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Anwendungsgebiet
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Die Erfindung betrifft ein Verfahren entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
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Stand der Technik
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Halbleiter-Bildsensoren sind die heute gebräuchlichen Elemente zur Bildwandlung in Video- und Standbildkameras. Insbesondere Bildsensoren auf Basis eines CMOS Prozesses haben in vielen Bereichen die ältere CCD Technik ersetzt und werden auch in vielen Videokameras für TV, Filmaufzeichnung, Überwachung, Industrieanwendungen und in anderen Anwendungssegmenten eingesetzt.
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Ein wesentliches Ziel bei der Realisierung von Sensoren für Kameras im HDTV Bereich ist eine möglichst hohe Bildqualität. Im Einzelnen sind geringes zeitliches Rauschen, geringes statisches Rauschen (Inhomogenität des Dunkeloffsets), die Inhomogenität der Lichtempfindlichkeit (PRNU), ein großer Aussteuerbereich, eine Unempfindlichkeit bei Überbelichtung der Pixel, geringe Artefakte bei bewegten Objekten in der Szene, und weitere Eigenschaften von Bedeutung.
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Eine allgemeinere, bekannte Struktur einer Digitalkamera mit einem CMOS Bildsensor (1) und einem digitalen Bildspeicher (11) ist in 1 dargestellt. Der Sensor enthält als Hauptbestandteil eine Matrix (2) von Pixelzellen. Die Steuerung der Pixel erfolgt entweder mit Hilfe von globalen Signalen für alle Pixel gleichzeitig, dies ist mit dem Beispielsignal GTX dargestellt. Andere Signale zur Steuerung der Pixel werden in der Regel zeilenweise angelegt, sodass alle Pixel in einer Zeile gleichartig arbeiten. Dies sei durch die Beispielsignale R(k) und S(k) angedeutet, die mit den Pixeln der k-ten Zeile (3) verbunden sind.
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Die beim Auslesen gleichzeitig über die Spaltenleitungen ankommenden Pixelspannungen einer Zeile werden mit Hilfe eines Multiplexers (5) parallel-serien-gewandelt und anschließend in einem Verstärker (6) aufbereitet. Nach dem Analog/Digital-Umsetzer (7), auch „Analog Digital Converter” oder „ADC”, verlässt das digitalisierte Signal den Bildsensor am Ausgang AS und wird extern weiter verarbeitet. Zur Erzeugung der Steuersignale für die genannten Elemente und auch zum Austausch von Kontroll- und Statusdaten mit externen Schaltungen gibt es einen Steuerwerksblock (4). Die anschließende digitale Signalverarbeitung (10) ist mit einem digitalen Bildspeicher (11) verbunden. Der Bildspeicher (11) speichert ein oder mehrere Bilder.
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Bei CMOS Bildsensoren unterscheidet man Sensoren mit „Rolling Shutter” und solche mit „Global Shutter”. Bei der Rolling Shutter Technik wird der Inhalt des Pixelfeldes zeilenweise direkt ausgelesen und dann folgenden Stufen zugeführt. Die Belichtungsperioden der Zeilen sind daher zeitlich zueinander verschoben. Zeitliche Änderungen am Bildinhalt während einer Bildausleseperiode werden berücksichtigt, was Bewegungsartefakte im Bild hervorruft. Bei der Global Shutter Technik wird auf ein zentrales Kommando in jeder Pixelzelle der aktuelle Belichtungszustand in einem dort vorhandenen analogen Zwischenspeicher abgelegt. Im Laufe einer Bildperiode werden alle diese zwischengespeicherten Werte dann wieder zeilensequentiell ausgelesen. Das Einfrieren des gesamten Bildes in den Pixelzellen durch ein zentrales Kommando vermeidet die oben angesprochenen Bewegungsartefakte.
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Deshalb bevorzugen Kamerahersteller meist Sensoren mit „Global Shutter”. Diese sind aber in der Realisierung generell technisch anspruchsvoller.
