DE102009015707A1

DE102009015707A1 - Konzept zur Inbetriebnahme eines Spannungswandlers

Info

Publication number: DE102009015707A1
Application number: DE200910015707
Authority: DE
Inventors: Friedemann Tonner
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 2009-03-31
Filing date: 2009-03-31
Publication date: 2010-10-14
Anticipated expiration: 2029-04-01
Also published as: DE102009015707B4

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung (100; 400) mit einer aktiven Steuerschaltung (102) zum Steuern eines Spannungswandlers (104) zum Wandeln einer Eingangsspannung (VCC) in eine Betriebsspannung (VCC) für die aktive Steuerschaltung (102), wobei die Eingangsspannung (VCC) kleiner ist als die Betriebsspannung (VCC). Die Schaltungsanordnung (100; 400) umfasst eine Startschaltung (106) zum Liefern, in einer Startphase, einer Startspannung (VCC) für die aktive Steuerschaltung (102), wobei die Startschaltung (106) ausgebildet ist, um die Startspannung (VCC) in Form von periodischen Betriebsspannungspulsen aus der Eingangsspannung (VCC) zu erzeugen, und wobei die Betriebsspannungspulse g (102) ausreichen, so dass der Spannungswandler (104) von der aktiven Steuerschaltung (102) angesteuert werden kann.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Vorrichtungen und Verfahren zur Inbetriebnahme von Spannungswandlern, an deren Eingang eine zu wandelnde Spannung anliegt, die geringer ist als eine zum Betrieb des Spannungswandlers notwendige Betriebsspannung. Erfindungsgemäße Vorrichtungen und Verfahren können beispielsweise bei sogenannten Energy Harvesting-(Energie-Ernten)Konzepten eingesetzt werden.
Mobile Endgeräte, wie beispielsweise Mobilfunktelefone, Digitalkameras, portable Computer, PDAs (Personal Digital Assistent), Uhren, etc. unterscheiden sich in ihrem Energiebedarf, haben jedoch gemeinsam, dass sie einen Energiespeicher, zumeist in Form einer Batterie, aufweisen, der in regelmäßigen zeitlichen Abständen, die sich nach der Nutzung der jeweiligen Endgeräte richten, nachgeladen bzw. ersetzt werden muss. Das ist, je nach Anwendungsfall, relativ umständlich, schränkt die Mobilität eines Nutzers ein, bzw. beeinträchtigt u. U. die Zufriedenheit eines Nutzers. In vielen Fällen ist zur Nachladung eines Energiespeichers meist ein externes Ladegerät nötig, welches für eine gewisse Dauer und abhängig von einem Ladestrom und der nachzuladenden Kapazität mit der Netzstromversorgung verbunden werden muss. Insbesondere während dieser Nachladephasen ist die Mobilität des Endgerätes erheblich eingeschränkt, bzw. nicht mehr gegeben.
Derartige Nachteile können umgangen werden, wenn eine vollständig netzunabhängige Energieversorgung möglich ist. Solch eine unabhängige Energieversorgung ist beispielsweise durch sogenanntes „Energy Harvesting” möglich, das die Erzeugung von Strom aus Quellen wie Umgebungstemperatur, Vibrationen oder Luftströmungen bezeichnet. Neben einer Energiegewinnung durch den piezoelektrischen Effekt (mechani scher Druck → elektrische Spannung) besteht die Möglichkeit der Energiegewinnung durch den thermoelektrischen Effekt. Besteht zwischen zwei definierten Stellen eines elektrischen Leiters eine Temperaturdifferenz, so lässt sich diese zur Erzeugung elektrischer Energie nutzen. Mit geeigneten Materialien gelingt es dadurch mit Thermowandlern (z. B. Peltier-Elementen) aus Temperaturdifferenzen elektrischen Strom bzw. elektrische Spannungen zu erzeugen.
An handelsüblichen Thermowandlern treten bei geringen Temperaturdifferenzen von wenigen Grad Kelvin jedoch nur geringe Spannungen im Bereich von wenigen Millivolt (z. B. 50 mV bis 200 mV) auf. Zudem werden Leistungen in einem Bereich von 100 μW bis ca. 1 mW erreicht. Diese geringen Spannungen und Leistungen reichen nicht aus, um herkömmliche Spannungswandler, wie z. B. Aufwärtswandler, zur Versorgung von elektrischen Schaltungen in Betrieb zu nehmen. Solche Spannungswandler weisen meist Schalter, insbesondere Halbleiterschalter, auf, die durch eine aktive Steuerschaltung, wie z. B. einen Mikrocontroller, gesteuert werden. Die aktive Steuerschaltung benötigt eine Betriebs- bzw. Versorgungsspannung, die höher ist als die an einem Ausgang des Thermowandlers für einen Eingang des Spannungswandlers bereitgestellte Eingangsspannung, wobei die Betriebsspannung für die aktive Steuerschaltung vermittels des Spannungswandlers aus der geringeren Eingangsspannung bereitgestellt werden soll.
Damit der Spannungswandler von der aktiven Steuerschaltung angesteuert werden kann, muss der aktiven Steuerschaltung vom Spannungswandler eine ausreichende Versorgungsspannung zur Verfügung gestellt werden. Reicht die vom Thermowandler herrührende Eingangsspannung für den Spannungswandler nun betragsmäßig nicht aus, um die Steuerschaltung bzw. den Spannungswandler in Betrieb zu nehmen, so arbeitet der Spannungswandler nicht bzw. nicht wie gewünscht.
Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, das oben geschilderte Anfangs- bzw. Startproblem zu lösen, und den Spannungswandler bzw. die aktive Steuerungsschaltung auch bei geringen Eingangsspannungen in Betrieb zu nehmen.
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1, ein Verfahren zum Liefern einer Startspannung gemäß Patentanspruch 18 und einer Startschaltung nach Anspruch 19.
Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung stellen ein Verfahren zum Liefern einer Startspannung für eine aktive Steuerschaltung bereit, wobei die aktive Steuerschaltung zum Steuern eines Spannungswandlers dient, der eine Eingangsspannung in eine Betriebsspannung für die aktive Steuerschaltung wandeln kann. Dabei ist die Eingangsspannung kleiner als die Betriebsspannung. Das erfindungsgemäße Verfahren umfasst folgende Schritte:

• Anlegen der Eingangsspannung an einen Eingang einer Startschaltung,
• Erzeugen, mit der Startschaltung in einer Startphase, der Startspannung in Form von periodischen Betriebsspannungspulsen aus der Eingangsspannung, so dass die Betriebsspannungspulse für eine Inbetriebnahme der aktiven Steuerschaltung ausreichen, und
• Anlegen der erzeugten Startspannung an einen Versorgungsanschluss der aktiven Steuerschaltung, so dass die aktive Steuerschaltung in der Startphase den Spannungswandler ansteuern kann.

Weitere Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung umfassen eine Schaltungsanordnung mit einer aktiven Steuerschaltung zum Steuern eines Spannungswandlers, der zum Wandeln einer Eingangsspannung in eine Betriebsspannung für die aktive Steuerschaltung dient, wobei die Eingangsspannung kleiner als die Betriebsspannung ist. Ferner umfasst die Schaltungsanordnung eine Startschaltung zum Liefern, in einer Startphase, einer Startspannung für die aktive Steuerschaltung, wobei die Startschaltung ausgebildet ist, um die Startspannung in Form von periodischen Betriebsspannungspulsen aus der Eingangsspannung zu erzeugen, wobei die Betriebsspannungspulse für eine Inbetriebnahme der aktiven Steuerschaltung ausreichen, so dass der Spannungswandler von der aktiven Steuerschaltung angesteuert werden kann.
Erfindungsgemäß weist die Startschaltung einen Sammel- bzw. Ausgangskondensator auf, in dem lediglich eine minimale Energie bei einer benötigten Betriebsspannung bereitgestellt wird, um den Spannungswandler bzw. die aktive Steuerschaltung, welche beispielsweise ein Mikrocontroller umfassen kann, in Betrieb zu nehmen. Dazu wird in periodischen Abständen eine Elektrode des Sammelkondensators auf einen Ausgang der Startschaltung durchgeschaltet.
Die Startschaltung weist eingangsseitig einen Schwingkreis bzw. einen Oszillator auf, der ansprechend auf eine geringe Eingangsspannung, die in einem Bereich unterhalb von 60 mV liegen kann, oszilliert und dadurch eine Wechselspannung erzeugt, wobei eine Schwingungsamplitude der Wechselspannung in einer Größenordnung der benötigten Betriebsspannung liegt. Gemäß Ausführungsbeispielen umfasst der Schwingkreis dazu einen Transformator, an den die Eingangsspannung angelegt werden kann, und einen Feldeffekt-Transistor, insbesondere einen selbstleitenden Feldeffekt-Transistor (JFET), die zu einem selbstschwingenden Schwingkreis verschaltet sind. Die Schwingungsfrequenz kann beispielsweise in einem Bereich von 100 kHz bis 1 MHz liegen.
Aus der Wechselspannung, die an dem Gate-Anschluss des JFET abgegriffen werden kann, werden erfindungsgemäß kapazitiv Wechselspannungen abgeleitet, die über mehrere Dioden gleichgerichtet und in ihrer Lage zu einem Bezugspotential (z. B. Masse, GND) verschoben werden. Dazu sind zwischen den beiden Elektroden des Sammelkondensators und dem Wechselspannungsabgriff jeweils Auskoppelschaltungen vorgese hen, wobei eine erste Auskoppelschaltung zum kapazitiven Auskoppeln von positiven Spannungen und eine zweite Auskoppelschaltung zum Auskoppeln von negativen Spannungen relativ zum Bezugspotential vorgesehen ist. Die beiden Auskoppelzweige dienen zum Aufladen des Sammelkondensators und damit zur Speicherung der benötigten Inbetriebnahmeenergie für den Spannungswandler bzw. Mikrocontroller in dem Sammelkondensator der Startschaltung.
Ferner ist parallel zu den ersten und zweiten Auskoppelzweigen ein dritter Auskoppelzweig zum kapazitiven Auskoppeln negativer Spannungen relativ zum Bezugspotential vorgesehen. Dieser dritte Auskoppelzweig ist mit einer Pulsgeneratorschaltung, wie beispielsweise einem Schmitt-Trigger, zum Generieren von Steuerpulsen gekoppelt. Von dem Pulsgenerator erzeugte Steuerpulse weisen gemäß Ausführungsbeispielen eine Frequenz auf, die ca. 500-mal geringer ist als die Schwingungsfrequenz des Oszillators. Eine Pulsdauer der von dem Pulsgenerator generierten Steuerpulse ist erfindungsgemäß wenigstens 10-mal, bevorzugt wenigstens 100-mal kürzer als eine Periodendauer der generierten Steuerpulse. In anderen Worten ausgedrückt beträgt eine Zeit, während der der Sammelkondensator, bedingt durch die Steuerpulse, mit einem Ausgang der Startschaltung gekoppelt ist, höchstens 10% der Periodendauer des von der Pulsgeneratorschaltung gelieferten Signals. Die erzeugten Steuerpulse steuern einen Schaltvorgang, durch den, für die Steuerpulsdauer, die sich aus der im Sammelkondensator gespeicherten Ladung ergebende Spannung an den Ausgang der Startschaltung gelegt wird. Die Steuerpulsdauer und die im Sammelkondensator gespeicherte Ladung reichen aus, um den Spannungswandler bzw. die diesen steuernde aktive Steuerschaltung in Betrieb zu nehmen. Nach der Start- bzw. Anlaufphase wird die aktive Steuerschaltung durch den Spannungswandler (Aufwärtswandler) versorgt und die Startschaltung kann optional abgeschaltet werden.
