DE102006010694A1

DE102006010694A1 - Direct current voltage converting method for use in inverter, involves clocking switch units such that high potential and input direct current voltage lie at inputs of storage reactor in magnetized and free-wheel phases, respectively

Info

Publication number: DE102006010694A1
Application number: DE102006010694A
Authority: DE
Inventors: Jochen Hantschel
Original assignee: Refu Elektronik GmbH
Current assignee: AEI Power GmbH
Priority date: 2006-03-08
Filing date: 2006-03-08
Publication date: 2007-09-20
Anticipated expiration: 2026-03-09
Also published as: DE102006010694B4

Abstract

The method involves closing and opening switch units (S1-S6) based on polarity of half waves of alternating current (AC) voltage (UNETZ) with an assigned clock sample for providing magnetized and freewheel currents to flow via a storage reactor (L) during respective phases. Operating conditions are detected to determine if the reactor is sufficiently magnetized during application of the sample in magnetized phase. The units are clocked such that a high potential (UZK2) and input direct current (DC) voltage (UZK1) lie at inputs of the reactor in magnetized and free-wheel phases, respectively. An independent claim is also included for an inverter.

Description

Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter und ein Verfahren zur Umwandlung einer elektrischen Gleichspannung in eine Wechselspannung einer bestimmten Frequenz.The The invention relates to an inverter and a method of conversion an electrical DC voltage in an AC voltage of a certain frequency.

Wechselrichter werden z.B. dann eingesetzt, wenn elektrische Energie aus Gleichspannungsquellen, wie bspw. Fotovoltaikanlagen, Brennstoffzellen oder dgl. in das öffentliche Versorgungsnetz einzuspeisen ist. Derartige Wechselrichter sind z.B. in der Lage, aus einem oder mehreren Gleichspannungspotentialen einen an den Potentialverlauf einer sinusförmigen Netzspannung mit einer Frequenz von 50 oder 60 Hz angeglichenen Wechselstrom erzeugen.inverter are used e.g. then used when electrical energy from DC sources, such as photovoltaic systems, fuel cells or the like. In the public Supply network is to feed. Such inverters are e.g. capable of one or more DC potentials one to the potential curve of a sinusoidal mains voltage with a Frequency equal to 50 or 60 Hz.

DE 102 21 592 A1 beschreibt einen transformatorlosen Wechselrichter mit zwei Gleichspannungsanschlüssen, einem zwischen den Gleichspannungsanschlüssen angeordneten Speicherkondensator, einer H-förmigen Vollbrückenschaltung, die vier Halbleiterschalter aufweist, und mit Speicherdrosseln, die in den zu den Wechselspannungsanschlüssen führenden Abzweigen der Brückenhälften angeordnet sind. Zur Erzeugung der gewünschten Wechselspannung aus einer anliegenden Gleichspannung werden bestimmte Schalter der Vollbrücke in Abhängigkeit von der Polarität der Wechselspannung mit einer hohen Taktfrequenz pulsweitenmoduliert geschaltet, um im Schließzustand der Schalter, der sog. Aufmagnetisierungsphase, einen Strom zur Aufladung der Drosselspulen bereitzustellen. Beim Öffnen der hochfrequent getakteten Schalter, der sog. Freilaufpfase, kommutiert der aufgrund der Abmagnetisierung innerhalb der Drosseln weiterfließende Spulenstrom über gesonderte Freilaufpfade, die zwischen den Abzweigen der Brückenhälften vorgesehen sind. Jeder Freilaufpfad weist einen Schalter sowie eine in Reihe geschaltete Gleichrichterdiode auf, wobei die Gleichrichterdioden in den Freilaufpfaden in entgegengesetzte Durchlassrichtungen zueinander geschaltet sind. Die Freilaufpfade verhindern eine verlustbehaftete Rückkommutierung des Drosselstroms über Dioden der Vollbrücke zurück zu den Speicherkondensatoren. DE 102 21 592 A1 describes a transformerless inverter with two DC terminals, one arranged between the DC terminals storage capacitor, a H-shaped full bridge circuit having four semiconductor switches, and with storage chokes, which are arranged in the leading to the AC voltage terminals branches of the bridge halves. To generate the desired AC voltage from an applied DC voltage certain switches of the full bridge depending on the polarity of the AC voltage with a high clock frequency pulse width modulated to provide in the closed state of the switch, the so-called. Aufmagnetisierungsphase, a current for charging the choke coils. When opening the high-frequency clocked switch, the so-called freewheeling gate, the coil current which continues to flow within the chokes due to the demagnetization commutes via separate freewheeling paths which are provided between the branches of the bridge halves. Each freewheeling path has a switch and a series-connected rectifier diode, wherein the rectifier diodes are connected in the freewheeling paths in opposite passage directions to each other. The free-wheeling paths prevent lossy back-commutation of the inductor current via full-bridge diodes back to the storage capacitors.

Aus der DE 102 25 020 A1 ist eine Wechselrichterschaltung bekannt, die zwei Gleichspannungszweige, zwischen denen zwei Fotovoltaikgeneratoren und zwei Speicherkondensatoren jeweils in Reihe angeordnet ist, eine Halbbrückenschaltung mit zwei in Reihe zueinander angeordneten Schaltern und zwei Wechselspannungsanschlüsse aufweist, von denen einer über eine eine Speicherdrossel enthaltende Verbindungsleitung mit dem Mittelabgriff der Halbbrücke verbunden ist. In jeder Halbwelle der Wechselspannung wird einer der Schalter der Halbbrücke hochfrequent geschaltet, während der andere geöffnet bleibt. In den Aufmagnetisierungsphasen wird der Drosselspule ein Strom zugeführt, der von dem zugehörigen Speicherkondensator bzw. Gleichspannungsgenerator herrührt. Im geöffneten Zustand des getakteten Schalters kommutiert ein Freilaufstrom auf den gegenüberliegenden Speicherkondensator zurück. Eine zwischen den Gleichspannungszweigen eingefügte Leistungskompensationsschaltung sorgt bei unterschiedlicher Leistungsabgabe der Fotovoltaikgeneratoren dafür, dass die der Halbbrücke in dem einen Gleichspannungszweig zugeführte gleich der von der Halbbrücke in dem anderen Gleichspannungszweig abgeführten Leistung ist.From the DE 102 25 020 A1 an inverter circuit is known, the two DC voltage branches, between which two photovoltaic generators and two storage capacitors each arranged in series, a half-bridge circuit having two switches arranged in series and two AC voltage terminals, one of which via a storage choke containing connecting line to the center tap of the half-bridge connected is. In each half cycle of the AC voltage, one of the switches of the half bridge is switched to high frequency while the other remains open. In the Aufmagnetisierungsphasen the inductor, a current is supplied, resulting from the associated storage capacitor or DC generator. In the open state of the clocked switch commutes a freewheeling current back to the opposite storage capacitor. A power compensation circuit inserted between the DC branches ensures, with different output of the photovoltaic generators, that the power supplied to the half-bridge in the one DC branch is equal to that dissipated by the half-bridge in the other DC branch.

Eine weitere Wechselrichterschaltungsanordnung ist in der am 24.05.2005 eingereichten deutschen Patentanmeldung mit dem Aktenzeichen 10 2005 024 465.3 beschrieben. Die Schaltungsanordnung basiert ebenfalls auf der Halbbrückenschaltung, die pro Gleichspannungszweig lediglich einen einzigen Schalter benötigt, der hochfrequent zu takten ist. Zwischen den Wechselspannungsanschlüssen ist eine Weichenschaltung mit weiteren Schaltereinheiten und Gleichrichterdioden vorgesehen, die eine Umlenkung der Strompfade ermöglicht. Eine Steuerungseinrichtung steuert die Halbbrücke und die Weichenschaltung geeignet an, um einen Wechselstrom zu erzeugen, wobei ein Freilaufstrom über die Weichenschaltung geleitet wird, so dass eine Rückkommutierung auf gleichspannungsseitige Speicherkondensatoren verhindert wird. Die Steuerungseinrichtung weist ferner eine Logik auf, um die Schalter der Halbbrücke und der Weichenschaltung bedarfsweise zum Leistungsausgleich zwischen den Gleichspannungszweigen anzusteuern.A Further inverter circuit arrangement is in the on 24.05.2005 filed German patent application with the file number 10 2005 024 465.3. The circuit arrangement is also based on the half-bridge circuit, which requires only a single switch per DC branch, the high-frequency clock is. Between the AC voltage terminals is a switch circuit with other switch units and rectifier diodes provided, which allows a deflection of the current paths. A controller controls the half bridge and the switch circuit suitable to generate an alternating current, wherein a freewheeling current over the Switching circuit is passed, so that a Rückkommutierung DC-side storage capacitors is prevented. The controller further includes logic on to the switches of the half bridge and the point circuit, if necessary, for power equalization between to control the DC voltage branches.