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2 zeigt die Prinzipschaltung einer Pixelzelle mit internem Signalspeicherkondensator nach dem bekannten Stand der Technik, die für eine „Global Shutter” Anwendung geeignet ist.
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Die Grundfunktion dieser Zelle ist im Folgenden beschrieben. Durch Lichteinwirkung entsteht eine Ladung von Elektronen auf der Kathode der Photodiode PD. Durch Anlegen des Signales GTX wird die Ladung über das dann leitende Transferelement S1 auf den Speicherknoten Vf transferiert. Die Speicherung erfolgt auf der Kapazität dieses Knotens, die als Ersatzkapazität Cs dargestellt ist. Am Knoten Vf liegt auch der Eingang des Pufferverstärkers A1. Seine Ausgangsspannung wird an die Spaltenleitung Col angelegt, wenn der Schalter S3 durch Anlegen des Steuersignals S(k) geschlossen wird. Die ausgelesene Spannung ist idealerweise proportional zur Ladung auf Vf, die wiederrum mit der Lichtmende auf die Photodiode PD zusammenhängt. Die Ladung auf dem Knoten Vf wird mit Hilfe des Schalters S2 zur Versorgung Vrs abgeführt, wenn das Resetsignal R(k) logisch 1 ist. Üblicherweise sind die Signale R(k) und S(k) für eine Zeile von Pixelzellen gemeinsam.
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3 zeigt ein Global Shutter Ausleseverfahren für CMOS Bildsensoren nach dem Stand der Technik. Es wird dabei im ersten Teilbild ein Dunkelbild ausgelesen, das in einem Bildspeicher abgelegt wird. Im der zweiten Teilbildperiode wird ein Bild mit Helligkeitsinformation ausgelesen. Zur Erzeugung der Nutzbildinformation, wird von diesem das gespeicherte Dunkelbild subtrahiert.
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Das Dokument „
US 2009/0269263 A1 ” beschreibt in seiner
2 den Auslesevorgang des Hellbildes als Prior Art. Es ist für den Fachmann naheliegend, auch das Dunkelbild in der gleichen Weise auszulesen. Die Verrechnung der in einem Bildspeicher abgelegten Hell- und Dunkelbilder realisiert ein „Correlated Double Sampling”. Dieses Verfahren und seine Implementierung mit Hilfe eines digitalen Bildspeichers sind in dem Dokument „
DE 10110108A1 ” als Stand der Technik erwähnt, bzw. in „
US 6115066A ” beschrieben.
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Die Vorgänge werden im Weiteren genauer betrachtet. Die Signalnamen in 3 korrespondieren mit denen in 1 und 2. In der ersten Teilbildperiode werden zeilensequentiell die Speicherknoten der Pixel zurückgesetzt, dann sofort der erzielte Dunkelzustand ausgelesen und über den A/D-Umsetzer an einen Bildspeicher übertragen. Dazu wird zuerst das Resetsignal R(k) für die Zeile k gepulst. Anschließend wird für die gleiche Zeile das Select Signal S(k) aktiviert, die Pixelspannungen einer ganzen Zeile werden ausgelesen und verlassen als pixelsequentielle Werte D(k) den Sensor am Ausgang AS. Nach der Zeile k wird die Zeile k + 1 bearbeitet, und so fort.
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Zu Beginn des zweiten Teilbildes wird der globale Frame Transfer Impuls GTX vom Steuerwerk (4) an die Pixelmatrix angelegt. In allen Pixeln wird die Ladung der Photodiode auf den Speicherknoten Vf transferiert. In der Folgezeit werden wieder zeilenweise diese gespeicherten Werte ausgelesen, die nun die Belichtungszustände der Pixel repräsentieren. Die Werte passieren pixelsequentiell den A/D-Umsetzer und gelangen als Wertefolge B(k) an den Ausgang AS. Außerhalb des Sensors werden diese Hellwerte mit denen der gespeicherten Dunkelzeile D(k) verrechnet.