Durch die gepulste Bereitstellung der Startspannung am Ausgang der Startschaltung benötigt eine erfindungsgemäße Startschaltung lediglich eine geringe Leistung. Die Startschaltung bzw. der Inbetriebnahme-Schaltkreis kann daher auch parallel zur eigentlichen Spannungswandlung betrieben werden. Die Startschaltung liefert periodisch Startspannungen, wodurch der Spannungswandler auch nach einem Aussetzen seines Betriebs wieder in Betrieb genommen werden kann.
Der Transformator des JFET-Transformator-Oszillators kann sehr klein, d. h. mit geringen geometrischen Abmessungen, ausgelegt werden, da er nicht zur eigentlichen Spannungswandlung eingesetzt wird. Daher ermöglichen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung eine besonders platzsparende Bauweise.
Bevorzugte Ausführungsformen und Weiterbildungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Im Nachfolgenden werden Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung anhand der beigefügten Figuren näher beschrieben. Es zeigen:
1 ein Blockdiagramm einer Schaltungsanordnung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 eine schematische Darstellung der durch Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung gelieferten Startspannung, aufgetragen über die Zeit;
3 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Startschaltung; und
4 ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Startschaltung in Zusammenwirkung mit einem Mikrocontroller-gesteuerten Spannungswandler.
1 zeigt ein Blockdiagramm einer Schaltungsanordnung 100 gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Die Schaltungsanordnung 100 weist eine aktive Steuerschaltung 102 zum Steuern eines Spannungswandlers 104 auf. Der Spannungswandler 104 dient zum Wandeln einer Eingangsspannung VCC_ein in eine Betriebsspannung VCC_reg für die aktive Steuerschaltung 102. Die Eingangsspannung VCC_ein ist dabei kleiner als die Betriebsspannung VCC_reg, d. h. VCC_ein < VCC_reg. Bei dem Spannungswandler 104 handelt es sich also gemäß Ausführungsbeispielen um einen Aufwärtswandler bzw. Hochsetzsteller.
Ferner umfasst die Schaltungsanordnung 100 eine Startschaltung 106 zum Liefern einer Start- bzw. Inbetriebnahmespannung VCC_start für die aktive Steuerschaltung 102 in einer Start- bzw. Anlaufphase. Die Startschaltung 106 ist ausgebildet, um die Startspannung VCC_start in Form von periodischen Betriebsspannungspulsen aus der Eingangsspannung VCC_ein zu erzeugen, wobei die Betriebsspannungspulse für eine Inbetriebnahme der aktiven Steuerschaltung 102 ausreichen, so dass der Spannungswandler 104 von der aktiven Steuerschaltung 102 in der Startphase angesteuert werden kann.
Bei der Startschaltung 106 handelt es sich also quasi um einen Hilfsspannungswandler, der die aktive Steuerschaltung 102, die beispielsweise als Mikrocontroller ausgebildet sein kann, in einer Anlaufphase mit ausreichend hohen Spannungspulsen versorgt, so dass die Steuerschaltung 102 ihren Betrieb aufnimmt und dadurch den Hauptspannungswandler 104 ansteuern kann, der der Steuerschaltung 102 infolgedessen die Betriebsspannung VCC_reg bereitstellt.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Startschaltung 106 ausgebildet, um die Betriebsspannungspulse VCC_start mit einer Pulsdauer bereitzustellen, die kleiner ist als 1/50 einer Periodendauer zwischen zwei aufeinander folgenden Betriebsspannungspulsen. Dieser Zusammenhang ist schematisch in 2 skizziert.
2 zeigt einen erfindungsgemäßen Startspannungsverlauf 200 mit einer Folge von Start- bzw. Betriebsspannungspulsen 202. Die Betriebsspannungspulse 202 weisen jeweils eine Pulsdauer T_puls auf. Eine Pulsperiodendauer, d. h. eine Dauer zwischen zwei aufeinander folgenden Betriebsspannungspulsen 202, sei mit T_PP bezeichnet. Gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung ist das Verhältnis T_puls/T_PP kleiner als 1/50, d. h. T_puls/T_PP < 1/50. Bevorzugt ist T_puls/T_PP < 1/100. Dadurch resultiert eine relativ geringe Leistung, die für den Inbetriebnahme-Schaltkreis 106 aufgewandt werden muss. Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beträgt die Pulsdauer T_puls ca. 2 ms, wohingegen die Betriebsspannungspulsperiodendauer T_PP ca. 1 Sekunde beträgt. Bei diesem Beispiel ist das Verhältnis T_puls/T_PP also ca. 1/500.
Um die Startspannung VCC_start pulsförmig bereitzustellen, weist die Startschaltung 106 gemäß einem Ausführungsbeispiel einen selbstschwingenden Oszillator und einen Sammelkondensator auf, wobei der Oszillator beim Anlegen der Eingangsspannung schwingt und dadurch den Sammelkondensator innerhalb eines Teils einer Betriebsspannungspulsperiodendauer T_PP auflädt, so dass zwischen seinen Elektroden eine Spannung entsprechend einer Amplitude eines Betriebsspannungspulses messbar ist. Parallel dazu wird durch den Schwingkreis ein Pulsgenerator angesteuert, der Steuerpulse mit einer Periode entsprechend T_PP und mit einer Steuerpulsdauer entsprechend T_puls erzeugt. Bei diesem Pulsgenerator kann es sich gemäß einem Ausführungsbeispiel um einen Schmitt-Trigger in PWM-Beschaltung (PWM = Pulsweitenmodulation) handeln.
Nachdem im Vorhergehenden das allgemeine Konzept der Erzeugung der pulsförmigen Inbetriebnahmespannung zum In- Betrieb-Nehmen der aktiven Steuerschaltung 102 erläutert wurde, wird im Nachfolgenden anhand der 3 ein konkretes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung beschrieben.