Die bekannten Wechselrichterschaltungen haben sich bei der Einspeisung von Energie in ein Netz in der Praxis bewährt. Allerdings müssen die auf der Gleichspannungsseite anliegenden Gleichspannungen wenigstens den Betrag des Scheitelwerts der Netzspannung aufweisen. Ansonsten reicht die Spannung zur Aufmagnetisierung der Drosselspule und somit zur Erzeugung des gewünschten Wechselstromes oder der gewünschten Wechselspan nung nicht aus. Die Höhe der zugeführten Gleichspannung ist jedoch insbesondere beim Anschluss regenerativer Energiequellen, z.B. Fotovoltaikgeneratoren, nicht in jedem Betriebspunkt sichergestellt. Ein Fotovoltaikgenerator ist aus mehreren Modulen aufgebaut, die jeweils eine Reihenschaltung von mehreren Generatorzellen mit einer Nennspannung von bspw. 0,7 bis 0,8 Volt aufweisen. Die von den Zellen gelieferte Spannung variiert herstellungs- und betriebsbedingt, insbesondere in Abhängigkeit von der Temperatur und aufgrund von Abschattungseffekten, in erheblichem Maße. Umso größer ist die gesamte Spannungsvarianz der Module und Generatoren. Eine beliebige Erhöhung der Anzahl der Generatormodule zur Erzielung einer Generatorspannung, die für die meisten Betriebspunkte ausreicht, ist aufgrund der begrenzten Durchschlagsfestigkeit der eingangsseitigen Speicherkondensatoren nicht möglich und aus Kostengründen wenig sinnvoll.The known inverter circuits have proven themselves in the supply of energy in a network in practice. However, the DC voltages applied to the DC side must at least have the magnitude of the peak value of the mains voltage. Otherwise, the voltage is sufficient for magnetizing the choke coil and thus generating the desired alternating current or the desired AC voltage is not sufficient. However, the level of the DC voltage supplied is not ensured in particular at the connection of renewable energy sources, such as photovoltaic generators, not at every operating point. A photovoltaic generator is constructed from a plurality of modules, each having a series circuit of a plurality of generator cells with a rated voltage of, for example, 0.7 to 0.8 volts. The voltage supplied by the cells varies considerably in terms of production and operation, in particular as a function of the temperature and due to shadowing effects. The greater the total voltage variance of the modules and generators. Any increase in the number of generator modules for generating a generator voltage sufficient for most operating points is due to the limited dielectric strength of the input-side storage capacitors not possible and cost reasons little sense.

Es ist deshalb bekannt, Energiequellen, deren Gleichspannungspegel in bestimmten Betriebspunkten unterhalb des Netzscheitelwerts liegt, üblicherweise über einen sog. DC-DC-Steller an eine Wechselrichterschaltung anzuschließen. Ein DC-DC-Hochsetzsteller, der auch als Gleichstromsteller oder getakteter Spannungswandler bezeichnet wird, ist eine elektronische Schaltung, die eine eingangsseitige Gleichspannung in eine größere Ausgangsspannung wandelt. Hochsetzsteller sind in unterschiedlichen Ausführungsformen allgemein bekannt. Bei einem induktiven Wandler wird bspw. zur Energiespeicherung eine Spule benutzt, die über einen schließbaren Schalter geladen wird. Beim geöffneten Schalter entlädt sich die Spule über eine in Reihe angeschlossene Diode, um Energie, die im Magnetfeld der Spule gespeichert war, an einen Verbraucher abzugeben.It is therefore known energy sources whose DC level at certain operating points below the grid peak, usually over one so-called DC-DC controller to connect to an inverter circuit. A DC-DC boost converter, also as a DC-DC converter or clocked voltage converter is an electronic circuit that has an input side DC voltage in a larger output voltage converts. Step-up converters are in different embodiments well known. In an inductive converter is, for example, for energy storage used a spool over a closable one Switch is loaded. When opened Switch discharges the coil over a diode connected in series to produce energy in the magnetic field the coil was stored to deliver to a consumer.

Wenn Hochsetzsteller in einer Wechselrichterschaltung eingesetzt werden, führt dies zwangsläufig zu einer Verschlechterung des Wirkungsgrads. Dieser ist umso schlechter, je größer der Hochsetzsteller dimensioniert ist und je höher die Belastung, also der von dem Hochsetzsteller abgegebene Strom ist, wobei die Verluste proportional zur zweiten Potenz der Stromstärke sind. Der hohe Spannungspegel am Ausgang des Hochsetzstellers hat in einer Wechselrichterschaltung hohe Verluste zur Folge. Am Ausgang der Brückenschaltung entstehen hohe Potentialsprünge zwischen aufeinander folgenden Aufmagnetisierungs- und Freilaufphasen mit der Folge hoher Schaltverluste und großer Rippelströme und Ummagnetisierungsverluste innerhalb der Speicherdrossel. Außerdem sind stark dimensionierte Hochsetzsteller verhältnismäßig kostspielig.If Boost converters are used in an inverter circuit, does this inevitably to a deterioration of the efficiency. This one is the worse, ever bigger the Step-up converter is dimensioned and the higher the load, so the from the boost converter output current, the losses are proportional to the second power of the current. The high voltage level at the output of the boost converter has in an inverter circuit high losses result. At the output of the bridge circuit high potential jumps arise successive magnetization and freewheeling phases the result of high switching losses and large Rippelströme and Ummagnetisierungsverluste within the storage throttle. There are also heavily dimensioned boost converters relatively expensive.

Ausgehend hiervon ist es Aufgabe der Erfindung, eine Wechselrichterschaltung und ein Verfahren zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspannung einer bestimmten Frequenz zu schaffen, die es ermöglichen, auch bei unzureichenden Eingangsgleichspannungswerten, insbesondere unterhalb des Scheitelwerts der Netzwechselspannung, Energie mit hohem Wirkungsgrad in ein Netz einzuspeisen. Dabei sollen insbesondere Schaltverluste sowie Ummagnetisierungsverluste und Rippelströme in der Speicherdrossel weitgehend reduziert werden.outgoing It is the object of the invention to provide an inverter circuit and a method of converting a DC voltage to an AC voltage to create a specific frequency that makes it possible even with insufficient input DC voltage values, in particular below the peak value of the AC mains voltage, energy with high efficiency to feed into a network. In particular, switching losses should as well as reversal losses and ripple currents in the storage throttle largely be reduced.

Diese und weitere Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden durch das erfindungsgemäße Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und den erfindungsgemäßen Wechselrichter nach Anspruch 17 gelöst.These and further objects of the present invention are achieved by the inventive method with the features of claim 1 and the inverter according to the invention solved according to claim 17.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zur Umwandlung einer elektrischen Gleichspannung in eine Wechselspannung mittels einer Schaltungsanordnung geschaffen, die eine Brückenschaltung mit Schalterelementen und Freilaufelementen und wenigstens eine Speicherdrossel am Ausgang der Brückenschaltung aufweist, die mit einem Wechselspannungsanschluss verbunden ist, der an eine Wechselspannung mit einer bestimmten Frequenz angeschlossen werden kann. Die Schalterelemente werden in Abhängigkeit von der Polarität der Wechselspannung mit festgelegtem Taktmuster geschaltet, wobei einzelne Schalterelemente synchron mit der Frequenz der Wechselspannung und andere Schalter mit hoher Taktfrequenz angesteuert werden. Im Schließzustand der hochfrequent getakteten Schalter, also in Aufmagnetisierungsphasen, wird ein Aufmagnetisierungsstrom zur Aufmagnetisierung der wenigstens einen Speicherdrossel bereitgestellt. Im Öffnungszustand dieser Schalterelemente, den Freilaufphasen, fließt über ausgewählte Freilaufelemente ein Freilaufstrom, der eine Abmagnetisierung der Speicherdrossel ermöglicht.According to one Aspect of the present invention is a method of transformation an electrical DC voltage in an AC voltage means a circuit arrangement is provided, which is a bridge circuit with switch elements and freewheeling elements and at least one Storage choke at the output of the bridge circuit, the connected to an AC voltage terminal connected to an AC voltage can be connected with a certain frequency. The switch elements become dependent from the polarity the AC voltage switched with a fixed clock pattern, wherein individual switch elements in synchronism with the frequency of the AC voltage and other switches are driven at high clock frequency. in the closing state the high frequency clocked switch, so in magnetization phases, is a Aufmagnetisierungsstrom for magnetizing the at least provided a storage throttle. In the opening state of these switch elements, the freewheeling phases, flows through selected freewheeling elements a freewheeling current, the demagnetization of the storage choke allows.