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Nachteile des Standes der Technik
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A/D-Umsetzer werden oft auf dem Bildsensorchip mit integriert. Solche ADCs sind aber eingeschränkt hinsichtlich der erzielbaren Auflösung und hinsichtlich ihrer physikalischen Größe auf dem Chip. Bei Spalten-ADCs muss die Zellbreite der Breite der Pixelzelle oder kleinen Vielfache davon entsprechen. Hier hängt die Auflösung wegen des verwendeten Rampenverfahrens mit der zur Verfügung stehenden Zeit für eine Zeilenauslesung und der maximal realisierbaren Taktrate zusammen. Bei HDTV Bildsensoren mit hoher Auslesegeschwindigkeit sind in der Regel nicht mehr als 2200 Takte verfügbar, was eine nominelle Auflösung von 11 Bit ermöglicht. Das Quantisierungsrauschen der A/D-Umsetzung wird mit höherer Auflösung kleiner und ist ein Teil des gesamten Ausleserauschens bei einem Bildsensor. Angestrebt wird aber eine Auflösung von 13 und mehr Bits, die mit A/D-Umsetzern auf dem Chip für schnelle HDTV Sensoren heute nicht erreichbar sind.
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Wie oben erwähnt bevorzugen Kamerahersteller meist Sensoren mit „Global Shutter”. Bei diesen muss die Helligkeitsinformation in jedem Pixel für die Zeit vom globalen Kommando „Global Transfer” GTX bis zum Auslesen des Wertes zwischengespeichert werden. Diese analoge Zwischenspeicherung der Bildinformation in jedem Pixel eröffnet einen anderen Fehlereinfluss, der bei Rolling Shutter Sensoren nicht bekannt ist. Die Signalspannung wird in der kleinen Pixelzelle üblicherweise auf einer kleinen, oft eher parasitären Kapazität gespeichert. In der Realität wird die Ladung auf dieser Kapazität durch Leckströme und andere Einflüsse verändert. Die Ersatzstromquelle Jl in 2 soll diesen Effekt repräsentieren. Die Verfälschung der Helligkeitsinformation ist nicht für alle Pixelzellen gleich. Einerseits hängt der Fehler von der Speicherzeit ab, die bedingt durch das zeilenweise Auslesen von Zeile zu Zeile anders ist. Der die Entladung bewirkende Leckstrom selbst ist auch unterschiedlich für jedes Zellindividuum. Entsprechend kleinen physikalischen Defekten oder dem Vorhandensein von Fremdatomen in den Halbleiterbauelementen, die mit dem Speicherkondensator verbunden sind, ergeben sich Unterschiede. Auch eine Temperaturabhängigkeit ist vorhanden. Die beschriebene Verfälschung der Bildinformation wird primär als ein statisches – also nicht zeitlich schwankendes – Rauschmuster im Bild wahrgenommen.
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Das Dokument „
US 2009/0268063 A1 ” bezieht sich auch auf die Korrektur dieser Störung, die dort als „weit time dependent background signal” bezeichnet wird. Es wird zur Korrektur der Einsatz von zusätzlichen, abgedunkelten Referenzpixeln vorgeschlagen, die das Verhalten der tatsächlich für die Bildgewinnung eingesetzten Pixel nur vom Gesamttrend her erfassen, aber die individuellen Eigenschaften der Pixel nicht unterscheiden können.
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Aufgabe der Erfindung
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Aufgabe der Erfindung ist es, das Ausleserauschen, und insbesondere den Rauschbeitrag des A/D-Umsetzers zu reduzieren und eine Korrektur des Speicherleckstroms der Pixel durchzuführen.
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Lösung der Aufgabe
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Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruch 1 gelöst.