3 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Startschaltung 106, die an einem Ausgang 302 eine pulsförmige Startspannung VCC_start liefert. Dazu wird an einem Eingang 304 der Startschaltung eine betragsmäßig wesentlich geringere Eingangsspannung VCC_ein angelegt. Gemäß Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung liegt die Eingangsspannung, welche beispielsweise in Form einer Gleichspannung von einem Energiewandler, wie z. B. einem Thermowandler, stammen kann, in einem Bereich von ca. 10 mV bis 60 mV, während die vom Spannungswandler 104 bereitzustellende Betriebsspannung in einem Bereich von ca. 2 V liegt, d. h. also 30- bis 200-mal größer ist.
Der Eingang 304 wird durch einen Anschluss einer primärseitigen Spule eines Transformators TF101 gebildet. Ein zweiter Anschluss der primärseitigen Spule ist mit einem Drain-Anschluss eines selbstleitenden Feldeffekt-Transistors (JFET) T101 gekoppelt. Ein erster Anschluss einer Sekundärspule des Transformators TF101 ist mit dem Gate-Anschluss 306 des JFET T101 gekoppelt, wohingegen ein zweiter Anschluss der Sekundärspule auf ein Bezugspotential, wie z. B. Masse (GND), gelegt ist. Der Source-Anschluss des JFET T101 liegt ebenfalls auf Massepotential. Der Transformator TF101 und der JFET 101 bilden zusammen einen selbstschwingenden Oszillator 305, der bei Eingangsspannungen VCC_ein von ca. 10 mV bis ca. 60 mV beginnt zu oszillieren. Der Schwingkreis 305 benötigt eine sehr geringe Leistung (Strom von ca. 1 mA bei ca. 50 mV, also etwa 50 μW) und kann daher auch nach der Inbetriebnahme der aktiven Steuerschaltung (nicht gezeigt) weiterlaufen, wenn er nicht mit einer passenden negativen Steuerspannung abgeschaltet wird. Die Schwingungsamplitude am Knoten 306 beträgt beispielsweise ca. 1.5 V bei einer Frequenz von ca. 500 kHz.
Wie es im Nachfolgenden beschrieben wird, werden aus dieser Wechselspannung verschiedene Gleichspannungen gewonnen. Dazu werden aus dem Schwingkreis (Transformator-JFET) kapazitiv Gleichspannungen abgeleitet, die über mehrere Dioden gleichgerichtet und in ihrer Lage zu Masse verschoben werden.
Zur Gleichspannungsauskopplung weist die Startschaltung 106 einen ersten, zweiten und dritten Auskoppelschaltungsabschnitt 308-1, 308-2 und 308-3 auf. Über den ersten Auskoppelschaltungsabschnitt 308-1 werden aus der durch den Schwingkreis erzeugten Wechselspannung positive Spannungen (relativ zum Bezugspotential) ausgekoppelt, um eine erste Elektrode 310 einer Sammel- bzw. Ausgangskapazität C108 positiv aufzuladen (relativ zum Bezugspotential). Über den zweiten Auskoppelschaltungsabschnitt 308-2 werden aus der erzeugten Wechselspannung negative Spannungen (relativ zum Bezugspotential) ausgekoppelt, um eine zweite Elektrode 312 der Sammelkapazität C108 negativ aufzuladen (relativ zum Bezugspotential).
Zur Auskopplung der positiven Spannung weist der erste Auskoppelabschnitt 308-1 eine Koppelkapazität C106 auf. Während einer positiven Halbwelle der Wechselspannung am Knoten 306 fließen Ladungen von Masse (Bezugspotential) über eine Diode D105 auf den Koppelkondensator C106. Während der negativen Halbwelle fließen Ladungen vom Koppelkondensator C106 über eine Diode D103 auf einen Kondensator C107 und weiter über eine Schottky-Diode D104 zum Sammelkondensator C108 und heben das Potential am Knoten 310 nach und nach an.
Genau entgegengesetzt läuft der Ladungstransport im zweiten Auskoppelschaltungsabschnitt 308-2, so dass das Potential an der zweiten Elektrode 312 des Sammelkondensators C108 nach und nach negativ gegenüber dem Massepotential verschoben wird. An den Knoten 310 und 312 entstehen so gemäß die sem Beispiel nach und nach jeweils eine positive Spannung von ca. 1 V und eine negative Spannung von ca. –1 V.
Die ersten und zweiten Auskoppelschaltungsabschnitte 308-1, 308-2 dienen zusammen zur Speicherung einer zur Inbetriebnahme der aktiven Steuerschaltung benötigten Anfangsenergie im Sammelkondensator C108.
Die ersten und zweiten Auskoppelschaltungsabschnitte 308-1, 308-2 bilden zusammen mit dem Sammelkondensator C108 also eine Energiesammelschaltung, die angepasst ist, um, basierend auf der Wechselspannung, den Ausgangs- bzw. Sammelkondensator C108 aufzuladen. Dabei ist der Sammelkondensator C108 über zumindest einen Koppelkondensator C106, C110 und zumindest ein Gleichrichterbauteil (z. B. Diode) mit dem selbstschwingenden Oszillator 305 gekoppelt.
Da die Leistung des zweiten Auskoppelschaltungsabschnitts 308-2 begrenzt ist (ca. 1 bis 5 μW), ist ferner in der Startschaltung 106 gemäß einem Ausführungsbeispiel noch ein dritter Auskoppelschaltungsabschnitt 308-3 vorgesehen, um aus der Wechselspannung am Knoten 306 negative Spannungen auszukoppeln. Eine im dritten Auskoppelschaltungsabschnitt 308-3 vorgesehene Koppelkapazität C113 und Dioden D109, D111 sind identisch zu den entsprechenden Bauelementen des ersten und zweiten Auskoppelschaltungsabschnitts 308-1, 308-2. Der dritte Auskoppelschaltungsabschnitt 308-3 ist mit einer Pulserzeugungsschaltung 314 gekoppelt.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung weist die Pulserzeugungsschaltung 314 zur Pulserzeugung einen invertierenden Schmitt-Trigger 316 auf. Über den dritten Auskoppelschaltungsabschnitt 308-3 werden Kapazitäten C111 und C112 nach und nach geladen, bis am Eingang des Schmitt-Triggers 316 eine vorbestimmte Schwellspannung erreicht wird. Überschreitet die Eingangsspannung des invertierenden Schmitt-Triggers eine obere Schaltschwelle des Schmitt-Triggers 316, so kippt seine Ausgangsspannung am Knoten 318 von einem maximalen Spannungswert (HI) auf einen minimalen Spannungswert (LO). Unterschreitet die Eingangsspannung anschließend eine untere Schaltschwelle, so kippt die Ausgangsspannung zurück auf die maximale Ausgangsspannung des Schmitt-Triggers 316. Für den Fall, dass am Ausgang des Schmitt-Triggers 316 der minimale Spannungswert (LO) anliegt, schaltet ein mit dem Ausgang 318 des Schmitt-Triggers 316 gekoppelter PMOS-Transistor T104 durch.