Erfindungsgemäß werden die momentanen Betriebsbedingungen erfasst und es wird an Hand dieser festgestellt, ob die Drossel (L) bei Anwendung des Taktmusters in den Aufmagnetisierungsphasen ausreichend aufmagnetisiert wird. In Abhängigkeit von dem Ergebnis dieser Feststellung wird der Betriebsmodus zur Ansteuerung der Schalterelemente geeignet gewählt. Wenn festgestellt wird, dass die Speicherdrossel in den Aufmagnetisierungsphasen ausreichend aufmagnetisiert werden kann, wird gemäß einem normalen Betriebsmodus das Gleichspannungspotential selbst in den Aufmagnetisierungsphasen zur Bereitstellung des Stroms zur Aufmagnetisierung der Speicherdrossel verwendet, d.h. bei entsprechender Schließung wenigstens eines hochfrequent getakteten Schalterelementes der Halbbrückenschaltung an die Speicherdrossel angekoppelt. In der Freilaufphase des normalen Betriebs, wenn das Schalterelement geöffnet ist, kommutiert der aufgrund der Abmagnetisierung innerhalb der Speicherdrossel weiter fließende Freilaufstrom auf einen gesonderten Freilaufpfad.According to the invention The current operating conditions are recorded and it is on the basis of this determined whether the throttle (L) when using the clock pattern in the magnetization phases is sufficiently magnetized. In Dependence on The result of this determination becomes the operating mode for driving the switch elements suitably chosen. If it is determined that the storage choke in the Aufmagnetisierungsphasen sufficient can be magnetized according to a normal operating mode the DC potential even in the Aufmagnetisierungsphasen for providing the current for magnetizing the storage choke used, i. with appropriate closure of at least one high frequency clocked switch element of the half-bridge circuit to the storage choke coupled. In the freewheeling phase of normal operation, if that Switch element opened is commutated due to the demagnetization within the storage choke continuing to flow Freewheeling current on a separate freewheeling path.

Wenn festgestellt wird, dass die Speicherdrossel in den Aufmagnetisierungsphasen nicht oder unzureichend aufmagnetisiert wird, wird ein erweiterter Betriebsmodus festgesetzt. In diesem Modus wird das Eingangsgleichspannungspotential in ein betragsmäßig höheres Potential gewandelt, das durch entsprechende Taktung wenigstens eines Schalterelementes in den Aufmagnetisierungsphasen als Aufmagnetisierungspotential zur Bereitstellung des Ladestroms für die Speicherdrossel verwendet oder an die Speicherdrossel angekoppelt wird. In den Freilaufphasen wird aber nicht der im normalen Betriebsmodus verwendete Freilaufpfad, sondern der im normalen Betriebsmodus verwendete Aufmagnetisierungspfad zur Bereitstellung des Freilaufstroms verwendet, so dass das Gleichspannungspotential selbst an die Speicherdrossel angekoppelt wird und das Freilaufpotential vorgibt.If it is determined that the storage choke is not or insufficiently magnetized in the magnetization phases, an extended operating mode is set. In this mode, the DC input voltage potential is converted into a magnitude higher potential, which is used by appropriate timing of at least one switch element in the Aufmagnetisierungsphasen as Aufmagnetisierungspotential for providing the charging current for the storage inductor or coupled to the storage inductor. In the freewheeling phases but not in normal operation mode used freewheeling path, but used in the normal operating mode Aufmagnetisierungspfad used to provide the freewheeling current, so that the DC potential is itself coupled to the storage inductor and the free-running potential dictates.

Die Erfindung eignet sich insbesondere zur Anwendung für die Einspeisung von Energie in ein Netz, bspw. öffentliches Versorgungsnetz, mittels einer Fotovoltaikanlage. Hierzu können ein oder zwei oder sogar mehrere Fotovoltaikgeneratoren insbesondere in Reihenschaltung an dem Eingang der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung vorgesehen sein. Es können auch andere Gleichspannungsquellen, die ein variables Gleichspannungspotential liefern, wie bspw. Brennstoffzellen oder Akkumulatoren, eingesetzt werden. Spannungsvarianzen, die auf herstellungsbedingte Toleranzen oder auf Temperaturdrift oder Abschattungseffekte im Betrieb zurückzuführen sind, werden durch die Erfindung ohne weiteres ausgeglichen, indem bspw. das erhöhte Potential auf ein gewünschtes Niveau eingeregelt wird. Es kann ein weiter Bereich variabler Gleichspannungspotentiale am Eingang verwendet werden, wobei die Gleichspannung auch deutlich unter dem Scheitelwert der Wechselspannung, bspw. dem Scheitelwert von etwa √2·230 Volt oder √2·120 Volt einer herkömmlichen Netzwechselspannung mit einer Frequenz von 50 oder 60 Hertz, liegen kann. Es ist festgestellt worden, dass mit einer Gleichspannungsamplitude von wenigstens etwa einem Drittel des Scheitelwerts der Netzspannung ein wirkungsvoller Betrieb möglich ist. Somit ist die Erfindung auf einen weiten Eingangsspannungsbereich anwendbar.The invention is particularly suitable for use for the supply of energy in a network, eg. Public utility network, by means of a photovoltaic system. For this purpose, one or two or even several photovoltaic generators can be provided in particular in series connection at the input of the circuit arrangement according to the invention. Other DC power sources that provide a variable DC potential, such as fuel cells or accumulators, may also be used. Voltage variances that are due to manufacturing tolerances or temperature drift or shading effects during operation are easily compensated by the invention, for example by the increased potential is adjusted to a desired level. A wide range of variable DC potentials can be used at the input, wherein the DC voltage is well below the peak value of the AC voltage, for example the peak value of approximately √ 2 · 230 Volt or √ 2 · 120 Volt of a conventional AC line voltage with a frequency of 50 or 60 hertz, may lie. It has been found that efficient operation is possible with a DC amplitude of at least about one third of the peak value of the mains voltage. Thus, the invention is applicable to a wide input voltage range.

Die Erfindung ermöglicht es, auch bei unzureichenden Generatorspannungen Energie mit hohem Wirkungsgrad in ein Netz einzuspeisen, wozu mehrere Maßnahmen vorgesehen sind. Bspw. ist der Einsatz des erhöhten Spannungspotentials lediglich auf Zeiträume der Halbwelle beschränkt, in denen die Gleichspannung eines Generators kein ausreichendes Aufmagnetisierungspotential liefert. In den übrigen Zeiträumen wird die niedrigere Gleichspannung eines Generators zur Aufmagnetisierung der Speicherdrossel verwendet. Durch die geringere Potentialhöhe der Generatorspannung sind die Schaltverluste, Rippelströme und Eisenverluste in der Speicherdrossel und elektromagnetische Störungen im Vergleich zu einer Betriebsweise, bei der stets von dem erhöhten Potential, bspw. dem Ausgangspotential eines Hochsetzstellers, abgetaktet würde, deutlich reduziert. Ferner ist der Wirkungsgrad dadurch verbessert, dass in den Zeiträumen, in denen die Gleichspannung eines Generators nicht ausreicht und im erweiterten Betriebsmodus das erhöhte Potential an den Eingang der Speicherdrossel angekoppelt wird, die Gleichspannung des Generators das Freilaufpotential vorgibt. Der Freilaufstrom wird der Speicherdrossel von einem Gleichspannungszweig, an dem der Generator angeschlossen ist, zugeführt. Dies hat im Vergleich zu einem Freilauf z.B. aus einem Neutralleiter oder gar einem gegenüberliegenden Gleichspannungszweig einen geringeren Spannungshub auf dem an die Brückenschaltung angeschlossenen Eingang der Speicherdrossel zur Folge. Der Spannungshub entspricht lediglich in etwa der Spannungsdifferenz zwischen dem Ausgangspotential des Hochsetzstellers und dem Potential der Eingangsgleichspannung. Durch das höhere Freilaufpotential erfolgt die Abmagnetisierung der Speicherdrossel wesentlich langsamer, wodurch vorteilhafterweise selbst in der Freilaufphase Energie ins Netz eingespeist wird. Außerdem werden dadurch Rippelströme und Ummagnetisierungsverluste innerhalb der Speicherdrossel ebenso wie EMV-Störungen drastisch reduziert. Durch die geringen Spannungssprünge, die ein Schalterelement der Brückenschaltung, das in dem zur betragsmäßigen Potentialerhöhung dienenden Spannungswandlerzweig zur Erzeugung des Pulsmusters vorgesehen ist, bei seiner hochfrequenten Taktung ausführen muss, fallen in diesem ebenso wie in einer in dem Gleichspannungszweig vorgesehenen Freilaufdiode nur geringe Schaltverluste an. Ferner kann die Leitenddauer des hochfrequent getakteten Schalterelementes im Bereich des Scheitelwertes der Halbwelle der Wechselspannung wirksam verringert werden, so dass über diesen eine geringere Energiemenge ins Netz gelangt und der Schalter wie auch ein eventuell diesem vorgelagerter Hochsetzsteller wesentlich kleiner ausgeführt werden können. Jedenfalls können zusätzlich Kosten eingespart werden.The Invention allows it, even with insufficient generator voltages energy with high To inject efficiency in a network, including several measures are provided. For example. is the use of the increased voltage potential only on periods limited to the half wave, in which the DC voltage of a generator is not sufficient Magnetizing potential delivers. In the remaining periods is the lower DC voltage of a generator for magnetization the storage throttle used. Due to the lower potential level of the generator voltage are the switching losses, Rippelströme and iron losses in the Storage choke and electromagnetic interference compared to a Operation, in which always of the increased potential, eg. The output potential of a boost converter, would be clocked, significantly reduced. Further the efficiency is improved by that in the periods, in where the DC voltage of a generator is insufficient and in extended operating mode the increased potential to the input the storage choke is coupled, the DC voltage of the generator specifies the free-wheeling potential. The freewheeling current becomes the storage choke from a DC branch to which the generator is connected is fed. This has compared to a freewheel, for example from a neutral conductor or even an opposite one Gleichspannungszweig a lower voltage swing on the s.den bridge circuit connected input of the storage throttle result. The voltage swing corresponds only approximately to the voltage difference between the Output potential of the boost converter and the potential of the DC input voltage. By the higher Freewheeling potential is the demagnetization of the storage throttle much slower, thereby advantageously even in the freewheeling phase Energy is fed into the grid. In addition, thereby Rippelströme and Ummagnetisierungsverluste within the storage throttle as well as EMC interference drastically reduced. Due to the low voltage jumps, a switch element of the bridge circuit, in the for the potential increase in potential Voltage converter branch is provided for generating the pulse pattern, at its high-frequency clocking must fall in this as well as in a provided in the DC branch freewheeling diode only low switching losses. Furthermore, the Leitenddauer of the high-frequency clocked switch element in the range of the peak value of the half-wave the AC voltage can be effectively reduced, so that over this a smaller amount of energy gets into the network and the switch like also a possibly this upstream boost converter essential made smaller can be. Anyway additional costs be saved.