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Eine Vorrichtung zur Durchführung des Ausleseverfahrens und seiner Varianten ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkung der Ausleseverstärker (6) durch ein digitales Kontrollwort einstellbar ist und eine digitale Sequenzsteuerung (8) die Verstärkung für jede Zeilenauslesung unterschiedlich vorgibt.
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Vorteile der Erfindung
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Das erfindungsgemäße Ausleseverfahren erlaubt eine Reduzierung des thermischen Rauschens und eine Korrektur von Leckströmen des Speicherknotens. Die erzielte Leckstromkorrektur in Echtzeit vermeidet die Speicherung einer großen Menge an Korrekturdaten, die z. B. für verschiedene Temperaturfälle notwendig werden kann. Der besondere Vorzug des Verfahrens liegt darin, dass die beiden genannten Rauschbeiträge gleichzeitig reduziert werden. Falls überhaupt erforderlich, ist der Sensor zur Durchführung des Verfahrens nur um kleine Schaltungsteile zu erweitern.
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Gegenüber einer Speziallösung mit sehr hochauflösenden A/D-Umsetzern hat die vorliegende Lösung den Vorteil besserer Testbarkeit der ADC-Blöcke in der Sensorproduktion. Denn die Realisierung von Testumgebungen, die eine Messung von Signal-Rausch-Abständen im Bereich 80 dB bei den vorliegenden Bandbreiten erlauben, ist mit großem Aufwand verbunden.
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Die Flexibilität des Verfahrens ist ein weiterer Vorteil. Bei Betrieb mit nomineller Bildwechselfrequenz wird die Bildqualität durch das beschriebene Verfahren verbessert. Alternativ kann bei hohen Bildwechselfrequenzen auf das Verfahren verzichtet werden und es steht ein Videosignal mit reduzierter Bildqualität aber sehr hoher Geschwindigkeit zur Verfügung. Nach der Umschaltung in diesen Mode stehen sogar noch die vorher bestimmten und gespeicherten Messwerte zur Leckstromkompensation zur Verfügung und können weiter benutzt werden.
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Bei einer kleinen Bildwechselfrequenz, die als wählbarer Betriebsmodus bei einer Kamera vorhanden sein kann, lässt sich die Bildqualität ohne technischen Mehraufwand weiter dadurch verbessern, dass sowohl das Dunkelbild als auch das Hellbild jeweils mehrfach – möglicherweise sogar öfter als zwei Mal – ausgelesen werden.
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Es sei hier auch erwähnt, dass mit dem beschriebenen Verfahren bei der Zusammenführung der Signale zur Reduzierung des thermischen Rauschens insbesondere auch der Rauschbeitrag der Ausleseverstärker und von Elementen in der Pixelzelle verringert wird. Dieses Ergebnis wäre nach dem Stand der Technik auch mit einem sehr hoch auflösenden A/D-Umsetzer nicht zu erreichen. Durch zeilensequentielle Auslesung ist das Rauschen eines Verstärkers unkorreliert zwischen den beiden Zeitpunkten. Die optionale Umschaltung einer Verstärkerstufe auf hohes Gain reduziert bei geeigneter Schaltungsauslegung das auf den Eingang bezogene Rauschen erheblich.
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Beschreibung von Ausführungsbeispielen
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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4 ein erstes Ausführungsbeispiel mit 3 Teilbildern,
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5 ein zweites Ausführungsbeispiel mit Verstärkungsumschaltung,
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6 das Ausführungsbeispiel der Vorrichtung zu den Ausleseverfahren,
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7 ein drittes Ausführungsbeispiel mit 2 hellen Teilbildern,
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8 ein viertes Ausführungsbeispiel mit zeilenwiederholter Auslesung.
