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Die Erfindung betrifft einen induktiven Näherungsschalter gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1.
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Induktive Näherungsschalter werden als berührungslos arbeitende elektronische Schaltgeräte vor allem in der Automatisierungstechnik genutzt.
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Sie enthalten eine Sendespule, die ein elektromagnetisches von einem metallischen Auslöser beeinflussbares Wechselfeld erzeugt. Die Beeinflussung des Wechselfeldes durch den Auslöser wird ausgewertet und bei Überschreiten eines Schwellwerts eine elektronische Schaltstufe angesteuert.
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Schaltgeräte dieser Art werden in den verschiedensten Ausführungen unter anderem auch von der Anmelderin hergestellt und vertrieben.
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Hierbei kann die Auswertung der Beeinflussung des Wechselfeldes der Sendespule auf unterschiedliche Art erfolgen.
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In vielen Fällen ist die Sendespule Bestandteil eines Oszillators, dessen Amplitude ausgewertet wird. Darüber hinaus sind sog. Differenzialtransformatoren bekannt. Hier wird mindestens eine weitere Spule als Empfangsspule betrieben und der Einfluss des Auslösers auf den transformatorischen Koppelfaktor zwischen den beiden Spulen ausgewertet.
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Weiterhin ist bekannt, nur die Änderung der Sensorspannung zu betrachten. Damit solche Systeme über Temperatur und Lebensdauer genau arbeiten, sollte die Spulensymmetrie immer gewährleistet sein.
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Bereits geringe Abweichungen in der Symmetrie wirken sich negativ auf den Schaltabstand aus.
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Dabei ist es für die einzustellende Spulensymmetrie und den daraus resultierenden Einfluss auf den Schaltpunkt vorteilhaft, wenn die Empfindlichkeit der Anordnung durch einen elektronischen Abgleich von einer meistens aus einem Mikrocontroller bestehenden Steuereinheit ohne Eingreifen eines Bedieners eingestellt werden kann. So wird die Symmetrie der Sensorspannung von einzelnem Bauelementen oder auch ganzer Baugruppen eingestellt.
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Hierzu ist aus der
DE 10 2007 014 343 A1 bekannt, die Empfangsspulen durch als steuerbare Widerstände geschaltete Kollektor-Emitterstrecken von sog. Trimmtransistoren zumindest teilweise zu überbrücken, um die Spulen abzugleichen.
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Nachteilig bei der dort gezeigten Lösung ist die Anbindung der Emitteranschlüsse der Trimmtransistoren an das „heiße” Ende der Empfangsspule. So wird zum Beispiel durch die Belastung der Sensoren durch die parasitären Elemente der Trimmtransistoren die Empfindlichkeit herabgesetzt.
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Außerdem wird in der bekannten Schaltung das Sensorsignal zum Teil über die Basis-Emitter-Kapazität der Trimmtransistoren bzw. über die Pulsweitenmodulatoren abgeleitet. Üblicherweise liegt am Ausgang der Pulsweitenmodulatoren ein Kondensator gegen Masse, so dass die Basisanschlüsse der Trimmtransistoren T1 und T2 für Wechselstrom geerdet sind. Um diesen Kurzschluss zu verhindern müssten die Pulsweitenmodulatoren mit entsprechendem Aufwand und höheren Kosten hochohmig gegen Masse konzipiert werden.
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Weiterhin ist es von Nachteil, den Steuerstrom der Trimmtransistoren (I-Basis-Emitter), über die Empfangsspule zu führen. Dadurch wird dieser vom Kupferwiderstand der Empfangsspule beeinflusst, so dass u. a. unerwünschte Temperaturabhängigkeiten entstehen können. Außerdem moduliert die an den Emittern der Trimmtransistoren anstehende hochfrequente Wechselspannung deren Arbeitspunkte.
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Nachteilig ist auch, dass der Abgleich der beiden Transistoren nicht unabhängig von einander erfolgen kann, da diese über Spulenwicklungen gekoppelt sind. Auch beim Einsatz von Feldefekttransistoren, bei denen praktisch kein Steuerstrom fließt, wird der Steuerkreis trotzdem über die Änderung der Source-Spannungen beeinflusst.
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Nachteilig ist des Weiteren, dass die in vorliegender Form beschalteten Trimmtransistoren, nicht nur rein ohmsch, sondern auch als Recktanz wirken. Dadurch wird die Sensorempfindlichkeit verringert und die Störanfälligkeit erhöht. Ein weiterer wesentlicher Nachteil des Standes der Technik besteht darin, dass die Trimmtransistoren direkt mit der PWM-Spannung angesteuert werden.
