weist dabei eine Last sowie einen parallel zu der Last geschalteten Ladungsspeicher auf. Ein Schalter dient zum selektiven Schalten des Strompfades des Laststranges. Weiterhin umfasst die gesteuerte Versorgungsschaltung einen Sensor zum Erfassen eines durch den geschalteten Laststrang fließenden Stroms sowie eine Steuerschaltung, die mit dem Schalter und dem Sensor eines jeden Laststranges gekoppelt ist.

Description

  • Die Erfindung betrifft eine gesteuerte Versorgungsschaltung zur Versorgung von wenigstens zwei damit verbundenen Lasten.
  • DC/DC-Wandler werden häufig als Schaltregler unter Verwendung von Spulen zur Bereitstellung einer vorgegebenen Spannung verwendet. Sie bilden damit Strom- oder Spannungsquellen und dienen zur Versorgung angeschlossener Lasten.
  • 1A zeigt ein derartiges Beispiel, bei dem ein DC/DC-Wandler zur Versorgung mehrerer Laststränge oder Lastketten verwendet wird. Die einzelnen Laststränge sind parallel zueinander an den DC/DC-Wandler angeschlossen und werden von ihm mit der Spannung VLED versorgt. Dazu empfängt der Wandler von jeder der Lastketten ein Steuersignal VS zur Einstellung der Ausgangsspannung VLED, wobei das Steuersignal im Wesentlichen von einer über die jeweilige Last abfallende Spannung abgeleitet ist.
  • Die dargestellte Anordnung ist ausreichend, sofern die angeschlossenen Lasten im Betrieb ungefähr den gleichen Spannungsabfall aufweisen. über die angeschlossenen gesteuerten Stromquellen fällt dann nur eine geringe Differenzspannung ab, die sich letztlich aus der vom eingeregelten DC/DC-Wandler zur Verfügung gestellten Spannung VLED und dem Spannungsabfall über die angeschlossene Last ergibt. Es gilt VS = VLED – Vd, wobei Vd der Spannungsabfall über die Last und VS der jeweilige Spannungsabfall über die gesteuerte Stromquelle ist.
  • Bei modernen Bildschirmen wird eine rückwärtige Beleuchtung mittels LED-Strängen erzeugt. Auch für diese Anwendung werden DC/DC-Wandler zur Bereitstellung der notwendigen Versorgungsspannung und des notwendigen Versorgungsstroms eingesetzt. Für den Fall, bei dem keine lokal unterschiedliche Ausleuchtung oder nur großflächige Sektoren mit unterschiedlicher Ausleuchtung benötigt werden, werden lediglich einige wenige Segmente zur Hintergrundbeleuchtung verwendet. Jedes dieser Segmente umfasst eine Vielzahl in Reihe geschalteter Leuchtdioden, die die LED-Stränge bilden. Jeder Strang kann dabei bis zu 150 in Reihe geschaltete Leuchtdioden umfassen, sodass über jeden Strang Spannungen von 100 bis 500 V abfallen.
  • Durch Prozessschwankungen oder eine unterschiedliche Anzahl LED's können Spannungsunterschiede in den einzelnen Ketten mehrere 10 V betragen. Bei der Implementierung gemäß 1A stellen sich so über einzelne gesteuerte Stromquellen inakzeptable hohe Verlustleistungen ein.
  • Aus diesem Grund verwendet man für derartige lange LED-Ketten dedizierte Spannungswandler zur Ansteuerung. 1B zeigt eine vereinfachte Ausführungsform, bei der für jeden einzelnen LED-Strang ein dedizierter DC/DC-Spannungswandler vorgesehen ist. Dieser umfasst eine Spule, einen Schalttransistor sowie eine Steuerschaltung. Durch ein Regelsignal Vsense steuert die Regelschaltung die Einschaltzeitdauer des Schalttransistor entsprechend, sodass im Betrieb ein vorgegebener Strom für jeden LED-Strang einzeln eingestellt wird.
  • Jedoch ist diese Lösung gegenüber 1A deutlich aufwändiger, da für jeden einzelnen Laststrang ein dedizierter DCDC Wandler vorgesehen ist, die wegen der zu verwendenden Spulen und Schalttransistoren nicht nur einen erhöhten Platzbedarf besitzt, sondern auch zu einem gesteigerten Fertigungsaufwand und damit zu zusätzlichen Kosten führt.
  • Es besteht somit das Bedürfnis, eine gesteuerte Versorgungsschaltung anzugeben, bei der auch Laststränge mit unterschiedlichen Spannungsabfällen ohne große Verlustleistung betrieben werden können.
  • Diese Aufgabe wird mit dem Gegenstand des unabhängigen Patentanspruchs gelöst. Weiterbildungen und Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche.
  • Nach dem erfindungsgemäßen Prinzip wird vorgeschlagen, mehrere parallel angeordnete Laststränge zwar gleichzeitig zu aktivieren, und anschließend zeitlich unterschiedlich, nach Vorgabe der Regelung zu deaktivieren. Sie werden folglich zeitlich versetzt wieder deaktiviert. Damit lässt sich für jede Last ein definierter Strom bei sich dabei ergebenden Versorgungsspannungen einstellen, so dass die Verluste minimiert werden.
  • Eine gesteuerte Versorgungsschaltung zur Versorgung wenigstens zweier damit verbundener Lasten kann demzufolge eine getaktet betreibbare Stromquelle mit einem Steuereingang zur Stromeinstellung umfassen. Parallel zwischen einem mit der Stromquelle gekoppelten Versorgungsanschluss und einem Referenzanschluss sind wenigstens zwei Laststränge geschaltet. Jeder dieser Laststränge weist dabei eine Last sowie einen parallel zu der Last geschalteten Ladungsspeicher auf. Zum selektiven Schalten des Strompfades des Laststranges ist ein Schalter vorgesehen. Die gesteuerte Versorgungsschaltung weist weiterhin einen Sensor zum Erfassen eines durch den Laststrang fließenden Stroms auf, wenn dieser durch den Schalter geschaltet ist. Eine Steuerschaltung, die mit dem Schalter eines jeden Laststranges, dem Sensor und der Stromquelle gekoppelt ist, ist ausgebildet, jeden Laststrang nach einer gemeinsamen Aktivierung selektiv in Abhängigkeit des durch die Last geflossenen Stromes nach geeigneter Zeit abzuschalten. Es wird dadurch erreicht, dass die in der Stromquelle gespeicherte Energie in Form von Strompulsen auf die einzelnen Laststränge verteilt wird.
  • In einer Ausführung umfasst die Stromquelle einen Energiespeicher, beispielsweise eine Spule, der während des Betriebes einen Strom an die Laststränge abgibt. Die getaktet betriebene Stromquelle kann ausgeführt sein, den Energiespeicher während einer ersten Zeitdauer zu befüllen, und die darin gespeicherte Energie während einer zweiten Zeitdauer an die parallel angeordneten Laststränge abzugeben.
  • In einer Ausführung wird in einer Spule der Stromquelle ein Strom aufgebaut und so magnetische Energie gespeichert, die anschließend an wenigstens einen der Laststränge in Form eines Stromes abgegeben wird.
  • Durch den parallel zur Last verwendeten Ladungsspeicher werden bei der zeitlich gepulsten Ansteuerung eines jeden Laststranges Strompulse gespeichert und der durch die Last fließende Strom geglättet. Damit ist eine ausreichende Spannungs- und Stromversorgung eines jeden Laststranges während seiner aktiven Phase, das heißt, während er mit Strom von der Stromquelle versorgt wird und während der passiven Phase, zu der der Strom aus dem Ladungsspeicher kommt, gewährleistet.
  • Der Sensor erfasst den durch den Schalter geschalteten und durch den Laststrang fließenden Strom und übermittelt diesen an die Steuerschaltung. Die Steuerschaltung steuert die Einschaltdauer eines jeden Laststranges und regelt zudem die getaktet betreibbare Stromquelle auf die Erfordernisse aller Laststränge ein. Durch die gepulste Ansteuerung einschließlich der zeitlich selektiven Abschaltung eines jeden Laststranges können die Laststränge selbst unterschiedliche Spannungsabfälle aufweisen und dennoch über einen einzelnen DC/DC-Wandler oder eine andere geeignete Stromquelle betrieben werden.
  • Die parallel zu der jeweiligen Last geschalteten Ladungsspeicher dienen der Pufferung, der in Form von Strompulsen zugeführten Energie und erlauben es, unterschiedliche Lasten gleichzeitig mit einer Stromquelle zu koppeln.
  • In einer Ausgestaltung weist jeder der wenigstens zwei Laststränge einen Sensor zum Erfassen eines durch den jeweiligen Strang fließenden Stroms auf.
  • In einer Ausführungsform der Erfindung weist jeder Laststrang eine Diode auf, vorzugsweise eine Schottky-Diode, die in Serie mit dem Schalter und der Parallelschaltung von Ladungsspeicher und Last angeschlossen ist. Dadurch wird verhindert, dass sich negative Spannungen bzw. Potenziale am Schalter während eines Betriebs einstellen, die durch einen unterschiedlichen Spannungsabfall der einzelnen parallel geschalteten Lasten bewirkt werden. In einer weiteren Ausführungsform umfasst die Versorgungsschaltung eine Diode, die kathodenseitig an die wenigstens zwei Laststränge und anodenseitig an den Versorgungsanschluss angeschlossen ist. Diese optional vorhandene Diode – verhindert, dass der allen Lasten gemeinsame Schaltungsknoten die Spannungssprünge relativ zum Referenzpotential mitmacht, die in der getaktet betreibbaren Stromquelle an ihrem Ausgang während des Betriebes auftreten. Ein ebenfalls optional vorhandener Ladungsspeicher, der parallel zu den wenigstens zwei Laststrängen zum Referenzpotential geschaltet ist, reduziert Spannungssprünge auf der Versorgungsleitung während der Schaltphasenübergänge.
  • In einer Ausführungsform umfasst der Sensor einen Strom-Spannungswandler, wobei dieser zwischen dem Schalter des jeweiligen Laststranges und einem Referenzpotenzial angeordnet sein kann. Der Ausgang dieses Strom-Spannungswandlers stellt ein Signal an einen Spannungsintegrator dar. Das Referenzsignal stellt das zweite Signal an diesem Spannungsintegrator dar. Diese beiden Signale unterschiedlicher Polarität werden fortwährend aufintegriert und bilden am Integratorausgang ein Bewertungssignal für die Steuerschaltung.
  • Der Spannungsintegrator kann hierbei ein Operationsverstärker sowie einen zwischen einen Eingang und einen Ausgang des Operationsverstärkers geschalteten Ladungsspeicher umfassen. Der Spannungsintegrator kann zudem zu einer Bewertungssignalbildung aus dem Referenzsignal und einem Signal des Strom-Spannungswandlers ausgeführt sein. Mittels des Bewertungssignals lässt sich der Abschaltzeitpunkt einstellen. Darüber hinaus kann dadurch festgelegt werden, ob die Stromquelle im nächsten Zyklus für das Bedienen aller Lasten einen höheren oder niedrigeren Strom einstellen soll. Die erfindungsgemäße Anordnung bildet damit eine Regelschleife mit mehreren Laststrängen, die gepulst angesteuert werden.
  • Mit Hilfe des Referenzsignals ist es zudem möglich, bewusst einen vorbestimmten Strom für den jeweiligen Laststrang einzustellen. Damit werden beispielsweise Leuchtstärkeeinstellungen durch eine veränderte Stromversorgung bei Leuchtdioden möglich.
  • In einer Ausführung ist die Steuerschaltung ausgebildet, Selektivlaststränge während bestimmter Ansteuerzyklen auszulassen bzw. anzusteuern. Damit lässt sich eine Pulsweiten modulierte Energiezuführung zu den einzelnen Laststrängen steuern.
  • Im Folgenden wird die Erfindung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnung im Detail erläutert. Hierbei sind die Ausführungsbeispiele nicht auf ihre konkrete Darstellung beschränkt. Einzelne Elemente der Ausführungsformen lassen sich kombinieren, ohne dass dies dem Grundprinzip der vorliegenden Erfindung zuwiderläuft. Wirkungs- bzw. funktionsgleiche Bauelemente tragen darüber hinaus die gleichen Bezugszeichen. So zeigen:
  • 1A eine bekannte Ausführungsform einer Versorgungsschaltung,
  • 1B eine weitere bekannte Ausführungsform einer Versorgungsschaltung,
  • 2 ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung,
  • 3 ein Signal-Zeit-Diagramm zur Illustration verschiedener Signalverläufe in der Ausführungsform der 2,
  • 4 ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung,
  • 5 eine erste Ausführungsform,
  • 6 eine zweite Ausführungsform,
  • 7 eine dritte Ausführungsform,
  • 8 ein Signal-Zeit-Diagramm zur Illustration verschiedener Signalverläufe in der Ausführungsform der 7,
  • 9 ein Signal-Zeit-Diagramm in einer zweiten Betriebsart der Ausführungsform der 7,
  • 10 eine weitere Ausführungsform mit einer unterschiedlichen DC/DC-Stromquelle,
  • 11 eine fünfte Ausführungsform,