In einer bevorzugten Ausführungsform des Erfindung wird zur Feststellung, ob die Drossel in den Aufmagnetisierungsphasen ausreichend aufmagnetisiert wird, der aktuelle Drosselspulenstrom erfasst und ein zur Aufmagnetisierung der Speicherdrossel erforderlicher Sollstrom festgelegt. Ferner wird eine gewünschte mittlere Spannung am Eingang der Speicherdrossel bestimmt und mit einem Referenzwert verglichen, der die Wahl des geeigneten Betriebsmodus und der geeigneten Ansteuerungsstrategie ermöglicht. Insbesondere ist der Referenzwert passend gewählt, um eine Entscheidung zu ermöglichen, ob die Eingangsgleichspannung gegebenenfalls unter Berücksichtigung geeigneter Sicherheitsreserven zur Erzielung der gewünschten mittleren Brückenausgangs- bzw. Drosseleingangsspannung ausreicht.In a preferred embodiment The invention is used to determine whether the throttle in the Aufmagnetisierungsphasen is sufficiently magnetized, the current inductor current detected and required for magnetizing the storage throttle Set current. Further, a desired average voltage at Input of the storage choke determined and with a reference value comparing the choice of the appropriate operating mode and the appropriate Driving strategy allows. In particular, the reference value is suitably chosen to be a decision enable, if the input DC voltage is possibly taking into account appropriate safety reserves to achieve the desired middle bridge output or throttle input voltage is sufficient.

In einer vorteilhaften Ausführungsform ist der Referenzwert ein variabler, in Abhängigkeit von momentanen Betriebsbedingungen anpassbarer oder einstellbarer Wert. Vorzugsweise ist der Referenzwert durch den Betrag des aktuellen Gleichspannungswertes gebildet oder gekennzeichnet, wobei bspw. Spannungsabfälle in dem Aufmagnetisierungspfad und bestimmte Toleranzen berücksichtigt werden. Wenn die gewünschte mittlere Drosseleingangsspannung betragsmäßig unterhalb des Gleichspannungspotentials liegt, erfolgt die Aufmagnetisierung der Speicherdrossel gemäß dem normalen Betriebsmodus aus dem Gleichspannungskreis, während der Freilauf vorzugsweise über einen Freilaufpfad erfolgt, der eine Kommutierung des Freilaufstroms auf den gegenüberliegenden Gleichspannungszwei oder den Nullleiter oder dgl. verhindert. Wenn der Betrag des gewünschten mittleren Drosseleingangsspannungswertes oberhalb der Gleichspannung liegt, wird der erfindungsgemäße erweiterte Betriebsmodus mit Aufmagnetisierung aus dem Spannungswandlerzweig und Freilauf aus dem Gleichspannungskreis über einen Gleichspannungszweig festgesetzt. Um dies zu ermöglichen, sind Schalterelemente und Freilaufelemente, bspw. Freilaufdioden, der Halbbrücke sowohl in dem Gleichspannungszweig als auch in dem Spannungswandlerzweig vorgesehen.In an advantageous embodiment, the reference value is a variable, depending on current operating conditions adjustable or adjustable value. Preferably, the reference value is formed or characterized by the amount of the current DC voltage value, wherein For example, voltage drops in the Aufmagnetisierungspfad and certain tolerances are taken into account. If the desired mean throttle input voltage is below the DC potential in terms of magnitude, the magnetizing of the storage inductor is carried out in accordance with the normal operating mode of the DC circuit, while the freewheeling preferably takes place via a freewheeling path that prevents commutation of the freewheeling current to the opposite DC voltage or neutral or the like. If the amount of the desired average throttle input voltage value is above the DC voltage, the extended operating mode according to the invention with magnetization from the voltage converter branch and freewheeling from the DC voltage circuit is set via a DC voltage branch. To make this possible, switch elements and freewheeling elements, for example freewheeling diodes, of the half-bridge are provided both in the DC voltage branch and in the voltage converter branch.

Gemäß einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Wechselrichter zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspannung, insbesondere eine Netzwechselspannung mit einer Frequenz von 50 oder 60 Hertz, geschaffen, wobei der Wechselrichter zur Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens eingerichtet ist. Der Wechselrichter weist einen Gleichspannungskreis mit wenigstens einem Gleichspannungszweig, an den eine Gleichspannungsquelle anschließbar ist, die eine Eingangsgleichspannung liefert, einen Wechselspannungskreis mit einem Wechselspannungszweig, an den eine Wechselspannung angelegt werden kann und der eine Speicherdrossel enthält, und eine Brückenschaltung auf, die Schalterelemente sowie Freilaufelemente, bspw. Freilaufdioden, zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspannung aufweist, und deren Abgriff mit dem Eingang der Speicherdrossel verbunden ist. Der Wechselrichter weist ferner einen an den Gleichspannungszweig angeschlossenen Spannungswandlerzweig mit einer Spannungswand lereinrichtung zur Hochsetzung der Eingangsgleichspannung auf ein betragsmäßig höheres Ausgangspotential auf. Eine Steuerungseinrichtung ist dazu vorgesehen, die Schalterelemente der Brückenschaltung gemäß einem festgelegten Taktmuster anzusteuern, um die Wechselrichtung zu bewerkstelligen. Die Steuerungseinrichtung weist eine Auswerteeinrichtung (33), die von einer Erfassungseinrichtung erfasste Signale, die Betriebsbedingungen kennzeichnen, empfängt und diese Signale verarbeitet, und eine Ansteuerungseinrichtung auf, die die Schalterelemente der Brückenschaltung mit einem bestimmten Taktmuster ansteuert. Die erfindungsgemäße Auswerteeinrichtung (34) weist eine geeignete Logik auf und ist dazu eingerichtet, ausgehend von den erfassten Signalen festzustellen, ob die Drossel bei Anwendung des Taktmusters in Aufmagnetisierungsphasen ausreichend aufmagnetisiert wird, und in Abhängigkeit von dieser Feststellung den geeigneten der vorerwähnten Betriebsmodi des erfindungsgemäßen Verfahrens auszuwählen und auslösen.According to a further aspect of the present invention, an inverter is provided for converting a DC voltage into an AC voltage, in particular an AC mains voltage having a frequency of 50 or 60 Hertz, wherein the inverter is set up to carry out the method according to the invention. The inverter has a DC voltage circuit with at least one DC voltage branch, to which a DC voltage source can be connected, which supplies a DC input voltage, an AC voltage circuit with an AC voltage branch to which an AC voltage can be applied and which contains a storage inductor, and a bridge circuit, the switching elements and freewheeling elements , For example, freewheeling diodes, for converting a DC voltage into an AC voltage, and whose tap is connected to the input of the storage inductor. The inverter further comprises a voltage converter branch connected to the DC branch having a voltage converter means for boosting the input DC voltage to an output potential of higher magnitude. A controller is provided to drive the switch elements of the bridge circuit in accordance with a predetermined clock pattern to accomplish the direction of change. The control device has an evaluation device ( 33 ) receiving signals detecting operating conditions detected by a detecting means and processing these signals, and driving means for driving the switching elements of the bridge circuit with a predetermined timing pattern. The evaluation device according to the invention ( 34 ) has suitable logic and is adapted to determine from the detected signals whether the choke is sufficiently magnetized when the clock pattern is used in magnetization phases, and to select and trigger the appropriate one of the aforementioned modes of operation of the method according to the invention.