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Abweichend vom Stand der Technik, der in 3 dargestellt ist, werden bei dem Verfahren in 4 drei Teilbilder ausgelesen. Im Teilbild A wird der Speicherknoten zurückgesetzt und die Spannung Vf direkt ausgelesen. Die Ausgangsspannung für eine Pixelzelle entspricht dem Initialisierungswert U0. UA = U0
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Im zweiten Teilbild B wird der gleiche Wert ohne erneuten Reset noch einmal gelesen. Leckströme am Speicherknoten haben den Wert aber in der dazwischen vergangenen Zeit verändert, und zwar um den Wert ΔU. UB = U0 + ΔU
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Zu Beginn des dritten Teilbildes C findet durch den Impuls auf GTX der Ladungstransfer statt. Durch den Transport der Photoladung Qp auf den Speicherknoten Vf erhöht sich die Pixelspannung um Uphot.
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Weiterhin verändert sich die Spannung während der vergangenen Zeit bei angenommener gleicher Dauer der Teilbilder wiederum um den Betrag ΔU. Auch angenommen ist hier ein zeitlich konstanter Leckstrom. Eine Pixelausgangsspannung ist dann: UC = U0 + 2·ΔU + Uphot.
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Mit den gelesenen Spannungswerten UA, UB, UC lassen sich aus den 3 Gleichungen die Variablen U0 und ΔU eliminieren und der Wert Uphot bestimmen. Dieses ist die gewünschte Spannung Unutz, die die empfangene Lichtmenge eines Pixels beschreibt. Unutz = UC – 2·UB + UA = Uphot
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Nun sind die Spannungssignale UA, UB, UC in der Realität immer mit einer Rauschkomponente überlagert. Es handelt sich um zeitliche Signalfluktuationen, die verschiene Ursprünge längs des Signalkette haben und Eigenschaften von thermischen, 1/f Rauschen, etc. haben. Diese Rauschspannungen seien als NA, NB, NC angesetzt. NA, NB und NC seien nicht korreliert. Damit verändern sich die obigen Gleichungen zu UA = U0 + NA UB = U0 + ΔU + NB UC = U0 + 2·ΔU + Uphot + NC
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Durch zeitliche Tiefpassfilterung der Signale UA, UB, bzw. ihrer Differenz UB–UA können die Rauschanteile unterdrückt werden und der konstante Wert ΔU lässt sich nach wie vor präzise bestimmen.
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Weiterhin lässt sich eine Mittelung über die Signale UA und UB vornehmen. UA + UB = 2·U0 + ΔU + NA + NB.
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Wie beschrieben lässt sich ΔU präzise bestimmen. Die Rauschanteile NA und NB sind von gleicher Amplitude, aber nicht korreliert, d. h. man kann näherungsweise, aber hinsichtlich der Rauschpegel korrekt, substituieren NA + NB ~ √2·NA
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Damit ergibt sich UA + UB = 2·U0 + √2·NA + ΔU
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Es ist ersichtlich, dass durch Addition der Signale UA und UB sowie durch Eliminierung der Konstanten ΔU sich das Dunkelsignal U0 ergibt. Insbesondere wird hierbei der Signal-Rausch-Abstand (SNR) entsprechend dem Quotienten 2/√2 um einen Faktor √2 verbessert gegenüber der bloßen Verwendung des Signal UA nach dem Stand der Technik. Als Ergebnis kann damit der SNR der Nutzbildinformation um etwa 1,5 dB verbessert werden.
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Die beiden oben mit Ausführungsbeispielen beschriebenen Verfahren bleiben auch gültig, wenn sich der ideale Dunkelpegel eines Pixels U0 und der aus dem Speicherknotenleckstrom resultierende Betrag ΔU langsam mit der Temperatur oder durch bekannte Einflüsse verändern.
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Ein zweites Ausführungsbeispiel ist in 5 dargestellt.
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6 zeigt eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Ausleseverfahrens und seiner Varianten. Sie enthält als zusätzliches Element gegenüber dem Stand der Technik in 1 eine Sequenzsteuerung (8). Diese liefert an den Verstärker (6) ein Steuerwort, das die Verstärkung VG vorgibt. Ebenso wird ein Wert für die Referenzspannung VR des Verstärkers von (8) vorgegeben. Der Verstärker (6) ist als Differenzverstärker ausgeführt. Die Sequenzsteuerung (8) ist in der Lage, die beiden Parameter in jedem Halbbild jeweils anders vorzugeben. Alternativ können die Werte auch jeweils für die Auslesung der nächsten Zeilenausleseperiode anders eingestellt werden.