  • 12 ein Signal-Zeit-Diagramm zur Illustration verschiedener Signale während eines Betriebs der Ausführungsform gemäß 11,
  • 13 ein Signal-Zeit-Diagramm zur Darstellung einer selektiven Ansteuerung einzelner Stränge gemäß der Ausführungsform der 11,
  • 14 eine sechste Ausführungsform, und
  • 15 eine siebte Ausführungsform.
  • 2 zeigt eine erste Ausgestaltung der Erfindung. Die gesteuerte Versorgungsschaltung umfasst eine getaktet betriebene Stromquelle, die vorliegend eine DC/DC-Regelschaltung, einen Schalter S0 sowie eine Spule L aufweist. Die DC/DC-Regelschaltung steuert den Schalter S0 an, der zwischen einem Knoten VLX und dem Massepotential geschaltet ist. Die Spule L dient als Energiespeicher und ist zwischen einem Versorgungspotential VIN und dem Knoten VLX angeordnet. Der Knoten VLX bildet gleichzeitig einen Versorgungsanschluss für einen oder mehrere Laststränge. Im vorliegenden Beispiel sind vier Laststränge parallel mit dem Knoten VLX verbunden, wobei lediglich aus Übersichtsgründen drei Laststränge dargestellt sind.
  • Jeder Laststrang umfasst eine Last sowie einen parallel dazu angeordneten Ladungsspeicher C1, C2 und C4. Im Betrieb fällt über die parallele Anordnung aus der jeweiligen Last, beispielsweise eine oder mehrere in Serie geschaltete LED-Bauelemente und den jeweiligen Kondensator eine Spannung ab, die mit V-Load-Block bezeichnet ist.
  • In Serie zu der Parallelschaltung aus den Lasten und den zugeordneten Ladungsspeichern ist jeweils eine Diode D1, D2 oder D4 und ein Schalter S1, S2 oder S4 angeschlossen. Diese Schalter werden von Steuersignalen VGS1, VGS2 und VGS3 angesteuert, die von Ausgängen Q1, Q2 und Q4 von Flip-Flop-Schaltungen erzeugt werden. Die RS Flip-Flops sind Teil einer Steuerschaltung.
  • Abhängig von dem jeweiligen Schaltzustand der Schalter S1, S2 und S4 fließt ein Strom durch die Last durch den Kondensator und die angeschlossene Diode über den Schalter und einen damit verbundenen Strommesswiderstand R1, R2 und R4 zur Masse. Mittels des Strommesswiderstandes R1, R2 und R4 kann der jeweilige Stromwert im geschalteten Zustand des Schalters als Spannungssignal Vsense1, Vsense2 und Vsense4 erfasst werden. Die Strommesswiderstände wirken somit als Strom-/Spannungswandler. Das gemessene Signal wird einem Spannungsintegrator zugeführt, der dieses mit einem Referenzwert Reference1, Reference2 und Reference4 aufintegriert und als Bewertungssignal VI1, VI2 und VI4 über einen Komparator der jeweiligen Flip-Flop-Schaltung der Steuerschaltung an ihren Rücksetzeingang R1, R2 oder R4 zuführt. Abhängig von dem Signal des Komparators wird die jeweilige Flip-Flop-Schaltung zurückgesetzt, wodurch der zugeordnete Schalter S1, S2 oder S4 abgeschaltet wird.
  • Gleichzeitig wird das am Datenausgang Q erzeugte Steuersignal einer jeden Flip-Flop-Schaltung einem logischen NOR-Gatter eingangsseitig zugeführt, welches daraufhin ein Steuersignal für die Pulsregelung erzeugt. Dazu ist der Ausgang des NOR-Gatters mit einer TON-Regelung zur Einstellung einer Pulslänge und einem logischen OR-Gatter verknüpft, dessen Ausgang wiederum an den Starteingang eines TON-Pulsgenerators für die DC/DC-Regelschaltung angeschlossen ist. Der TON-Pulsgenerator erzeugt ein rechteckiges Steuersignal. Dessen Dauer ist von der TON-Regelung abhängig. Eine als Sicherheitsfunktion integrierte Überstromerkennung kann, beispielsweise bei Überschreiten einer Grenze, die TON Periode abbrechen.
  • Ein zweiter Eingang des OR-Gatters ist mit einer Zeitschaltung Max TOFF verbunden, die letztlich die maximale Dauer einer Off-Phase einer Periode der DC/DC-Regelschaltung angibt. Damit wird verhindert, dass die TOff-Phase, in der der DC/DC-Transistor S0 abgeschaltet ist, zu groß wird. Eine TON-Regelung zur Regelung der TON-Phasendauer empfängt das Signal des NOR-Gatters und ein Referenzfrequenzsignal steuert den Pulsgenerator entsprechend an, um die DC/DC-Frequenz dem Referenzfrequenzsignal anzugleichen. Eine als Sicherheitsfunktion integrierte Überspannungserkennung kann, beispielsweise bei Überschreiten einer Grenze, die TON-Regelung zurücksetzen.
  • Für einen Betrieb der erfindungsgemäßen Anordnung wird nun vorgeschlagen, die einzelnen Laststränge 1 bis 4 gemeinsam zu aktivieren und nachfolgend abhängig von dem jeweiligen Strom, der durch die einzelnen Laststränge fließt, diese selektiv zu deaktivieren.
  • Dazu wird die Spule L über die DC/DC-Regelschaltung und dem Pulsgenerator während einer ersten Phase, der TON-Phase der Periodendauer der DC/DC-Regelschaltung, angesteuert, in dem der Schalter S0 geschlossen wird. Der Knoten VLX wird dadurch auf Masse geführt und Energie wird in der Spule gespeichert. Der Spulenstrom I-SPULE steigt bis zu einem Wert an, bei dem die DC/DC-Regelschaltung den Schalter S0 öffnet. Die Zeitdauer der ersten Phasenperiode ist beispielsweise durch den Puls des TON-Pulsgenerators vorgegeben. Während der TON-Phase aber spätestens am Ende dieser Phase werden die Steuersignale an den Ausgängen der einzelnen Flip-Flops gesetzt und entsprechende Steuersignale VGS1 bis VGS4 für das Einschalten der Schalter S1, S2 und S4 abgegeben. Wenn der Schalter S0 am Ende der TON-Phase den Knoten VXL freigibt, erhöht sich die Spannung am Knoten VXL soweit, sodass der in der Spule L gespeicherte Strom über eine optionale Diode D0 in die einzelnen Laststränge LAST1, LAST2 und LAST4 fließen kann. Die Parallelschaltung aus den einzelnen Laststrängen führt dazu, dass der Laststrang mit dem geringsten Spannungsabfall V-Load-Block den meisten Strom erhält. Durch die anderen Laststränge fließt entsprechend weniger bis gar kein Strom.
  • Die fließenden Ströme werden von den Strommesswiderständen in Sensorsignale Vsense umgesetzt und den Spannungsintegratoren zugeführt.
  • Diese integrieren fortwährend das anliegende Sensor- und Referenzsignal und erzeugen daraus die Bewertungssignale VI, welche den Komparatoren zugeführt werden. Die Komparatoren wandeln die Signale in digitale Rücksetzsignale um und führen es den Flip-Flops zu, die daraufhin zurückgesetzt werden. Je nach Stromfluss durch die jeweiligen Laststränge erfolgt das Zurücksetzen und damit das Öffnen der Schalter S1 bis S4 zu unterschiedlichen Zeitpunkten, nämlich immer dann, wenn der Laststrang eine ausreichende Strommenge (vorgegeben durch das Referenzsignal) erhalten hat.
  • Nach dem Abschalten eines ersten Laststranges erhalten die weiteren Stränge den übrigen Strom aus der Spule, bis auch hier ein Spannungsintegrator ein ausreichendes Bewertungssignal erzeugt, was zu einem Rücksetzsignal am Rücksetzeingang des RS-Flip-Flops führt.
  • Dieses Prozedere wiederholt sich, bis sämtliche Steuersignale VGS1 bis VGS4 der Flip-Flop-Schaltungen an den Datenausgängen Q1 bis Q4 auf einem logisch niedrigen Pegel sind. Dadurch wird der Ausgang des NOR-Gatters logisch 1, wodurch über das angeschlossene OR-Gatter der Pulsgenerator der DC/DC-Regelschaltung erneut angestoßen wird. Damit ist die TOFF-Phase beendet und die nächste TON-Phase für die DC/DC-Regelschaltung beginnt.
  • 3 zeigt ein Signalzeitdiagramm für die beiden aufeinanderfolgenden Zeitphasen TON und TOFF. Während der TON-Phase ist der DC/DC-Schalter S0 geschlossen. Dadurch steigt der in der Spule L gespeicherte Spulenstrom I-SPULE bis zu seinem Scheitelwert an. Während dieser Phase kann kein Strom durch die Laststränge fließen, weil die Spannung an VLX durch den Schalter S0 auf sehr niedrigem Potential gehalten wird. Entsprechend sind die Lastströme I-Last ebenso wie die Lastspannung VLED null.
  • Während, aber spätestens am Ende dieser Phase TON, werden die Schalter S1, S2, der nicht dargestellte Schalter S3 des dritten Laststrangs sowie der Schalter S4 geschlossen.
  • Während der zweiten nachfolgenden Phase TOFF ist der DC/DC-Schalter S0 geöffnet und der in der Spule gespeicherte Strom I-SPULE fließt über die jeweiligen Lasten zur Masse. Während dieser Phase reduziert sich der Spulenstrom I-SPULE abhängig von der über der jeweiligen Last abfallenden Spannung.
  • Zu Beginn der zweiten Phase TOFF sind durch die einzelnen Flip-Flop-Schalter innerhalb der Steuerschaltung die Schalter S1, S2, S3 und S4 durch die Steuersignale VGS1 bis VGS4 angesteuert. Der Ausgangsstrom IOUT ist nun hauptsächlich durch die Last mit dem geringsten Spannungsabfall und damit dem geringsten Widerstand bestimmt.
  • Im Ausführungsbeispiel fließt der Hauptanteil des Spulenstroms während eines ersten Zeitraums lediglich durch die Last 1 und zwar wegen ihres im Vergleich zu den anderen Lasten geringeren Widerstandes bzw. Spannungsabfalles. Der durch die Last fließende Strom nimmt mit der Zeit ab. Gleichzeitig wird durch den Strommesswiderstand im ersten Laststrang ein Steuersignal Vsense1 erzeugt und dem Spannungsintegrator zugeführt.
  • Das Ausgangssignal des Integrators VI1, welches während der ersten Zeitphase TON kontinuierlich anstieg, sinkt nun durch das Integral des Messsignals Vsense1 ab. Dieses Bewertungssignal VI1, wird nun im Komparator mit einem Referenzwert verglichen und in ein digitales Resetsignal R1 gewandelt. Dadurch wird das erste Flip-Flop bei Erreichen einer vorbestimmten Schwelle zurückgesetzt und der Schalter S1 öffnet sich, wodurch durch diese Last 1 fließende Strom auf 0 zurückfällt.
  • Während der zweiten Teilphase erhält der dritte Laststrang den Hauptanteil des in der Spule gespeicherten Stromes. Zu Beginn der zweiten Teilphase wird das Messsignal im hier nicht dargestellten Spannungsintegrator des dritten Laststranges dominant gegenüber der Referenz und VI3 sinkt dadurch bis im nachfolgenden Komparator durch einen Vergleich mit einer Referenz das Resetsignal R3 erzeugt wird.
  • Während dieser zweiten Teilphase steigt zudem der Strom I-LAST2 im zweiten Laststrang an, sodass sich während eines überlappenden Zeitraumes die Laststränge 2 und 3 den von der Spule abgegebenen Strom teilen. Dies ist der Normalfall, da oftmals die Widerstände und damit die Spannungsabfälle der einzelnen Laststränge nicht weit auseinander liegen.
  • Am Ende der zweiten Teilphase der Phase TOFF wird durch das Bewertungssignal VGS3 das Resetsignal R3 erzeugt und der Schalter des nicht dargestellten dritten Laststranges abgeschaltet. Der von der Spule abgegebene Strom fließt nun fast vollständig über den zweiten Laststrang bis zum Ende der dritten Teilphase, an dem das Bewertungssignal VI2 die Komparatorschwelle erreicht. Das zugeordnete zweite RS-Flip-Flop erzeugt ein logisch niedriges Signal, das den Schalter S2 öffnet. Der weitere in der Spule gespeicherte Strom fließt nun über den vierten Laststrang, wird vom Stromsensor erfasst und dem Spannungsintegrator zur Erzeugung des Bewertungssignals VI4 zugeführt.
  • Bei Erreichen der Komparatorschwelle wird nun auch dieser Laststrang abgeschaltet und die nächste TON-Phase zum erneuten Speichern von Energie in der Spule beginnt.
  • Die zu den einzelnen Laststrängen parallel geschalteten Kondensatoren speichern während des Betriebes den überschüssigen Strom und geben ihn in den übrigen Phasen langsam ab. Daraus folgt der im unteren Bereich des Signalzeitdiagramms dargestellte Verlauf der Spannungsabfälle V-Load-Block1 bis V-Load-Block4. Während der TON-Phase ist der Knoten VLX durch den geschlossenen Schalter S0 auf Masse gelegt, wodurch sich im Wesentlichen eine Spannung 0 als VLED-Spannung einstellt. Mit Ausschalten von S0, springt die Spannung an Knoten VLX auf den Wert der Kondensatorspannung des Stranges mit der kleinsten Impedanz.
  • Für den Fall, dass die Spule nicht genügend Energie gespeichert hat, sodass die letzte Last nicht ausreichend mit Strom versorgt werden kann, ist im Ausführungsbeispiel die Sicherungsschaltung Max TOFF vorgesehen. Dieser gibt die Maximalzeit für die TOFF-Phase vor, nach der der Pulsgenerator aktiviert wird. Dadurch wird verhindert, dass bei einem zu großen Stromverbrauch der einzelnen Laststränge die DC/DC-Regelschaltung dauerhaft in der TOFF-Phase verbleibt.