Der so ausgebildete Wechselrichter gemäß der Erfindung weist die im Zusammenhang mit dem erfindungsgemäßen Verfahren vorstehend erwähnten Vorteile auf. Ebenso wird auf die vorstehend beschriebenen Modifikationen und Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Verfahrens verwiesen, die entsprechend auch auf den erfindungsgemäßen Wechselrichter anwendbar sind.Of the thus formed inverter according to the invention comprises in the In connection with the method according to the invention the advantages mentioned above on. Likewise, the above-described modifications and further developments of the method according to the invention, which accordingly also applicable to the inverter according to the invention are.

Vorzugsweise gehört zu den erfassten Eingangssignalen ein Signal, das die aktuell durch die Speicherdrossel fließende Stromstärke oder eine damit in Beziehung stehende Größe kennzeichnet. Die Steuerungseinrichtung weist dann vorteilhafterweise eine Stromreglerlogik auf, die den Istwert des durch die Speicherdrossel fließenden Stroms auf einen gewünschten mittleren Wert regelt.Preferably belongs to the detected input signals, a signal that the current through the storage throttle is flowing amperage or a related quantity. The control device then advantageously has a current controller logic that the Actual value of the current flowing through the storage choke current to a desired mean value regulates.

Für die Festlegung des geeigneten Betriebsmodus kann die Auswerteeinrichtung eine Bestimmungslogik, die ausgehend von den Eingangssignalen eine gewünschte mittlere Spannung am Eingang der Drossel bestimmt, und eine Vergleicherlogik enthalten, die den gewünschten mittleren Spannungswert mit einem Referenzwert, z.B. einem die Eingangsspannung kennzeichnenden Referenzwert vergleicht, wie dies vorstehend näher erläutert ist.For the determination of the suitable operating mode, the evaluation device can use a determination logic, from the input signals, a desired average voltage at Input of the choke and containing a comparator logic, the desired one mean voltage value with a reference value, e.g. one the input voltage comparing reference value, as explained in more detail above.

Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung enthält der Gleichspannungszweig wenigstens eines der Schalterelemente der Brückenschaltung sowie eine in Reihe mit dem Schalterelement angeordnete Gleichrichterdiode. Dieses Schalterelement wird im normalen Betriebsmodus hochfrequent getaktet, um die Speicherdrossel aufzumagnetisieren. Im erweiterten Betriebsmodus ist dieses Schalterelement geschlossen, und die Gleichrichterdiode dient als Freilaufdiode, über die der Freilaufstrom fließt.According to one embodiment of the invention the DC branch at least one of the switch elements of Bridge circuit as well a rectifier diode arranged in series with the switch element. This switch element is high frequency in the normal operating mode clocked to magnetize the storage choke. In the extended Operating mode, this switch element is closed, and the rectifier diode serves as a freewheeling diode, via the freewheeling current flows.

Der Spannungswandlerzweig ist vorzugsweise parallel zu der Reihenschaltung aus dem Schalterelement und der Gleichrichterdiode des Gleichspannungszweigs angeordnet und weist eine Spannungswandlereinrichtung, die vorzugsweise einen DC-DC-Hochsetzsteller, insbesondere einen induktiven Spannungswandler, und einen Speicherkondensator enthält, sowie ein mit der Spannungswandlereinrichtung in Reihe verbundenes Schalterelement der Brückenschaltung auf. Dieses Schalterelement wird im erweiterten Betriebsmodus zur Aufmagnetisierung der Speicherdrossel hochfrequent getaktet und ist im normalen Betriebsmodus offen. Vorteilhafterweise ist der Spannungshub, den dieser Schalter sowie die Freilaufdiode in dem Gleichspannungszweig im erweiterten Betriebsmodus ausführen, verhältnismäßig gering.The voltage converter branch is preferably arranged parallel to the series circuit of the switch element and the rectifier diode of the DC branch and has a voltage converter device which preferably comprises a DC-DC boost converter, in particular an inductive voltage converter, and a storage capacitor, as well as a switch element connected in series with the voltage converter device the bridge circuit on. This switch element is clocked high-frequency in the extended operating mode for magnetizing the storage inductor and is open in the normal operating mode. Advantageously, the voltage swing, this Run switch and the freewheeling diode in the DC voltage branch in the extended operating mode, relatively low.

Die Brückenschaltung kann eine beliebige Schaltungstopologie aufweisen. Bevorzugt wird eine Halbbrücke verwendet, bei der pro Halbwelle lediglich ein Schalterelement hochfrequent getaktet werden muss. Es kann auch eine H- oder Vollbrücken schaltung eingesetzt werden, wenn dies gewünscht ist.The bridge circuit can have any circuit topology. It is preferred a half bridge used in the per-half-wave, only one switch element high frequency must be clocked. It can also be a H or full bridge circuit be used if desired.

Der erfindungsgemäße Wechselrichter kann ferner Mittel zur Leistungskompensation aufweisen, die erforderlichenfalls einen Leistungsausgleich zwischen den Gleichspannungszweigen ermöglichen. Dies kann bspw. bei unterschiedlicher Abschattung zweier in Reihe geschalteter Fotovoltaikgeneratoren erforderlich sein, um zu verhindern, dass die Gesamtleistung der Anlage aufgrund der Solarzellenkennlinie gesenkt wird. Die Leistungskompensation kann bspw. dadurch bewerkstelligt werden, dass für bestimmte Zeiträume dem Freilaufstrom ermöglicht wird, auf den gegenüberliegenden Spannungswandlerzweig zurück zu kommutieren, wodurch Energie über die Spannungswandlereinrichtung auf den jeweiligen Gleichspannungszweig übertragen wird bzw. durch den Hochsetzsteller weniger Energie eingespeist werden muss. Die durch die Steuerungseinrichtung und bestimmte Schalterelemente und Freilaufelemente der Brückenschaltung gebildeten Leistungskompensationsmittel ermöglichen es somit, beide Generatoren an ihrem optimalen Betriebspunkt gemäß der Solarzellenkennlinie betreiben zu können. In gleicher Weise können Speicherkondensatoren der Spannungswandlereinrichtung in bestimmten Freilaufphasen gezielt aufgeladen werden, um das erhöhte Potential zu erzeugen, ohne dass gegebenenfalls ein DC-DC-Hochsetzsteller erforderlich ist.Of the inverter according to the invention may further comprise power compensation means, if necessary enable power equalization between the DC voltage branches. This can, for example, at different shading two connected in series Photovoltaic generators may be needed to prevent the total output of the plant due to the solar cell characteristic is lowered. The power compensation can, for example, accomplished by be that for certain periods the freewheeling current is enabled on the opposite Voltage transformer branch back to commute, causing energy over transmit the voltage converter means to the respective DC voltage branch is or fed by the boost converter less energy must become. By the control device and certain switch elements and freewheeling elements of the bridge circuit thus formed power compensation means allow both generators at its optimum operating point according to the solar cell characteristic to be able to operate. In the same way you can Storage capacitors of the voltage converter device in certain freewheeling phases be specifically charged to produce the increased potential without possibly requiring a DC-DC boost converter is.

Weitere Einzelheiten vorteilhafter Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der Zeichnung, der Beschreibung oder Patentansprüche.Further Details of advantageous embodiments The invention are the subject of the drawing, the description or Claims.

In der Zeichnung sind Ausführungsformen der Erfindung veranschaulicht. Es zeigen:In The drawings are embodiments of Invention illustrated. Show it:

1 eine Schaltungsanordnung eines Wechselrichters gemäß der Erfindung mit einer Halbbrücke in einer einphasigen Konfiguration; 1 a circuit arrangement of an inverter according to the invention with a half-bridge in a single-phase configuration;

2a und 2b schematische Darstellungen der zeitlichen Verläufe der Brückenspannung, der Ströme und der Steuersignale bei der Schaltungsanordnung nach 1; 2a and 2 B schematic representations of the time courses of the bridge voltage, the currents and the control signals in the circuit arrangement according to 1 ;

3 eine modifizierte Ausführungsform einer Schaltungsanordnung für einen erfindungsgemäßen Wechselrichter und 3 a modified embodiment of a circuit arrangement for an inverter according to the invention and

4 eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Wechselrichters unter Einsatz einer Vollbrückenschaltung. 4 a further embodiment of an inverter according to the invention using a full bridge circuit.

In 1 ist in leicht schematisierter Weise eine Schaltungsanordnung 1 eines erfindungsgemäßen Wechselrichters in einer einphasigen, transformatorlosen Konfiguration veranschaulicht. Der dargestellte Wechselrichter 1 dient zur Erzeugung und Einspeisung eines Wechselstroms in ein externes Netz. Hierzu weist der Wechselrichter 1 einen Gleichspannungskreis 2, der auch als Zwischenkreis bezeichnet wird und die Eingangsgleichspannung vorgibt, eine hier als Halbbrücke ausgeführte transformatorlose Brückenschaltung 3, eine Spannungswandlerschaltung 4 zur betragsmäßigen Erhöhung des Potentials der Eingangsgleichspannung und einen Wechselspannungskreis 6 auf.In 1 is a circuit diagram in a slightly schematic way 1 of an inverter according to the invention in a single-phase, transformerless configuration. The illustrated inverter 1 is used to generate and supply an alternating current to an external network. For this purpose, the inverter points 1 a DC voltage circuit 2 , which is also referred to as an intermediate circuit and specifies the input DC voltage, here designed as a half-bridge transformerless bridge circuit 3 , a voltage converter circuit 4 for an increase in the magnitude of the potential of the DC input voltage and an AC voltage circuit 6 on.