Dadurch wird die zweite Elektrode 312 des Sammelkondensators C108, die mit dem Drain-Anschluss des Transistors T104 gekoppelt ist, auf Massepotential gezogen. Gleichzeitig steigt dadurch das Potential der ersten Elektrode 310 des Sammelkondensators C108 auf ca. 2 V an, wodurch ein Ausgangstransistor T103, dessen Source-Anschluss mit dem Knoten bzw. der Elektrode 310 gekoppelt ist, dessen Drain-Anschluss mit dem Ausgang 302 gekoppelt ist, und dessen Gate-Anschluss mit dem Kondensator C107 gekoppelt ist, eine negative Gate-Source-Spannung erhält und somit den Knoten 310 auf den Ausgang 302 durchschaltet, so dass am Ausgang 302 ein Betriebsspannungspuls von ca. 2 V anliegt, der zur Inbetriebnahme des mit dem Ausgang gekoppelten Mikrocontrollers bzw. der aktiven Steuerschaltung 102 ausreicht.
Die Pulserzeugungsschaltung 314 ist also ausgebildet, um ein schaltbares Koppelbauteil in Form des Ausgangstransistors T103 anzusteuern.
Der selbstschwingende Oszillator 305 und die Pulserzeugungsschaltung bzw. der Pulsgenerator 314 sind gemäß Ausführungsbeispielen derart ausgelegt, dass eine Schwingungsfrequenz des selbstschwingenden Oszillators 305 mindestens um einen Faktor 10 größer ist als eine Wiederholfrequenz des Pulsgenerators 314 bzw. der Steuerpulse, und wobei der Pulsgenerator 314 so ausgelegt ist, dass eine Anzeit, während der der Sammelkondensator C108 über das schaltbare Koppelbauteil bzw. den Ausgangstransistor T103 mit dem Ausgang 302 der Startschaltung 106 gekoppelt ist, höchstens 10% der Periodendauer der von dem Pulsgenerator 314 gelieferten Steuerpulse beträgt.
Die Betriebsspannungspulsdauer entspricht im Wesentlichen der Steuerpulsdauer des Schmitt-Triggers 316, ebenso wie die Betriebsspannungspulsperiodendauer der Steuerpulsperiodendauer des Schmitt-Triggers 316 entspricht. Die Steuerpulse des Schmitt-Triggers 316 weisen in dem anhand von 3 exemplarisch dargestellten Ausführungsbeispiel eine Periodendauer von ca. 1 s und eine Pulsdauer von ca. 2 ms auf. Während einer Anzeit, d. h. dem Auftreten der Steuerpulse, wird der Sammelkondensator C108 direkt an die positiven und negativen Versorgungsleitungen einer aktiven Steuerschaltung 102 gelegt, die daraufhin einen Hauptspannungswandler in Form eines Aufwärtswandlers steuert. Die beispielhafte Anzeit von ca. 2 ms und die im Sammelkondensator gespeicherte Ladung reichen aus, um die aktive Steuerschaltung 102 in Betrieb zu nehmen. Diese kann über ein PWM-Signal (PWM = Pulsweitenmodulation) einen Hochsetzsteller ansteuern und sich nach der Anlaufphase energetisch aus diesem Zweig versorgen.
Die Betriebsspannungspulsperiodendauer bzw. die Schmitt-Trigger-Pulsperiodendauer wird u. a. durch das Verhältnis der Kapazität des Koppelkondensators C113 zu den Kapazitäten der Kondensatoren C111 und/oder C112 am Eingang des Schmitt-Triggers und der Oszillationsperiode des JFET-Transformator-Oszillators bestimmt. Des Weiteren ist sie natürlich auch abhängig von der Schwingungsamplitude der vom Oszillator erzeugten Wechselspannung am Knoten 306. Insgesamt kann die Periode, die Dauer und die Amplitude der Betriebsspannungspulse am Ausgang 302 durch Variation der verwendeten Bauelemente der Startschaltung 106 verändert werden. Somit können durch Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung verschiedenste Schaltungsanordnungen mit unterschiedlichen aktiven Steuerschaltungen und entsprechend dimensionierten Startschaltungen bereitgestellt werden.
In 4 ist zusammenfassend ein detaillierter Schaltplan einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 400 gezeigt, die eine aktive Steuerschaltung in Form eines Mikrocontrollers 102, eine für den Mikrocontroller 102 vorgesehene Startschaltung 106 und einen vom Mikrocontroller zu steuernden Spannungswandler 104 vorsieht.
Als Eingangsspannungsquelle ist ein Thermowandler 402 vorgesehen, der an seinem Ausgang die Eingangsspannung VCC_ein in einer Höhe von 20 bis 60 mV liefert. Die Spannung VCC_ein soll von dem Spannungswandler 104, bei dem es sich um einen Aufwärtswandler handelt, auf ein Betriebsspannungsniveau von ca. 2.2 V gewandelt werden, um die geregelte Betriebsspannung VCC_reg der aktiven Steuerschaltung 102 in Form des Mikrocontrollers zuzuführen. Für den Betrieb des Spannungswandlers 104 ist eine Steuerung des Gate-Anschlusses eines Schalttransistors Q101 durch den Mikrocontroller 102 notwendig.