  • 4 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der zusätzlich ein PWM-Generator vorgesehen ist. Weiterhin sind zwischen den Knoten VLX und den einzelnen Laststrängen eine optionale Diode D0 sowie ein parallel dazu geschalteter Kondensator C0 angeordnet. Mittels entsprechender PWM-Steuersignale lassen sich spezifische Laststränge während eines DC/DC-Zyklus deaktivieren. Zu diesem Zweck sind vor die Setzeingänge der Flip-Flop-Schaltungen der Steuerschaltung logische UND-Gatter geschaltet, an deren Eingängen PWM-Steuersignale CH1-PWM bis CH4-PWM sowie das Pulsgeneratorsignal anliegt. Durch entsprechende PWM-Steuersignale lassen sich so die Flip-Flop-Schaltungen während eines Zyklus selektiv deaktivieren beziehungsweise aktivieren. Bei einem PWM-Steuersignal, das das Flip-Flop eines Stanges deaktiviert muss zusätzlich auch die Referenz vom dazugehörigen Integrator abgeschaltet werden.
  • Bei einer Änderung der PWM-Steuersignale kann es zweckmäßig sein, den im normalen Betrieb in der Spule gespeicherten Stromes zu ändern, um alle Lasten einschließlich beispielsweise neu hinzugekommener Laststränge mit ausreichend Energie zu versorgen. Umgekehrt wird der benötigte in der Spule L gespeicherte Spulenstrom geringer, wenn einzelne Laststränge deaktiviert werden.
  • Hierfür ist ein zusätzlicher Speicher vorgesehen, in der die optimalen Scheitelwerte des Spulenstromes für die einzelnen PWM-Zustände abgelegt sind. Dieser Speicher ist mit dem TON-Pulsgenerator verbunden, sodass der Regelvorgang bei PWM-Statusänderung sehr viel schneller als über die Feedbackregelschleife mittels der TON-Regelung zu einem stabilen Resultat kommt. Nach einer Änderung des PWM-Zustandes kann auf diese Weise durch einen Vergleich des Spulenstroms mit einem gespeicherten Spulenstrom-Scheitelwert die Periodendauer abgeleitet werden. Erst in darauffolgenden Perioden der DCDC-Regelung erfolgt eine weitere Einstellung von TON und folglich der DCDC-Periodendauer über die TON-Regelschaltung.
  • Diese für den CCM-Mode (Kontinuierlicher Strommodus) vorgeschlagene Schaltung kann zu wesentlich besserem Regelverhalten beitragen. Diese Betriebsart hat die Eigenschaft, dass der in der Spule L gespeicherte Spulenstrom während der TOFF-Phase nicht zu 0 wird. Um bei PWM-Statusänderungen auf weniger aktive Kanäle mit ausreichend guter Präzision regulieren zu können, wird zusätzlich eine Shunt-Schaltung vorgeschlagen, die ausgangsseitig zwischen den Knoten VLX und der Masse angeordnet ist. Für eine Änderung des PWM-Zustandes, insbesondere beim Abschalten eines oder mehrerer Laststränge, erlaubt die Shunt-Schaltung nun eine deutlich schnellere Einstellung des maximalen Spulenstroms und des Spulenstroms, da überschüssiger Spulenstrom im Shunt abgebaut werden kann.
  • Für den besonderen Fall, dass alle Laststränge mit einer PWM-Statusänderung abgeschaltet werden, wird in einer TON-Phase ein erneutes Speichern von Strom in der Spule L nicht benötigt. Entsprechend bleibt der Schalter S0 auch während der TON-Phase in einem offenen Zustand. Um zu verhindern, dass die Spannung VLED zu ungewünscht hohen Pegeln abweicht, wird der Shunt aktiviert, sodass der überflüssige Spulenstrom abgebaut werden kann. Dieser Shunt erlaubt es somit, unbenötigte gespeicherte Spulenenergie aus einer vorangegangenen Periode abzubauen, ohne diesen auf die einzelnen Laststränge verteilen zu müssen.
  • Die beiden hier dargestellten Ausführungsformen aktivieren somit alle Laststränge gleichzeitig, schalten diese jedoch zu unterschiedlichen Zeiten wieder aus. Versorgungsschaltungen, die lediglich einen Laststrang für einen DC/DC-Zyklus unterstützen und Lasten nacheinander für darauffolgende DC/DC-Zyklen aktivieren, haben deutlich längere Pausen für jeden Laststrang von einem Ladungspuls zum nächsten. Folglich müssen die den Lasten zugeordneten Kapazitäten vergrößert werden, wodurch die Kosten steigen und PWM-Zustandsänderungen langsamer umgesetzt werden können. Mit den vorgeschlagenen Ausführungen wird dies vermieden.
  • 5 zeigt eine weitere Ausgestaltung. Die gesteuerte Versorgungsschaltung umfasst eine getaktet betreibbare Stromquelle 10 mit einem Versorgungsspannungsanschluss 12, einem Steueranschluss 11, einem Taktsignalanschluss 11a sowie einem Versorgungsanschluss 13. Mit dem Versorgungsanschluss 13 sind wie dargestellt drei Laststränge Strang 1 bis Strang 3 gekoppelt. Zu diesem Zweck ist eine weitere Diode 20 zwischen dem Versorgungsanschluss 13 sowie den einzelnen Laststrängen 1, 2 und 3 geschaltet. Parallel dazu ist ein Pufferkondensator 30 angeordnet. Diode 20 und Kondensator 30 sind optional.
  • Jeder Laststrang umfasst eine Last sowie einen parallel zu der jeweiligen Last geschalteten Ladungsspeicher C1, C2, C3. Die einzelnen Lasten sind hier durch Widerstände angedeutet. Darunter fällt jedoch jegliche Art von Verbrauchern, die ihrerseits Serien- bzw. Reihenschaltungen bilden können. Mit dem Fußpunkt einer jeden Last sowie eines parallel dazu angeordneten Ladungsspeichers ist eine Diode, vorzugsweise eine Schottky-Diode D1, D2, D3 gekoppelt. Die Kathode einer jeden Schottky-Diode ist wiederum mit einem Schalter S1, S2 oder S3 verbunden, der seinerseits an einen Sensor 60 zum Erfassen eines Stromsignals angeschlossen ist. Die Reihenfolge dieser Serienschaltung hat jedoch keine Einschränkung. So können die Schottky-Dioden D1, D2, D3 auch z. B. zwischen dem Knoten VLED und der Parallelschaltung von Pufferkondensator und Last geschalten werden. Im Besonderen umfasst der Sensor 60 einen Spannungsintegrator und einen Sensorwiderstand R1, R2 bzw. R3, der mit dem jeweiligen Schalter S1, S2 oder S3 und einem Referenzpotenzial GND verbunden ist. Demzufolge ist die Last im jeweiligen Strang zwischen dem Versorgungsanschluss 13 mit der Versorgungsspannung VLED und dem Massepotenzial GND geschaltet.
  • Der Sensor 60 gibt ein Signal an eine Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung 40 ab, die ihrerseits mit den jeweiligen Schaltern S1, S2 und S3 zur Zeit-Multiplex-Ansteuerung der einzelnen Laststränge gekoppelt ist. Außerdem erzeugt die Zeitmultiplexkontrollschaltung 40 ein Steuersignal am Steuereingang 11 der Stromquelle 10. Schließlich ist zur Systemtakterzeugung eine Anordnung 50 vorgesehen, die einerseits mit der Stromquelle sowie der Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung 40 verbunden ist.
  • Die getaktet betreibbare Stromquelle umfasst eine DC/DC-Regelschaltung mit einem Steuersignaleingang 11. Der DC/DC-Regler steuert über sein Ausgangssignal einen Schalttransistor S0, der zwischen dem Massepotenzial GND und einer Spule L angeschlossen ist. Während eines Betriebs der DC/DC-Stromquelle 10 wird der Schalter S0 in periodischen Abständen geschaltet, sodass sich aufgrund der Induktivität in der Spule L ein magnetisches Feld aufbaut und damit Energie in der Spule gespeichert wird. Das Puls-Pausen Verhältnis, mit dem der Schalter S0 betätigt wird, ist von Steuersignalen der Zeitmultiplexschaltung 40 abhängig. Durch den getakteten Betrieb wird die im Feld gespeicherte Energie über den Knoten VLX an den Stromausgangsanschluss 13 zur Versorgung der einzelnen Lasten in den Strängen 1, 2, und 3 abgegeben.
  • Der Sensor 60 eines jeden Laststranges umfasst, wie bereits erläutert, den Stromsensor R1, R2, R3 hier jeweils in Form eines Widerstandes. Ein Knoten zwischen dem jeweiligen Schalter eines jeden Laststranges und dem Widerstand erfasst die über den Widerstand abfallende Spannung Vsense und gibt diese an den Spannungsintegrator weiter. Der Spannungsintegrator integriert die Differenz der Signale Vsense und Reference. Davon abhängig gibt er ein Signal an die Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung 40 ab.
  • Der Vergleich des Spannungssignals Vsense mit dem Referenzsignal Reference im Spannungsintegrator erlaubt es, das Ein- bzw. Ausschalten der Schalter S1, S2 und S3 zu steuern. Entsprechend kann durch das Referenzsignal Reference ein durch den Laststrang 1 fließender Versorgungsstrom eingestellt werden. Je nach eingestelltem Referenzsignal steuert die Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung somit die einzelnen Laststränge Strang 1, Strang 2, Strang 3 an und regelt zudem über den Steuereingang 11 die Stromquelle 10.
  • Während eines Betriebs der dargestellten Versorgungsschaltung schließt die DC/DC-Regelschaltung der Stromquelle 10 den Schalter S0 für eine bestimmte Zeitdauer pro Periode, sodass sich ein Strom in der Spule L aufbaut und Energie gespeichert wird. Die Zeitdauer des ”On”-Zustands des Schalters S0 wird durch das Steuersignal am Steuereingang 11 vorgegeben.
  • Während dieser Zeit steigt die in der Spule L gespeicherte Energie an. Nach dem Abschalten des Schalters S0 steuert die Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung den Schalter S1 an, sodass ein Teil der in der Spule gespeicherten Energie im Lastrang 1 in der Last direkt verbraucht und zum Teil im Kondensator gespeichert wird. Gleichzeitig wird die über die Last abfallende Spannung im Kondensator C1 gespeichert. Nach einer bestimmten Zeit, beispielsweise vorgegeben durch das Referenzsignal Reference, im ersten Sensor 60 öffnet die Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung den Schalter S1 und schließt den Schalter S2.
  • Dadurch erfolgt ein zyklisches Durchschalten der einzelnen Stränge Strang 1, Strang 2 und Strang 3. Gleichzeitig erfasst die Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung 40, falls die in der Spule L gespeicherte Energie zur Versorgung aller drei Stränge nicht ausreicht. Ist dies der Fall, wird im nächsten Zyklus der DC/DC-Spannungsregulator entsprechend angesteuert, sodass beispielsweise der Schalter S0 eine längere Zeitperiode im Status ”On” verbleibt und die Spule somit mehr Energie speichert.
  • Durch die Schalter S1, S2 und S3 lassen sich die einzelnen Laststränge zeitlich gemultiplext ansteuern. Um unterschiedliche Widerstände in den einzelnen Laststrängen zu ermöglichen, sind dedizierte Speicherkondensatoren C1, C2 und C3 für jeden Strang zweckmäßig. Diese sind parallel zum jeweiligen Laststrang geschaltet, sodass der jeweilige Knoten zwischen der Last und der nachgeschalteten Diode ein schwebendes Potenzial aufweist. Die Kondensatoren sind somit nicht zum Referenzpotenzial GND geschaltet.
  • Durch die Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung wird jeder einzelne Laststrang lediglich während einer geringen Zeit mit einem Strom beaufschlagt. Während des Betriebes nehmen die Kondensatoren den anfangs sehr hohen Strom der Spule L auf und sorgen so für einen gleichmäßigeren Verlauf des Laststroms. Ein differenzieller Widerstand der Last während des Betriebs des jeweiligen Laststrangs multipliziert mit der Kapazität der einzelnen Pufferkondensatoren ergibt eine Zeitkonstante, die im Wesentlichen einem Stromrippel im Strompfad eines jeden Laststranges entspricht. Bei einem 100 Ω Widerstand als Last und einer Schaltzeit von 10 μs wird eine Kapazität der Kondensatoren C1, C2, C3 von ca. 1 μF benötigt, um eine 10%-ige Stromschwankung zu realisieren. Die Kapazität der Kondensatoren wird daher so gewählt, dass die daraus resultierende Zeitkonstante, die sich aus dem Produkt des Widerstandes der Last und der Kondensatorkapazität ergibt, sehr viel größer ist als die Taktfrequenz der getaktet betreibbaren Stromquelle 10.
  • Die vorhandenen Schottky-Dioden D1, D2 und D3 verhindern, dass bei unterschiedlichen angeschlossenen Lasten während des Durchschaltens eines Laststranges mit kleinem Spannungsabfall die Drainspannung eines Schalters in einem Laststrang mit großem Spannungsabfall unter das Referenzpotential GND fällt. Dies hätte die Auswirkung, dass der Schalttransistor in Reversebetrieb leitend wird und den Pufferkondensator entlädt, sodass Laststränge mit großem Spannungsabfall nicht mit dem gewünschten Strom versorgt werden können.
