DE102013217455A1

DE102013217455A1 - Schaltung und Verfahren zum Ansteuern von LEDs

Info

Publication number: DE102013217455A1
Application number: DE102013217455.1A
Authority: DE
Inventors: Bernd Pflaum
Original assignee: Infineon Technologies Austria AG
Current assignee: Infineon Technologies Austria AG
Priority date: 2012-09-07
Filing date: 2013-09-02
Publication date: 2014-03-13
Anticipated expiration: 2033-09-03
Also published as: US8680781B1; DE102013217455B4; US20140070727A1; CN103687184A; CN103687184B

Abstract

Eine Schaltung zum Ansteuern von Leuchtdioden (LEDs) enthält einen ersten Halbleiterschalter und eine Freilaufeinrichtung, die zwischen einem ersten Versorgungsanschluss, der eine Versorgungsspannung bereitstellt, und einem zweiten Versorgungsanschluss, der ein Bezugspotential bereitstellt, gekoppelt ist. Der erste Halbleiterschalter reagiert auf ein Ansteuerungssignal. Eine LED und eine Induktivität sind zwischen einem gemeinsamen Schaltungsknoten des ersten Halbleiterschalters und der Freilaufeinrichtung und entweder dem ersten Versorgungsanschluss oder dem zweiten Versorgungsanschluss in Reihe gekoppelt. Eine Strommessschaltung ist an die LED gekoppelt und stellt ein Laststromsignal bereit, das einen durch die mindestens eine LED fließenden Laststrom repräsentiert. Eine erste Rückkopplungsschaltung enthält einen An-Aus-Controller, der ein Laststromsignal und ein Bezugssignal empfängt.

Description

Die vorliegende Beschreibung betrifft Schaltungen und Verfahren zum Ansteuern von Leuchtdioden (LEDs), insbesondere Schaltungen und Verfahren zum Ansteuern von LEDs mit einem Laststrom, der so geregelt wird, dass er die resultierende wahrnehmbare Helligkeit der LEDs auf einem gewünschten Wert hält.
In den letzten Jahren haben sich Leuchtdioden als brauchbare Lichtquellen herausgestellt. Leuchtdioden, die auch als Festkörperbeleuchtungseinrichtungen oder einfach LEDs bezeichnet werden, sind hoch effiziente, robuste und langlebige Beleuchtungseinrichtungen. Seit den 1960ern, als die ersten LEDs auf den Markt kamen, hat sich die Technologie enorm verbessert. LEDs stellen derzeit den Industriestandard bei den verschiedensten Spezialbeleuchtungsmärkten dar, und die beliebten Birnen finden schnellen Einzug in den allgemeinen Beleuchtungsmarkt. LED-Lampen sind energieeffizienter und langlebiger als zum Beispiel Glühlampen, Halogenlampen und Leuchtstofflampen. Fortschritte in der Technologie haben LEDs ergeben, die in der Regel vier- bis fünfmal effizienter als Glühlampen sind und Lebensdauern von mehr als zehntausenden von Stunden aufweisen.
LEDs sind mittels Strom angesteuerte Einrichtungen, deren Helligkeit proportional zu ihrem durchschnittlichen Durchlassstrom (auch als ihr durchschnittlicher Laststrom bezeichnet) ist. Aus diesem Grund werden LEDs normalerweise mittels einer Stromquelle angesteuert, die einen konstanten Strom bereitstellt. Die Konstantstromquelle eliminiert Laststromvariationen, die aus Variationen in der Durchlassspannung einer LED resultieren, und gewährleistet somit eine konstante LED-Helligkeit. Bei bekannten LED-Treibern, die oft als Schaltwandler, wie zum Beispiel Abwärtswandler, Hochsetzsteller oder Hochsetz-/Abwärtswandler implementiert sind, sind mehrere Komponenten integriert, die Spannungen bewerten und diese Spannungen mit einer Bezugsspannung vergleichen. Normalerweise wird gemäß den Ergebnissen dieses Vergleiches ein Leistungshalbleiterschalter (zum Beispiel ein MOSFET) an- und ausgeschaltet, um eine Induktivität aufzuladen oder zu entladen.
Die Applikationsschrift AN874, „Buck Configuration High-Power LED Drive", Microchip Technology, 2006, beschreibt eine Schaltstromversorgungsschaltung, die den einer LED zugeführten Lastrom regelt. Während der Verzögerungszeitdauer, die zur Durchführung der Messungen des LED-Stroms und zur Aktivierung des Schalters benötigt wird (z. B. aufgrund von Laufzeitverzögerungen), um die Induktivität aufzuladen oder zu entladen, wird jedoch der gewünschte Maximalwert des LED-Stroms überschritten. Dies führt zu einer Fehlanpassung zwischen dem gewünschten durchschnittlichen Laststrom und dem der LED zugeführten eigentlichen durchschnittlichen Laststrom, was zu einer ungewünschten Erhöhung der Helligkeit der LEDs führt.
Obgleich diese Fehlanpassung beim Schaltungsentwurf einbezogen werden kann, wird der der LED zugeführte durchschnittliche Lastrom und somit die LED-Helligkeit selbst für verschiedene Durchlassspannungen (die temperaturabhängig sind) der LED sowie für eine unterschiedliche Zahl von hintereinandergeschalteten LEDs und für verschiedene an die LED und den LED-Treiber angelegte Versorgungsspannungen unterschiedlich sein. Das heißt, dass gängige LED-Treiber – selbst wenn sie als Stromquellen ausgelegt sind – aufgrund der oben erwähnten Verzögerungszeiten gewöhnlich den durchschnittlichen Laststrom nicht konstant halten können (z. B. wenn die Versorgungsspannung oder die LED-Durchlassspannungen variieren bei unterschiedlichen Induktivitätswerten der Induktivität). Somit müssen die LED-Treiber für jede unterschiedliche Situation rekonfiguriert werden.
Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine kostengünstigere aber effektive Lösung bereitzustellen, die (eine fast) konstante Helligkeit für verschiedene Versorgungsspannungen oder verschiedene LED-Durchlassspannungen gewährleistet, ohne dass die Schaltung rekonfiguriert werden muss.
Diese Aufgabe wird durch die Schaltung nach Anspruch 1, den LED-Treiber nach Anspruch 10 und das Verfahren nach Anspruch 11 gelöst. Verschiedene Ausführungsbeispiele und weitere Entwicklungen sind durch die abhängigen Ansprüche abgedeckt.
Es ist eine Schaltung zum Ansteuern von Leuchtdioden (LEDs) beschrieben. Gemäß einem Beispiel der vorliegenden Erfindung enthält die Schaltung einen ersten Halbleiterschalter und eine Freilaufeinrichtung, die zwischen einem ersten Versorgungsanschluss, der eine Versorgungsspannung bereitstellt, und einem zweiten Versorgungsanschluss, der ein Bezugspotential bereitstellt, in Reihe gekoppelt sind, wobei der erste Halbleiterschalter auf ein Ansteuerungssignal reagiert. Mindestens eine LED und eine Induktivität sind zwischen einem gemeinsamen Schaltkreisknoten des ersten Halbleiterschalters und der Freilaufeinrichtung und entweder dem ersten Versorgungsanschluss oder dem zweiten Versorgungsanschluss in Reihe gekoppelt. An die LED ist eine Strommessschaltung gekoppelt, die ein Laststromsignal bereitstellt, welches einen durch die mindestens eine LED laufenden Laststrom darstellt. Eine erste Rückkopplungsschaltung enthält einen An-Aus-Controller, der das Laststromsignal und ein Bezugssignal empfängt, das Laststromsignal mit dem Bezugssignal vergleicht und das Ansteuerungssignal in Abhängigkeit von dem Vergleich erzeugt. Ferner empfängt eine zweite Rückkopplungsschaltung das Laststromsignal, bestimmt ein Durchschnittslaststromsignal und erzeugt in Abhängigkeit vom Durchschnittslaststromsignal und einem Bezugswert das Bezugssignal, welches der ersten Rückkopplungsschaltung zugeführt wird.
Gemäß einem weiteren Beispiel der Erfindung enthält die Schaltung einen ersten Halbleiterschalter und eine Freilaufeinrichtung, die zwischen einem ersten Versorgungsanschluss, die eine Versorgungsspannung bereitstellt, und einem zweiten Versorgungsanschluss, der ein Bezugspotential bereitstellt, in Reihe gekoppelt sind, wobei der erste Halbleiterschalter auf ein Ansteuerungssignal reagiert. Zwischen einem gemeinsamen Schaltkreisknoten des ersten Halbleiterschalters und der Freilaufeinrichtung und entweder dem ersten Versorgungsanschluss oder dem zweiten Versorgungsanschluss sind mindestens eine LED und eine Induktivität in Reihe gekoppelt. An die LED ist eine Strommessschaltung gekoppelt, die ein Laststromsignal bereitstellt, welches einen durch die mindestens eine LED laufenden Laststrom darstellt. Eine erste Rückkopplungsschaltung enthält einen An-Aus-Controller, der das Laststromsignal und ein Bezugssignal empfängt, das Laststromsignal mit dem Bezugssignal vergleicht und das Ansteuerungssignal in Abhängigkeit von dem Vergleich erzeugt. Ferner ist eine zweite Rückkopplungsschaltung bereitgestellt. Die zweite Rückkopplungsschaltung enthält einen Filter, der das Laststromsignal empfängt und ein gefiltertes Signal bereitstellt, welches den Durchschnittslaststrom darstellt. Ferner enthält die zweite Rückkopplungsschaltung einen Regler, der das gefilterte Signal empfängt und, als Sollwert, einen Bezugswert, ein Steuersignal in Abhängigkeit des Unterschieds zwischen dem Bezugswert und dem gefilterten Signal gemäß einem vordefinierten Regelungsgesetz bestimmt und das Bezugssignal gemäß dem Steuersignal erzeugt.