Der Gleichspannungskreis weist drei Gleichspannungsanschlüsse 7, 8, 9 auf, an denen Gleichspannungsgeneratoren 11, 12, bspw. Fotovoltaikgeneratoren, Brennstoffzellen, Batterien oder dgl., in Reihe zueinander angeschlossen sind. Dabei ist ein erster Gleichspannungsgenerator 11 zwischen den Gleichspannungsanschlüssen 7 und 8 geschaltet, während ein zweiter Gleichspannungsgenerator 12 zwischen den Gleichspannungsanschlüssen 8 und 9 angeordnet ist. Aus Gründen der Vereinfachung wird angenommen, dass die Gleichspannungsgeneratoren die gleiche Eingangsgleichspannung oder Zwischenkreisspannung U_ZK1 bereitstellen, wenngleich sich im Betrieb die gelieferten Spannungswerte bspw. infolge Abschattung oder Toleranzen voneinander unterscheiden können.The DC voltage circuit has three DC voltage connections 7 . 8th . 9 on where DC generators 11 . 12 , For example. Photovoltaic generators, fuel cells, batteries or the like., Are connected in series with each other. Here is a first DC voltage generator 11 between the DC voltage connections 7 and 8th while a second DC generator 12 between the DC voltage connections 8th and 9 is arranged. For reasons of simplification, it is assumed that the DC voltage _generators provide the same DC input voltage or intermediate _circuit voltage U _ZK1 , although the supplied voltage values may differ from one another, for example due to shading or tolerances, during operation.

Von den Gleichspannungsanschlüssen 7, 8, 9 führen Gleichspannungszweige 13, 14, 15 weg, von denen der in der Mitte befindliche Gleichspannungszweig 14 durch die gesamte Schaltungsanordnung 1 hindurchgeführt ist, um einen Neutralleiter zu bilden. Zwischen den Gleichspannungszweigen 7 und 8 bzw. 8 und 9 sind Speicherkondensatoren C₁ bzw. C₂ jeweils parallel zu den Gleichspannungsgeneratoren 11 und 12 angeschlossen.From the DC voltage connections 7 . 8th . 9 lead DC voltage branches 13 . 14 . 15 away, of which the DC voltage branch located in the middle 14 through the entire circuit arrangement 1 passed through to form a neutral conductor. Between the DC voltage branches 7 and 8th respectively. 8th and 9 Storage capacitors C ₁ and C _{2 are} each parallel to the DC voltage generators 11 and 12 connected.

Parallel zu der Reihenschaltung der Kondensatoren C₁, C₂ ist die Halbbrückenschaltung 3 angeordnet, die zwei in Reihe miteinander verbundene Schalterelemente S₁ und S₂ aufweist, die in einem mit dem jeweiligen Gleichspannungszweig 13 bzw. 15 verbundenen Aufmagnetisierungs- und Freilaufpfad 16 bzw. 17 angeordnet sind. Die Schalterelemente S₁ und S₂ sind, wie andere Schalterelemente auch, vorzugsweise als Halbleiterschalter in Form von IGBT-(Insulated Gate Bipolar Transistor) oder MOS-Feldeffekttransistor-Schaltern oder anderen verlustarmen Schaltern ausgebildet, die mit hohen Frequenzen von bis zu 100 Kilohertz geschaltet werden können. Parallel zu den Schalterelementen S₁ und S₂ ist jeweils eine Freilaufdiode D₁ bzw. D₂ vorgesehen, die in entgegengesetzter Durchlassrichtung zu den Schalterelementen S₁, S₂ angeordnet sind, um diese gegen Sperrströme zu schützen. Die Freilaufdioden D₁ und D₂ sind hier nur optional und können auch weggelassen werden. In Reihe zu den jeweiligen Schaltereinheiten S₁ und S₂ sind Gleichrichterdioden D₁₀ und D₂₀ vorgesehen, die in gleicher Durchlassrichtung wie die Schalterelemente S₁ bzw. S₂ angeordnet sind. In der veranschaulichten Ausführungsform befindet sich die Diode D₁₀ zwischen dem Schalterelement S₁ und einem Mittelabgriff 18 der Halbbrücke 13, während die Diode D₂₀ zwischen dem Mittelabgriff 18 und dem Schalterelement S₂ angeordnet ist. Die Gleichrichterdioden D₁₀ und D₂₀ können jedoch von der Gleichspannungsseite her betrachtet auch vor den Schalterelementen S₁ und S₂ angeordnet sein.Parallel to the series connection of the capacitors C ₁ , C ₂ is the half-bridge circuit 3 arranged, the two in series interconnected switch elements S ₁ and S ₂ , which in one with the respective DC voltage branch 13 respectively. 15 connected magnetization and freewheeling path 16 respectively. 17 are arranged. The switch elements S ₁ and S ₂ are, like other switch elements also, preferably formed as a semiconductor switch in the form of IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or MOS field effect transistor switches or other low-loss switches connected at high frequencies of up to 100 kilohertz can be. Parallel to the switch elements S _1st and S ₂ , a freewheeling diode D ₁ and D _{2 is} provided in each case, which are arranged in the opposite passage direction to the switch elements S ₁ , S ₂ , in order to protect them against reverse currents. The freewheeling diodes D ₁ and D ₂ are here only optional and can also be omitted. In series with the respective switch units S ₁ and S ₂ , rectifier diodes D ₁₀ and D _{20 are} provided, which are arranged in the same forward direction as the switch elements S ₁ and S ₂ . In the illustrated embodiment, the diode D ₁₀ is located between the switch element S ₁ and a center tap 18 the half bridge 13 while the diode D ₂₀ between the center tap 18 and the switch element S _{2 is} arranged. However, viewed from the DC side, the rectifier diodes D ₁₀ and D ₂₀ can also be arranged in front of the switch elements S ₁ and S ₂ .

Die Halbbrücke 3 weist zwei weitere Schalterelemente S₃, S₄ auf, die mit zu diesen parallel und in entgegengesetzter Durchlassrichtung angeordneten Freilaufdioden D₃ bzw. D₄ versehen und in Spannungswandlerzweigen 19, 20 angeordnet sind, die zu der Spannungswandlerschaltung 4 gehören.The half bridge 3 has two further switch elements S ₃ , S ₄ , which are provided with parallel to these and in the opposite forward direction arranged freewheeling diodes D ₃ and D ₄ and in voltage converter branches 19 . 20 arranged to the voltage converter circuit 4 belong.

Der Spannungswandlerzweig 19 ist parallel zu der Reihenanordnung aus Schalterelement S₁ und Gleichrichterdiode D₁₀ an geordnet und weist hier vorteilhafterweise einen DC-DC-Hochsetzsteller 21 auf, der vorzugsweise in Form eines spannungserhöhenden induktiven Wandlers ausgebildet ist. Derartige Hochsetzsteller oder Spannungswandler sind aus der Technik allgemein bekannt und brauchen hier nicht näher erläutert zu werden. Ihre Funktion besteht darin, das Potential einer Eingangsspannung, hier der Spannung U_ZK1, auf ein höheres Potential heraufzusetzen, das hier mit U_ZK2 bezeichnet ist. Der Hochsetzsteller 21 ist mit seinem Eingang an dem Gleichspannungszweig 13 angeschlossen, während sein Ausgang mit dem Schalterelement S₃ verbunden ist, der wiederum an den Mittelabgriff 18 der Halbbrücke 3 angeschlossen ist. Ferner ist an dem Ausgang des Hochsetzstellers 21 ein Pufferkondensator C₃ angeschlossen, dessen anderer Anschluss mit dem Neutralleiter 8 verbunden ist.The voltage transformer branch 19 is arranged parallel to the series arrangement of switch element S ₁ and rectifier diode D ₁₀ and here advantageously has a DC-DC boost converter 21 on, which is preferably designed in the form of a voltage-increasing inductive converter. Such boosters or voltage transformers are well known in the art and need not be further explained here. Their function is to increase the potential of an input voltage, here the voltage U _ZK1 , to a higher potential, which is designated here by U _ZK2 . The boost converter 21 is with its input to the DC branch 13 connected while its output is connected to the switch element S ₃ , which in turn to the center tap 18 the half bridge 3 connected. Further, at the output of the boost converter 21 a buffer capacitor C _{3 is} connected, whose other connection to the neutral conductor 8th connected is.

