-
Die
Erfindung betrifft allgemein das Testen einer Leistungsversorgung
(power supply) und insbesondere das Ermitteln, ob ein wichtiges
Energiespeicherbauelement korrekt innerhalb eines Leistungsversorgungssystems
installiert ist.
-
Elektronische
automobile Sicherheitssysteme wurden in den vergangenen Jahren in
zunehmenden Maß üblich, und
in vielen Fällen
ist deren Einsatz in Fahrzeugen durch den Gesetzgeber und durch
Industriestandards vorgeschrieben. Solche elektronischen Sicherheitssysteme
sind üblicherweise
mit einer Energiereserve ausgestattet. Im Fall eines Leistungsverlusts
stellen diese Energiereservensystem genügend Leistung für einen
zuverlässigen
Betrieb des Notfall-Fahrzeugssystems, zum Beispiel für einen
Airbag oder ein ABS, zur Verfügung.
Bei Verwendung einer solchen Energiereserve kann ein Airbag bei
einem ernsthaften Unfall auch dann ausgelöst werden, wenn eine Hauptbatterieverbindung
unterbrochen ist. Diese Energiereserven bestehen üblicherweise
aus Kondensatoren. Während
eines normalen Betriebs des Fahrzeuges werden diese Kondensatoren
kontinuierlich durch die Hauptleistungsversorgung des Fahrzeugs
und/oder die Batterie aufgeladen.
-
Um
allerdings einen zuverlässigen
und sicheren Betrieb dieser Energiereservesysteme zu gewährleisten,
wird die Funktionsfähigkeit
dieser Systeme durch Durchführen
einer Energiereservemessung (Energy Reserve Measurement, ERM) regelmäßig getestet.
Insbesondere die Kapazität
der Energiereserve und die Zuverlässigkeit von deren Anbindung
an das System wird überprüft. Wenn
die Energiereserve ausfällt
oder wenn sie wegen eines elektrischen Fehlers oder dem Ausfall
einer elektrischen Verbindung nicht korrekt funktioniert, können korrigierende
Maßnahmen
ergriffen werden, wie zum Beispiel Warnen des Fahrers mittels eines
Warnlichts, Abschalten bestimmter Funk tionen, oder auch das Versetzen
der Vorrichtung in einen abgesicherten (fail-safe) Betrieb. Zuletzt
wurde das Vorsehen von zuverlässigen
ERM-Systemen zunehmend relevanter, da die Automobilindustrie sich
in Richtung der Einhaltung von Sicherheitsanforderungen gemäß Standards
wie IEC61508 bewegt, die verschiedene Sicherheitsintegritätsebenen
(safety integrity levels, SIL) definieren.
-
Ein
herkömmlich
verwendetes Verfahren zum Testen eines Energiereservesystems besteht darin,
den Speicherkondensator der Energiereserve von dessen Leistungsversorgung
zu trennen und dessen elektrische Eigenschaften zu messen. Diese Messungen
werden üblicherweise
durchgeführt, während das
Fahrzeug gestartet wird, beispielsweise dann, wenn der Zündschlüssel gedreht
wird. Ein Nachteil dieses Testverfahrens besteht darin, dass die
ERM nur beim Start des Fahrzeuges durchgeführt wird; eine Bauteilfehler,
der nach der ERM auftritt, oder nicht kontinuierliche Fehler, die
nur während
des Betriebs des Fahrzeugs auftreten, werden nicht erkannt. Ein
Beispiel hierfür
wäre ein
Kondensator mit einer schlechten Lötverbindung, dessen elektrische Verbindung
bei Vibrationen unterbrochen wird. Ein weiterer möglicher
Nachteil ist eine möglicherweise fehlende
Verbindung wegen eines fehlgeschlagenen ERM-Testzyklus. Dies kann beispielsweise
dann auftreten, wenn die Testschaltung, die den Speicherkondensator
der Energiereserve während
des Tests von der Leistungsversorgung abkoppelt, während des Tests
einem Fehler unterliegt und den Kondensator nicht wieder anschließt, nachdem
der Testzyklus abgeschlossen ist.
-
Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist daher, eine zuverlässiges System
und ein zuverlässiges
Verfahren für
eine Energiereservemessung (ERM) eines elektronischen Fahrzeugssicherheitssystems
zur Verfügung
zu stellen.
-
Diese
Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Anspruch 1, einen Leistungswandler-IC
nach Anspruch 9, sowie durch Leistungs wandlersysteme nach den Ansprüchen 15
und 20 gelöst.
Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand
von Unteransprüchen.
-
Ein
Ausführungsbeispiel
betrifft ein Verfahren, zum Überprüfen eines
Bauelements, dass an einen Ausgang einer Leistungsversorgung angeschlossen
ist. Das Verfahren umfasst das Messen eines Frequenzgangs zwischen
einem Regeleingang der Leistungsversorgung und einem Ausgang der Leistungsversorgung.