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Wegen des nichtlinearen Eingangskennlinienfeldes des Trimmtransistors ist der einzustellende Widerstandswert nicht proportional zur angelegten PWM-Spannung. Darüber hinaus wird die Einstellung stark temperaturabhängig, weil bereits kleine Änderungen der Basis-Emitterspannung U-Basis-Emitter der Trimmtransistoren den Trimmwiderstand drastisch verändern.
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Durch die genannten Effekte kann es zur Herabsetzung der Sensorempfindlichkeit und auch zur Verschlechterung der Störfestigkeit kommen.
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Aufgabe der Erfindung ist es, einen induktiven Näherungsschalter anzugeben, der diese Nachteile vermeidet.
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Diese Aufgabe wird entsprechend den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst. Die Unteransprüche betreffen die vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung.
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Die wesentliche Idee der Erfindung besteht darin, bei einem induktiven Näherungsschalter, der zur Abstimmung Einstellglieder aufweist, deren Anbindung so auszuführen, dass eine Verkopplung von Lastkreis und Steuerkreis dieser Einstellglieder vermieden wird.
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Im Ausführungsbeispiel werden die Emitteranschlüsse der als Einstellglieder fungierenden Trimmtransistoren auf Masse-Potential gelegt.
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Weiterhin wird die bekannte Spannungssteuerung von Trimmtransistoren durch die vorteilhaftere Stromsteuerung ersetzt.
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Nachfolgend ist die Erfindung anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigen:
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1: Schaltungsanordnung eines Näherungsschalters gemäß Stand der Technik.
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2: Erfindungsgemäßer induktiven Näherungsschalter mit selbstschwingendem Oszillator und galvanisch gekoppeltem Trimmtransistor am Ende der Empfangsspule.
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3: Erfindungsgemäßer induktiven Näherungsschalter mit selbstschwingendem Oszillator und galvanisch gekoppeltem Trimmtransistor an einer Spulenanzapfung.
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4: Erfindungsgemäßer induktiven Näherungsschalter mit selbstschwingendem Oszillator und galvanischer gekoppelten Trimmtransistoren an den Empfangsspulen.
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5: Erfindungsgemäßer induktiven Näherungsschalter mit fremderregtem Oszillator und galvanisch gekoppeltem Trimmtransistor am Ende der Empfangsspule.
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6: Erfindungsgemäßer induktiven Näherungsschalter mit einem fremderregten Oszillator und galvanisch gekoppeltem Trimmtransistor an einer Spulenanzapfung.
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7: Erfindungsgemäßer induktiven Näherungsschalter mit einem fremderregten Oszillator und optisch gekoppeltem Trimmtransistor am Ende der Empfangsspule.
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8: Erfindungsgemäßer induktiven Näherungsschalter mit einem fremderregten Oszillator und optisch gekoppeltem Trimmtransistor an einer Spulenanzapfung.
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9: Erfindungsgemäßer induktiven Näherungsschalter mit einem fremderregten Oszillator und zwei optisch gekoppeltem Trimmtransistoren.
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1 zeigt einen induktiven Näherungsschalter mit einer Sendespule S und zwei Empfangsspulen E1, E2. Die beiden Empfangsspulen E1 und E1 sind gegensinnig in Reihe geschaltet und so angeordnet, dass sich die von der Sendespule S induzierten Spannungen UE1 und UE2 im unbeeinflussten Zustand kompensieren.
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Die beidem Empfangseulen sind außerdem so angeordnet, dass ein metallischer Auslöser eine der beiden Empfangsspulen E1, E2 stärker beeinflussen kann als die andere. Da das verstärkte Differenzsignal der beiden Empfangsspulen E1, E2 auf den Schwingkreis zurückgekoppelt wird, beginnt der Oszillator bei Erscheinen eines metallischen Auslösers zu schwingen. Gemessen wird also, ob der aus einem die Sendespule S enthaltenden Schwingkreis, den beiden Empfangsspulen E1, E2 und dem Verstärker V, bestehender Oszillator schwingt oder nicht. Der Schaltabstand wird durch das Einsetzen der Oszillatorschwingung bei Erscheinen des metallischen Auslösers definiert.
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Auf diese Weise wird eine hohe Sensorempfindlichkeit erreicht. Das ist allerdings mit vergleichsweise langen Schaltzeiten verbunden, weil der Oszillator bei Erscheinen des metallischen Auslösers jedes Mal wieder neu anschwingen muss.