Um den Mikrocontroller 102, und damit auch den Spannungswandler 104, ordnungsgemäß in Betrieb zu nehmen, ist die Startschaltung 106, die im Vorhergehenden bereits anhand von 3 detailliert beschrieben wurde, vorgesehen, um, basierend auf der Eingangsspannung VCC_ein, die pulsförmige Startspannung VCC_start für den Mikrocontroller 102 zu liefern.
Die Startschaltung 106 funktioniert folgendermaßen: Ein selbstanregender JFET-Transformator-Oszillator 305 wird kapazitiv ausgekoppelt. Der selbstschwingende Oszillator schwingt ab einer Eingangsspannung von ca. 18 mV und zeigt eine Oszillations-Wechselspannung mit etwa 500 kHz und mit einer sich bei VCC_ein = 50 mV sättigenden Amplitude von ca. 2.5 V_PP. Ein Offset der Oszillations-Wechselspannung wird durch die Dioden der Auskoppelschaltungsabschnitte 308 entweder ins Negative (2x) oder Positive (1x) verschoben. Der 1 μF Sammel- bzw. Ausgangskondensator C108 wird zwischen ne gativer und positiver Spannung geladen. Der Schmitt-Trigger-Oszillator 314 an der zweiten negativen Versorgung 308-3 erzeugt ein PWM-Signal mit ca. 1 Hz Periode und ca. 20 ms Anzeit. Der negative Pol 312 des 1 μF-Kondensators C108 wird durch den Schmitt-Trigger-PWM auf Masse gezogen. Hinter dem Schalttransistor T103 an einem 27 nF-Kondensator C104, der mit dem Ausgang 302 gekoppelt ist, wird daher periodisch ein Spannungspuls von ca. 1,8 V bis 2 V erzeugt. Dieser dient zum Startup des Mikrocontrollers 102.
Ein Spannungsregler 404 innerhalb des Hochsetzstellers 104 ist beispielsweise auf V_reg = 2.2 V eingestellt. Bei einer Regelungssteuerspannung V_out des Spannungsreglers 404 von V_out = 600 mV kann dies beispielsweise mit einem Widerstand R103 = 590 kΩ und R101 = 1.6 MΩ erreicht werden.
VCC_start wird nach dem Regler 404 eingespeist, da der Regler nicht schnell genug ist. Nur so erreicht man eine ausreichende anfängliche Betriebsspannung. Zu Beginn dient lediglich der 27 nF Kondensator C104 als Ausgangsfilterung. Daher muss nach einiger Zeit ein weiterer Kondensator C105 (z. B. 10 μF) zugeschaltet werden. Der Siebkondensator C105 kann beispielsweise nach ca. 10 s über einen Widerstand R102 geladen werden. Bei einem Wert R102 = 390 kΩ ergibt sich eine Zeitkonstante τ = RC = 3.9 s. Dies ermöglicht den Startup ohne Verzögerung.
Der Mikrocontroller 102 liefert Pulse an den Gate-Anschluss des Transistors Q101 mit einer Periode von beispielsweise 800 μs (300 μs high, 500 μs low). Je nach Last können am Punkt P103 (VCC_roh) hohe Spannung entstehen. Daher sind Schutzschaltungen 406 mit Spannungsdetektoren (NCP 304) vorgesehen, welche in 4 ebenfalls dargestellt sind.
Die Überspannungsschutzschaltung 406-1 schaltet bei VCC_roh > 4.5 V am Ausgang auf LOW und dissipiert die Energie in der blauen LED als Licht. Die Schaltung 406-2 ist vorgesehen, um bei VCC_roh > 3.6 V einen Superkondensator C109 zu laden.
Ein Widerstand ist so eingestellt, dass die Spannung VCC_roh um weniger als 0.5 V einbricht (bei 10 μF Puffer), bevor der NCP 304 wieder ausschaltet. Mittels der Überspannungsschutzschaltung 406-3 wird ein Pufferkondensator C114 bei VCC_roh > 3 V geladen.
Die in 4 gezeigte Schaltungsanordnung ist ein Beispiel für ein energieautarkes Sensor-/Aktor-System, welches beispielsweise für eine Thermoskanne mit Füllstandsensorik und Temperaturanzeige eingesetzt werden kann. Die elektrische Energie für eine LCD-Anzeige und ein Funkmodul wird dabei direkt über den Thermowandler 402 aus der Wärmeenergie des Thermoskanneninhalts gewonnen. Dazu ist nur eine geringe Temperaturdifferenz von Kanneninhalt zur Umgebung notwendig. Das im Deckel der Kanne befindliches thermoelektrisches Modul 402 liefert elektrische Energie, die durch die gezeigte Schaltungsanordnung 400 aufbereitet wird. Zusammen mit einem intelligenten Energiemanagementsystem und Energiespeicher kann die Sensorik über längere Zeit betrieben werden, ohne dass der Inhalt der Kanne merklich kühler wird.
Die Kanne kann somit einem entfernten Funkempfänger melden, dass sie beispielsweise gerade geleert worden ist. Für ein Catering-Unternehmen könnte dies beispielsweise eine sinnvolle Information darstellen. Die Information kann natürlich im allgemeinen auch eine andere sein, wie z. B. Kraft, Druck, Geschwindigkeit, Temperatur, etc.
Die anhand von 4 gezeigte Sensorik kommt ohne Versorgungskabel und Datenkabel aus, und sie ist über Jahre betriebsbereit, da keine Batterien ausgetauscht werden müssen. An schwer zugänglichen Stellen und bei beweglichen Maschinenteilen ist energieautarke Sensorik praktisch konkurrenzlos. Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung erleichtern den Einsatz energieautarker Sensorik, die durch Energiewandler, wie beispielsweise Thermowandler, nur eine geringe Spannung VCC_ein bereitstellen.
Durch einen erfindungsgemäßen Inbetriebnahme-Schaltkreis bzw. eine erfindungsgemäße Startschaltung 106 braucht lediglich eine relativ geringe Leistung aufgewandt zu werden. Die Startschaltung 106 kann dabei parallel zur eigentlichen Spannungswandlung betrieben werden. Des Weiteren liefert die Startschaltung periodisch Start-Spannungen, weshalb der Spannungswandler daher auch nach dem Aussetzen des Betriebs wieder in Betrieb genommen werden kann.