Ferner ist ein LED-Treiber zum Ansteuern mindestens einer LED beschrieben. Der LED-Treiber kann mit einer Induktivität zwischen einem Treiberausgangsanschluss und einem ersten oder zweiten Versorgungsanschluss, der eine Versorgungsspannung bzw. ein Bezugspotential bereitstellt, in Reihe gekoppelt sein. Gemäß einem Beispiel der Erfindung enthält der LED-Treiber einen ersten Halbleiterschalter und eine Freilaufeinrichtung, die zwischen dem ersten Versorgungsanschluss, der die Versorgungsspannung bereitstellt, und dem zweiten Versorgungsanschluss, der das Bezugspotential bereitstellt, in Reihe gekoppelt sind. Der erste Halbleiterschalter reagiert auf ein Ansteuerungssignal. Ferner ist der gemeinsame Schaltungsknoten des ersten Halbleiterschalters und der Freilaufeinrichtung mit dem Ausgangsanschluss verbunden. Der LED-Treiber enthält ferner eine Strommessschaltung, die mit der LED gekoppelt ist und ein Laststromsignal bereitstellt, welches einen durch die mindestens eine LED laufenden Laststrom darstellt.
Eine erste Rückkopplungsschaltung enthält einen An-Aus-Controller, der das Laststromsignal und ein Bezugssignal empfängt, das Laststromsignal mit dem Bezugssignal vergleicht und das Ansteuerungssignal in Abhängigkeit des Vergleichs erzeugt. Eine zweite Rückkopplungsschaltung umfasst einen Filter und einen Regler, wobei der Filter das Laststromsignal empfängt und ein gefiltertes Signal bereitstellt, welches den Durchschnittslaststrom darstellt. Der Regler empfängt das gefilterte Signal und, als Sollwert, einen Bezugswert, bestimmt ein Steuersignal in Abhängigkeit des Unterschieds zwischen dem Bezugswert und dem gefilterten Signal gemäß einem vordefinierten Regelungsgesetz und erzeugt das Bezugssignal gemäß dem Steuersignal.
Es wird noch ein weiteres Verfahren zum Ansteuern mindestens einer LED beschrieben. Die mindestens eine LED ist zwischen einem Ausgangsanschluss und einem ersten oder einem zweiten Versorgungsanschluss, der eine Versorgungsspannung bzw. ein Bezugspotential bereitstellt, mit einer Induktivität in Reihe gekoppelt. Gemäß einem Beispiel der Erfindung umfasst das Verfahren: Messen eines durch die mindestens eine LED fließenden Laststroms, wodurch ein Laststromsignal erzeugt wird, welches den Laststrom darstellt; abwechselndes Anlegen entweder der Versorgungsspannung oder des Bezugspotentials an den Ausgangsanschluss gemäß einem Ansteuerungssignal; Vergleichen des Laststromsignals mit einem Bezugssignal und Erzeugen des Ansteuerungssignals in Abhängigkeit von dem Vergleich; und Bestimmen eines Durchschnittslaststromsignals aus dem Laststromsignal; Erzeugen des Bezugssignals in Abhängigkeit von dem Durchschnittslaststromsignal und einem Bezugswert.
Die Erfindung kann mit Bezug auf die folgenden Zeichnungen und Beschreibungen besser verstanden werden. Die in den Figuren gezeigten Komponenten sind nicht unbedingt maßstabsgetreu, stattdessen liegt die Betonung auf der Veranschaulichung der Prinzipien der Erfindung. In den Zeichnungen zeigen:
1 eine LED-Treiberschaltung in Tiefsetztopologie;
2 Charakteristika von Strömen innerhalb der Schaltung von 1;
3 eine LED-Stromregelungsschaltung in Tiefsetzkonfiguration;
4 die Charakteristika des LED-Stroms und den Schaltzustand eines Schalters innerhalb der Schaltung von 3;
5 drei (5a, 5b und 5c) verschiedene Beispiele einer LED-Treiberschaltung;
6 eine weitere beispielhafte LED-Treiberschaltung mit einem verbesserten Einschaltverhalten;
7 eine weitere LED-Treiberschaltung ähnlich dem Beispiel von 6;
8 die LED-Treiberschaltung von 5c ausführlicher;
9 ein Beispiel einer Regelung, die in den hier beschriebenen LED-Treiberschaltungen verwendet werden kann;
10 eine weitere beispielhafte LED-Treiberschaltung mit einer Dimm-Funktion und
11 eine beispielhafte Implementierung des Modulators, der in dem Beispiel von 10 verwendet wird.
In den Figuren bezeichnen gleiche Bezugszeichen entsprechende Teile.
Die folgende ausführliche Beschreibung ist nicht in einem eingrenzenden Sinne zu verstehen, und der Umfang der vorliegenden Erfindung wird durch die angehängten Ansprüche definiert. Es versteht sich, dass die Merkmale der hier beschriebenen verschiedenen Ausführungsbeispiele miteinander kombiniert werden können, sofern nichts anderes angegeben ist.
1 veranschaulicht einen LED-Treiber, der einen Abwärtswandler enthält. Bei dieser Treiberschaltung ist ein Schalter S₁ zwischen einem ersten Versorgungsanschluss, der eine Versorgungsspannung V_IN bereitstellt, und einem ersten Anschluss einer Induktivität L₁ gekoppelt. Eine Diode D₁ ist zwischen dem gemeinsamen Schaltkreisknoten des Schalters S₁ und der Induktivität L₁ und einem zweiten Versorgungsanschluss, an dem ein Bezugspotential GND bereitgestellt ist, gekoppelt. Die Anode der Diode D₁ ist somit mit dem zweiten Versorgungsanschluss verbunden. Ein Ausgangskondensator C₁ ist zwischen einem zweiten Anschluss der Induktivität L₁ und dem zweiten Versorgungsanschluss, an dem das Bezugspotential GND bereitgestellt ist, gekoppelt. Eine Last, die eine LED oder eine Reihenschaltung aus mehreren LEDs (auch als „LED-Kette” bezeichnet) ist, ist parallel zum Kondensator C₁ gekoppelt.
Der Abwärtswandler ist ein Spannungsregler, der eine hohe Versorgungsspannung V_IN in eine niedrigere Ausgangsspannung umsetzt. Dies wird durch schnelles Schalten des Induktivität-Kondensator(LC)-Netzwerks zwischen der Versorgungsspannung und Masse derart erreicht, dass abwechselnd entweder die Versorgungsspannung V_IN oder das Bezugspotential (Masse) GND an das LC-Netzwerk angelegt wird. Während der Schalter S₁ geschlossen ist, ist die Induktivität L₁ mit der Eingangsspannung V_IN verbunden, die LC-Schaltung befindet sich in ihrem „Ladezustand”, und ein ansteigender Induktivitätstromfluss I_L fließt von dem ersten Versorgungsanschluss (an den die Eingangsspannung V_IN angelegt ist) durch die Induktivität L₁ zu der parallelen Schaltung, die aus dem Ausgangskondensator C₁ und der/den LED(s) besteht.
Während der Ladestrom I_L durch die Induktivität L₁ zu der/den LED(s) fließt, wird ein Teil der Energie in der Induktivität L₁ als Magnetfeld gespeichert. Wenn der Schalter S₁ (erneut) geöffnet wird, geht die Schaltung in ihren „Entladezustand” über und das Magnetfeld der Induktivität L₁ bricht zusammen, während weiterhin der Stromfluss zu der/den LED(s) fließt. Wenn der Induktivitätstrom I_L auf Null herabfällt, wird der Schalter S₁ erneut geschlossen und der Lade-/Entladezyklus beginnt erneut. Das Ergebnis dieses Schaltzyklus ist ein Induktivitätstrom I_L, der über den Verlauf eines Zyklus steigt und fällt, wie in 2 gezeigt ist.
Die Funktion des Kondensators C₁ in dem LC-Netzwerk ist es, den Induktivitätstrom I_L zu einem Gleichstromfluss zu der/den LED(s) zu glätten. Wenn der Induktivitätstrom I_L größer als der Laststrom I_LED ist, wird der Laststrom I_LED durch den Induktivitätstrom I_L bereitgestellt und jeglicher Überstrom I_C fließt in den Kondensator C₁, wodurch dieser geladen wird. In 2 ist dies in dem Zeitdiagramm, welches den Kondensatorstrom I_C über Zeit zeigt, als Phase B gezeigt. Wenn der Induktivitätstrom I_L unter die Laststroanforderung fällt, fließt der Stromfluss I_C in umgekehrter Richtung durch den Kondensator C₁ und der Kondensatorstrom I_C unterstützt den Induktivitätstrom I_L, um den Unterschied zwischen dem Induktivitätstrom I_L und dem benötigten Laststrom I_LED auszugleichen. In 2 ist dies in dem Zeitdiagramm, welches den Kondensatorstrom I_C veranschaulicht, als Phase A gezeigt.