Das Verfahren umfasst außerdem
das Auswerten des Frequenzgangs unter Verwendung einer vorgegebenen
Metrik. Das Bauelement wird dabei abhängig von der Auswertung als korrekt
oder nicht korrekt ermittelt.
-
Beispiele
werden nachfolgend anhand von Zeichnungen erläutert. Die Zeichnungen dienen
zur Veranschaulichung des Grundprinzips, sodass lediglich die zum
Verständnis
dieses Grundprinzips notwendigen Komponenten dargestellt sind. Gleiche
Bezugszeichen bezeichnen gleiche Signale und gleiche Komponenten.
Die Zeichnungen sind nicht notwendigerweise maßstabsgerecht.
-
1 veranschaulicht
ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
eines Leistungsversorgungssystems;
-
2 veranschaulicht
einen Frequenzgang eines Ausführungsbeispiels
eines Leistungsversorgungssystems;
-
3a und 3b veranschaulichen
ein Blockschaltbild eines Leistungsversorgungssystems, das eine
integrierte Schaltung (IC) umfasst.
-
Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
werden nachfolgend im Detail erläutert.
Es sei allerdings darauf hingewiesen, dass die vorliegende Erfindung eine
Anzahl erfinderischer Konzepte um fasst, die in einem weiten Bereich
verschiedener Anwendungen eingesetzt werden können. Die erläuterten
speziellen Ausführungsbeispiele
dienen lediglich zur Veranschaulichung und nicht zur Beschränkung des
Schutzumfangs..
-
Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend im Zusammenhang mit bevorzugten
Ausführungsbeispiele
in einem speziellen Zusammenhang, nämlich einem ERM-System für ein Fahrzeugssicherheitssystem
beschrieben. Die Erfindung kann jedoch auch auf andere Systeme angewendet
werden, wie zum Beispiel allgemein auf Leistungsversorgungssysteme
und/oder auf Systeme, die insitu ein Testen und Überprüfen von Schaltungen durchführen.
-
1 veranschaulicht
ein Ausführungsbeispiel
eines Leistungsversorgungssystems 100, das dazu dient,
eine elektrische Leistung für
ein Fahrzeug-Airbagsystem 103 zur Verfügung zu stellen. Das Leistungsversorgungssystem 100 überträgt im wesentlichen
Energie von einer Fahrzeugbatterie 101 an einen Energiereservekondensator
CER unter Verwendung eines Gleichspannung-zu-Gleichspannung-(DC/DC)-Schaltwandlers 102,
der eine Eingangsspannung Vb, die beispielsweise etwa 12 V beträgt, in eine
höhere
Spannung Vo, beispielsweise zwischen etwa 25 V und 35 V, wandelt.
Diese höhere Spannung
wird dazu verwendet, pyrotechnische Elemente innerhalb des Airbagsystems 103 zu
zünden. Bei
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist der Energiespeicherkondensator CER ein Elektrolytkondensator mit einer Kapazität im Millifarad-Bereich, beispielsweise
zwischen 1 mF und 20 mF, und speichert elektrische Ladung um das
Airbagsystem 101 bei einem Zünden des Airbags mit elektrischer
Leistung zu versorgen. Die zuvor angegebenen Zahlenwerte für die Kapazität des Kondensators CER sind lediglich als Beispiel zu verstehen.
Selbstverständlich
können
auch Kondensatoren mit Kapazitäten
verwendet werden, die außerhalb
des zuvor genannten Bereichs liegen. Ein parallel zu dem Energiereservekondensator
CER geschalteter Widerstand Rs begrenzt
den Ladestrom, falls der Kondensator CER wesentlich
entladen wird. Die hohe Spannung Vo steht an einem Ausgang zur Verfügung. Diese
Spannung Vo an dem Ausgang ist derart gewählt, dass genügend Energie
zur Verfügung
gestellt wird, um das Airbagsystem 103 zuverlässig mit
Leistung zu versorgen, das sie jedoch innerhalb der Spannungsgrenzen
des Energiereservekondensators Cer liegt. Bei
anderen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung, bei denen außer des Fahrzeugairbagsystems
andere Systeme mit Leistung versorgt werden, können abhängig von der jeweiligen Anwendung
andere Spannungspegel und andere Bauelementwerte verwendet werden.
-
Um
einen zuverlässigen
Betrieb sicherzustellen, ist eine geeignete Überprüfung des Energiereservekondensator
CER wünschenswert.
Auch dann, wenn das System bei der Herstellung fehlerfrei ist, können Situationen
auftreten, die verhindern, dass der Energiereservekondensator CER ausreichend Leistung zum Zünden des
Airbags zur Verfügung stellt.