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Wie man der 1 weiter entnehmen kann, erzeugt ein Mikrocontroller μC ein pulsweitenmoduliertes Signal (PWM Signal), das von einem Pulsweitenmodulator PWM in eine Gleichspannung umgewandelt und den Trimmtransistoren T1 und T2 zugeführt wird. Die Empfangsspulen E1 und E2 können so über die geöffneten Emitter-Kollektorstrecken der Trimmtransistoren T1 und T2 zur Kalibrierung und/oder zur Einstellung des Schaltabstandes abgestimmt werden. Der Steuerstrom fließt dabei über die Basis-Emitterstrecken der beiden Trimmtransistoren T1 und T2, durch die beiden Empfangsspulen E1 und E2 und schließlich über den mit X gekennzeichneten Eingang des Verstärkers V gegen Masse ab. Da der Steuerstrom zum Einstellen des variablen Widerstandes W auch durch die Empfangsspulen E1, E2 fließt, sind die Empfangsspulen E1 und E2 Teil des Steuerstromkreises. Dadurch entsteht eine wechselseitige Gegenkopplung zwischen dem eben beschriebenen Steuerstromkreis und dem Empfangskreis. Da sich die beiden Empfangsspulen im Rückkopplungszweig des vom Verstärker V entdämpften Oszillators befinden, schwingt dieser nur wenn sich die in den Spulen E1 und E2 erzeugten Spannungen nicht gegenseitig aufheben. Wie man das Abreißen der Oszillatorschwingung und die mit dem erneuten Anschwingen verbundenen Verzögerungen vermeiden kann, wird in den 5 bis 9 der Erfindungsbeschreibung erläutert.
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Die 2 zeigt einen induktiven Näherungsschalter mit einer Sendespule S und zwei Empfangsspulen E1 und E2. Gemessen wird auch hier, ob der aus dem die Sendespule S enthaltenden Schwingkreis, den beiden Empfangsspulen E1, E2 und dem Verstärker V bestehender Oszillator schwingt. Dazu wird das verstärkte Differenzsignal der beiden Empfangsspulen dem Verstärker V zugeführt und über dessen Ausgang auf den Schwingkreis zurückgekoppelt.
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Die beiden Empfangsspulen E1 und E1 sind gegensinnig in Reihe geschaltet und so angeordnet sind, dass sich die von der Sendespule S induzierten Spannungen UE1 und UE2 im unbeeinflussten Zustand kompensieren. Bei Erscheinen des Auslösers setzen die Schwingungen ein.
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Die Abstimmung der Amplitude des von den beiden Empfangsspulen E1 und E2 gelieferten Signals erfolgt über den vom Mikrocontroller μC gesteuerten Widerstand W und dient auch hier zur Kalibrierung oder zur Schaltpunkteinstellung.
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Die Steuerung erfolgt in bekannter Weise über Pulsweitenmodulatoren PMM. Temperatureinflüsse können hierbei anhand der vom Temperaturfühler TS gewonnenen Werte berücksichtigt werden. Damit der Steuerstrom I-Basis-Emitter der Trimmtransistoren T erfindungsgemäß nicht über die Empfangsspulen E1 und E2 fließt, wurde der Emitteranschluss des Trimmtransistors T auf Masse gelegt. Der Ausgang des Pulsweitenmodulators PWM benötigt somit keine hochohmige Entkopplung gegen Masse. Die Störfestigkeit wird verbessert, da die Empfangsspule E2 nicht mehr durch die Basis-Emitter-Kapazität des Trimmtransistors T beeinflusst werden kann.
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Der ebenfalls zur Erfindung gehörende Widerstand RB begrenzt nicht nur den Basisstrom des Transistors T, sondern er wirkt als Spannungs-Stromwandler für das PWM-Signal. Damit wird eine Linearisierung der Kennlinie erreicht. Die Funktion des Spannungs-Stromwandlers kann auch von einem Operationsverstärker übernommen werden. Damit werden nicht nur die o. g. Nachteile eines spannungsgesteuerten Trimmtransistors T vermieden, sondern eine noch bessere Entkopplung zwischen PWM-Signal und Empfangssignal, sowie eine Linearisierung der Kennlinie erreicht.
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Nebenbei sei noch erwähnt, dass der Abgleich der Empfangsspulen auch so erfolgen kann, dass der Oszillator im unbeeinflusste Zustand schwingt, und die Schwingung bei Erscheinen des Auslösers abreißt, weil die Rückkopplung nicht mehr ausreicht.