In ähnlicher Weise und in symmetrischer Ausbildung enthält der parallel zu der Reihenanordnung aus Schalterelement S₂ und Gleichrichterdiode D₂₀ vorgesehene Spannungswandlerzweig 20 hier einen DC-DC-Hochsetzsteller 22 auf, der an dem Gleichspannungszweig 15 zwischen dem Gleichspannungsanschluss 9 und dem Schalterelement S₂ angeschlossen ist und dessen Ausgang sowohl mit der Schaltereinheit S₄, D₄ als auch mit einem Pufferkondensator C₄ verbunden ist, der zwischen dem Spannungswandlerzweig 20 und dem Neutralleiter 14 eingefügt ist.In a similar manner and in a symmetrical configuration, the voltage converter branch provided parallel to the series arrangement of switch element S ₂ and rectifier diode D ₂₀ 20 here a DC-DC boost converter 22 on, on the DC branch 15 between the DC voltage connection 9 and the switch element S _{2 is} connected and the output of which is connected both to the switch unit S ₄ , D ₄ and to a buffer capacitor C ₄ connected between the voltage converter branch 20 and the neutral conductor 14 is inserted.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 1 enthält ferner zwei Freilaufpfade 23, 24, die parallel zueinander zwischen dem Mittelabgriff 18 der Halbbrücke 3 und dem Neutralleiter verlaufen. Jeder Freilaufpfad 23, 24 weist ein Schalterelement S₅ bzw. S₆ mit einer optional zu diesem antiparallel geschalteten Freilaufdiode D₅ bzw. D₆ sowie eine in Reihe zu diesem angeordnete Gleichrichterdiode D₅₀ bzw. D₆₀ auf, die die gleiche Durchlassrichtung wie das zugehörige Schalterelement S₅ bzw. S₆ aufweist. Im Übrigen sind die Gleichrichterdioden D₅₀ und D₆₀ in den einzelnen Freilaufpfaden 23, 24 zueinander in entgegengesetzter Durchlassrichtung geschaltet.The circuit arrangement according to the invention 1 also includes two freewheel paths 23 . 24 parallel to each other between the center tap 18 the half bridge 3 and the neutral conductor. Every freewheel path 23 . 24 has a switch element S ₅ and S ₆ with an optionally at this anti-parallel freewheeling diode D ₅ and D _6, and which is arranged in series with this rectifier diode D ₅₀ and D _60, which respectively have the same conducting direction as the associated switching element S ₅ S ₆ has. Incidentally, the rectifier diodes D ₅₀ and D ₆₀ in the individual freewheeling paths 23 . 24 switched to each other in the opposite direction of passage.

Der Mittelabgriff 18 der Halbbrücke 3 ist über eine Verbindungsleitung 26, in der eine Speicherdrossel L vorgesehen ist, um von der Halbbrücke 3 gelieferte Energie zwischenzuspeichern und an ein Wechselspannungsnetz abzugeben, mit einem Wechselspannungsanschluss 27 des Wechselspannungskreises 6 verbunden. An dem Wechselspannungsanschluss 27 und einem weiteren Wechselspannungsanschluss 28, der mit dem Neutralleiter verbunden ist, ist eine externe Wechselspannung U_NETZ angeschlossen. Ferner enthält der Wechselspannungskreis 6 einen Glättungskondensator C₅, der zwischen der Verbindungsleitung 26 und dem Nullleiter eingefügt ist, um hochfrequente Spannungsanteile der zwischen dem Mittelabgriff 18 und dem Neutralleiter 14 anfallenden Brückenspannung U_BR herauszufiltern.The center tap 18 the half bridge 3 is via a connection line 26 in which a storage inductor L is provided to from the half-bridge 3 to buffer supplied energy and deliver it to an AC voltage network, with an AC voltage connection 27 of the AC voltage circuit 6 connected. At the AC voltage connection 27 and another AC voltage connection 28 , which is connected to the neutral conductor, an external AC voltage U _{NETZ is} connected. Furthermore, the AC circuit contains 6 a smoothing capacitor C ₅ , between the connecting line 26 and the neutral is inserted to high frequency voltage components between the center tap 18 and the neutral conductor 14 filter out resulting bridge voltage U _BR .

Wie aus 1 ferner hervorgeht, ist zur Überwachung und Steuerung der Betriebsweise der Schaltungsanordnung 1 eine Steuerungseinrichtung 29 vorgesehen. Die Steuerungseinrichtung 29 empfängt an ihrem Eingang Eingangssignale 31, die von diversen, hier nicht näher veranschaulichten Sensormitteln, wie Strom- und Spannungsfühlern, herrühren. Es können insbesondere Eingangsignale, die die Zwischenkreisspannungen U_ZK1 bzw. die erhöhten Zwischenkreisspannungen U_ZK2, den durch die Speicherdrossel fließenden Drosselstrom I_L, die Netzspannung U_NETZ sowie gegebenenfalls weitere Zustandsgrößen in der Schaltungsanordnung 1 kennzeichnen, erfasst und berücksichtigt werden. Die Steuerungseinrichtung 29 nimmt die erfassten Eingangssignale 31 entgegen und verarbeitet diese gemäß vorbestimmten logischen Regeln, um an ihrem Ausgang Ausgangssignale 32 zur Ansteuerung der Schalterelemente S₁ bis S₆ auszugeben. Die Eingangssignale 31 können der Steuerungseinrichtung 29 in analoger oder digitaler Form zugeführt werden, so dass die Steuerungseinrichtung 29 analoge und/oder digitale Logikelemente enthalten oder in Form eines auf einem Mikroprozessor ablaufenden Steuerungsprogramms realisiert sein kann, in dem die entsprechenden logischen Regeln implementiert sind.How out 1 further, it is apparent to monitor and control the operation of the circuitry 1 a control device 29 intended. The control device 29 receives input signals at its input 31 , which come from various sensor means, such as current and voltage sensors, not shown here. In particular, input signals which are the intermediate _{circuit voltages} U _ZK1 or the increased intermediate _{circuit voltages} U _ZK2 , the inductor _current I _L flowing through the storage inductor, the mains voltage U _NETZ and optionally further state variables in the circuit arrangement 1 be identified, recorded and taken into account. The control device 29 takes the detected input signals 31 and processes them according to predetermined logical rules to output signals at their output 32 to output for controlling the switch elements S ₁ to S ₆ . The input signals 31 can the controller 29 be supplied in analog or digital form, so that the control device 29 contain analog and / or digital logic elements or may be implemented in the form of running on a microprocessor control program in which the corresponding logic rules are implemented.

Unabhängig von ihrer Realisierung enthält die Steuerungseinrichtung 29 eine Auswerteeinrichtung oder -logik 33, die dazu eingerichtet ist, wenigstens eine der Zustandsgrößen, wie sie durch einen der Eingangssignale 31 gekennzeichnet sind, auszuwerten, daraus weitere Größen zu bestimmen und mit einem Referenzwert zu vergleichen, und eine Ansteuerungseinrichtung oder -logik 34, die mit der Auswerteeinrichtung 33 verbunden ist und von dieser angewiesen wird, eine geeignete Ansteuerungsstrategie zu wählen, um die Schalterelemente S₁ bis S₆ über die Ausgangssignale 32 auf geeignete Weise anzusteuern.Regardless of its implementation, the controller includes 29 an evaluation device or logic 33 , which is adapted to at least one of the state variables, as by one of the input signals 31 be characterized, to determine therefrom further variables and to compare with a reference value, and a driving device or logic 34 that with the evaluation device 33 is connected and instructed by this to choose a suitable drive strategy to the switch elements S ₁ to S ₆ via the output signals 32 in a suitable way.