So können
beispielsweise Verbindungen zwischen elektronischen Bauelementen
und Leiterplatten (printed circuit boards, PCB) innerhalb des Systems
mechanisch beschädigt
werden. Physisch große
Bauelemente mit einer bestimmten Masse, wie zum Beispiel große Elektrolytkondensatoren,
die üblicherweise
für den
Energiereservekondensator CER verwendet
werden, sind besonders anfällig
für mechanische
Stöße und Erschütterungen
während
des Betriebs eines Fahrzeugs. Große Elektrolytkondensatoren
unterliegen während
ihrer Lebensdauer auch einer Verschiebung (Drift) ihres Kapazitätswertes, beispielsweise
durch elektrische Belastung bei Lade- und Entladezyklen, durch thermische
Belastung und durch Materialalterung. Außerdem kann auch ein Fehler
in anderen Bauelementen, die an den Energiereservekondensator CER gekoppelt sind, die Fähigkeit des Energiereservekondensators
CER beeinflussen, die notwendige Energiemenge
zum Auslösen
des Airbags speichern.
-
Bei
herkömmlichen
Leistungsversorgungssystemen für
Airbags besteht ein Verfahren zum Testen des Vorhandenseins und
der Energiekapazität
eines Energiereservekondensators CER darin, den DC/DC-Wandler
abzuschalten, mittels einer Stromsenke, die an den Ausgang mit der
Spannung Vo gekoppelt ist, einen definierten Gleichstrom am Ausgang
zu ziehen, und danach den DC/DC-Wandler 102 wieder einzuschalten.
Durch Messen der Spannung am Ausgang während dieses Vorgangs kann die
Funktionsfähigkeit
des Energiereservekondensators CER überprüft werden.
Ein anderes herkömmliches
Testverfahren umfasst das Messen einer Ladekurve am Ausgang beim
Start des Systems. Ein Nachteil dieser Verfahren besteht darin,
dass die Messung üblicherweise
nur beim Start des Fahrzeugs durchgeführt wird, und nicht während des
Betriebs des Fahrzeugs. Einige Standards fordern jedoch, dass während des
Betriebs des Fahrzeugs die komplette Energie in dem Kondensator
zur Verfügung
steht. Außerdem
kann das Verfahren gemäß der zuvor
erläuterten
zweiten Alternative nur dann durchgeführt werden, wenn sich der Energiereservekondensator
CER zunächst
in einem entladenen Zustand befindet. weitere Diagnosetests des
Airbagsystems 103 müssen
hierbei solange verzögert
werden, bis der Einschaltzyklus und das Testen des Energiereservekondensators
CER abgeschlossen ist. Der Grund hierfür ist, dass
der Strom in und aus dem Kondensator CER exakt
definiert sein muss, um sicherzustellen, dass ein möglicherweise
detektiertes Abweichen des Verhaltens durch einen defekten Kondensator
und nicht durch weitere zusätzliche
Lade- oder Entladeströme
an dem Knoten mit der Spannung Vo hervorgerufen ist. Daher können Probleme, die
bei vollständig
geladenem Kondensator CER während des
Betriebs auftreten, möglicherweise
nicht detektiert werden.
-
Bei
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung werden das Vorhandensein und der Wert
eines Energiereservekondensators CER während des
Betriebs des Leistungsversorgungssystems 100 gemessen,
und zwar durch Messen des Frequenzgangs (frequency response) einer RC-Schaltung,
die beispielsweise durch den Serienwiderstand Rs und den Energiereservekondensator CER, gebildet ist. In dem dargestellten Beispiel
werden hierzu einem Signal Vfb an einem Rückkopplungseingang oder Regeleingang
des DC/DC-Wandlers 102 kleine Testsignale (Testtöne) überlagert. Eine übliche Amplitude
dieser Testsignale liegt beispielsweise im Millivolt-Bereich. Alternativ
können auch
andere Spannungsbereiche für
diese Signale verwendet werden. Das Einkoppeln der Testtöne an den
Rückkopplungseingang
des DC/DC-Wandlers 102 führt zu Spannungsschwankungen
einer Ausgangspannung Vi des Wandlers 102. Die Reihenschaltung
mit dem Widerstand Rs und dem Energiereservekondensators CER wirkt als Filter, das Spannungsschwankungen
der Spannung Vi am Ausgang des Wandlers 102 filtert. Ein
Messblock 120, der an den Ausgang mit der Spannung Vo angeschlossen ist,
misst die aus den Schwankungen der Spannung Vi resultierenden Schwankungen,
wobei in Kenntnis der an den Rückkopplungseingang
des Wandlers 102 eingekoppelten Testsignale der Frequenzgang ermittelt
werden kann.