Im JFET-Transformator-Zweig kann der Transformator TF101 sehr klein ausgelegt werden, da er ja nicht auch noch zur eigentlichen Spannungswandlung eingesetzt wird. Daher ist eine besonders platzsparende Bauweise möglich.
Abschließend ist darauf hinzuweisen, dass die vorliegende Erfindung nicht auf die konkret beschriebenen Ausführungsformen beschränkt ist. Eine konkrete Umsetzung der Startschaltung könnte natürlich auch anders aussehen. Der Transformator TF101 könnte beispielsweise Teil des Hauptenergiestrangs des Spannungswandlers 104 sein. Die Art der Gleichspannungserzeugung durch die Auskoppelschaltungsabschnitte 308 könnte auch anders realisiert werden. Bei kleineren Betriebsspannungen könnte beispielsweise auch lediglich ein Auskoppelschaltungsabschnitt ausreichend sein, um den Sammelkondensator aufzuladen. Entscheidend ist, dass die Startschaltung periodisch auftretende Start-Energie-Pulse für die aktive Steuerschaltung 102 liefert.
Ausführungsbeispiele können insbesondere für Sensorschaltungen verwendet werden, die mit Energiewandlern, wie z. B. Thermowandlern, betrieben werden. Das erfindungsgemäße Konzept, zunächst bei geringster Leistung eine Startenergie in Form von Startenergiepulsen für die aktive Steuerschaltung zu gewinnen, ist allgemein anwendbar und nicht auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt.

Claims

Schaltungsanordnung (100; 400) mit folgenden Merkmalen: einem Spannungswandler (104) zum Bereitstellen einer Betriebsspannung (VCC_reg) basierend auf einer Eingangsspannung (VCC_ein), wobei die Eingangsspannung (VCC_ein) kleiner als die Betriebsspannung (VCC_reg) ist; einer aktiven Steuerschaltung (102) zum Steuern des Spannungswandlers (104), wobei die aktive Steuerschaltung (102) angepasst ist, um nach einer Startphase basierend auf der durch den Spannungswandler bereitgestellten Betriebsspannung (VCC_reg) mit Energie versorgt zu werden; und einer Startschaltung (106) zum Liefern einer Anfangsenergie für die aktive Steuerschaltung (102) in der Startphase, wobei die Startschaltung ausgebildet ist, um die Anfangsenergie in Form von periodischen Betriebsspannungspulsen (202) aus der Eingangsspannung (VCC_ein) zu erzeugen, wobei die Betriebsspannungspulse (202) für eine Inbetriebnahme der aktiven Steuerschaltung (102) ausreichen, so dass der Spannungswandler (104) von der aktiven Steuerschaltung (102) angesteuert werden kann.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die Startschaltung (106) ausgebildet ist, um die Betriebsspannungspulse mit einer Pulsdauer (T_puls) bereitzustellen, die kleiner ist als 1/50 einer Periodendauer (T_PP) zwischen zwei aufeinander folgenden Betriebsspannungspulsen (202).
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Startschaltung (106) einen selbstschwingenden Oszillator (305) aufweist, der ausgebildet ist, um basierend auf der Eingangsspannung (VCC_ein) eine Wechselspannung zu erzeugen, deren Amplitude größer als ein Betrag der Eingangsspannung (VCC_ein) ist, und wobei die Startschaltung (106) eine Energiesammelschaltung mit einem Sammelkondensator (C108) aufweist, die angepasst ist, um, basierend auf der Wechselspannung, den Sammelkondensator (C108) aufzuladen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, wobei der Sammelkondensator (C108) über zumindest einen Koppelkondensator (C106) und zumindest ein Gleichrichterbauteil mit dem selbstschwingenden Oszillator (305) gekoppelt ist, und wobei der Sammelkondensator (C108) über ein schaltbares Koppelbauteil (T103) mit dem Ausgang (302) der Startschaltung (106) gekoppelt ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, wobei der selbstschwingende Oszillator (305) ausgebildet ist, um beim Anlegen der Eingangsspannung (VCC_ein) zu schwingen und dadurch den Sammelkondensator (C108) innerhalb eines Teils einer Betriebsspannungspulsperiodendauer (T_PP) aufzuladen, so dass zwischen Elektroden (310; 312) des Sammelkondensators (C108) eine Spannung entsprechend einer Amplitude eines Betriebsspannungspulses (202) messbar ist.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei der selbstschwingende Oszillator (305) einen Transformator (TF101) und einen Sperrschicht-Feldeffekt-Transistor (T101) aufweist und ausgebildet ist, um ab einer Eingangsspannung (VCC_ein) größer als 10 mV zu oszillieren.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 6, wobei die Startschaltung (106) einen ersten und zweiten Auskoppelschaltungsabschnitt (308-1; 308-2) aufweist, wobei über den ersten Auskoppelschaltungsabschnitt (308-1) aus einer durch den Oszillator (305) erzeugten Wechselspannung positive Spannungen ausgekoppelt werden, um eine erste Elektrode (310) des Sammelkondensators (C108) positiv aufzuladen, und wobei über den zweiten Auskoppelschaltungsabschnitt (308-2) aus der Wechselspannung negative Spannungen ausgekoppelt werden, um eine zweite Elektrode des Sammelkondensators (C108) negativ aufzuladen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, wobei in dem ersten Auskoppelschaltungsabschnitt (308-1) ein Koppelkondensator (C106) zwischen einem Steueranschluss des Sperrschicht-Feldeffekt-Transistors (T101) und einer Diodenanordnung (D103; D104) vorgesehen ist, wobei die Diodenanordnung (D103; D104) ausgebildet ist, um während einer negativen Halbwelle der Wechselspannung einen Ladungstransport zu dem Koppelkondensator (C106) zu ermöglichen und um während einer positiven Halbwelle der Wechselspannung einen Ladungstransport von dem Koppelkondensator (C106) zu dem Sammelkondensator (C108) zu ermöglichen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, wobei in dem zweiten Auskoppelschaltungsabschnitt (308-2) ein Koppelkondensator (C110) zwischen einem Steueranschluss des Sperrschicht-Feldeffekt-Transistors (T101) und einer Diodenanordnung (D107; D108) vorgesehen ist, wobei die Diodenanordnung (D107; D108) ausgebildet ist, um während einer positiven Halbwelle der Wechselspannung einen Ladungstransport zu dem Koppelkondensator (C110) zu ermöglichen und um während einer negativen Halbwelle der Wechselspannung einen Ladungstransport von dem Koppelkondensator (C110) zu dem Sammelkondensator (C108) zu ermöglichen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 8 oder 9, wobei ein Verhältnis einer Kapazität eines Koppelkondensators (C106; C110) des ersten und/oder zweiten Auskoppelschaltungsabschnitts (308-1; 308-2) zu einer Kapazität des Sammelkondensators (C108) in einem Bereich von 1/10⁶ bis 1/10⁴ liegt.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 10, wobei parallel zu dem zweiten Auskoppelschaltungsabschnitt (308-2) ein dritter Auskoppelschaltungsabschnitt (308-3) für negative Spannungen vorgesehen ist, der mit einer Pulserzeugungsschaltung (314) gekoppelt ist, um eine Steuerspannung für die Pulserzeugungsschaltung (314) bereitzustellen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, wobei die Pulserzeugungsschaltung (314) ausgebildet ist, um Steuerpulse mit einer Steuerpulsdauer und einer Steuerpulsperiodendauer zum Ansteuern eines Schalters bereitzustellen, so dass abhängig von den Steuerpulsen die Startspannung von dem Sammelkondensator (C108) an den Ausgang (302) der Startschaltung (106) gekoppelt werden.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 11 oder 12, wobei zwischen einer zweiten Elektrode (312) des Sammelkondensators (C108) und einem Bezugspotential ein Schalter (T104) vorgesehen ist, um die zweite Elektrode (312) des Sammelkondensators (C108) abhängig von den Steuerpulsen mit dem Bezugspotential zu koppeln.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 13, wobei zwischen einer ersten Elektrode (310) des Sammelkondensators (C108) und dem Ausgang (302) der Startschaltung (106) ein Schalttransistor (T103) vorgesehen ist, um ein Potential der ersten Elektrode (310) vermittels des Schalttransistors (T103) an den Ausgang (302) zu legen, wenn das Potential der ersten Elektrode (310) höher ist als eine Steuerspannung des Schalttransistors (T103).
Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die einen Energiewandler (402) zum Liefern der Eingangsspannung (VCC_ein) umfasst.
Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Verhältnis von Eingangsspannung (VCC_ein) zu Betriebsspannung in einem Bereich von 1/200 bis 1/10 liegt.
Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die aktive Steuerschaltung (102) einen Mikrocontroller umfasst, der in der Startphase durch die Startschaltung (106) und nach der Startphase durch den Spannungswandler (104) versorgt wird.
Verfahren zum Liefern einer Startspannung (VCC_start) für eine aktive Steuerschaltung (102) zum Steuern eines Spannungswandlers (104) zum Wandeln einer Eingangsspannung (VCC_ein) in eine Betriebsspannung (VCC_reg) für die aktive Steuerschaltung, wobei die Eingangsspannung (VCC_ein) kleiner als die Betriebsspannung (VCC_reg) ist, mit folgenden Schritten: Anlegen der Eingangsspannung (VCC_ein) an einen Eingang (304) einer Startschaltung (106); Erzeugen, in einer Startphase mittels der Startschaltung (106), der Startspannung (VCC_start) in Form von periodischen Betriebsspannungspulsen (202) aus der Eingangsspannung (VCC_ein), so dass die Betriebsspannungspulse (202) für eine Inbetriebnahme der aktiven Steuerschaltung (102) ausreichen; und Anlegen der erzeugten Startspannung (VCC_start) an einen Versorgungsanschluss der aktiven Steuerschaltung (102), so dass die aktive Steuerschaltung in der Startphase den Spannungswandler (104) ansteuern kann.
Startschaltung (106) zum Liefern einer Anfangsenergie für eine aktive Steuerschaltung (102) eines Spannungswandlers (104) an einem Ausgang (302) der Startschaltung, wobei die Startschaltung (106) folgende Merkmale aufweist: einen selbstschwingenden Oszillator (305), der ausgebildet ist, um basierend auf einer Eingangsspannung (VCC_ein) eine Wechselspannung zu erzeugen, deren Amplitude größer als ein Betrag der Eingangsspannung (VCC_ein) ist; eine Energiesammelschaltung, die angepasst ist, um, basierend auf der Wechselspannung, einen Sammelkondensator (C108) aufzuladen, wobei der Sammelkondensator (C108) über zumindest einen Koppelkondensator (C106) und zumindest ein Gleichrichterbauteil mit dem selbstschwingenden Oszillator (305) gekoppelt ist, und wobei der Sammelkondensator (C108) über ein schaltbares Koppelbauteil (T103) mit dem Ausgang (302) der Startschaltung (106) gekoppelt ist; einen Pulsgenerator (314), der ausgelegt ist, um das schaltbare Koppelbauteil anzusteuern, wobei der selbstschwingende Oszillator (305) und der Pulsgenerator (314) derart ausgelegt sind, dass eine Schwingungsfrequenz des selbstschwingenden Oszillators (305) mindestens um einen Faktor 10 größer ist als eine Wiederholfrequenz des Pulsgenerators (314), und wobei der Pulsgenerator (314) so ausgelegt ist, dass eine Anzeit, während der der Sammelkondensator (C108) über das schaltbare Koppelbauteil (T103) mit dem Ausgang (302) der Startschaltung (106) gekoppelt ist, höchstens 10% der Periodendauer des von dem Impulsgenerator gelieferten Signals beträgt.