Eine Rückkopplungsschaltung ist gewöhnlich so implementiert, dass sie den Ausgangsstrom (d. h. den Laststrom i_LED) regelt, der durch den Schaltwandler zu der Last geführt wird. Eine derartige Rückkopplungsschaltung überwacht den Laststrom I_LED und vergleicht ihn mit einem stabilen Bezug. Auf der Basis des Ergebnisses des Vergleiches stellt die Schaltung das Tastverhältnis des Schaltbetriebs ein, um jegliche Diskrepanzen zu kompensieren. Die Rückkopplungsschaltung kompensiert alle Schwankungen der sich aus Komponenten- oder Zeittoleranzen ergebenden Lastspannung und stellt das Tastverhältnis ein, um Änderungen der Eingangsspannung V_IN zu kompensieren, um den Laststrom I_LED auf seinem gewünschten Wert zu halten.
Ein Konzept des Schaltenergieversorgungsentwurfs ist die Idee, zwischen nicht-lückendem und lückendem Induktivitätstrom I_L zu unterscheiden. In einem Betriebsmodus, der gewöhnlich als „nicht-kontinuierlicher Strommodus” (kurz DCM – Discontinuous Current Mode) bezeichnet wird, fällt der Induktivitätstrom I_L wie oben beschrieben am Ende jedes Entladezyklus auf null und bleibt für eine endliche Zeitdauer auf null. In einem anderen Betriebsmodus, der gewöhnlich als „kontinuierlicher Strommodus” (kurz CCM – Continuous Current Mode) bezeichnet wird, fällt der Induktivitätstrom I_L jedoch nicht auf null und stattdessen behält die Induktivität L₁ über den Schaltzyklus hinweg eine Gleichstromkomponente bei.
Der resultierende Induktivitätstrom I_L hat in seiner Wellenform sowohl Wechselstrom- als auch Gleichstromkomponenten. Die Gleichstromkomponente gleicht dem Durchschnittsstromfluss I_AVG während des Schaltzyklus und wird durch eine Bezugsspannung V_DRIVE bestimmt. Die Wechselstromkomponente ist eine dreieckige Wellenform, die der Gleichstromkomponente I_AVG überlagert ist und durch die Schalthandlung der Treiberschaltung (d. h. des Schaltwandlers) verursacht wird. Der Vorteil eines CCM-Betriebs ist es, dass der Induktivitätstrom I_L kontinuierlich zu dem Ausgang fließt, was die Ladespeicherungsanforderungen des Kondensators C₁ reduziert.
Die in 3 gezeigte Treiberschaltung nutzt die Gleichstromkomponente I_AVG des Induktivitätstroms I_L in einem im CCM betriebenen Schaltwandler aus. Ein Schalttransistor T₁, eine Induktivität L₂, eine LED (die auch als eine LED-Kette repräsentierend betrachtet werden kann) und ein Strommesswiderstand R₂ (Nebenschlusswiderstand) sind zwischen einem ersten Versorgungsanschluss, der das Versorgungspotential V_BATT bereitstellt, und einem zweiten Versorgungsanschluss, der ein Bezugspotential GND (zum Beispiel Masse) bereitstellt, in Reihe gekoppelt. Der Laststrompfad (zum Beispiel Drain-Source-Strompfad bei einem MOSFET) des Transistors T₁ ist zwischen dem ersten Versorgungsanschluss für das Versorgungspotential V_BATT und der Induktivität L₂ gekoppelt. Die Induktivität L₂ ist zwischen dem Laststrompfad des Transistors T₁ und der LED gekoppelt. Die LED ist mit ihrer Anode an die Induktivität L₂ gekoppelt. Der Strommesswiderstand R₂ ist zwischen der Kathode der LED und dem zweiten Versorgungsanschluss für das Bezugspotential GND gekoppelt.
Eine Diode D₂, die eine Schottky-Diode sein kann, ist zwischen dem gemeinsamen Schaltungsknoten des Transistors T₁ und der Induktivität L₂ und der zweiten Versorgung (GND) gekoppelt. Es sollte beachtet werden, dass die Diode D₂ als eine Freilaufdiode betrieben wird und durch einen zweiten Transistor (z. B. MOSFET) ersetzt werden kann. In diesem Fall würden die beiden Transistoren eine Transistorhalbbrücke bilden. Ein Widerstand R₁ ist zwischen dem gemeinsamen Schaltungsknoten der LED und des Strommesswiderstands R2 und einem ersten (nicht-invertierenden) Eingangsanschluss eines Komparators 1 gekoppelt. Ein weiterer Kondensator C₂ ist zwischen dem gemeinsamen Schaltungsknoten des Komparators 1 und des Widerstands R₁ und dem zweiten Versorgungsanschluss (GND) gekoppelt. Der Ausgang des Komparators 1 ist an den Steueranschluss (d. h. den Gate-Anschluss bei einem MOSFET) des Transistors T₁ gekoppelt. An seinem zweiten (invertierenden) Eingangsanschluss empfängt der Komparator 1 die Bezugsspannung V_DRIVE.
Beim Analysieren der Schaltung von 3 ist ersichtlich, dass der Kondensator C₂ und der Widerstand R₁ einen RC-Tiefpassfilter bilden. Dieser Filter empfängt an seinem Eingang ein Spannungssignal i_L·R₂ (d. h. der Spannungsabfall am Strommesswiderstand R₂), das mit dem Induktivitätstrom i_L proportional ist, und stellt als Ausgangssignal eine Spannung V_AVG bereit, die den Durchschnittsinduktivitätstrom i_AVG darstellt. Der Komparator 1 vergleicht somit im Wesentlichen ein den Durchschnittsinduktivitätstrom repräsentierendes Signal mit einem entsprechenden Bezugssignal. Der Komparator 1 kann eine Hysterese aufweisen. Das heißt, der Komparator 1 leitet eine Abschaltung des Transistors T₁ ein, wenn der Durchschnittsinduktivitätstrom über einen ersten Schwellenwert steigt, und leitet eine Einschaltung des Transistors T₁ ein, wenn der Durchschnittsinduktivitätstrom unter einen zweiten Schwellenwert fällt, der niedriger als der erste Schwellenwert ist. In dieser Hinsicht wird der Komparator 1 als ein An-Aus-Controller betrieben.
Abgesehen von der Rückkopplungsschaltung (einschließlich Widerstand R₁, Kondensator C₂, Komparator 1) und dem Strommesswiderstand R₂, ist die Schaltung von 3 im Wesentlichen die gleiche wie im vorherigen Beispiel in 1. Der Ausgangskondensator C₁ (siehe 1) wird jedoch in dem Beispiel von 3 nicht benötigt. Die in 3 veranschaulichte Abwärtswandlerschaltung hat somit einen ähnlichen Lade-/Entladezyklus wie der Abwärtswandler von 1. Der Ladezustand des Schaltzyklus wird durch Anschalten des Transistors T₁ initiiert. Dies führt zu einem ansteigenden Stromfluss von dem Versorgungsanschluss (V_BATT) durch den Transistor T₁, die Induktivität L₂, die LED und den Nebenschlusswiderstand R₂. Wenn die Spannung am Kondensator C₂, (der den Durchschnittsinduktivitätstrom repräsentiert) die Bezugsspannung V_DRIVE, die dem Komparator 1 zugeführt wird, überschreitet, schaltet der Komparator 1 den Transistor T₁ aus, womit der Entladezustand der Schaltung initiiert wird.
In dem Entladezustand fließt Strom durch die Freilaufdiode D₂, die Induktivität L₂ und den Widerstand R₂. Der Induktivitätstrom I_L verringert sich, bis die Spannung am Kondensator C₂ (die den Durchschnittsinduktivitätstrom repräsentiert) unter die Bezugsspannung V_DRIVE fällt. Als Folge wird der Transistor T₁ erneut angeschaltet und der nächste Zyklus beginnt. Der resultierende Stromfluss I_LED durch die LED und die Induktivität ist ein Gleichstrompegel I_AVG, dem ein kleiner dreieckiger DC-„Rippel”-Strom überlagert ist, der mit dem Lade-/Entladezyklus synchron ist. Diese Situation ist in 4 gezeigt. Die Wechselstromkomponente des Stroms I_LED um seinen Mittelwert I_AVG ist allen bekannten Schaltreglern gemein.
4 zeigt den Laststrom I_LED durch die LED (der gleich dem Induktivitätstrom ist) und die resultierenden Schaltzustände des Transistors T₁. Obgleich eine Rückkopplungsschaltung, die den Durchschnittslaststrom I_AVG regelt, bereitgestellt ist, ist der Laststrom I_LED dennoch für verschiedene Versorgungsspannungen V_BATT sowie für verschiedene Induktivitäten der Induktivität L₂ und verschiedene Durchlassspannungen der LED verschieden. Dies ist hauptsächlich auf die Verzögerung, die zwischen einem Übergang (zum Beispiel von einem niedrigen Pegel auf einen hohen Pegel oder umgekehrt) in dem Komparatorausgangssignal und dem tatsächlichen Schaltbetrieb des Transistors T₁ stattfindet, zurückzuführen. Während dieser Verzögerungszeit findet ein transientes Überschwingen des Induktivitätstroms statt. Das heißt, der Spitzenpegel der Wechselstromkomponente des Induktivitätstroms ist höher als er wäre, wenn die Verzögerung null wäre. Je höher die an die Induktivität angelegte Spannung, desto höher das Überschwingen für eine jeweilige Verzögerungszeit. Ähnlich gilt, je niedriger die Induktivität, desto höher das Überschwingen für eine gegebene Verzögerungszeit. Da die Verzögerungszeiten für die Aktivierung und Deaktivierung des Transistors T₁ nicht gleich sind, ist das Überschwingen für die obere Spitze des Induktivitätstroms höher, und somit ist der Durchschnittswert des Induktivitätstroms für verschiedene Induktivitätwerte sowie für verschiedene Versorgungsspannungen V_BATT unterschiedlich. Ein schwankender Durchschnittsinduktivitätstrom kann als Schwankung der Helligkeit der LED wahrgenommen werden. Das heißt, die Helligkeit der LED hängt auf ungewünschte Art von der Versorgungsspannung ab. Die Rückkopplungsschaltung der LED-Treiberschaltung von 3 kann diesen Effekt nicht kompensieren, und somit geht eine Schwankung der Versorgungsspannung V_BATT mit einer entsprechenden Helligkeitsschwankung Hand in Hand. Aus dem gleichen Grund wird die Helligkeit der LED für verschiedene Induktivitätswerte der Induktivität L₂ und für verschiedene Durchlassspannungen der LED(s) nicht konstant sein.