-
Die
Grenzfrequenz der RC-Schaltung mit dem Serienwiderstand Rs und dem
Energiereservekondensator C
ER ist:
wobei τ = Rs·C
ER gilt,
wobei Rs hier den Widerstandswert des Serienwiderstands und C
ER die Kapazität des Energiereservekondensators
bezeichnet. Der Kapazitätswert
C
ER liegt beispielsweise zwischen etwa 1
mF und 20 mF. Die Grenzfrequenz fc eines Leistungsversorgungssystems
mit Rs = 100 Ω und C
ER = 20 mF ist etwa 80 mHz.
-
Bei
typischen Toleranzen für
Rs und CER kann die Zeitkonstantante τ beispielsweise
um +/–20%
variieren, sodass die Grenzfrequenz fc zwischen 67 mHz und 100 mHz
variieren kann.
-
2 veranschaulicht
das Bode-Diagramm 200 einer RC-Schaltung mit einer Grenzfrequenz fc
= 80 mHz, wobei das Verhältnis
V0/Vi zwischen den Amplituden des Signals Vo am Ausgang und des
Signals Vi am Eingang der RC-Schaltung linear über der linear dargestellten
Frequenz aufgetragen ist. Die 3 dB-Grenzfrequenz ist im Punkt 202 dargestellt.
Bei dem Ausführungsbeispiel
ist vorgesehen, die im Punkt 206 dargestellte 6 dB-Frequenz
als Messreferenzwert zu verwenden. Die Amplitude des Signals Vo
am Ausgang der RC-Schaltung beträgt
in diesem Fall das 0,5-fache der Amplitude des Signals Vi am Eingang,
wobei die Frequenz in dem Beispiel 138 mHz beträgt. Der 6 dB-Punkt wird verwendet,
da Messungen bei höheren
Messfrequenzen schneller durchgeführt werden können, als
bei niedrigeren Frequenzen, und da eine höhere Spannungsmarge für die tatsächliche
Messung und die Berechnung des Spannungsverhältnisses zwischen der Ausgangs- und
der Eingangsspannung Vo, Vi besteht. Wenn eine Variation der Zeitkonstante τ von +/–20% vorhanden
ist, kann der 6 dB-Punkt in dem Beispiel bei Frequenzen zwischen
115 mHz und 172 mHz liegen, was in 2 an den
Punkten 208 bzw. 204 dargestellt ist. Diese Punkte
korrespondieren zu Amplitudenantworten Vo/Vi von 0,420 in Punkt 208 und 0,569
in Punkt 204. Bei anderen Ausführungsbeispielen der vorliegenden
Erfindung kann jedoch auch der 3 dB-Punkt 202 oder ein anderer
geeigneter Punkt der Übertragungsfunktion
verwendet werden, um eine effiziente Implementierung der Diagnosefunktion
zu ermöglichen.
-
Wieder
bezugnehmend auf 1 wird bei einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung der Frequenzgang gemessen durch Erzeugen
zweier aufeinanderfolgender Töne
mittels eines Signalgenerators 116. Der als erstes erzeugte
Ton ist ein Ton mit einer niedrigen Frequenz f1, die innerhalb des
Durchlassbandes der durch den Widerstand Rs und den Kondensator
CER gebildeten RC-Schaltung liegt; für das zuvor
erläuterte
Beispiel beträgt
die Frequenz f1 beispielsweise etwa 20 mHz. Ein am Ausgang des Signalgenerators 116 zur
Verfügung
stehende Signal Vs, dass das Testsignal beziehungsweise den Testton
repräsentiert,
wird mittels eines Addierers 114 zu einem vom Ausgang des
Wandlers 102 zurückgekoppelten
Signal hinzuaddiert, wobei das hieraus resultierende Summensignal
als Rückkopplungssignal Vfb
dem Rückkopplungseingang
des Wandlers 102 zugeführt
ist. Das vom Ausgang zurückgekoppelte Signal
des Wandlers 102 ist im dargestellten Beispiel unmittelbar
dessen Ausgangsspannung Vi. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen,
dass das zurückgekoppelte
selbstverständlich
auch ein beliebiges anderes Signal sein kann, das von der Ausgangsspannung
Vi abhängig
ist und das insbesondere proportional zu dieser Ausgangsspannung Vi
ist. Das Einkoppeln des Testsignals an den Rückkopplungseingang des DC/DC-Wandlers 102 hat
den Effekt, dass sich dem Ausgangssignal Vi des DC/DC-Wandlers 102 ein
Signal mit der Frequenz f1 überlagert.
Wenn der DC/DC-Wandler 102 beispielsweise dazu ausgebildet
ist, eine Ausgangsspannung Vi von 25 V zu liefern, und wenn das
durch den Signalgenerator 116 bereitgestellte Signal Vs
ein Sinussignal mit einer Amplitude von 20 mV ist, ist die Ausgangsspannung
Vi des DC/DC-Wandlers 102 eine Gleichspannung von 25 V,
der ein sinusförmiges
Signal mit der Frequenz f1 überlagert
ist.