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Im unteren Teil von 5 ist aufgezeichnet, wie die Sequenzsteuerung in diesem Ausführungsbeispiel den Wert VG für die Verstärkung und den Wert der Referenzspannung VR umsteuert.
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Im Teilbild A wird die Verstärkung VGA sowie die Referenzspannung VRA verwendet. In den folgenden Teilbildern wird die Verstärkung VGB und die Referenzspannung VRB verwendet. VGA sei um einen Faktor k grösser als VGB. VGA = k·VGB k > 1
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Es werden nun im Folgenden die Ausgangssignale am Ausgang AS des Bildsensors (1) betrachtet. Unter Einbeziehung der Rauschanteile ergeben sich dann für ein Pixel in den drei Teilbildern die folgenden Auslesewerte am Punkt AS. UA = (U0 + NA)·VGA + VRA
= (U0 + NA)·k·VGB + VRA UB = (U0 + NB + ΔU)·VGB + VRB UC = (U0 + NC + Uphot + 2·ΔU)·VGB + VRB
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Die Werte k, VRA und VRB sind gleich für alle Pixel oder große Pixelgruppen, U0 und ΔU sind für jedes Pixel individuell unterschiedlicht.
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Der Wert von ΔU für jedes einzelne Pixel kann aus UB und UC in einer Dunkelsituation bestimmt werden. Denn dann ist Uphot = 0. Die Rauschkomponenten NB und NC werden durch zeitliche Mittelung reduziert, um eine gut Messgenauigkeit zu erhalten. In der Regel enthält ein Bildsensor eine große Anzahl von Pixeln für Kalibrierzwecke, die sich durch Metallabschirmung immer im Dunkelzustand befinden. Damit ist keine explizite Abdunklung der Kamera notwendig.
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Für die folgende Rechnung ist die Kenntnis von ΔU auch nicht für alle Pixel erforderlich.
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Bei einer großen Anzahl von Pixeln ist ΔU nun bekannt. Weiterhin hat jedes Pixelindividuum einen anderen Resetwert U0. Damit steht eine große Anzahl von Gleichungen für UA und UB zur Verfügung, um die Werte von k und (VRA-VRB) zu bestimmen. Wenn in einem Entwurf die Varianz des Wertes U0 nicht groß genug ist, bietet sich die Realisierung einer Anzahl von Referenzpixeln im Randbereich des Pixelarrays an, die beim Auslesen künstliche, von U0 hinreichend verschiedene Signalspannungen liefern.
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Der Messwert UA ist nun nutzbar, um aus gewichteter Subtraktion von UC und UA die Nutzbildinformation zu erzeugen. Der besondere Wert von UA gegenüber UB liegt darin, dass durch die höhere Verstärkung der Rauschbeitrag des Verstärkers in NA wesentlich kleiner ist als bei NB oder NC. In der Praxis kann der Rauschbeitrag von UA vernachlässigbar werden. Dann wird der SNR der Nutzbildinformation um etwa 3 dB gegenüber Verfahren nach dem Stand der Technik verbessert.
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In dem dritten Ausführungsbeispiel, das in 7 dargestellt ist, erfolgt die Auslesung wiederum mit Hilfe von 3 Teilbildern, wobei hier die letzten beiden Teilbilder die Hellinformation auslesen. Folge: A = Dunkel, B = Belichtet, C = Belichtet. Dazu wird vor Beginn des Teilbildes B der globale Transfer GTX betätigt. In den ersten beiden Teilbildern wird eine hohe Verstärkung benutzt. Nach 3 Teilbildperioden haben dann für jedes Pixel folgende Informationen den Ausgang AS passiert: UA = (U0 + NA)·k·VGB + VRA UB = (U0 + NB + ΔU + Uphot)·k·VGB + VRA UC = (U0 + NC + 2·ΔU + Uphot)·VGB + VRB
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Das Signal UB wird mit der hohen Verstärkung erzeugt. Im Falle einer starken Belichtung des Pixels wird es übersteuert und damit unbrauchbar.