5 veranschaulicht einige beispielhafte Schaltungen, die den oben erwähnten ungewünschten Effekt kompensieren können. 5a veranschaulicht eine erste beispielhafte Schaltung, die den Mittelwert I_AVG des LED-Stroms I_LED konstant hält oder die Helligkeitsschwankungen, die auf Schwankungen der Versorgungsspannung V_BATT zurückzuführen sind, zumindest wesentlich reduziert.
Die Schaltung von 5a ist ähnlich der Schaltung von 3. In dem Beispiel von 3 ist der Halbleiterschalter 6 jedoch ein Low-Side-Schalter, während der Transistor T₁ ein High-Side-Schalter ist. In dem vorliegenden Beispiel ist der Low-Side-Schalter 6 mit der Induktivität L₂ und der LED (die eine einzige LED oder eine LED-Kette mit einer beliebigen geeigneten Zahl von LEDs präsentieren kann) in Reihe geschaltet. Die Reihenschaltung von Schalter 6, LED und Induktivität L₂ ist zwischen einem ersten Versorgungsanschluss, der mit der Versorgungsspannung V_BATT (zum Beispiel der Batteriespannung einer Autobatterie) versehen ist, und einem zweiten Versorgungsanschluss, der auf einem Bezugspotential GND (zum Beispiel Masse) liegt, gekoppelt. Die Reihenfolge der Induktivität L₂ und der LED kann umgekehrt werden. Eine Strommessschaltung 3 kann derart an die Serienschaltung (die aus Schalter 6, LED und Induktivität L₂ besteht) gekoppelt werden, dass sie den Laststrom i_LED, der der LED zugeführt wird, misst. In der vorliegenden Konfiguration sind der Laststrom i_LED und der Induktivitätstrom i_L gleich. Die Strommessschaltung 3 erzeugt ein Laststromsignal S_IL, welches den Laststrom i_L repräsentiert. Viele geeignete Strommessschaltungen sind in der Technik bekannt, und später wird in Bezug auf 5c eine beispielhafte Strommessschaltung erklärt. Der Halbleiterschalter 6 kann an- und ausgeschaltet werden, indem ein geeignetes Ansteuerungssignal S_OUT an ein jeweiliges Steuersignal des Schalters 6 angelegt wird. Wird ein MOSFET als Halbleiterschalter verwendet, kann das Ansteuerungssignal S_OUT ein Gate-Strom oder eine Gate-Schaltung sein, die ausreicht, den Schalter 6 zu aktivieren (anzuschalten) oder zu deaktivieren (auszuschalten).
Das Ansteuerungssignal wird von einem Komparator 2 (ähnlich dem Beispiel von 3) erzeugt, dem das Laststromsignal S_IL und ein Bezugssignal S_REF zugeführt werden. Der Komparator 2 hat eine Hysterese und erzeugt ein Hochpegelausgangssignal S_OUT (zum Aktivieren des Schalters 6), wenn der Unterschied S_REF – S_IL einen ersten Schwellenwert überschreitet. Analog dazu erzeugt er ein Niedrigpegelausgangssignal S_OUT (zum Deaktivieren der Schalters 6), wenn der Unterschied S_REF – S_ISL unter einen zweiten Schwellenwert fällt. Die zwei Schwellenwerte sind in der Regel gleicher Größe, haben aber entgegengesetzte Vorzeichen. In einem idealen Fall (ohne irgendwelche Ausbreitungsverzögerungen wie oben besprochen) variiert der eigentliche Laststrom I_LED um einen durchschnittlichen Strom I_AVG, der V_REF entspricht. Die überlagerte Wechselstromkomponente (auch als „Rippelstrom” bezeichnet) hat eine im Wesentlichen dreieckige Wellenform und eine Spitze-Spitze-Amplitude, die von der Hysterese des Komparators 2 abhängt. Wie oben ausgeführt, kann die Verzögerung zwischen einem Übergang des Ansteuerungssignals S_OUT und dem entsprechenden Schaltbetrieb des Schalters 6 zu einem systematischen Fehler führen, der zu einer positiven Abweichung Δi des tatsächlichen Durchschnittslaststroms I_AVG = I_REF + ΔI führt, wobei I_REF der „ideale” Durchschnittslaststrom ist, der dem Bezugssignal S_REF entspricht, und die Abweichung ΔI unter anderem von der Versorgungsspannung V_BATT abhängt. Im Allgemeinen ist der Komparator 2 Teil einer ersten Rückkopplungsschaltung CL₁, wobei der Komparator 2 im Wesentlichen einen An-Aus-Controller implementiert, um den Laststrom i_L zu regeln. Das Bezugssignal ist der Bezugseingang (Sollwert) für den An-Aus-Controller der ersten Rückkopplungsschaltung CL₁.
Um den nachteiligen Effekt der oben erwähnten Verzögerungszeiten zu kompensieren, ist eine zweite Rückkopplungsschaltung CL₂ (Regelkreis) bereitgestellt. Die zweite Rückkopplungsschaltung empfängt als Eingangssignal das Laststromsignal S_IL und erzeugt das Bezugssignal S_REF für die erste Rückkopplungsschaltung CL₁. Gemäß dem durch die zweite Rückkopplungsschaltung CL₂ implementierten Regelungsgesetz repräsentiert das Bezugssignal S_REF den Unterschied zwischen einem Durchschnittslaststromwert I_AVG und einem voreingestellten Konstantwert. Eine beispielhafte Implementierung der zweiten Rückkopplungsschaltung wird später mit Bezug auf 5c besprochen.
Der Betrieb der zweiten Rückkopplungsschaltung CL₂ und ihr Effekt kann wie folgt zusammengefasst werden. Wenn sich der tatsächliche Durchschnitt I_AVG des Laststroms i_LED als Reaktion auf eine Änderung der Versorgungsspannung V_BATT ändert (aufgrund des oben erklärten nachteiligen Effekts der Verzögerungszeiten), wirkt die zweite Rückkopplungsschleife CL₂ dieser Änderung des Durchschnittslaststroms I_AVG durch Einstellen des Bezugssignals S_REF (das heißt des Sollwerts) für die erste Rückkopplungsschaltung entgegen. Wenn der Durchschnittslaststrom anfängt, als Reaktion auf eine ansteigende Versorgungsspannung V_BATT anzusteigen, reduziert die zweite Rückkopplungsschaltung CL₂ das Bezugssignal S_REF (das heißt den Sollwert), das der ersten Rückkopplungsschaltung CL₁ zugeführt wird, womit der Effekt der ansteigenden Versorgungsspannung V_BATT kompensiert wird. Ähnlich wird der Durchschnittslaststrom I_AVG und somit die Helligkeit der LED(s) für verschiedene Induktivitätswerte der Induktivität L₂ und für verschiedene Durchlassspannungen der LED(s) konstant gehalten werden.
Das Beispiel von 5b ist fast identisch mit der in 5a gezeigten Schaltung. Der einzige Unterschied ist der, dass der Leistungshalbleiterschalter 6 ein High-Side-Schalter statt ein Low-Side-Schalter (wie er es in 5a ist) ist. In diesem Fall kann die Strommessung auf der Niederspannungsseite stattfinden. Die Freilaufdiode D₃ ist zwischen dem gemeinsamen Schaltungsknoten der Induktivität L₂ und des Schalters 6 und dem Bezugspotential GND (und nicht wie in 5a an das Versorgungspotential V_BATT) gekoppelt. Der Betrieb der LED-Treiberschaltung von 5b ist der gleiche wie der Betrieb der LED-Treiberschaltung von 5a.