-
Während der
Zeit, während
der der DC/DC-Wandler 102 durch ein Signal mit der Frequenz
f1 moduliert ist, misst der Messblock 120 die Leistung
am Ausgang mit der Spannung Vo und speichert den Messwert. Nachdem
der Messwert gespeichert wurde, gibt der Signalgenerator 116 einen
zweiten Ton mit einer Frequenz f2 aus. Die Frequenz f2 entspricht
beispielsweise der 6 dB-Frequenz
des durch den Widerstand Rs und den Kondensator CER gebildeten
RC-Schaltkreises. Bei anderen Ausführungsbeispielen können jedoch
auch andere Frequenzen verwendet werden. Im dargestellten Beispiel
beträgt
die Frequenz f2 beispielsweise 138 mMz. Während der Zeit, während der
das Ausgangssignal des DC/DC-Wandlers 102 mit der Frequenz
f2 moduliert wird, misst der Messblock 120 ebenfalls die Leistung.
Die gemessenen Leistungen für
die Frequenzen f1 und f2 werden mit vorgegebenen Grenzwerten verglichen.
Ein Fehlersignal wird ausgegeben, wenn diese Messwerte nicht innerhalb
der vorgegebenen Grenzwerte liegen.
-
Bei
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung korrespondieren die vorgegebenen Grenzwerte
mit den +/–20%
Tole ranzen für
die Zeitkonstante τ.
Für das
oben angegebene Beispiel korrespondieren diese Grenzwerte zu Amplitudenmesswerten
von etwa 0,420 und 0,569. Bei anderen Ausführungsbeispielen der vorliegenden
Erfindung können
andere Toleranzen, andere Messfrequenzen und andere Grenzwerte verwendet
werden.
-
Bei
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung werden Signale mit der Frequenz f1 und
f2 gleichzeitig durch den Signalgenerator 116 ausgegeben.
In diesem Fall umfasst der Messblock 120 eine Schaltung,
die in der Lage ist, Signalanteile der Ausgangsspannung Vo, die
aus dem Signal mit der Frequenz f1 resultieren und Signalanteile
die aus dem Signal mit der Frequenz f2 resultieren, voneinander
zu trennen und diese Signalanteile separat zu messen. Hierzu können beispielsweise
analoge Filter und Leistungsdetektoren oder digitale Signalverarbeitungsschaltungen
eingesetzt werden. Bei anderen Ausführungsbeispielen der vorliegenden
Erfindung können
mehr als zwei Töne,
oder es kann sogar ein Rauschsignal verwendet werden. Bei Ausführungsbeispielen,
bei denen ein Rauschsignal oder bei denen mehrere Töne verwendet
werden, kann die Spektralverteilung des RC-Filters 115 ermittelt
werden unter Verwendung einer digitalen Signalverarbeitung im Frequenzbereich
unter Verwendung von Matched-Filtern, und kann basierend auf den
Signalamplituden oder auf Fourier-Transformationen oder Fast-Fourier-Transformationen
(FFT) diagnostiziert werden. Die Ergebnisse dieser Messungen werden beispielsweise
analysiert durch Auswerten von Signalenergien bei vorgegebenen Frequenzen,
wie zum Beispiel bei f1 und f2.
-
Die 3a und 3b veranschaulichen ein
Leistungsversorgungssystem 300, das einen Leistungswandler-IC 302 gemäß einem
Ausführungsbeispiel
der Erfindung umfasst. Der Leistungswandler-IC 302 umfasst
einen Teil der Schaltung des Leistungsversorgungssystems 300.
Der Leistungswandler-IC 302 ist an den Rest des Systems über Anschlüsse 322, 324, 326 und 328 gekoppelt.
-
Bei
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist das Leistungsversorgungssystem 300 als
Hochsetz-Schaltwandler (switched-mode boost converter) ausgebildet.
Die Fahrzeugbatterie (vergleiche 101 in 1)
liefert beispielsweise die Eingangsspannung Vb an einem Eingang
des Leistungsversorgungssystems 300. Dieser Eingang ist über eine
Diode Dp an eine Induktivität
L1 gekoppelt. Die Induktivität
L1 ist an den Ausgang des Leistungsversorgungssystems 300,
an dem die Ausgangsspannung Vi zur Verfügung steht, über eine
Diode D2 angeschlossen, und ist innerhalb des Leistungswandler-ICs 302 über einen
Schalttransistor 314 an Masse angeschlossen. Der Ausgang
des Leistungsversorgungssystems 300, an dem die Ausgangsspannung
Vi anliegt, ist über
den Widerstand Rs an den Energiereservekondensator CER angeschlossen. Optional
ist eine Diode D1 parallel zu dem Widerstand Rs geschaltet.