  • Durch die Ausgestaltung der Schaltung mit den Dioden D1, D2 und D3, vorzugsweise Schottky-Dioden, ist es möglich, den Spulenstrom in der Spule L über die einzelnen Laststränge mittels Zeitmultiplexings zu verteilen, auch wenn die einzelnen Laststränge große Spannungsunterschiede zeigen.
  • 6 zeigt eine weitere Ausgestaltung der Erfindung, bei der die einzelnen Lasten in den Laststrängen 1, 2 und 3 durch in Serie geschaltete Leuchtdioden implementiert sind.
  • Der Sensor zum Erfassen des durch den jeweiligen Laststrang fließenden Stroms weist neben seinem Sensorwiderstand R1, R2 oder R3 auch einen mit dem jeweiligen Messwiderstand verbundenen Spannungsintegrator auf. Der Spannungsintegrator umfasst einen Operationsverstärker OP mit einem ersten, nichtinvertierenden Eingang, welcher an das Referenzpotenzial GND angeschlossen ist. Ein zweiter Eingang ist über einen Widerstand RI1 an einen Knoten zwischen dem Schalter S1 und dem Messwiderstand R1 geschaltet. Dieser empfängt das vom Strom abgeleitete Spannungssignal Vsense1. Zwischen dem zweiten Eingang des Operationsverstärkers OP und dem Widerstand RI1 ist ein Knoten mit einem zweiten Widerstand RR1 gekoppelt, an dem das Referenzsignal Reference1 anliegt. Dieser Knoten ist über einen Kondensator CI1 auch mit dem Ausgang des Operationsverstärkers OP verbunden. In entsprechender Weise sind auch die Sensoren im zweiten Laststrang sowie im dritten Laststrang aufgebaut.
  • Im Betrieb wird wiederum die DC/DC-Regelschaltung der Stromquelle angesteuert, der daraufhin den Schalter S0 betätigt. Die in der Spule L gespeicherte Energie wird über die Diode D0 an die durch die Zeitmultiplex-Kontrollschaltung 40 angesteuerten Laststränge verteilt.
  • In dieser Ausführungsform sind die Schalter S1, S2 und S3 durch Feldeffekttransistoren implementiert. Da diese, sofern die Drain-Source-Spannung negative Werte aufweist, eine in Rückwärtsrichtung gepolte Diode bilden, sind die Schalter nicht in einem geöffneten (d. h. sperrenden) Zustand, sofern der zugeordnete LED-Strang einen höheren Spannungsabfall aufweist als der gerade von der Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung angesteuerte LED-Strang. Aus diesem Grund sind zusätzlich die Schottky-Dioden D1, D2 und D3 vorgesehen, um die einzelnen LED-Stränge voneinander zu separieren. Die ebenfalls vorhandene Diode D0 könnte zwar weggelassen werden, reduziert jedoch die am Knoten VLX auftretenden Spannungsschwankungen auf der Versorgungsleitung zu den einzelnen Strängen.
  • Das Referenzsignal Reference1, Reference2 und Reference3, welches den einzelnen Spannungsintegratoren der jeweiligen Laststränge zugeführt wird, kann zur Einstellung der Leuchtstärke einer jeden LED-Serienschaltung verwendet werden. Zu diesem Zweck wird der resultierende Strom aus der Subtraktion Vsense/RI – Reference/RR im Kondensator CI aufintegriert. Das Ergebnis wird der Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung zugeführt, die in Antwort darauf den jeweiligen Laststrang über den zugeordneten Schalter nur für die passende Zeitdauer aktiviert. Je nach Zeitdauer der aktivierten Schalter S1, S2 oder S3 wird der Strom in den entsprechenden LED Strängen und somit die Helligkeit eingestellt. Mit anderen Worten wird die Zeitdauer, in der ein jeweiliger Strang aktiv ist, durch die Differenzbildung aus dem integrierten Spannungssignal Vsense und dem Referenzsignal Reference1, Reference2 oder Reference3 eingestellt.
  • Eine weitere Ausführung mit einer Ausgestaltung einer Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung 40 zur Ansteuerung der Stromquelle ist in 7 dargestellt.
  • Hierbei umfasst die Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung mehrere Logikgatter, beispielsweise in Form von Flip-Flops, deren Ausgang das jeweilige Steuersignal VGS1, VGS2 oder VGS3 an die Schalter S1, S2 oder S3 der LED-Stränge 1, 2 oder 3 abgibt. Zu diesem Zweck ist eine erste Logikschaltung LOGIK1 ausgangsseitig mit dem Schalter S1 verbunden. Der Setzeingang S empfängt das Steuersignal VGS0, welches im Wesentlichen dem Ansteuersignal für den Schalter S0 der Stromquelle entspricht. Ein weiterer Eingang empfängt das Steuersignal VC1, welches vom Komparator CP1 durch einen Vergleich eines Referenzsignals VREF mit dem vom Spannungsintegrator 1 abgegebenen Spannungssignal VI1 erzeugt wird. Eine zweite Logikschaltung LOGIK2 ist ausgangsseitig mit dem Schalter S2 verbunden und empfängt eingangsseitig das Steuersignal VGS1 sowie ein Komparatorsignal VC2. Der letzte LED-Strang Strang 3 ist demgegenüber leicht unterschiedlich aufgebaut. Hier ist der Ausgang des Spannungsintegrators 3 direkt an den Steuereingang der DC/DC-Steuerung der Stromquelle angeschlossen. Ein Logikgatter LOGIK3 gibt das Steuersignal VGS3 an den Schalter S3, basierend auf dem zweiten Steuersignal VGS2 und dem DC/DC-Steuersignal VGS0.
  • Im Betrieb dieser Schaltung wird ein durch die einzelnen Stränge fließender Strom durch die Messwiderstände R1, R2 und R3 erfasst und in eine entsprechende Spannung Vsense1, Vsense2 oder Vsense3 umgewandelt. Diese wird gemeinsam mit einem entsprechenden Referenzsignal REF1, REF2 und REF3 umgekehrten Vorzeichens einem Integrator zugeführt. Während das Referenzsignal den Kondensator mit einer Spannung auflädt, entlädt das erfasste Spannungssignal Vsense den Kondensator mit einer höheren Rate. Das resultierende vom Operationsverstärker abgegebene Spannungssignal VI wird in einem Komparator mit einem Referenzsignal verglichen und dient zur Ansteuerung des jeweiligen Stranges sowie des nachfolgenden Stranges.
  • Im Einzelnen ist der Betrieb dieser Ausgestaltung wie folgt: Bei einer positiven Taktflanke des Taktsignals CLK schaltet eine Taktflanke den Schalter S0, sodass die damit verbundene Spule L mit einem Strom ”geladen” wird. Die Zeitdauer wird dabei von der Ausgangsspannung des Spannungsintegrators 3 bestimmt, wobei diese Zeitspanne maximal einen vorbestimmten Betrag einer Periodendauer des Taktsignals CLK beispielsweise 95% aufweisen darf.
  • Bei einer folgenden Taktflanke des Steuersignals VGS0 sperrt der Transistor S0, während gleichzeitig über die Logik LOGIK1 ein Steuersignal VGS1 an den Schalter S1 des ersten Stranges abgegeben wird. Dadurch wird dieser Strang aktiviert und der Spulenstrom fließt durch die Diode D1, den Schalter S1 und den Widerstand R1. In der Parallelschaltung von Pufferkondensator und Last, teilt sich der Strom auf, wobei vorzugsweise der größere Anteil des Stromes den Pufferkondensator lädt. Der durch den Strang fließende Strom wird im Widerstand R1 gemessen und in ein Spannungssignal Vsense1 umgewandelt. Das Spannungssignal wird im Spannungsintegrator integriert und hiervon das Referenzsignal Ref1 abgezogen. Sobald das Spannungssignal Vsense1, korrespondierend zu dem durch den Strang 1 fließenden Strom das bis dato integrierte Referenzsignal Ref1 kompensiert hat, schaltet der Komparator CP1 sein Ausgangssignal VC, wodurch der Schalter S1 durch die Logik wieder geöffnet wird.
  • Das Schaltsignal VGS1 wird gleichzeitig auch der Logik LOGIK2 zugeführt, die bei Abschaltflanke des Signals VGS1 das Steuersignal VGS2 an den Schalter S2 abgibt. Der Spulenstrom fließt nun durch den Strang 2 und lädt gleichzeitig den Kondensator C2. Auch hier wird der durch den Strang fließende Strom vom Messsensor R2 erfasst und in ein Spannungssignal umgewandelt. Das Spannungssignal wird im Spannungsintegrator 2 aufintegriert und mit dem Referenzsignal Ref2 verarbeitet. Sobald das aufintegrierte Spannungssignal das bislang aufintegrierte Referenzsignal Ref2 kompensiert hat, schaltet der Komparator CP2 und erzeugt das Steuersignal VC2 zum Öffnen des Schalters S2 mittels der Logik LOGIK2. Die Taktflanke im Signal VGS2 ist das Startsignal für die Logik LOGIK3, die mit dem letzten Strang Strang 3 assoziiert ist. Diese erzeugt in Antwort auf das Steuersignal VGS2 das Steuersignal VGS3 und aktiviert damit den Strang 3. Auch hier fließt nun der Spulenstrom durch den Strang 3 und wird vom Messwiderstand R3 in ein Spannungssignal Vsense3 umgewandelt und im Spannungsintegrator aufintegriert.
  • Im Gegensatz zu den Schaltern in Strang 1 und 2 wird jedoch der Schalter S3 von Strang 3 durch die nächste positive Flanke des Taktsignals CLK geöffnet, die eine Taktflanke des Steuersignals VGS0 in der DC/DC-Steuerung zum Schließen des Schalters S0 bewirkt.
  • Zu diesem Zeitpunkt wird auch das bislang aufintegrierte und verarbeitete Spannungssignal Vsense3 und das Referenzsignal Ref3 ausgewertet und vom Spannungsintegrator V13 der DC/DC-Steuerung zugeführt. Für den Fall, dass nicht genug Strom durch den dritten Strang Strang 3 während der aktiven Zeit geflossen ist, führt dies zu einem Anstieg des Signals VI3. Dieser Anstieg wird von der DC/DC-Steuerung erfasst, sodass der nächste Puls des PWM-Generators der DC/DC-Steuerung zeitlich länger dauert. Dadurch bleibt der Schalter S0 länger geschlossen und die Spule L speichert entsprechend mehr Energie als im vorangegangenen Zyklus.
  • Wenn hingegen zu viel Strom durch den dritten LED-Strang geflossen ist, wird die Ausgangsspannung VI3 des Spannungsintegrators sinken, sodass der nächste Puls des PWM-Generators der DC/DC-Steuerung und das Steuersignal VGS0 kürzer ausfallen wird. Dadurch speichert die Spule L während des nächsten Zykluses eine geringere Energie.
  • Durch die Kopplung des letzten Spannungsintegrators in der Kette mit der DC/DC-Steuerung wird eine stabile Regelschleife für die Versorgungsschaltung realisiert.
  • 8 zeigt ein erstes Signal-Zeit-Diagramm für den so genannten diskontinuierlichen Betrieb, bei dem ein Spulenstrom ISpule auf null absinkt, bevor das Steuersignal VGS0 der DC/DC-Steuerung aktiviert wird.
  • Im ersten Abschnitt sind die Schaltsignale des Taktsignals CLK sowie die Steuersignale VGS0, VGS1, VGS2 und VGS3 zu erkennen. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist durch die Regelschaltung das Steuersignal VGS0, in dem der Transistor S0 aktiv ist, länger als eine Halbperiode des Taktsignals CLK. Während der Zeit, in der das Steuersignal VGS0 auf einem hohen Pegel verbleibt, steigt der Spulenstrom I- und die in der Spule gespeicherte Energie kontinuierlich an. Anschließend wird der Schalter VGS0 geöffnet, und durch die Logik das Steuersignal VGS1 erzeugt. Dieses schaltet den ersten Pfad aktiv, sodass durch diesen der Strom I-Last1 fließt. Der Strom erzeugt im Messwiderstand das Spannungssignal Vsense1. Das fortwährend anliegende Referenzsignal Ref 1 lässt die Ausgangsspannung VI1 von Integrator1 kontinuierlich ansteigen bis zu dem Zeitpunkt T1, zu dem der erste Laststrang aktiviert wird. Der daraus resultierende Abfall der Ausgangsspannung von Integrator 1 erzeugt bei Erreichen der Komparatorreferenz einen Puls VC1 am Komparatorausgang, wodurch einerseits das Steuersignal VGS1 abgeschaltet wird und andererseits das Steuersignal VGS2 erzeugt wird.
  • Nun fließt der Spulenstrom durch den Laststrang 2 und bildet das Spannungssignal Vsense2. Das fortwährend anliegende Referenzsignal Ref 2 lässt die Ausgangsspannung von Integrator2 VI2 kontinuierlich ansteigen bis zum Zeitpunkt T2, zu dem der Laststrang 2 aktiviert wird. Der daraus resultierende Abfall der Ausgangsspannung von Integrator2 erzeugt bei Erreichen der Komparatorreferenz einen Puls am Komparatorausgang VC2, wodurch der zweite Laststrang abgeschaltet und der dritte Laststrang aktiviert wird. In der restlichen Zeit bis zum Ende der DC/DC-Periode, sinkt der Spulenstrom auf Null ab. Ist das Integral des Stromes in den dritten Laststrang unzureichend, steigt die Ausgangsspannung von Integrator3 von Periode zu Periode immer höher an und es wird von der DC/DC-Regelschaltung eine immer größere Energie in die Spule geladen, bis es zu einer Balance kommt. In diesem eingeregelten Zustand, ist auch der Strang 3 mit der richtigen Energie bedient und die Ausgangsspannung von Integrator3 hat weder eine Tendenz nach oben noch nach unten.