5c veranschaulicht im Wesentlichen die gleiche LED-Treiberschaltung, die in 5a gezeigt ist. Die zweite Rückkopplungsschaltung CL₂ und die Strommessschaltung 3 sind jedoch ausführlicher veranschaulicht. Ähnlich den vorhergehenden Beispielen ist der Low-Side-Schalter 6 mit der Induktivität L₂ und der LED, die durch eine LED-Kette ersetzt sein kann, in Reihe geschaltet. Die Reihenschaltung von Schalter 6, LED und Induktivität L₂ ist zwischen einem ersten Versorgungsanschluss (Versorgungsspannung V_BATT) und einem zweiten Versorgungsanschluss (zum Beispiel Masse GND) gekoppelt. Die Reihenfolge der Induktivität L₂ und LED kann umgekehrt sein. Die Strommessschaltung 3 enthält einen Nebenschlusswiderstand R₃, der mit der LED derart in Reihe gekoppelt ist, dass der Laststrom i_LED auch den Nebenschlusswiderstand durchläuft und der Spannungsabfall R₃·I_LED am Nebenschlusswiderstand R₃ proportional zum Laststrom I_LED oder dem Induktivitätstrom I_L = I_LED ist. Der Spannungsabfall R₃·I_LED am Nebenschlusswiderstand R₃ kann einem Verstärker AMP zugeführt werden, der den Spannungsabfall verstärkt und ein jeweiliges Laststromsignal S_IL erzeugt, das den Laststrom i_L repräsentiert. Der Verstärker AMP kann zum Beispiel ein einfacher Differenzialverstärker, ein Operationsverstärker, ein Gegenwirkleitwertverstärker oder eine beliebige andere geeignete Verstärkungsschaltung sein. Das Stromsignal S_IL kann je nach der tatsächlichen Implementierung ein Spannungssignal oder alternativ ein Stromsignal sein. Der Halbleiterschalter 6 kann an- und ausgeschaltet werden, indem an ein jeweiliges Steuersignal des Schalters 6 ein geeignetes Ansteuerungssignal S_OUT angelegt wird (zum Beispiel ein Gate-Signal bei Verwendung eines MOSFETs als Leistungshalbleiterschalter).
Die erste Rückkopplungsschaltung empfängt als Eingangssignal das Laststromsignal S_IL sowie das Bezugssignal S_REF, das als ein Sollwert für den An-Aus-Controller, der durch den Komparator 2 wie oben erwähnt implementiert ist, angesehen werden kann. Der Komparator 2 empfängt das Bezugssignal S_REF und das Laststromsignal S_IL und erzeugt ein Ausgangssignal S_OUT zum Ansteuern des Leistungshalbleiterschalters 6, wie oben mit Bezug auf 5a erklärt. Der Betrieb der ersten Rückkopplungsschaltung CL₁ ist gänzlich der gleiche wie in dem Beispiel von 5a und wird darum hier nicht wiederholt. Die Wellenform des Laststroms i_LED und der Schaltbetrieb des Schalters 6 entsprechen den in 4 veranschaulichten Zeitdiagrammen.
Um den tatsächlichen Durchschnitt I_AVG des Laststroms I_LED auf einem konstanten Pegel zu halten, während sich die Versorgungsspannung V_BATT (oder die temperaturabhängige Durchlassspannung der LED) ändert, regelt die zweite Rückkopplungsschaltung CL₂ das Bezugssignal S_REF und somit den Sollwert für die erste Rückkopplungsschaltung CL₁. Wie oben erwähnt gewährleistet das durch die zweite Rückkopplungsschaltung CL₂ implementierte Regelungsgesetz, dass das Bezugssignal S_REF abhängig vom Unterschied zwischen einem Durchschnittslaststromwert I_AVG und einem voreingestellten Konstantwert erzeugt wird. Zu diesem Zweck enthält die zweite Rückkopplungsschaltung CL₂ eine Schaltung des Filters 4, die als Eingabesignal das Laststromsignal S_IL empfängt und als Ausgangssignal ein gefiltertes Signal V_AVG bereitstellt, das als ein Signal betrachtet werden kann, das den (zum Beispiel beweglichen) Durchschnittslaststrom I_AVG repräsentiert. Bei dem Filter kann es sich zum Beispiel um einen passiven RC-Filter aus einem Widerstand und einem Kondensator handeln. Alternativ dazu kann das Laststromsignal S_IL mittels eines geeigneten Analog-Digital-Wandlers digitalisiert werden. In diesem Fall kann der Filter 4 als Digitalfilter mit Verwendung eines Digitalsignalprozessors und geeigneter Software implementiert sein. Nicht nur der Filter 4, sondern die gesamte zweite Rückkopplungsschaltung CL₂ (und sogar Teile der ersten Rückkopplungsschaltung CL₁) können mittels eines geeignet programmierten Signalprozessors digital implementiert werden. In diesem Fall können die Einheiten, die hier als Schaltungen bezeichnet werden, als softwareimplementierte Funktionseinheiten betrachtet werden.
Das Filterausgangssignal V_AVG (das den Durchschnittslaststrom I_AVG repräsentiert) sowie ein stabilisierter Bezugswert (zum Beispiel eine stabilisierte Bezugsspannung oder in digitalen Implementierungen ein Registerwert) werden dem Regler 5 zugeführt. Der Regler 5 kann in einem einfachen Beispiel eine P-Regelung sein. Der Regler 5 kann jedoch auch ein PI-, PID- oder PT1-Regler oder etwas ähnliches sein. Im Allgemeinen kann die Regelung 5 dazu konfiguriert sein, einen Offset V_STAB – V_AVG zwischen Durchschnittslaststrom (der durch Signal V_AVG repräsentiert ist) und Bezugswert V_STAB zu minimieren oder zumindest zu reduzieren. Regler mit einer I-Komponente, wie z. B. ein PI-Regler, können einen stationären Regelungsoffset von null erreichen.
Der Regler 5 kann einen Operationsverstärker 51 enthalten. Je nach Typ (P, PI, PIC, PT1 etc.) des verwendeten Reglers werden verschiedene Komponenten benötigt, um den Regler 5 einzurichten. Im Fall eines PT1-Reglers empfängt zum Beispiel der Operationsverstärker 51 den Bezugswert V_STAB an seinem invertierenden Eingangsanschluss. Ein erster Widerstand R₁₁ und eine Parallelschaltung eines zweiten Widerstands R₁₂ und ein Kondensator C₄ sind zwischen dem invertierenden Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 51 in Reihe gekoppelt. 9 zeigt ein Beispiel eines solchen Reglers 5. In einigen Ausführungsbeispielen kann es von Vorteil sein, einen PT1-Regler zu verwenden. In anderen Beispielen können jedoch andere Typen von Regelungen 5 verwendet werden. In solchen Fällen werden andere Komponenten in unterschiedlichen Konfigurationen benötigt, um die jeweiligen Regelungstypen zu implementieren.
Der Offset V_STAB – V_AVG kann innerhalb des Reglers 5 verstärkt und modifiziert werden, und das Reglerausgangssignal kann entweder direkt der ersten Rückkopplungsschaltung CL₁ als Bezugssignal S_REF zugeführt werden oder durch eine Pegeleinstellschaltung 7 weiter modifiziert werden, bevor es der ersten Rückkopplungsschaltung CL₁ zugeführt wird. Die Schaltung 7 kann dazu konfiguriert sein, das Bezugssignal S_REF, das für die erste Rückkopplungsschaltung CL₁ der Sollwert ist, d. h. für den An-Aus-Controller 2, zu modifizieren. Die wahlweise Schaltung 7 kann einfach eine Art Pegelversatz durchführen. Darüberhinaus oder zusätzlich kann die Schaltung 7 das Bezugssignal S_REF regelmäßig ausblenden (das heißt das Bezugssignal S_REF für eine bestimmte Zeitperiode auf null setzen), um eine Dimm-Funktion bereitzustellen. Beispiele der Schaltung 7 sowie der Dimmfähigkeiten der vorliegenden LED-Treiber werden im Folgenden diskutiert.
6 veranschaulicht eine andere beispielhafte Schaltung zur Beibehaltung des Durchschnittslaststroms I_AVG auf einem gewünschten Pegel unabhängig von der Versorgungsspannung V_BATT. Die Schaltung entspricht allgemein den in 5a und 5c gezeigten Schaltungen. Der Filter 4 (Mittelungsschaltung) ist jedoch ausführlicher veranschaulicht. Der Filter 4 kann zum Beispiel einen passiven RC-Tiefpassfilter erster Ordnung enthalten, der durch einen Widerstand R₅ und einen Kondensator C₃ gebildet ist. Andere Filtertypen (zum Beispiel Filter höherer Ordnung, Digitalfilter) können auch anwendbar sein.
Um ungewünschte Übergangseffekte beim Starten (nach Anschalten der Schaltung) einer Initialisierungsschaltung 8 zu vermeiden, kann eine Initialisierungsschaltung 8 dazu verwendet werden, den Filterausgang des Filters 4 auf einen Anfangswert auf dem oder nahe dem gewünschten Wert, der durch den stabilisierten Bezugswert V_STAB gegeben ist, einzustellen. In der in dem Beispiel von 6 implementierten einfachen (und somit sehr kostengünstigen und für preisgünstige Anwendungen geeigneten) Implementierung führt die Initialisierungsschaltung 8 schnell eine Vorladung des Kondensators C3, der mit dem Filterausgang verbunden ist, direkt nach Anschalten der LED-Treiberschaltung durch. Dies kann dadurch erreicht werden, dass die stabilisierte Bezugsspannung V_STAB zeitweilig über einen Halbleiterschalter T₂ mit dem Kondensator verbunden wird. Der Schalter T₂ kann für eine definierte (zum Beispiel festgelegte) Zeitperiode geschlossen sein. Schließen und erneutes Öffnen des Schalters können mittels einer Zeitgeberschaltung 81 gesteuert werden, die zum Beispiel eine Zeitgeberschaltung (zum Beispiel ein Monoflop) sein kann, die als Reaktion auf ein Anschaltsignal einen Puls mit definierter Länge erzeugt.