Der Schalttransistor 314 des ICs 302 ist durch
einen PWM-Controller 304 angesteuert, dem
ein Eingangssignal Ve von einem Differenzverstärker 310 zugeführt ist.
Der PWM-Controller 304 und der Schalltransistor 314 können in
herkömmlicher
Weise realisiert sein.
-
Der
Differenzverstärker 310 verstärkt die Spannungsdifferenz
zwischen der Rückkopplungsspannung
Vfb und einer Referenzspannung Vref, um ein
Fehlersignal Ve zu erzeugen, das dem PWM-Controller 304 zugeführt ist.
Bei dem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung ist das Rückkopplungssignal Vfb die Summe
der Ausgangsspannung Vi des Wandlers und der Signalgenerator-Ausgangsspannung
Vs, die durch einen Signalgenerator innerhalb der Energiereservemessschaltung 320 erzeugt
wird. Das Rückkopplungssignal
Vfb wird beispielsweise erzeugt durch einen Addierer 315,
der auf herkömmliche
Weise realisiert sein kann, beispielsweise unter Verwendung eines
Widerstandnetzwerks oder einer aktiven Schaltung. Bei Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung kann die Ausgangsspannung Vi skaliert
werden, beispielsweise unter Verwendung eines Spannungsteilers (nicht
dargestellt), so dass die interne Schaltung des Leistungswandler-ICs 302 bei
niedrigeren Span nungen arbeitet, als die Spannungen Vi und Vo, die am
Ausgang des Spannungsversorgungssystems 300 bzw. über dem
Energiereservekondensator CER zur Verfügung stehen.
Wenn die Spannung Vi skaliert wird, wird die Referenzspannung Vref beispielsweise ebenfalls skaliert. Bei
einem Ausführungsbeispiel kann
die am Anschluss 324 des ICs 302 zur Verfügung stehende
Referenzspannung Vref auch innerhalb des
ICs 302 erzeugt werden. Bei einem weiteren Beispiel ist
vorgesehen, die Signalgeneratorausgangsspannung Vs unter Verwendung
des Addierers 315 zu der Referenzspannung Vref anstelle
zu der rückgekoppelten
Ausgangsspannung Vi hinzu zu addieren.
-
Um
zu verhindern, dass die der Ausgangsspannung Vi des Wandlers überlagerten
Töne bei Rückkopplung
der Ausgangsspannung Vi an den Rückkopplungseingang
bzw. Regeleingang, die Regelung der Ausgangsspannung Vi beeinflussen, kann
die rückgekoppelte
Ausgangsspannung Vi in nicht näher
dargestellter Weise mittels eines Filters gefiltert werden, das
insbesondere ein integrierendes Verhalten besitzen kann. In diesem
Fall ist dem Addierer 315 eine gefilterte – und gegebenenfalls
skalierte – Version
der Ausgangsspannung Vi zugeführt, wobei
zu der gefilterten Ausgangsspannung oder der Referenzspannung die
Töne hinzuaddiert
werden.
-
Während des
Betriebs des Leistungsversorgungssystems wird Energie in der Induktivität L1 gespeichert,
wenn der Schalttransistor 314 eingeschaltet ist. Wenn der
Schalttransistor 314 ausgeschaltet wird, wird eine Spannung
in der Induktivität
L1 induziert, und ein Strom fließt über die Diode D2 in einen Ausgangskondensator
C1. Der Ausgangskondensator C1 ist beispielsweise klein genug, um
zu verhindern, dass große
Einschaltströme
durch die Dioden Dp, D2 und die Induktivität L1 fließen, wenn erstmals eine Spannung
Vb am Eingang des Leistungsversorgungssystems 300 angelegt
wird. Bei einem Beispiel ist vorgesehen, dass der Ausgangskondensator
C1 einen Kapazitätswert
zwischen etwa 10 μF
und etwa 100 μF
aufweist. Der Widerstandswert des Serienwiderstandes Rs beträgt beispielswei se
zwischen etwa 100 Ω und
etwa 500 Ω,
um Einschaltströme
auf den Energiereservekondensator CER beim
Einschalten zu begrenzen, und um als Ausgangsspannung Vo eine gefilterte
Leistungsversorgungsspannung zur Verfügung zu stellen. Bei anderen
Ausführungsbeispielen der
vorliegenden Erfindung können
andere Bauelementanordnungen und Bauelementwerte verwendet werden,
und zwar je nach Anwendungsbereich.
-
Bei
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung sind der Leistungswandler-IC 302 und
die Bauelemente D1, D2, Dp, L1, C1 und CER auf eine
einzige Leiterplatte gelötet.
Bei anderen Ausführungsbeispielen
können
diese Bauelemente auf mehr als einer Leiterplatte angeordnet sein.