  • Einen anderen Fall, der als kontinuierlicher Modus bezeichnet wird zeigt 9. Charakteristisch für diesen Fall ist, dass der Spulenstrom am Ende eines Zyklus nicht auf 0 absinkt, sondern auf einem höheren Wert verbleibt.
  • Wenn die Spannung über den Laststrängen sehr groß gegenüber der Eingangsspannung VIN ist, dann ist das Steuersignal VGS0 zum Ansteuern des Schalters S0 der Stromquelle fast über die gesamte Periodendauer des Taktsignals CLK aktiv. Während dieser Zeit baut sich der Strom in der Spule L auf und Energie wird dort gespeichert. Durch die fortwährend anliegenden Referenzen Ref1, Ref2 und Ref3 steigen die Integratorsignale VI1, VI2 und VI3 der Spannungsintegratoren an. Bei der fallenden Flanke des Steuersignals VGS0 wird der erste Laststrang mittels des Steuersignals VGS1 aktiviert. Der Spulenstrom fließt durch den ersten Laststrang und baut die in der Spule gespeicherte Energie ab. Der Strom fließt durch den Messwiderstand R1 und erzeugt das Spannungssignal Vsense1.
  • Das Spannungssignal wird integriert und kompensiert das bis dato aufintegrierte Referenzsignal bis zur Komparatorreferenz VREF. Bei Erreichen von VREF wird die fallende Flanke des Steuersignals VGS1 und die steigende Flanke des Steuersignals VGS2 erzeugt, wodurch der zweite Laststrang aktiviert wird. Bei Erreichen der Komparatorreferenz des Integratoroutputsignals 2 wird der zweite Laststrang deaktiviert und der dritte Laststrang hinzugeschaltet. Der dritte Laststrang wird bei der nächsten steigenden Taktflanke des Taktsignals CLK bzw. des Steuersignals VGS0 wieder abgeschaltet. Das zu diesem Zeitpunkt vom Integrator 3 abgegebene Signal VI3 regelt die zeitliche Länge der Aktivierung von VGS0.
  • Wenn ungenügend Strom in den Laststrang 3 fließt. steigt das Signal VI3 über die DC/DC-Zyklen und verlängert die VGS0-Pulse bis sich eine Balance einstellt. Wenn zu viel Strom in den Laststrang 3 fließt, sinkt das Signal VI3 über die DC/DC-Zyklen und verkürzt die VGS0-Pulse bis sich eine Balance einstellt.
  • Bei dieser Anordnung ist es möglich, einzelne LED-Stränge durch selektives Verändern des Referenzsignals zu beeinflussen. Der jeweils letzte Laststrang in der Kette vor der nächsten Taktflanke des Steuersignals VGS0 bzw. des Taktsignals CLK gibt sein Integratorausgangssignal zur Einstellung der Länge des Steuersignals VGS0 an die DC/DC-Regelung weiter.
  • Eine weitere Ausführungsform zeigt 11. Bei dieser ist die Zeit-Multiplex-Steuerschaltung 40 mit einem Ringzähler ausgestattet. Dieser Ringzähler erzeugt periodische Steuersignale zur Ansteuerung der Schalter S1, S2 und S3 der einzelnen Laststränge jeweils für einen vollen DC/DC-Zyklus. Zusätzlich wird jeweils der relevante Ausgang der Spannungsintegratoren 1, 2 und 3 an die DC/DC-Steuerung zurückgeführt. Diese empfängt also das Steuersignal VIX des Spannungsintegrators dessen Laststrang gerade aktiv ist. Zum selektiven Wegschalten der einzelnen Inegratorausgänge sind zwischen dem Ausgang der Operationsverstärker der Spannungsintegratoren und der DC/DC-Steuerung Schalter angeordnet, die von den Steuersignalen VGS1 bis VGS3 des Ringzählers betätigt werden. Damit wird das entsprechende Integratorsignal VI1, VI2 und VI3 lediglich während der aktiven Phase des jeweiligen Stranges an die DC/DC-Regelung weitergeleitet.
  • Zur zeitlichen I-Last Steuerung eines jeden Laststranges ist zusätzlich eine LED PWM-Steuerung vorgesehen. Diese PWM Steuersignale steuern ein Aussetzen des Bedienens einzelner Laststränge mit Spulenstrom für ganze Ringzählerzyklen. Während dieser inaktiven Zyklen muss auch das Referenzsignal vom Integrator weggeschalten werden. Dies geschieht mit Schaltern zwischen dem Spannungsintegrator und dem Referenzanschluss. Im Gegensatz zum vorangegangenen Ausführungsbeispiel ist bei dieser Ausführung jeder DC/DC-Zykus einem dedizierten Laststrang zugeordnet. Es wird also die Spule L der DC/DC-Stromquelle von der DC/DC-Steuerung bei jedem Aktivieren der einzelnen Stränge erneut auf den für diesen Laststrang richtigen Wert aufgeladen.
  • Im Gegensatz zum vorangegangenen Ausführungsbeispiel ist der Ringzähler in jeder Taktperiode des DC/DC aktiv und auch die DCDC Steuerung der Stromquelle wird mit einem Taktsignal CLK beaufschlagt. Mit anderen Worten wird die Spule L der Stromquelle von der DC/DC-Steuerung bei jedem Aktivieren der einzelnen Stränge erneut auf den gewünschten Wert aufgeladen. Im Gegensatz dazu erfolgt ein Aufladen in der Ausführungsform der 6 lediglich einmal während einer Periode und nicht vor jedem Aktivieren eines einzelnen Laststranges. Die Integratorausgänge der Spannungsintegratoren sind ebenfalls gezeitmultiplext, um die gewünschte Zeitdauer zum Aktivieren des Schalters S0 einzustellen.
  • Mit Blick auf das Signal-Zeit-Diagramm der 12, die eine diskontinuierliche Betriebsart anzeigt, erfolgt der Betrieb dieser Anordnung wie folgt.
  • Mit einer steigenden Taktflanke eines Taktsignals CLK wird das Steuersignal VGS0 aktiviert, sodass die Spule L mit Strom beaufschlagt wird. Dadurch wird der Punkt VX der Stromquelle auf das Referenzpotenzial GND gezogen. Unter Vernachlässigung der Diode D0 zeigt VLED das Potential am Punkt VX während der Ladephase der Spule. Dadurch ist es möglich, mit steigender Taktflanke des Steuersignals VGS0 auch das Steuersignal VGS1 des Ringzählers auszugeben und damit den ersten Strang zu aktivieren. Die Zeitdauer, in der der Schalter S0 geschlossen ist, wird durch einen Faktor k·VI1 bestimmt. VI1 ist dabei die vom Spannungsintegrator 1 abgegebene Spannung, die sich während der Zeitdauer bis zum Zeitpunkt T1 weiterhin erhöht. Dies ergibt sich daraus, dass das Referenzsignal Ref1 aufgrund des geschlossenen Schalters vom Speicher CI1 aufintegriert wird.
  • Bei Erreichen des zeitlichen Endes von TON des Aktivierungssignals VGS0 oder bei erreichen eines Spulenstromes I-Spule, vorgegeben durch k·VI1, wird der Schalter S0 geöffnet und die in der Spule L gespeicherte Energie entlädt sich über den Entladestrom I-Last1 des Stranges S1. Der Entladestrom führt zu einem Spannungssignal Vsense1, welches aufintegriert wird und das bisher aufintegrierte Referenzsignal Ref1 kompensiert.
  • Der Zeitpunkt T6 entspricht dem Zeitpunkt T0, der Ringzähler hat zu diesem Zeitpunkt jeden Laststrang einmal zyklisch angesteuert. Im eingeschwungenen Zustand sind die Integratorausgangspotentiale zu beiden Zeitpunkten T0 und T6 gleich. Ist es indes zu T6 höher als zu T0, bedeutet dies, dass für den zugehörigen Laststrang zu wenig Energie in der Spule in der vorangegangenen Periode gespeichert wurde. Ist das Potential zu T6 niedriger als zu T0, wurde in der vorangegangenen Periode zu viel Energie in der Spule gespeichert und die ”An-Zeit” des Schalters S0 kann verringert werden.
  • Bei Erreichen der nächsten steigenden Taktflanke zum Zeitpunkt T2 wird der Schalter S0 durch das Steuersignal VGS0 erneut geschlossen und gleichzeitig der Schalter S2 durch das vom Ringzähler abgegebene Steuersignal VGS2 aktiviert. Damit wird der Ladestrang 2 an die Stromquelle angeschlossen. Die Zeitdauer, in der der Schalter S0 geschlossen bleibt, wird jetzt durch den Faktor k multipliziert mit dem Spannungssignal VI2 des zweiten Spannungsintegrators vorgegeben. Bei Erreichen des vorgegebenen Wertes wird der Schalter S0 geöffnet, sodass der in der Spule aufgebaute Strom durch den zweiten Ladestrang als Entladestrom I-Last2 fließt. Dies erzeugt über den Messwiderstand R2 das Spannungssignal Vsense2, was im Spannungsintegrator 2 integriert und von dem fortwährend aufintegrierten Referenzsignal Ref2 abgezogen wird.
  • Bei Erreichen der nächsten steigenden Taktflanke wird der zweite Ladestrang abgeschaltet und der dritte Ladestrang durch den Ringzähler aktiviert. Gleichzeitig wird wieder der Schalter S0 der Stromquelle geschlossen und ein Strom in der Spule aufgebaut. Die Zeitdauer des geschlossenen Schalters S0 für den dritten Ladestrang ist gegeben durch die Proportionalitätskonstante k multipliziert mit dem Integratorsignal VI3. Nach Ablauf dieser Zeitperiode wird der Schalter S0 geöffnet, sodass der aufgebaute Strom in der Spule über den Laststrang 3 fließt und den Kondensator C3 auflädt. Das integrierte Spannungssignal Vsense3 wird vom integrierten Referenzsignal REF3 abgezogen.
  • Abhängig von dem Integratorsignal bei Beginn einer zugehörigen Taktflanke wird die Periodendauer zur Aktivierung des Schalters S0 verkürzt bzw. ausgedehnt. Sofern die in der Spule gespeicherte Energie nicht ausreicht, ist das Integratorsignal gegenüber der vorangegangenen Aktivierungsperiode größer. Dies zeigt an, den Ladevorgang länger auszugestalten. Wenn hingegen zu viel Strom durch den entsprechenden Laststrang floss, wird die Zeitdauer für den nächsten Ladepuls für den entsprechenden Laststrang kürzer.
  • Durch die Einstellung des Referenzsignals für den jeweiligen Laststrang lässt sich insbesondere bei LED-Serienschaltungen ein LED-Strom und damit eine Helligkeit eines jeden LED-Strangs einstellen. Zudem ist es in der gezeigten Anordnung möglich, durch entsprechend erzeugte PWM-Signale einzelne Laststränge selektiv für ganze Perioden zu aktivieren bzw. zu deaktivieren.
  • 13 zeigt ein Signal-Zeit-Diagramm, bei der der Ringzähler durch eine geeignete Ansteuerung einzelne Laststränge selektiv aktivieren bzw. deaktivieren kann. Im Ausführungsbeispiel sind für den ersten Zyklus alle drei LED-Laststränge aktiviert, wie dies durch die entsprechenden Steuersignale VGS1, VGS2 und VGS3 dargestellt ist. Im zweiten Ringzählerzyklus bleibt der zweite LED-Strang deaktiviert. Dazu werden die Steuersignale VGS0 und VGS2 zu den entsprechenden Zeitpunkten unterdrückt, deren Taktflanken werden deaktiviert und der Pegel bleibt niedrig. Im dritten Zyklus schließlich wird der dritte LED-Strang ausgeschaltet, indem die Steuersignals VGS0 und VGS3 unterdrückt werden. Im letzten Zyklus des Ringzählers ist schließlich lediglich der dritte LED-Strang aktiv, die beiden ersten LED-Stränge 1 und 2 bleiben hingegen ausgeschaltet. Durch das Unterdrücken des Steuersignals VGS0 wird ein Ladestrom verhindert. Gleichzeitig ist die Steuerschaltung der Einheit LED_PWM Control derart ausgelegt, dass sie Ansteuersignale an die jeweiligen Schalter zwischen dem Referenzanschluss und dem Integrationskondensator des Spannungsintegrators abgibt. Zum Abschalten eines Laststranges ist es erforderlich, auch das Referenzsignal für einen vollständigen Zyklus des Ringzählers zu deaktivieren, um eine weitere Integration und damit einen falschen Ausgangswert im Integratorsignal zu verhindern.
  • Diese Ausgestaltung eignet sich besonders für einen diskontinuierlichen Betriebsmodus, bei dem der in der Spule L der Stromquelle aufgebaute Strom während der Aktivierung des entsprechenden Laststranges auf null zurückgeht.
  • Eine Steuerung für eine kontinuierliche Betriebsart, bei der der Strom in der Spule L nicht auf null zurückgeht, ist komplizierter. In diesen Fallen sollte die Steuerschaltung nur alle aktiven Laststränge für aufeinanderfolgende Zyklen der DC/DC-Stromquelle mit Hilfe des Ringzählers rotierend ansteuern. Mit weniger aktiven Laststrängen wird jeder der aktiven Laststränge Strompule mit einer höheren Frequenz erhalten.
  • Der Spannungsintegrator muss mit seiner Rückkopplung zur DC/DC_Steuerschaltung die Höhe der Strompulse geeignet verringern, um den korrekten durchschnittlichen Strom zu ermitteln.