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Mit Hilfe dunkler Kalibrierpixel und ggf. Referenzpixeln ist die Bestimmung von k und (VRA-VRB) aus Werten UC sowie UA und/oder UB möglich.
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Die Bestimmung von ΔU für jedes – auch belichtete – Pixel ist im nächsten Schritt nur möglich, wenn ein gültiger Wert UB vorliegt. Dies erfordert, dass durch Szenenänderung jedes Pixel im Laufe der Zeit einmal eher dunkel gewesen ist, was bei vielen Kameraanwendungen geschehen wird. In dieser Situation lässt sich für ein Pixel der Wert von ΔU aus UB und UC bestimmen.
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Alternativ könnte zu Anfang oder zeitweise ein anderes Ausleseverfahren, wie z. B. das oben im Ausführungsbeispiel 1 erwähnte, benutzt werden, um die Werte von ΔU für jedes Pixel zu bestimmen. Generell bietet sich die Benutzung eines Satzes gespeicherter Kalibrierdaten beim Einschalten an.
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Bei diesem Verfahren lässt sich für dunkle Bildteile – in denen ja das Signal UB gültig ist – die Nutzbildinformation nur aus den Pixelspannungen UA und UB gewinnen. Beide Spannungen wurden mit Hilfe der großen Verstärkung k·VGB gewonnen, genießen also beide den Vorteil eines deutlich verringerten Rauschanteils.
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Bedingt durch die Physiologie des Auges wird in dunklen Bildteilen überlagertes Rauschen einer festen Amplitude wesentlich stärker wahrgenommen als in hellen Bildteilen (Weber-Fechnersches-Gesetz). Das oben beschriebene Verfahren zur Rauschreduzierung wird deshalb subjektiv als massive Reduzierung des Bildrauschens wahrgenommen. Diese Eigenschaft wird mit dem Spezifikationsangabe „Dynamikbereich” einer Kamera berücksichtigt. Siehe dazu z. B. den Standard EMVA 1288 (”www.emva.orq\. Parameter DYNout).
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Abgeleitet von diesen besonders vorteilhaften Ausführungsbeispielen sind auch Ausführungen möglich, bei denen eine Bildauslesung aus mehr als 3 Teilbildperioden besteht. So könnte z. B. die Dunkelbildinformation drei Mal und die Hellbildinformation zwei Mal gelesen werden, wenn dies mit der gewünschten Nutzbildrate und der verfügbaren Umsetzungsgeschwindigkeit des ADC vereinbar ist.
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Ein viertes Ausführungsbeispiel eines Ausleseverfahrens zeigt 8. Hier erfolgt die Mehrfachauslesung einer Zeile nicht im Rahmen zweier aufeinander folgender Teilbilder, sondern durch ein direkt zeilenweise wiederholtes zweites Auslesen. In der Figur ist das mit dem Dunkelbild dargestellt. Dabei ist es möglich das zeitliche Rauschen in zwei Fällen zu reduzieren: sowohl wenn die Auslesungen mit gleicher Verstärkung für (6) erfolgt, als auch wenn diese, wie dargestellt, zeilenweise umgeschaltet wird.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
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Zitierte Patentliteratur
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- US 2009/0269263 A1 [0011]
- DE 10110108 A1 [0011]
- US 6115066 A [0011]
- US 2009/0268063 A1 [0016]
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Zitierte Nicht-Patentliteratur
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- Standard EMVA 1288 [0059]
- www.emva.orq\. [0059]