Bei anderen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung können
die in 3a dargestellten Bauelemente
unterschiedlich bezüglich
der Leiterplatte und innerhalb des Leistungswandler-ICs 302 partitioniert sein.
So können
beispielsweise der Schalttransistor 314, der Summierblock 315 und/oder
der Differenzverstärker 310 außerhalb
des Leistungswandler-ICs 302 angeordnet sein.
-
3b zeigt
eine schematische Darstellung der Energiereservemessschaltung 320 gemäß einem Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Diese Schaltung umfasst einen Signalgenerator 340,
der das Testsignal Vs bzw. die Testtöne erzeugt. Dieser Signalgenerator 340 umfasst
einen ersten Signalgenerator 344, der ein innerhalb des
Bandes (in-band) liegendes Signal mit der Frequenz f1 erzeugt und
einen zweiten Signalgenerator 346, der ein außerhalb
des Bandes liegendes Signal mit der Frequenz f2 erzeugt. Diese Signalgeneratoren
sind beispielsweise als direkte digitale Frequenzsynthesizer (DDS)
oder als herkömmliche
analoge Signalgeneratoren realisiert. Die Signale mit den Frequenzen
f1 und f2 sind beispielsweise Sinussignale, um ein großes Spektrum
der entsprechenden Ausgangssignale zu vermeiden, und besitzen eine
Amplitude, die möglichst
gering ist, um einerseits eine vernünftige Diagnose zu ermöglichen, um
jedoch andererseits unnötige
störende
Emissionen zu verhindern. Ein Schalter 348, der durch einen Steuerblock 351 angesteuert
ist, wählt
zwischen den Signalgeneratoren 344 und 346. Bei
einem Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung kann der Signalgenerator 340 als
Oszillator mit variabler Frequenz realisiert sein, entweder dadurch,
dass er einen geteilten Taktausgang besitzt, oder dadurch, dass
er digital unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors und
eines D/A-Wandlers realisiert ist. Wie zuvor erläutert, ist das Testsignal Vs
beispielsweise in eine Rückkopplungsschleife
(nicht dargestellt) einer Spannungsregelschaltung – wie z.
B. des DC/DC-Wandlers eingekoppelt –, wodurch die Testsignale
Vs ausreichend verstärkt
werden.
-
Die
Energiereservemessschaltung 320 umfasst außerdem einen
Mess- und Steuerblock 341, der gemäß einem Ausführungsbeispiel
ein Tiefpassfilter 360 und ein Bandpassfilter 362 aufweist.
Das Tiefpassfilter 360 ist dazu ausgebildet, Signale mit der
Frequenz f1 durchzulassen und Signale mit der Frequenz f2 zu unterdrücken, während das
Bandpassfilter 362 dazu ausgebildet ist, Signale mit der Frequenz
f2 durchzulassen und Signale mit der Frequenz f1 zu unterdrücken. Bei
einem alternativen Ausführungsbeispiel
ist das Tiefpassfilter 360 durch ein Bandpassfilter ersetzt,
das dazu ausgebildet ist, Signale mit der Frequenz f1 durchzulassen
und Signale mit der Frequenz f2 zu unterdrücken. Die Filter 360 und 362 sind
beispielsweise unter Verwendung analoger Filter realisiert, wenn
die Signalquellen 344 und 346 Analogschaltungen
sind, oder sind unter Verwendung von digitalen Filtern oder digitalen
Signalverarbeitungsverfahren (DSP techniques) realisiert, wenn die
Signalquellen 344 und 346 als digitale Schaltungen
realisiert sind, beispielsweise als direkte digitale Synthesizer
(direct digital synthesizers, DDS). Diese digitalen Filter können auch
mit den Signalquellen synchronisiert sein (matched filter), wodurch
die Signalquellen Signale mit geringeren Amplituden erzeugen können. Bei
anderen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung wird auf die Filter 360 und 362 verzichtet,
oder diese Filter werden durch ein ein zelnes Tiefpassfilter ersetzt,
und zwar abhängig
von der erwarteten Rauschumgebung. Bei anderen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung sind die Filter 360 und 362 digital implementiert,
wenn ein A/D-Wandler (nicht dargestellt) zwischen dem Knoten Vm
und den Filtern 360 und 362 angeordnet ist.
-
Der
Schalter 356, der über
eine Steuerleitung 354 durch den Steuerblock 351 gesteuert
ist, wählt
zwischen dem Tiefpassfilter 360 und dem Bandpassfilter 362.
Das Ausgangssignal eines der Filter 360 und 362 wird
mittels eines Amplituden-Spitzenwertdetektors 364 gemessen.
Der Spitzenwertdetektor 364 ist beispielsweise als analoger
Gleichrichter, oder als DSP-basierter Spitzenwertdetektor (zum Beispiel
unter Verwendung eines Signalverfolgungsalgorithmus unter Verwendung
einer Maximalwertspeicherung) realisiert. Bei anderen Ausführungsbeispielen
können
andere Signaldetektionsverfahren verwendet werden.