  • 10 zeigt schließlich eine Ausführungsform mit einer unterschiedlich ausgebildeten Stromquelle. In dieser Ausgestaltung ist die Stromquelle als Buck-Typ DC/DC-Konverter ausgeführt, im Gegensatz zu den bislang gezeigten Boost-Typen. Hierzu umfasst die Stromquelle zwei in Reihe geschaltete Transistoren S0P und S0N, die durch Steuersignale VG0N und VG0P eines DC/DC-Spannungsregulators angesteuert werden. Ein zwischen den Transistoren liegender Knoten VX ist über eine Spule an die einzelnen Laststränge Strang 1 bis Strang 3 angeschlossen.
  • Gegenüber dem bislang beschriebenen System mit Boost-Typ-Stromquellen werden hier bereits die LED-Stränge mit Strom versorgt, wenn ein Strom durch Aktivieren des Transistors S0P mittels des Steuersignals VG0P in die Spule L aufgebaut wird. Damit muss die Ansteuerung der einzelnen Laststränge über die Schalter S1 bis S3 bereits zum Start eines Zyklus der Stromquelle erfolgen und nicht erst nach dem Abschalten, wie dies beispielsweise in den 5 und 6 beschrieben ist. Ansonsten funktioniert der Betrieb dieser Anordnung ähnlich wie in den vorangehend beschriebenen Ausführungsformen.
  • In einer diskontinuierlichen Betriebsart lassen sich einzelne Laststränge aktivieren bzw. deaktivieren. Sofern wenigstens ein LED-Strang pro Zyklus der Stromquelle aktiv ist, werden die Schalter der DC/DC-Stromquelle bedient. Wenn alle Stränge deaktiviert werden, muss der letzte Strang so lange aktiv bleiben, bis der Strom in der Spule L auf null abgefallen ist. Ähnlich in der in 7 beschriebenen Ausführungsform erzeugt der letzte aktive LED-Strang während eines Zyklus der Stromquelle in der Kette von LED-Strängen das Rückkoppelsignal zur Steuerung des DC/DC-Spannungsregulators der Stromquelle. Wird die in 10 dargestellte Zeitmultiplex-Schaltung in ähnlicher Weise wie in 11 implementiert, werden auch hier die einzelnen Stränge nacheinander durch den Ringzähler angesteuert. Bei einer Reduzierung der aktiven Laststränge erhält jeder aktive Laststrang einen Stromimpuls mit einer höheren Frequenz. Entsprechend werden die Strompulse durch die Rückkopplung der Spannungsintegratoren an die DC/DC-Steuerschaltung verringert, um den korrekten durchschnittlichen Strom beizubehalten.
  • 14 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der das vorgeschlagene Prinzip einer Ansteuerung mittels Zeitmultiplexverfahrens konsequent weiterverfolgt wird. Im Besonderen ist hier ein einzelner Spannungsintegrator vorgesehen, der gemeinsam für die angeschlossenen Laststränge verwendet wird. Wie dargestellt, umfasst die Anordnung eine Stromquelle mit einem DC/DC-Regulator, dem zur Steuerung ein Taktsignal CLK, ein Aktivierungssignal active sowie ein Spannungssteuersignal VFB zugeführt wird. Letzteres dient zur Einstellung der Zeitdauer für das Steuersignal VGS0 während einer Taktperiode. Der DC/DC-Regulator ist ausgangsseitig an den Schalter S0 angeschlossen, der über die Spule L mit dem Versorgungspotentialanschluss gekoppelt ist. Am Knoten VX sind über eine optionale Diode D0 drei Laststränge Strang 1, Strang 2 und Strang 3 parallel angeordnet.
  • Jeder Laststrang umfasst einen Lastwiderstand, der parallel zu einer Kapazität C1, C2 oder C3 geschaltet ist. In Serie zu der Parallelschaltung der jeweiligen Last und dem zugeordneten Ladungsspeicher ist jeweils eine Diode D1, D2 oder D3 vorgesehen, und ein Schalter S1, S2 und S3 angeschlossen. Die Schalter werden durch entsprechende Steuersignale VGS1, VGS2 und VGS3 angesteuert, die wiederum von einem Ringzähler erzeugt werden. Alle Schalter sind darüber hinaus mit einem gemeinsamen Strommesswiderstand RS verbunden. Über diesen fällt im Betrieb eines jeden Laststranges eine Spannung ab, die sich aus dem Strom durch den jeweils aktivierten Laststrang und dem Widerstand des Messwiderstandes RS ergibt.
  • Der Spannungsabfall wird einem gemeinsamen Spannungsintegrator zugeführt. Dieser umfasst einen Eingangswiderstand Rin, der an den Knoten des Messwiderstandes RS angeschlossen ist sowie einen Referenzwiderstand Rref zur Zuführung unterschiedlicher Referenzsignale Ref1, Ref2 und Ref3. Mit den beiden Widerständen Rin und Rref sind zudem parallele Ladungsspeicher CI1, CI2 und CI3 verbunden, die als Integratoren dienen. Die Anzahl der parallel angeordneten Ladungsspeicher entspricht der Anzahl der parallel geschalten Laststränge im Ausführungsbeispiel. Abhängig von dem gerade aktivierten Laststrang kann über entsprechende Schalter einer der Kondensatoren mit dem Ausgangsoperationsverstärker OP des gemeinsamen Spannungsintegrators verbunden werden. Zudem ist ein Schalter zwischen den Referenzanschlüssen und dem Referenzwiderstand Rref vorgesehen, sodass im Betrieb das jeweilig korrekte Referenzsignal an den Widerstand Rref angeschlossen wird. Der Ausgang des Operationsverstärkers mit seinem Steuersignal VFB ist mit dem entsprechenden Steuersignaleingang des DC/DC-Regulators verbunden.
  • Entsprechend dem Zeitdiagramm der 13 wird mit jeder steigenden Taktflanke des Taktsignals CLK das Steuersignal VGS0 zur Ansteuerung des Schalters S0 der Stromquelle erzeugt. Die Zeitdauer, in der der Schalter S0 geschlossen ist und damit ein Strom in der Spule L aufgebaut wird, wird in Abhängigkeit des Steuersignals VFB eingestellt. Zu dem Zweck einer Helligkeitssteuerung erzeugt die LED PWM-Kontrollschaltung PWM-Signale PWM1, PWM2 und PWM3 entsprechend der zu aktivierenden Laststränge Strang 1, Strang 2 und Strang 3. Wird beispielsweise Laststrang 1 aktiviert, so erzeugt der Ringzähler das Signal State1 und die LED PWM-Kontrollschaltung das Steuersignal PWM1. Diese beiden werden dem Logikgatter AND zugeführt, das daraufhin das Steuersignal active für den DC/DC-Regulator abgibt. Gleichzeitig wird dieses Aktivsignal auf den jeweiligen Schalter des gemeinsamen Spannungsintegrators zugeführt. In Antwort auf diese Signale State1 und PWM1 wird der Schalter für das Referenzsignal REF1 und Kondensator CI1 geschlossen. Der DC/DC-Regulator erzeugt das Steuersignal VGS0 mit steigender Taktflanke des Taktsignals CLK, wobei die Zeitdauer für das Steuersignal VGS0 durch das Steuersignal VFB vorgegeben ist. Gleichzeitig aktiviert der Ringzähler mit seinem Signal State1 den Schalter S1 und damit den ersten Laststrang.
  • Nach Ablauf der vorgegebenen Zeitdauer wird der Schalter S0 geöffnet, sodass der nun in der Spule L aufgebaute Strom über den Laststrang 1 fließt. Der Laststrom I-last1 wird am Widerstand RS in ein Spannungssignal umgewandelt und im Spannungsintegrator von dem bislang durch das Referenzsignal REF1 aufintegrierten Signal abgezogen.
  • Bei fallender Taktflanke des Signals State1 vom Ringzähler öffnet der Schalter Si des ersten Laststranges sowie die Schalter für das Referenzsignal Ref1 und dem Kondensator CI1. Das nun im Kondensator CI1 gespeicherte Signal wird im nächsten Zyklus für den Laststrang 1 ausgewertet, um erneut die Zeitdauer für das Steuersignal VGS0 zu bestimmen. Gleichzeitig erzeugt der Ringzähler das Steuersignal State2 und aktiviert damit den zweiten Laststrang. Das Logikgatter erzeugt das entsprechende Aktivsignal zusammen mit dem Steuersignal PWM2, aktiviert den DC/DC-Regulator und schließt die Schalter im gemeinsamen Spannungsintegrator für den Kondensator CI2 und das Referenzsignal Ref2. Der im Kondensator CI2 gespeicherte Spannungswert des vorangegangenen Zyklus bildet das Steuersignal VFB, welches für die Zeitdauer des Signals VGS0 des DC/DC-Regulators verwendet wird. Nach dem Stromaufbau in der Spule L wird der Schalter S0 geöffnet und der Spulenstrom fließt als Laststrom I-Last2 durch den zweiten Laststrang.
  • In Strommesswiderstand RS erzeugt der zweite Laststrom I-Last2 ein Spannungssignal, welche über den Widerstand Rin im Kondensator CI2 vom bis dahin aufintegrierten zweiten Referenzsignal Ref2 subtrahiert wird. Der Ringzähler deaktiviert das Signal State2 und schaltet nun den dritten Laststrang hinzu.
  • Dieses zyklische Durchwechseln der verschiedenen Laststränge wiederholt sich für jeden Laststrang, der nach dem Steuersignal der LED_PWM-Kontrollsschaltung aktiviert werden soll. Wird ein Laststrang ausgelassen, so wird während dieser Zeitdauer das entsprechende Steuersignal PWM auf einem niedrigen Pegel gelegt. Dadurch bleiben die Schalter des gemeinsamen Spannungsintegrators während dieser Zeitdauer geöffnet und der DC/DC-Regulator während dieser Zeit abgeschaltet. Der Ringzähler erzeugt ebenso wenig ein entsprechendes Statussignal.
  • Eine weitere Ausführungsform zeigt die 15. Bei dieser wird eine digitale Auswertelogik benutzt, um das Steuersignal für den DC/DC-Regulator zu erzeugen. Dadurch kann der gemeinsame Spannungsintegrator lediglich mit einem einzelnen Kondensator CI implementiert werden. Dieser wird vor jedem Aktivieren eines einzelnen Laststranges durch ein Resetsignal Reset entladen.
  • Der Spannungsintegrator umfasst neben einem Eingangswiderstand Rin, der einen Messwiderstand RS angeschlossen ist sowie einen Referenzwiderstand Rref, an den die Referenzsignale Ref1, Ref2 oder Ref3 angelegt werden können. Ein gemeinsamer Kondensator CI dient zum Aufintegrieren der verschiedenen Referenzsignale sowie des aus dem Laststrom abgeleiteten Spannungssignals. Ausgangsseitig ist der Operationsverstärker des Spannungsintegrators an einen Komparator angeschlossen, der ein einfaches Steuersignal UP/DOWN erzeugt. Dieses wird einer Speichereinheit zugeführt, die in dieser Ausführung aus drei Zählern besteht.
  • Jeder Zähler ist mit seinem Takteingang CLKN an den Ausgang des Logikgatters angeschlossen und wertet somit das Signal des Ringzählers und das dazugehörige Steuersignal PWM aus. Mit jedem Takt dieses Signals, das heißt am Ende der aktiven Zeit eines Laststranges wird der angesteuerte Zähler gemäß dem zugeführten Signal UP/DOWN inkrementiert beziehungsweise dekrementiert. Der Wert dieses Zählers, der in einem digitalen Multiplexer aufbereitet wird, bildet das digitale Steuersignal digitalFB für den DC/DC-Regulator und bestimmt damit die Zeitdauer des Steuersignals VGS0 im nächsten Zyklus.
  • In dieser Implementation wird im Spannungsintegrator lediglich ein Kondensator benötigt. Eine Speicherung der Zeitdauerwerte erfolgt in einem nachgeschalteten Speicher. Dadurch lässt sich die Versorgungsschaltung auch zurücksetzen, ohne dass eine zusätzliche aufwändige Einschwingphase bei einem erneuten Aktivieren der Versorgungsschaltung notwendig ist. In diesen Fällen lassen sich die in den Zählern gespeicherten Werte direkt zur Einstellung der Zeitdauer für das Steuersignal VGS0 nutzen. Andererseits ist die Genauigkeit der Zeitdauer von der Tiefe der verwendeten Zähler abhängig. Anstatt des Komparators lässt sich diesbezüglich auch ein Analog/Digital-Wandler verwenden, der direkt das vom Operationsverstärker OP des Spannungsintegrators abgegebenen Signals in einen digitalen Wert umwandelt. Dieses ADC Ausgangssignal kann zum aktuellen Zählerstand entsprechend addiert den neuen Zählerstand für den nächsten Zyklus dieses Stranges ergeben.
  • Bezugszeichenliste
    • 10
    Stromquelle
    12
    Versorgungsanschluss
    11
    Steueranschluss
    13
    Versorgungsanschluss
    20
    Diode
    30
    Kondensator
    40
    Zeit-Multiplex-Kontrollschaltung
    50
    Systemtakterzeugung
    60
    Sensor
    D1, D2, D3
    Dioden
    S1, S2, S3
    Schalter
    R1, R2, R3
    Messwiderstände
    Strang 1
    Laststrang
    Strang 2
    Laststrang
    Strang 3
    Laststrang
    Vd1, Vd2, Vd3
    Spannungsabfall
    C1, C2, C3
    Ladungsspeicher
    L
    Spule
    S0
    Schalter
    VLX, VX
    Knoten
    VG0N, VG0P
    Signale
    Vsense1
    Spannungssignal
    Vsense2
    Spannungssignal
    Vsense3
    Spannungssignal
    State1, 2, 3
    Steuersignal
    PWM1, PWM2
    Steuersignal
    PWM3
    Steuersignal