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Bei der in der 3 gezeigten erfindungsgemäßen Anordnung wurde im Unterschied zur 2 der Kollektor des Trimmtransistors T an eine Anzapfung der Empfangsspule E2 gelegt. So kann neben der in der 2 gezeigten Abstimmung der Amplitude des Differenzsignals der beiden Empfangsspulen auch ein Symmetrieabgleich (Symmetrierung) durchgeführt werden.
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In der 4 wurden die in den 2 und 3 gezeigten Varianten in einer Schaltung zusammengefasst. An E2 wird die Amplitude des Differenzsignals und an E1 die Spulensymmetrie abgeglichen. Da bei der Fertigung nicht unbedingt sichergestellt werden kann, welche der beiden Empfangsspulen das größere Signal liefert, kann der Symmetrieabgleich natürlich auch an beiden Empfangsspule erfolgen.
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Die 5 zeigt einen erfindungsgemäßen induktiven Näherungsschalter mit fremderregtem Oszillator. Hier speist ein Generator G sowohl die Sendespule S als auch einen multiplikativen Mischer M.
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Die Empfangsspulen E1 und E2 sind ebenfalls gegensinnig in Reihe geschaltet und so angeordnet, dass sich die von der Sendespule S induzierten Spannungen UE1 und UE2 im unbeeinflussten Zustand kompensieren, so dass sich ihre Signale am Mischereingang gegenseitig aufheben.
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Wird das Gleichgewicht der beiden Empfangsspulen E1 und E2 durch einen elektrisch leitfähigen Auslöser gestört, entsteht am Mischereingang eine resultierende Eingangsspannung UE. Dieses wird mit dem Sendesignal multipliziert und die so gewonnene Ausgangsspannung UA über einen Tiefpass TP einer Steuer- und Auswerteeinheit, dem Mikrocontroller, als Spannungswert UCHF zugeführt. Im Mikrocontroller μC wird entweder nach einer Analog/Digital-Wandlung oder mit Hilfe von Komparatoren über die Ausgabe eines Anwesenheitssignals entschieden.
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Entgegen dem in der 1 gezeigten Stand der Technik kann die Schwingung nun nicht mehr abreißen, da der Generator vom Auslöser unbeeinflusst bleibt.
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Auf diese Weise kann eine deutlich höher Schaltfrequenz erreicht weiden.
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Obwohl der Schaltabstand nicht mehr vom Anschwingen eines Oszillators abhängt, sondern durch die Wahl einer Schaltschwelle im Mikrocontroller eingestellt wird, kann hier die Amplitude des von den beiden Empfangsspulen gelieferten Differenzsignals auch noch mit dem Trimmtransistor T abgeglichen werden. So können Übersteuerungen durch den Entzug von „Empfangsenergie” vermieden werden.
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Die 6 entspricht der 5 bis auf die unterschiedliche Ankopplung des Trimmtransistors T an die Anzapfung der Empfangsspule E2. Zum Symmetrieabgleich wird die Empfangsspannung an der Empfangsspule E2 soweit verringert, bis das Differenzsignal der beiden Empfangsspulen E1, E2 Null beträgt. Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass ein Spulenanschluss geerdet werden kann.
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Die Abstimmung der Empfangsspulen E1, E2 auch hier von großer Bedeutung, denn die maximal erreichbare Empfindlichkeit und der damit verbundene maximale Schaltabstand werden entscheidend von der Genauigkeit der Kompensation der Eingangsspannungen der beiden Empfangsspulen E1, E2 beeinflusst.
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Um auch noch die Kopplung über die Miller-Kapazität der Kollektor-Basis-Strecken der Trimmtransistoren T zu vermeiden, wird das PWM Signal wie in der 7 gezeigt, durch Optokoppler übertagen. Diese bestehen aus einer Lichtemitterdiode LED und einem Lichtempfänger.
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Die hier gezeigten Phototransistoren PT wirken als Integratoren. Es können auch Photowiderstände PW oder in Sperrrichtung betriebenen Fotodioden PD eingesetzt werden. Bei Verwendung eines mit einem internen Referenzempfänger ausgestatten Optokopplers, z. B. des Typs 11300 von Siemens, kann dessen Übertragungskennlinie weitgehend linearisiert werden.
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Auf die Glättung des PWM-Signals wurde in dieser Schaltung beispielhaft wegen der als ausreichend angenommenen Zeitkonstante des Optokopplers verzichtet.