-
Wenn
der erste Signalgenerator 344 aktiv ist, wird das Ausgangssignal
des Spitzenwertdetektors 364 unter Verwendung eines Schalters 358,
der durch den Steuerblock 351 über eine Steuerleitung 352 gesteuert
ist, einem Kondensator Cs2 zugeführt. Die über dem
Kondensator Cs2 anliegende Spannung entspricht dabei dem für das erste
Signal ermittelten Spitzenwert. Wenn der zweite Signalgenerator 346 aktiv
ist, wird das Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors 364 einem
weiteren Kondensator Cs1 zugeführt.
Die Spannung über
diesem Kondensator entspricht dem für das zweite Signal ermittelten
Spitzenwert. Die Spannung über
dem weiteren Kondensator Cs1 wird mit einem ersten und einem zweiten Multiplikationsfaktor
lim1, lim2 unter Verwendung von Multiplizierern 366, 368 multipliziert.
Die hieraus resultierenden Produkte 380, 382 werden
mit der Spannung über
dem Kondensator Cs2 verglichen, wobei diese Spannung dem Ausgangssignal
des Spitzenwertdetektors 364 entspricht, wenn das erste
Signal mit der Frequenz f1 als Testsignal Vs ausgegeben wird. Bei
einem Ausführungsbeispiel der
vorliegenden Erfindung sind die Multiplikationsfaktoren lim1, lim2
so gewählt,
dass sie geeignet sind, einen Amplitudenunterschied von +/–30% für die Signale
mit den beiden Frequenzen f1, f2 zu ermitteln. Der Vergleich wird
beispielsweise unter Verwendung von Komparatoren oder Differenzverstärkern 370, 372 und
eines UND-Gatters 374 durchgeführt. Ein Fehlersignal Error,
das am Ausgang des UND-Gatters 374 anliegt, zeigt an, ob
die Differenz zwischen den Amplituden der Ausgangsspannung (vergleiche
Vo in 3a) der Spannungsversorgungsschaltung
bei den beiden Frequenzen f1, f2 innerhalb eines vorgegebenen Amplitudenwertes
liegt. Dies zeigt an, ob der Reservekondensator CER korrekt
oder nicht korrekt installiert ist, und ob der Kapazitätswert dieses
Kondensators CER innerhalb eines gültigen Wertebereichs
liegt, oder nicht. Bei Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung kann das Fehlersignal ein digitales Signal
sein. So kann beispielsweise das Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors 364 unter
Verwendung eines A/D-Wandlers (nicht dargestellt) digitalisiert werden.
Ausgangssignale des A/D-Wandlers können in Registern gespeichert
werden, und das Fehlersignal kann unter Verwendung eines Logikalgorithmus, einer
Nachschlagetabelle, eines ROM, usw., abgeleitet werden.
-
Während des
Betriebs der Energiereservemessschaltung 320 wählt der
Steuerblock 352 zunächst
das Tiefpassfilter 360 über
die Steuerleitung 354 unter Verwendung des Schalters 358,
den Signalgenerator 344 für das Signal mit der Frequenz
f1 über
die Signalleitung 350 unter Verwendung des Schalters 356,
und den Speicherkondensator Cs2 über
die Signalleitung 352 unter Verwendung des Schalters 358 aus,
um dadurch das Tiefpassfilter 360 an den Leistungs- bzw.
Spitzenwertdetektor 364 und den Ausgang des Leistungsdetektors
an den Kondensator Cs2 zu koppeln. In diesem ersten Schritt wird
die Ausgangsspannung (Vi in 3a) der
Leistungsversorgung mit einer ersten Frequenz f1 moduliert, und
die Leistung dieses Signals an dem Knoten, an dem die Ausgangsspannung
Vo zur Verfügung steht,
wird ermittelt. Im zweiten Schritt des Betriebs wählt der
Steuerblock 351 als nächstes
das Bandpassfilter 362 unter Verwendung des Schalters 356 und
leitet das Ausgangssignal des Bandpassfilters 362 an den
Spitzenwertdetektor 364. Das Ausgangssignal des Spitzenwertdetektors 364 wird
an dem Kondensator Cs2 abgetastet. In einem dritten Schritt bleibt
der Schalter 358 getrennt von beiden Kondensatoren Cs1,
Cs2 und das Fehlersignal wird aktualisiert.
-
Abschließend sei
darauf hingewiesen, dass Merkmale die im Zusammenhang mit einem
Ausführungsbeispiel
erläutert
wurden, auch dann mit Merkmalen anderer Ausführungsbeispiele kombiniert
werden können,
wenn dies zuvor nicht explizit erläutert wurde.