Claims (11)

  1. Gesteuerte Versorgungsschaltung zur Versorgung von wenigstens zwei damit verbundener Lasten, umfassend: – eine getaktet betreibbare Stromquelle (10) mit einem Steuereingang (11) zur Stromeinstellung; – wenigstens zwei Laststränge, die parallel zwischen einen mit der Stromquelle (10) gekoppelten Versorgungsanschluss (13) und einen Referenzanschluss (GND) geschaltet sind, wobei jeder Laststrang aufweist: – eine Last sowie einen parallel zu der Last geschalteten Ladungsspeicher (C1, C2, C3); – einen Schalter (S1, S2, S3) zum selektiven Schalten des Strompfades des Laststranges; – einen Sensor (60) zum Erfassen eines durch den Schalter geschalteten Laststrang (Last1, Last2, Last3) fließenden Stromes; – eine Steuerschaltung (RS-Flip-Flop), die mit dem Schalter (S1, S2, S3) eines jeden Laststrangs (Last1, Last2, Last3) und dem Sensor (60) gekoppelt ist, zum zyklischen Ansteuern der Laststränge durch ein gemeinsames Aktivieren eines jeden Laststranges und nachfolgendes Abschalten der Lastränge in Abhängigkeit eines vom Sensor abgegebenen Bewertungsssignals.
  2. Die Versorgungsschaltung nach Anspruch 1, bei der jeder der wenigstens zwei Laststränge einen Sensor (60) zum Erfassen eines fließenden Stromes umfasst.
  3. Die Versorgungsschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Steuereingang (11) der Stromquelle (10) mit dem Sensor (60) gekoppelt ist.
  4. Die Versorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der während einer ersten Phase eines Taktzyklus die Stromquelle aktiviert ist und während einer nachfolgenden zweiten Phase des Taktzyklus die Steuerschaltung die Laststränge ansteuert.
  5. Die Versorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der jeder Laststrang weiterhin aufweist: – eine Diode (D1, D2, D3), vorzugsweise eine Schottky-Diode, die in Serie mit dem Schalter (S1, S2, S3) und der Parallelschaltung von Ladungsspeicher und Last angeschlossen ist.
  6. Die Versorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, umfassend wenigstens eines der folgenden Elemente: – ein eine Induktivität aufweisendes Element (L), welches zwischen einem Versorgungspotentialanschluss (VIN) und den Laststrängen angeordnet ist; – eine Diode (D0), vorzugsweise eine Schottky-Diode, die kathodenseitig an die wenigstens zwei Laststränge und anodenseitig an den Versorgungsanschluss (13) angeschlossen ist; – einen Ladungsspeicher (C0), der parallel zu den wenigstens zwei Laststrängen geschaltet ist.
  7. Die Versorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei der Sensor einen Strom-Spannungswandler (R1, R2, R3) umfasst, sowie einen Spannungsintegrator, der abhängig von einem Referenzsignal (Ref1, Ref2, Ref3) und einem vom Sensor bereitgestellten aufintegrierten Signal ein Bewertungssignal (VI1, VI2, VI3, VIX) an die Steuerschaltung abgibt.
  8. Die Versorgungsschaltung nach Anspruch 7, bei der der Spannungsintegrator einen Operationsverstärker (OP) und einen zwischen einen Eingang und einen Ausgang des Operationsverstärkers geschalteten Ladungsspeicher (CI1, CI2, CI3) umfasst, wobei der Spannungsintegrator zur Differenzbildung aus dem Referenzsignal und einem Signal des Strom-Spannungswandlers (R1, R2, R3) ausgeführt ist.
  9. Die Versorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, bei der die Steuerschaltung wenigstens einen Kontrolleingang umfasst, zum selektiven Aktivieren oder Deaktivieren mindestens eines der wenigstens zwei Laststränge.
  10. Die Versorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, bei der die getaktet betreibbare Stromquelle einen DCDC-Wandler umfasst.
  11. Die Versorgungsschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der eine Kapazität der Ladungsspeicher (C1, C2, C3) so gewählt ist, dass eine Zeitkonstante gegeben aus einem Widerstand der Last und der Kapazität des parallel zu der Last geschalteten Ladungsspeichers mindestens um den Faktor 5 größer ist als eine Schaltfrequenz der Stromquelle.
DE102011117455A 2011-10-31 2011-10-31 Gesteuerte Versorgungsschaltung Ceased DE102011117455A1 (de)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102011117455A DE102011117455A1 (de) 2011-10-31 2011-10-31 Gesteuerte Versorgungsschaltung
PCT/EP2012/070068 WO2013064345A2 (de) 2011-10-31 2012-10-10 Gesteuerte versorgungsschaltung