In dem in 6 gezeigten Beispiel ist ein erster Anschluss des Halbleiterschalters T₂ (zum Beispiel ein MOSFET oder ein BJT) mit dem gemeinsamen Schaltungsknoten zwischen dem Widerstand R₅ und dem Kondensator C₃ über einen weiteren Widerstand R₆ (optional) verbunden. Ein zweiter Anschluss des Halbleiterschalters T₂ ist mit der Spannungsquelle, die den stabilisierten Spannungswert V_STAB bereitstellt, gekoppelt. Es kann jedoch auch ein beliebiger anderer Spannungswert als Anfangswert verwendet werden, zum Beispiel 90 Prozent von V_STAB. Ein Regelungseingang (im Fall eines MOSFET; das Gate, im Fall eines BJT; der Basisanschluss) des Schalters T₂ ist mit der oben erwähnten Zeitgeberschaltung 81 verbunden. Falls die Zeitgebereinheit als Monoflop implementiert ist, erhält sie für eine bestimmte Zeit an der Kapazität C₃ eine definierte Spannung aufrecht, wodurch der Filterausgang auf einen gewünschten Anfangswert initialisiert wird. Die Zeitverzögerungseinheit 81 kann zum Beispiel durch ein Anschaltrückstellsignal ausgelöst werden. Dieses Anschaltrücksetzsignal kann einmal, beim Anschalten des Systems, zur Verfügung stehen.
Das in 7 veranschaulichte Beispiel ist dem vorhergehenden Beispiel von 6 sehr ähnlich. Der einzige Unterschied ist die Implementierung der Zeitgeberschaltung 81. In dem vorliegenden Beispiel reagiert die Zeitgeberschaltung 81 auch auf das Ansteuerungssignal S_OUT, das die Aktivierung und Deaktivierung des Leistungshalbleiterschalters 6 auslöst. In dem vorliegenden Beispiel löst die Zeitgeberschaltung als Reaktion auf eine Anschaltung des Leistungshalbleiterschalters 6 eine Reinitialisierung (zum Beispiel durch Aktivieren des Schalters T₂ für eine festgelegte Zeitperiode) aus, aber nur, wenn der Schalter 6 für eine definierte Zeit aus war. Das heißt, eine Reinitialisierung wird nicht während des „normalen” Schaltbetriebs des Schalters 6 ausgelöst. Wenn jedoch der Schaltbetrieb des Leistungshalbleiterschalters 6 zeitweilig für eine definierte Minimalzeit angehalten wird (zum Beispiel für Dimm-Zwecke, siehe Beschreibung von 10), wird bei Wiederaufnahme des normalen Schaltbetriebs des Schalters 6 eine Reinitialisierung ausgelöst.
Die in 6 und 7 gezeigten LED-Treiberschaltungen sind dazu konfiguriert, die Spannung am Kondensator C₃ des Filters 4 – und somit das Filterausgangssignal V_AVG – auf einen Wert, der dem stabilisierten Bezugswert V_STAB entspricht, zu klemmen. Im Allgemeinen ist eine solche Funktion nicht für eine LEDs ansteuernde Schaltung nötig, kann jedoch während des Startens der Schaltung und während eines Dimm-Betriebs, während dem der Laststrom gemäß einem vordefinierten Modulationsschema (zum Beispiel Pulsweitenmodulation, Sigma-Delta-Modulation oder dergleichen) wiederholt an- und ausgeschaltet wird, nützlich sein.
In 8 ist eine weitere beispielhafte LED-Treiberschaltung detaillierter dargestellt. Wie in den vorhergehenden Beispielen ist der Filter 4 ein passiver RC-Filter, der den Widerstand R₅ und den Kondensator C₃ enthält. Der Regler 5 enthält einen Operationsverstärker 51. An seinem invertierenden Eingangsanschluss empfängt der Operationsverstärker 51 den stabilisierten Bezugsspannungswert V_STAB. Zwischen den nicht-invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers 51 und den Eingangsanschluss des Reglers 5 ist ein Widerstand R₇ gekoppelt, mit dem er an den Filter 4 gekoppelt ist. Ein weiterer Widerstand R₈ ist zwischen den nicht-invertierenden Eingangsanschluss und den Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers 51 gekoppelt.
In dem vorliegenden Beispiel arbeitet die Pegeleinstellschaltung 7 ähnlich wie ein Pegelumleger. Sie enthält einen Transistor T₃. Der Transistor T₃ ist mit dem Ausgangsanschluss des Reglers 5 gekoppelt. Der Laststrompfad des Transistors T₃ ist zwischen dem Bezugspotential GND und einem Widerstand R₉ geschaltet. Ein weiterer Widerstand R₁₀ ist zwischen dem Widerstand R₉ und einem Anschluss für ein positives Potential Vs gekoppelt. Das Bezugssignal S_REF, das der ersten Rückkopplungsschaltung zugeführt wird, wird an dem gemeinsamen Schaltungsknoten zwischen den zwei Widerständen R₉ und R₁₀ abgegriffen.
Das Beispiel von 10 veranschaulicht eine LED-Treiberschaltung, die der Schaltung von 5c ähnlich ist. Das vorliegende Beispiel enthält jedoch zusätzlich eine Dimmfähigkeit. Zu diesem Zweck kann die Pegeleinstellschaltung 7 auf die gleiche Weise wie in 8 gezeigt implementiert werden. Wie mit Bezug auf 8 diskutiert, unterwirft die Pegeleinstellschaltung 7 das Bezugssignal S_REF', das durch den Regler 5 (d. h. das Steuersignal) erzeugt wird, einem Pegelversatz, gemäß einer definierten Kennlinie, die in dem vorliegenden Beispiel von den Charakteristika des Transistors T₃ und der Widerstände R₁₀ und R₉ abhängig ist. Die Pegeleinstellschaltung 7, wie sie in dem vorliegenden Beispiel veranschaulicht ist, kann als ein regelbarer Spannungsteiler angesehen werden, der eine Eingangsspannung Vs (die in dem Beispiel von 8 konstant ist und in dem vorliegenden Beispiel An-/Aus-moduliert wird) in eine Teilspannung V_S·(R₉ + R_ON)/(R₉ + R₁₀ + R_ON) aufteilt, wobei R_ON der An-Widerstand des Transistors T₃ und somit eine Funktion der Bezugsspannung S_REF' ist, die durch den Regler 5 bereitgestellt und dem Steueranschluss (d. h. dem Gate-Anschluss im Fall eines MOSFETs) des Transistors zugeführt wird. Die mittlere Abgreifung des Spannungsteilers ist der Ausgangsschaltungsknoten der Pegeleinstellschaltung 7, an dem das „pegeleingestellte” Bezugssignal S_REF bereitgestellt wird, das eine bijektive Funktion des Steuersignals S_REF' (d. h. eine Eins-zu-Eins-Zuordnung) ist, das von dem Regler 5 bereitgestellt wird. Die Funktion hängt von den Kennlinien und den Widerstandswerten der Widerstände R₉ und R₁₀ ab.
Allgemein stellt die von der Schaltung 7 bereitgestellte Funktion den Pegel des Steuersignals S_REF', das von dem Regler 5 bereitgestellt wird, gemäß einer Kennlinie ein. Der in 10 gezeigte regelbare Spannungsteiler muss als ein einfaches Beispiel angesehen werden. Ein Fachmann wird keine Schwierigkeiten darin sehen, die gleiche oder ähnliche Funktion mittels eines Differenzschaltkreises (zum Beispiel Verstärkerschaltungen oder dergleichen) zu erreichen. In einer digitalen Implementierung kann die Kennlinie durch in einem Speicher gespeicherte Parameter oder eine Interpolation in einer Nachschlagetabelle definiert sein. Für kostengünstigere Anwendungen kann eine digitale Lösung jedoch zu komplex und teuer sein.
Eine Dimmfähigkeit kann leicht durch An-/Aus-Modulieren der Eingangsspannung V_S, die der Pegeleinstellschaltung 7 zugeführt wird, in Übereinstimmung mit dem gewünschten Tastverhältnis (normalerweise in Prozent ausgedrückt) implementiert werden. Zum Beispiel ist bei einem Tastverhältnis von 30 Prozent das Bezugssignal S_REF für durchschnittlich 70 Prozent der Zeit aus (zum Beispiel auf Massepotential, 0 V). Zu diesem Zweck ist ein Modulator 8 bereitgestellt, der das Eingangssignal Vs für die Pegeleinstellschaltung erzeugt. Jegliche Modulation kann anwendbar sein, zum Beispiel Pulsweitenmodulation, Pulsfrequenzmodulation, Sigma-Delta-Modulation (auch als Impulsdichtemodulation bezeichnet), verschiedene Zufallsmodulationsschemen etc. Man beachte, dass die Modulation des Bezugssignals S_REF auch auf eine Art erreicht werden kann, die sich von dem in 7 veranschaulichten Beispiel unterscheidet. Einem Fachmann wird es nicht schwer fallen, mittels anderer Schaltkreise die gleiche oder eine ähnliche Funktion zu erreichen. Zum Beispiel kann der Komparatoreingang, der das Bezugssignal S_REF empfängt, mittels eines Schalters, der gemäß einem modulierten Signal (zum Beispiel von dem Modulator 8 bereitgestellt) aktiviert und deaktiviert wird und in dem das Eingangssignal V_S konstant ist, mit Massepotential verbunden sein.