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Die 8 zeigt einen mit einer Anzapfung der Empfangsspule E2 verbunden Trimmtransistor T. Das PWM-Signal wird wie in 7 über einen Optokoppler übertragen. Selbstverständlich könnte der Trimmtransistor T auch an die Empfangsspule E1 angeschlossen werden.
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Die 9 stellt eine Kombination der in den 7 und 8 gezeigten Anordnungen dar. Der an das Ende der Empfangsspule E2 angeschlossene Trimmtransistor T beeinflusst das Summen- bzw. Differenzsignal der beiden Empfangsspulen E1, E2. Der an die Anzapfung der Empfangsspule E2 angeschlossene Trimmtransistor T dient wie bereits oben beschrieben zum Symmetrieabgleich. Natürlich kann die Symmetrie auch an der Empfangsspule E1 abgeglichen werden. Der Oszillator ist wie in den 5 bis 8 fremd erregt.
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Obwohl die Erfindung anhand von Bipolartransistoren erläutert wurde, kann ihre Lehre auch auf Feldefekttransistoren oder ähnliche Bauelemente übertragen werden. Des Weiteren ist die Lehre der Erfindung nicht auf Näherungsschalter beschränkt, sondern sie kann in anderen wie z. B. zur Abstandmessung oder zur Materialprüfung oder in Metallsuchgeräten dienenden induktiven Sensoren angewandt werden.
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Nach der Lehre der Erfindung kann ein induktiver Näherungsschalter mit einem Oszillator, einer Sendespule S und zwei gegensinnig geschalteten Empfangsspulen E1 und E2 von dem in modernen Geräten ohnehin vorhandenen Mikrocontroller μC durch einen elektrisch steuerbaren Widerstand W zum Zweck der Abstimmung nahezu rückwirkungsfrei ohne eine unerwünschte, den Frequenzgang oder die Störfestigkeit negativ beeinflussende kapazitive Bedämpfung abgeglichen werden. Durch die Erdung der Emitteranschlüsse der Trimmtransistoren T liegen die Empfangsspulen E1 und E2 außerhalb des Steuerstromkreises des elektrisch steuerbaren Widerstandes W. So wird nicht nur die wechselseitige Gegenkopplung zwischen dem Steuerstromkreis und dem Empfangskreis vermieden, sondern es können mehrere Trimmtransistoren T ohne gegenseitige Beeinflussung auf die Empfangsspulen E1 und E2 einwirken.
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Diese Lehre kann sowohl auf induktive Näherungsschalter selbstschwingendem Oszillator als auch auf solche mit fremdgesteuertem Oszillator angewendet werden. Die Spannungs-Stromwandlung des PWM Signals linearisiert die Kennlinie der steuerbaren Widerstände W und sorgt darüber hinaus für eine bessere Entkopplung von PWM-Signal und Sensorsignal.
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Besonders vorteilhaft ist die Verwendung eines Optokopplers, der einen Fototransistor, eine Fotodiode oder einen Fotowiderstand beinhalten kann. Durch eine Monitordiode wird die Kennlinie des Optokoppler linearisiert. Die Glättung des PWM-Signals kann unter Umständen entfallen.
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Bezugszeichenliste
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- A
- Schaltausgang des Mikrocontrollers
- E1
- erste Empfangsspule
- E2
- zweite Empfangsspule
- G
- Hochfrequenzgenerator
- I-Basis-Emitter
- Steuerstrom der Trimmtransistoren
- LED
- Lichtemittierdiode
- M
- multiplikativer Mischer
- R
- Trimmwiderstand
- RB
- Strom-Spannungswandler
- S
- Sendespule
- TP
- Tiefpass
- TS
- Temperatursensor
- PD
- Photodiode
- PW
- Photowiderstand
- PT
- Phototransistor
- PWM
- Pulsweitenmodulator
- T
- Trimmtransistor
- UA
- Mischerausgangssignal
- U-Basis-Emitter
- Basis-Emitterspannung der Trimmtransistoren
- UCHF
- geglättetes Mischerausgangssignal
- UE
- Empfangssignal
- UE1
- in E1 induzierte Spannung
- UE2
- in E2 induzierte Spannung
- US
- Sendesignal
- UT
- Temperaturspannung
- V
- Verstärker
- X
- Virtueller Massepunkt
- W
- steuerbarer Widerstand
- μC
- Mikrocontroller, Steuer- und Auswerteeinheit
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- DE 102007014343 A1 [0010]