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102011117455A DE102011117455A1 (de) 2011-10-31 2011-10-31 Gesteuerte Versorgungsschaltung

Publications (1)

Publication Number Publication Date
DE102011117455A1 true DE102011117455A1 (de) 2013-05-02

Family

ID=47016710

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE102011117455A Ceased DE102011117455A1 (de) 2011-10-31 2011-10-31 Gesteuerte Versorgungsschaltung

Country Status (2)

Country Link
DE (1) DE102011117455A1 (de)
WO (1) WO2013064345A2 (de)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102014206438A1 (de) * 2014-04-03 2015-06-03 Osram Gmbh Schaltungsanordnung zum Betreiben von n Lasten
EP3286987A4 (de) * 2015-04-23 2018-12-19 Versitech Limited Led-treiber mit mehrfachausgabe mit wechselstrom/gleichstrom-induktor
DE102013106854B4 (de) 2012-07-03 2021-10-14 Infineon Technologies Austria Ag Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10259353A1 (de) * 2002-12-18 2004-07-22 Infineon Technologies Ag Verfahren, Schaltungsanordnung und Schaltregler-Kontrollbaustein zur Erzeugung einer Mehrzahl von geregelten Gleichspannungen
DE10344966A1 (de) * 2003-09-27 2005-04-21 Hella Kgaa Hueck & Co Gleichstromwandler und Verfahren zum Betreiben eines Gleichstromwandlers
US20080290815A1 (en) * 2006-11-22 2008-11-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Light source driver
WO2009138505A1 (en) * 2008-05-15 2009-11-19 Nujira Limited Single inductor multiple output converter
US20090322234A1 (en) * 2008-06-30 2009-12-31 Iwatt Inc. Led driver with multiple feedback loops
US7825644B1 (en) * 2007-04-02 2010-11-02 National Semiconductor Corporation System and method for providing a pulsating current output having ultra fast rise and fall times

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4236894B2 (ja) * 2002-10-08 2009-03-11 株式会社小糸製作所 点灯回路
JP4398411B2 (ja) * 2005-07-12 2010-01-13 株式会社小糸製作所 車両用灯具の点灯制御装置
JP2010067557A (ja) * 2008-09-12 2010-03-25 Koito Mfg Co Ltd 車両用灯具の点消灯制御装置
US20110068700A1 (en) * 2009-09-21 2011-03-24 Suntec Enterprises Method and apparatus for driving multiple LED devices

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10259353A1 (de) * 2002-12-18 2004-07-22 Infineon Technologies Ag Verfahren, Schaltungsanordnung und Schaltregler-Kontrollbaustein zur Erzeugung einer Mehrzahl von geregelten Gleichspannungen
DE10344966A1 (de) * 2003-09-27 2005-04-21 Hella Kgaa Hueck & Co Gleichstromwandler und Verfahren zum Betreiben eines Gleichstromwandlers
US20080290815A1 (en) * 2006-11-22 2008-11-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Light source driver
US7825644B1 (en) * 2007-04-02 2010-11-02 National Semiconductor Corporation System and method for providing a pulsating current output having ultra fast rise and fall times
WO2009138505A1 (en) * 2008-05-15 2009-11-19 Nujira Limited Single inductor multiple output converter
US20090322234A1 (en) * 2008-06-30 2009-12-31 Iwatt Inc. Led driver with multiple feedback loops

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102013106854B4 (de) 2012-07-03 2021-10-14 Infineon Technologies Austria Ag Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung
DE102014206438A1 (de) * 2014-04-03 2015-06-03 Osram Gmbh Schaltungsanordnung zum Betreiben von n Lasten
EP3286987A4 (de) * 2015-04-23 2018-12-19 Versitech Limited Led-treiber mit mehrfachausgabe mit wechselstrom/gleichstrom-induktor
US10212770B2 (en) 2015-04-23 2019-02-19 Versitech Limited AC-DC single-inductor multiple-output LED drivers

Also Published As

Publication number Publication date
WO2013064345A2 (de) 2013-05-10
WO2013064345A3 (de) 2013-09-26

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102011015282B4 (de) Gesteuerte Versorgungsschaltung
DE102006034371B4 (de) Betriebsschaltung und Betriebsverfahren für Leuchtdioden
EP2548409B1 (de) Led-ansteuerung mit getakteter konstantstromquelle
DE102015112809A1 (de) System und Verfahren für einen Schaltwandler
DE102017115474A1 (de) System und Verfahren zum Steuern von Strom in einem Schaltregler
DE102012107882A1 (de) Treiberschaltung zum effizienten Ansteuern einer grossen Anzahl von LEDs
DE102013217455A1 (de) Schaltung und Verfahren zum Ansteuern von LEDs
DE102010008275B4 (de) Vorrichtung zur Energieversorgung von mehreren LED-Einheiten
DE102017212349B4 (de) Tiefsetzsteller-Hochsetzsteller (Buck-Boost)-Umsetzer mit Hysterese
DE102015122947A1 (de) Beleuchtungssystem und Leuchte
DE102016107609A1 (de) Bestromungseinrichtung und Beleuchtungsvorrichtung
EP2795999B1 (de) Betriebsschaltung und verfahren mit regelkreis-anpassung, zum betrieb von leuchtdioden
DE102011012830A1 (de) Hysterese-Stromumwandler mit Kalibrierschaltung
DE112009002597T5 (de) LED-Beleuchtungsvorrichtung und Scheinwerfer-LED-Beleuchtungsvorrichtung
DE112012006632T5 (de) Gleichstromversorgungskreis
EP2031940B1 (de) LED-Clusteranordnung mit Konstantstromschalter
DE112009002500B4 (de) Betriebsschaltung für LEDs und Verfahren zum Betreiben von LEDs
DE102007004877A1 (de) Schaltungsanordnung zur Ansteuerung von Leuchtdioden
DE102005056338A1 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zur Spannungskonversion
DE102011007261A1 (de) Wandlereinrichtung
DE102014106869B4 (de) LED-Beleuchtungsvorrichtung und Beleuchtungsgerät
EP3350911B1 (de) Pfc-modul für lückenden betrieb
DE102011117455A1 (de) Gesteuerte Versorgungsschaltung
DE102020200874A1 (de) System und Verfahren zum Betreiben eines Schaltwandlers bei geringer Last
DE112009002527B4 (de) Betriebsschaltung für Leuchtdioden, Verfahren zum Betreiben von Leuchtdioden und LED Beleuchtungsanlage für Leuchtdioden

Legal Events

Date Code Title Description
R012 Request for examination validly filed
R016 Response to examination communication
R016 Response to examination communication
R002 Refusal decision in examination/registration proceedings
R003 Refusal decision now final