Man beachte, dass die in 7 gezeigte Filterinitialisierung nützlich in dem vorliegenden Beispiel angewendet werden kann. Verglichen mit der Schaltfrequenz des Leistungshalbleiterschalters 6 (zum Beispiel im Einhundert-Kilohertz-Bereich) ist die Modulationsfrequenz des Modulators 8 gewöhnlich viel kleiner (zum Beispiel bis zu 10 Kilohertz). Das heißt, wenn das Dimmen aktiv ist, kann die Aus-Phase vergleichbar lang sein, und daraufhin fällt das Durchschnittslaststromsignal V_AVG, das von dem Filter 4 bereitgestellt wird. Der von dem Filter bereitgestellte interessierende Wert ist jedoch der Durchschnittslaststrom während der An-Phase des Laststroms. Um vorübergehende Effekte, wie die während einer Anschaltphase der Schaltung gesehenen, zu vermeiden, wird der Filterausgang jedes Mal, wenn der Schalter 6 nach einer „längeren” Periode (d. h. länger als die Aus-Periode während eines „normalen” Schaltbetriebs, wenn das Bezugssignal S_REF nicht von dem Modulator 8 ausgeblendet wird) angeschaltet wird, auf einen Wert nahe des gewünschten Durchschnittslaststromsignalpegels V_AVG initialisiert. Zu diesem Zweck ignoriert die Initialisierungseinheit 81 (siehe 7) ansteigende Flanken in dem Ansteuerungssignal S_OUT, sofern es nicht für eine gegebene Mindest-Aus-Zeit niedrig war. Diese Mindest-Aus-Zeit kann zu der Zeitkonstante des Filters 4 passend gewählt werden.
In 11 wird ein Pulsweitenmodulationsgenerator, der als Modulator 8 in Verbindung mit dem in 10 veranschaulichten Beispiel verwendet werden kann, veranschaulicht. Bei bekannten LED-Treibern kann die dem Komparator 2 (siehe zum Beispiel 5a) zugeführte Bezugsspannung geändert werden, um den LED-Strom I_LED zu dimmen. Dieses Verfahren ist jedoch häufig unpräzise und temperaturabhängig.
Die in 11 gezeigte PWM-Modulatorschaltung enthält einen Sägezahngenerator ST und einen Komparator COMP₂. Der Sägezahngenerator ST enthält einen ersten Stromspiegel CM₁, einen zweiten Stromspiegel CM₂ und einen Komparator COMP₁. Zwischen dem nicht-invertierenden Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss des Komparators COMP₁ ist ein Kondensator C₅ gekoppelt. Ferner ist der Kondensator C₅ derart an den ersten Stromspiegel CM₁ gekoppelt, dass er mit einem Konstantstrom i₁ geladen wird, der mit dem Stromspiegelkonstanteingangsstrom i₀ proportional ist (im vorliegenden Beispiel i₁ = i₀/10). Zwischen dem nicht-invertierenden Komparatoreingang des Komparators COMP₁ und einem Anschluss für das Bezugspotential GND ist ein Transistor T₄ gekoppelt. Der Steueranschluss (zum Beispiel das Gate) des Transistors T₄ ist an den Ausgang des Komparators COMP₁ gekoppelt. Somit wird der Kondensator C₅ über den Transistor T₄ entladen, wenn der Komparatorausgang auf einen hohen Pegel schaltet.
Zwischen dem zweiten Stromspiegel CM₂ und dem Anschluss für das Bezugspotential GND ist ein Widerstand R₁₃ gekoppelt. Der invertierende Eingangsanschluss des Komparators COMP₁ ist mit dem gemeinsamen Schaltungsknoten des Stromspiegels CM₂ und des Widerstands R₁₃ verbunden.
Parallel mit dem Widerstand R₁₃ ist eine Reihenschaltung aus einem weiteren Widerstand R₁₄ und einem weiteren Transistor T₅ gekoppelt. Der Transistor T₅ schaltet sich gemäß dem Komparatorausgangssignal des Komparators COMP₁ an und aus. Während der Transistor T₅ aus ist, fließt der Konstantstrom i₂ (in dem vorliegenden Beispiel i₂ = i₀·3), der von dem zweiten Stromspiegel CM₂ bereitgestellt wird, durch den Widerstand R₁₃, wodurch an dem Widerstand R₁₃ ein Spannungsabfall V₂ = i₂·R₁₃ erzeugt wird. Somit schaltet sich der Komparator COMP₁ von einem niedrigen Pegel auf einen hohen Pegel, wenn die (linear ansteigende) Spannung V₁ am Kondensator die Schwellenspannung V₂ erreicht. Der nicht-invertierende Eingangsanschluss des Komparators COMP₁ stellt das Ausgangssignal (Sägezahnsignal) des Sägezahngenerators, das der Spannung V₁ am Kondensator C₅ entspricht, bereit.
Eine extern bereitgestellte Analogspannung wird mittels dieses zweiten Komparators COMP₂ in ein entsprechendes PWM-Signal V_S umgewandelt. Ein Konstantstrom i₀ wird mittels des ersten Stromspiegels CM₁ in einen Strom i₁ umgewandelt. Dabei kann es sich zum Beispiel um einen High-Side-pMOS-Stromspiegel handeln. Der Bezugsstrom i₀ kann zum Beispiel 10 μA sein. Wenn ein 1:10-Stromspiegel verwendet wird, ist der Stromwert von i₁ ungefähr 1 μA. Der zweite Stromspiegel CM₂ erzeugt einen zweiten Strom i₂. Der zweite Stromspiegel-CM₂ kann einen Strom i₂ erzeugen, der zum Beispiel dreimal höher als der Konstantstrom i₀ (i₂ = 30 μA) ist. Dieser Strom i₂ fließt dann durch den Widerstand R₁₃, wodurch am Widerstand eine Spannung V₂ erzeugt wird.
Beide Transistoren T₄, T₅ sind nichtleitend (aus), wenn der Komparatorausgang des Komparators COMP₁ niedrig ist. Die Kapazität C₅ wird durch den Strom i₁ während dieser Zeitperiode geladen. Wenn eine Spannung V₁ an der Kapazität C₅ die Spannung V₂ überschreitet, wird der Komparator COMP₁ aktiv und schaltet die zwei Transistoren T₄, T₅ an. Der Transistor T₄ entlädt die Kapazität C₅ abrupt auf den Wert von V₂ (V₂ = i₂·R₁₃·R₁₄·(R₁₃ + R₁₄)), wenn der Transistor T₅ den Widerstand R₁₄ parallel zum Widerstand R₁₃ anschließt. Die Spannung V₂ fällt schneller als die Spannung V₁, da die Kapazität C₅ über den An-Widerstand des Transistors T₄ entladen werden muss. Die Abschaltzeit kann durch das Länge-Breitenverhältnis des Transistors T₄ definiert sein.
Wenn die Kondensatorspannung V₁ unter die Spannung V₂ fällt, kehrt das Ausgangssignal des Komparators COMP₁ auf einen niedrigen Pegel zurück, und die Transistoren T₄, T₅ werden wieder nichtleitend. Daraufhin wird eine Spannung V₂ = i₂·R₁₃ erneut dem invertierenden Eingangsanschluss des Komparators COMP₁ zugeführt, und das Laden der Kapazität C₅ beginnt erneut.
Innerhalb dieser Schaltung ist es möglich, den oberen Schwellenwert mittels des Widerstands R₁₃ und den niedrigeren Schwellenwert mittels des Widerstands R₁₄ (parallel zum Widerstand R₁₃ gekoppelt) einzustellen.
Der weitere Komparator COMP₂ empfängt die Ausgangsspannung des Sägezahngenerators ST an einem ersten Eingangsanschluss und vergleicht sie mit einem Dimm-Signal S_DIM (das heißt der Bezugsspannung V_DIM im vorliegenden Beispiel), die dem zweiten Eingangsanschluss zugeführt wird. Der Komparatorausgang schaltet, wenn die Sägezahnspannung die Bezugsspannung V_DIM erreicht. Das Tastverhältnis des PWM-Signals ist proportional zur Bezugsspannung V_DIM. Alternativ kann das Bezugssignal S_DIM ein An-/Aus-moduliertes Signal mit einem höheren An-Pegel als der Spitzenpegel des Sägezahnsignals sein. In diesem Fall wird das Dimm-Signal S_DIM an den Ausgang des Komparators COMP₂ weitergeleitet.
Obwohl Ausführungsbeispiele und ihre Vorteile ausführlich beschrieben worden sind, versteht es sich, dass verschiedene Änderungen, Substitutionen und Veränderungen durchgeführt werden können, ohne vom Gedanken und Umfang der Erfindung, wie sie durch die angehängten Ansprüche definiert ist, abzuweichen. Angesichts dem obigen Bereich an Variationen und Anwendungen versteht es sich, dass die vorliegende Erfindung nicht durch die vorangehende Beschreibung eingeschränkt ist, noch ist sie durch die begleitenden Zeichnungen eingeschränkt. Stattdessen ist die vorliegende Erfindung nur durch die folgenden Ansprüche und ihre rechtlichen Äquivalente eingeschränkt.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Nicht-Patentliteratur

Applikationsschrift AN874, „Buck Configuration High-Power LED Drive”, Microchip Technology, 2006 [0004]

Claims

Schaltung zum Ansteuern von Leuchtdioden, wobei die Schaltung Folgendes umfasst: einen ersten Halbleiterschalter (6) und eine Freilaufeinrichtung (D3), die zwischen einem ersten Versorgungsanschluss, der eine Versorgungsspannung (V_BATT) bereitstellt, und einem zweiten Versorgungsanschluss (GND), der ein Bezugspotential bereitstellt, gekoppelt ist, wobei der erste Halbleiterschalter (6) auf ein Ansteuerungssignal (S_OUT) reagiert; eine LED und eine Induktivität (L₂), die zwischen einem gemeinsamen Schaltungsknoten des ersten Halbleiterschalters und der Freilaufeinrichtung und entweder dem ersten Versorgungsanschluss oder dem zweiten Versorgungsanschluss in Reihe gekoppelt sind; eine mit der LED gekoppelte Strommessschaltung (3), wobei die Strommessschaltung (3) dazu konfiguriert ist, ein Laststromsignal (S_IL) bereitzustellen, das einen Laststrom (I_LED) repräsentiert, der durch die LED fließt; eine erste Rückkopplungsschaltung (CL₁), enthaltend einen An-Aus-Controller (2), der dazu konfiguriert ist, das Laststromsignal (S_IL) und ein Bezugssignal (S_REF) zu empfangen, das Laststromsignal (S_IL) mit dem Bezugssignal (S_REF) zu vergleichen und das Ansteuerungssignal (S_OUT) in Abhängigkeit von dem Vergleich zu erzeugen; und eine zweite Rückkopplungsschaltung (CL₂), die dazu konfiguriert ist, das Laststromsignal (S_IL) zu empfangen, ein Durchschnittslaststromsignal zu bestimmen und das Bezugssignal (S_REF), welches der ersten Rückkopplungsschaltung (CL₁) zugeführt wird, in Abhängigkeit vom Durchschnittslaststromsignal und einem Bezugswert zu erzeugen.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die zweite Rückkopplungsschaltung Folgendes umfasst: einen Filter, der dazu gekoppelt ist, das Laststromsignal zu empfangen und ein gefiltertes Signal, das den Durchschnittslaststrom repräsentiert, bereitzustellen; und einen Regler, der dazu gekoppelt ist, das gefilterte Signal und den Bezugswert als Sollwert zu empfangen, wobei der Regler dazu konfiguriert ist, gemäß einem vordefinierten Regelungsgesetz in Abhängigkeit von einem Unterschied zwischen dem Bezugswert und dem gefilterten Signal ein Steuersignal zu bestimmen und das Bezugssignal gemäß dem Steuersignal zu erzeugen.
Schaltung nach Anspruch 2, ferner umfassend eine Pegeleinstellschaltung, die dazu konfiguriert ist, das Steuersignal zu empfangen, das Steuersignal in Abhängigkeit von einem Eingangssignal einer Pegeleinstellung zuzuführen und das Bezugssignal bereitzustellen.
Schaltung nach Anspruch 3, wobei die Pegeleinstellschaltung einen Verstärker umfasst.
Schaltung nach Anspruch 3 oder 4, wobei die Pegeleinstellschaltung einen Spannungsteiler mit einem regelbaren Teilungsverhältnis umfasst, wobei der Spannungsteiler dazu gekoppelt ist, die Eingangsspannung zu empfangen und der ersten Rückkopplungsschaltung einen Teil der Eingangsspannung als Bezugssignal bereitzustellen, wobei das regelbare Verhältnis auf das von dem Regler bereitgestellte Steuersignal reagiert.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei das Eingangssignal entweder konstant ist oder zwischen einem Null- und einem Spitzenpegel moduliert ist.
Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, ferner umfassend einen Modulator, der mit einem Dimmpegel versorgt wird und konfiguriert ist, als Eingangssignal zur Pegeleinstellschaltung ein moduliertes Signal mit entweder einem Nullpegel oder einem definierten Spitzenpegel gemäß einem Tastverhältnis bereitzustellen.
Schaltung nach einem der Ansprüche 2 bis 7, wobei die zweite Rückkopplungsschaltung ferner eine Initialisierungsschaltung umfasst, die dazu konfiguriert ist, den Ausgang des Filters als Reaktion auf mindestens eines der folgenden Ereignisse auf einen Anfangswert auf oder nahe dem Bezugswert zu initialisieren: eine Anschaltung der Schaltung oder eine Aktivierung des ersten Halbleiterschalters, nachdem er für eine definierte Mindestzeit deaktiviert war.
Schaltung nach Anspruch 8, wobei die Initialisierungsschaltung eine Zeitgeberschaltung und einen weiteren mit dem Filter gekoppelten Schalter umfasst; und wobei der Schalter, während er durch die Zeitgebereinheit für eine definierte Zeitperiode aktiviert ist, einen Ausgang des Filters an eine Initialisierungsspannung mit einem Spannungspegel auf oder nahe dem Bezugswert anschließt, wodurch das gefilterte Signal auf den Spannungspegel initialisiert wird.
LED-Treiber zum Ansteuern einer LED, die mit einer Induktivität zwischen einem Treiberausgangsanschluss und einem ersten oder zweiten Versorgungsanschluss in Reihe gekoppelt ist, wobei der erste Versorgungsanschluss eine Versorgungsspannung trägt und der zweite Versorgungsanschluss ein Bezugspotential trägt, wobei der LED-Treiber Folgendes umfasst: einen ersten Halbleiterschalter und eine zwischen dem ersten Versorgungsanschluss und dem zweiten Versorgungsanschluss gekoppelte Freilaufeinrichtung, wobei der erste Halbleiterschalter auf ein Ansteuerungssignal reagiert und ein gemeinsamer Schaltungsknoten zwischen dem ersten Halbleiterschalter und der Freilaufeinrichtung mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist; eine an die LED zu koppelnde Strommessschaltung, um ein Laststromsignal bereitzustellen, das einen durch die LED fließenden Laststrom repräsentiert; eine erste Rückkopplungsschaltung, enthaltend einen An-Aus-Controller, der dazu gekoppelt ist, das Laststromsignal und ein Bezugssignal zu empfangen, wobei der An-Aus-Controller dazu konfiguriert ist, das Laststromsignal mit dem Bezugssignal zu vergleichen und das Ansteuerungssignal in Abhängigkeit von dem Vergleich zu erzeugen; eine zweite Rückkopplungsschaltung, die einen Filter und einen Regler umfasst, wobei das Filter dazu gekoppelt ist, das Laststromsignal zu empfangen und ein gefiltertes Signal, das den Durchschnittslaststrom repräsentiert, bereitzustellen, und wobei der Regler dazu gekoppelt ist, das gefilterte Signal und einen Bezugswert als einen Sollwert zu empfangen, wobei der Regler dazu konfiguriert ist, in Abhängigkeit von dem Unterschied zwischen dem Bezugswert und dem gefilterten Signal gemäß einem vordefinierten Regelungsgesetz ein Steuersignal zu bestimmen und gemäß dem Steuersignal das Bezugssignal zu erzeugen.
Verfahren zum Ansteuern einer LED, die mit einer Induktivität (L₂) zwischen einem Ausgangsanschluss und einem ersten oder zweiten Versorgungsanschluss in Reihe gekoppelt ist, wobei der erste Versorgungsanschluss eine Versorgungsspannung (V_BATT) trägt und der zweite Versorgungsanschluss (GND) ein Bezugspotential trägt, wobei das Verfahren Folgendes umfasst: Messen eines durch die LED fließenden Laststroms (I_LED), somit Erzeugen eines Laststromsignals (S_IL), das den Laststrom (I_LED) repräsentiert; abwechselndes Anlegen entweder der Versorgungsspannung (V_BATT) oder des Bezugspotentials an den Ausgangsanschluss gemäß einem Ansteuerungssignal (S_OUT); Vergleichen des Laststromsignals (S_IL) mit einem Bezugssignal (S_REF) und Erzeugen des Ansteuerungssignals (S_OUT) in Abhängigkeit von dem Vergleich; Bestimmen eines Durchschnittslaststromsignals aus dem Laststromsignal (S_IL); Erzeugen des Bezugssignals (S_REF) in Abhängigkeit von dem Durchschnittslaststromsignal und einem Bezugswert.
Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Bestimmen des Durchschnittslaststromsignals Folgendes umfasst: Filtern des Laststromsignals und Bereitstellen eines gefilterten Signals als Durchschnittslaststromsignal.
Verfahren nach Anspruch 12, wobei das Bestimmen des Durchschnittslaststromsignals ferner umfasst: Initialisieren des gefilterten Signals als Reaktion auf mindestens eines der folgenden Ereignisse auf einen Signalwert auf oder nahe dem Bezugswert: Detektion eines Anschaltsignals oder Detektion, dass die Versorgungsspannung an den Ausgangsanschluss angelegt wird, nachdem das Bezugspotential für mehr als eine definierte Mindestzeit an den Ausgangsanschluss angelegt war.
Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 13, wobei das Erzeugen des Bezugssignals Folgendes umfasst: Ausblenden des Bezugssignals gemäß einem An-/Aus-modulierten Signal mit einem Tastverhältnis.
Verfahren nach Anspruch 12 oder 13, wobei das Erzeugen des Bezugssignals Folgendes umfasst: Bestimmen eines Unterschieds zwischen dem gefilterten Signal und dem Bezugswert; Erzeugen eines Steuersignals in Abhängigkeit des Unterschieds gemäß einem vordefinierten Regelungsgesetz und Einstellen des Pegels des Ansteuerungssignals, um das Bezugssignal bereitzustellen.