In 2a sind zur Veranschaulichung der Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 vereinfachte Diagramme mit Zeitverläufen verschiedener Teilspannungen und Ströme sowie Steuerungssignale in der Schaltungsanordnung 1 für den Fall einer positiven Halbwelle der Netzspannung U_NETZ veranschaulicht. Entsprechende Diagramme für den Fall der negativen Halbwelle der Netzspannung U_NETZ sind in 2b dargestellt. Es ist zu beachten, dass die Schaltfrequenz im Betrieb mehrere, bspw. 16 Kilohertz beträgt, während in der Zeichnung aus Komplexitätsgründen lediglich wenige Taktungen pro Halbwelle dargestellt sind, um anhand eines Beispiels die prinzipielle Funktionsweise der Schaltungsanordnung 1 zu verdeutlichen. Die Schaltungsanordnung 1 funktioniert wie folgt: Die Schaltungsanordnung 1 wird vorzugsweise dazu verwendet, Energie in ein Netz, insbesondere ein öffentliches Versorgungsnetz, zu speisen. Dabei soll unter der Annahme, dass an den Wechselspannungsanschlüssen 27, 28 eine sinusförmige Netzspannung U_NETZ mit einer Scheitelspannung von √2·230 Volt und einer Frequenz von 50 oder 60 Hz anliegt, wie sie in den obersten Diagrammdarstellungen der 2a und 2b für die jeweilige Halbwelle veranschaulicht ist, aus den Zwischenkreisspannungen U_ZK1 der Gleichspannungsgeneratoren 11, 12 am Ausgang des Wechselrichters 1 ein Wechselstrom erzeugt werden, der zu der Phasenlage und Amplitude der Wechselspannung U_NETZ passt. Hierzu steuert die Steuerungseinrichtung 29 nach einem bestimmten Taktmuster die Schalterelemente S₁ bis S₆ geeignet an, um diese zu schließen und zu öffnen. Dabei werden Schalter S₁ bis S₄ durch geeignete Modulation, bspw. Pulsweitenmodulation der Ansteuersignale 32 hochfrequent betätigt, während die Schalterelemente S₅ und S₆ synchron zu der Netzfrequenz geschlossen und geöffnet werden.In 2a are to illustrate the operation of the circuit arrangement according to the invention 1 simplified diagrams with time profiles of different partial voltages and currents and control signals in the circuit arrangement 1 in the case of a positive half wave of the mains voltage U _NETZ illustrated. Corresponding diagrams for the case of the negative half wave of the mains voltage U _NETZ are in 2 B shown. It should be noted that the switching frequency during operation is several, for example. 16 kilohertz, while in the drawing, for complexity reasons, only a few clock cycles per half-wave are shown, by way of example, the basic operation of the circuit 1 to clarify. The circuit arrangement 1 works as follows: The circuit arrangement 1 is preferably used to feed energy into a network, in particular a public utility network. It should be under the assumption that at the AC voltage connections 27 . 28 a sinusoidal mains voltage U _NETZ with a peak voltage of √ 2 · 230 Volts and a frequency of 50 or 60 Hz is applied, as shown in the top diagrams of the 2a and 2 B is illustrated for the respective half-wave, from the intermediate _circuit voltages U _ZK1 the DC voltage _generators 11 . 12 at the output of the inverter 1 An AC current can be generated, which matches the phase position and amplitude of the AC voltage U _NETZ . For this purpose, the control device controls 29 after a certain clock pattern, the switch elements S ₁ to S ₆ suitable to close and open them. In this case, switches S ₁ to S ₄ by suitable modulation, for example. Pulse width modulation of the drive signals 32 operated high-frequency, while the switch elements S ₅ and S _{6 are} closed and opened in synchronism with the mains frequency.

Wie aus 2a hervorgeht, wird im Falle einer positiven Halbwelle und eines geringen Spannungspegels der Netzspannung U_NETZ gemäß einem normalen Betriebsmodus der Schalter S₁ hochfrequent geschaltet, während der Schalter S₅ während nahezu der gesamten positiven Halbwelle geschlossen bleibt. Die übrigen Schalterelemente S₂ bis S₄ und S₆ sind geöffnet. Bei jeder Schließung des Schalterelementes S₁, im Folgenden mit Aufmagnetisierungsphase bezeichnet, fließt ein Aufmagnetisierungsstrom I_S1 aus dem Gleichspannungskreis 2, insbesondere dem Speicherkondensator C₁, über den Zweig 16 mit dem Schalterelement S₁ und der Gleichrichterdiode D₁₀ zu der Speicherdrossel L, um diese energetisch bzw. magnetisch aufzuladen. Die Brückenspannung U_BR entspricht unter Vernachlässigung der Spannungsabfälle in dem Zweig 16 der Zwischenkreisspannung U_ZK1. Der Drosselstrom I_L nimmt in jeder Ladephase stetig zu. Mit steigender Netzspannung U_NETZ wird die Schließdauer des Schalters S₁ größer. Wenn das Schalterelement S₁ bei jeder Taktung geöffnet wird, was als Freilaufphase bezeichnet wird, sinkt die Brückenspannung U_BR im Wesentlichen auf den Wert Null, so dass es zu einer Abmagnetisierung der Drosselspule L und einem Abfall des Drosselstroms I_L in jeder Freilaufphase kommt. Dabei fließt der Freilaufstrom I_S5 von dem Neutralleiter über den Freilaufpfad 23 mit der Gleichrichterdiode D₅₀ und dem Schalter S₅ zu der Verbindungsleitung 26 mit der Speicherdrossel L. Wie aus 2a zu erkennen, steigt der Spulenstrom I_L unter Ausbildung geringer Welligkeiten, die als Stromrippel bezeichnet werden, allmählich an und folgt dabei im Mittel dem Verlauf der Netzspannung U_NETZ.How out 2a shows, in the case of a positive half-wave and a low voltage level of the mains voltage U _NETZ according to a normal operating mode, the switch S _{1 is} switched to high frequency, while the switch S ₅ remains closed during almost the entire positive half cycle. The remaining switch elements S ₂ to S ₄ and S ₆ are open. At each closure of the switch element S ₁ , hereinafter referred to as the magnetization phase, a magnetizing current I _{S1 flows} out of the DC voltage circuit 2 , in particular the storage capacitor C ₁ , over the branch 16 with the switch element S ₁ and the rectifier diode D ₁₀ to the storage inductor L, to charge them energetically or magnetically. The bridge voltage U _BR corresponds to neglecting the voltage drops in the branch 16 the intermediate _{circuit voltage} U _ZK1 . The inductor current I _L increases steadily in each charging phase. With increasing mains voltage U _NETZ the closing time of the switch S _{1 is} greater. If the switch element S _{1 is opened} at each clocking, which is referred to as free-running phase, the bridge voltage U _BR drops substantially to the value zero, so that there is a demagnetization of the inductor L and a drop of the inductor current I _L in each freewheeling phase. In this case, the freewheeling current I _{S5 flows} from the neutral conductor via the freewheeling path 23 with the rectifier diode D ₅₀ and the switch S ₅ to the connecting line 26 with the storage choke L. Like out 2a To recognize, the coil current I _L gradually increases with the formation of small ripples, which are referred to as current ripple, and follows on average the course of the mains voltage U _NETZ .

Sobald die Zwischenkreisspannung U_ZK1 für eine hinreichende Aufladung der Drosselspule L nicht ausreicht, wird ein erweiterter Betriebsmodus eingeleitet. Dieser Fall wird von der Auswerteeinrichtung 33 erkannt, indem sie von dem/den empfangenen Eingangssignal(en) 31 eine aktuell gewünschte mittlere Spannung U _BR am Drosseleingang 26, die eine ausreichende Aufmagnetisierung der Speicherdrossel L ermöglicht, bestimmt und diesen mittleren Spannungswert U _BR mit einem Referenzwert REF vergleicht. Genauer gesagt und in einer bevorzugten Ausführungsform enthält die Ansteuerungseinrichtung 33 eine hier nicht näher dargestellte Stromreglerlogik, die die mittlere Stromstärke Î_L des durch die Drosselspule fließenden Stroms I_L entsprechend einem Sollwert regelt, der zu der Netzwechselspannung U_NETZ Passt. In Abhängigkeit von den Soll- und Istwerten des Drosselstroms I_L bestimmt die Ansteuerungseinrichtung die jeweils erforderliche mittlere Drosseleingangsspannung U_BR und vergleicht diese mit dem Referenzwert REF. Wenngleich es möglich ist, den Referenzwert bspw. in Abhängigkeit von einen bekannten Wert von U_ZK1 im Voraus festzulegen, wird in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung der Referenzwert mit Hilfe des momentan erfassten Wertes von U_ZK1 bestimmt, wobei Spannungsabfälle im Aufmagnetisierungspfad entsprechend berücksichtigt werden. Wenn der Wert U _BR betragsmäßig größer ist als der Referenzwert REF, liefert die Ansteuerungseinrichtung 33 an die Ansteuerungslogik 34 ein Signal 36, das anzeigt, dass der erweiterte Betriebsmodus eingeleitet werden soll.As soon as the intermediate _{circuit voltage} U _{ZK1 is insufficient} for sufficient charging of the choke coil L, an extended operating mode is initiated. This case is handled by the evaluation device 33 detected by the received input signal (s) 31 a currently desired average voltage U _BR at the throttle inlet 26 , which allows a sufficient magnetization of the storage inductor L determines and this average voltage value U _BR compares with a reference value REF. More specifically, and in a preferred embodiment, the driver includes 33 a current controller logic not shown here, which controls the mean current Î _L of the current flowing through the inductor current I _L according to a desired value, which fits to the mains AC voltage U _NETZ . Depending on the setpoint and actual values of the inductor current I _L , the actuation device determines the respectively required average inductance input voltage U _BR and compares this with the reference value REF. Although it is possible to _predetermine the reference value in advance, for example, as a function of a known value of U _ZK1 , in the preferred embodiment of the invention the reference value is determined with the aid of the currently detected value of U _ZK1 , whereby voltage drops in the magnetizing path are taken into account accordingly. If the value U _{BR is} greater in magnitude than the reference value REF, supplies the driving device 33 to the control logic 34 a signal 36 indicating that the extended operating mode should be initiated.

In dem erweiterten Betriebsmodus veranlasst die Ansteuerungseinrichtung 34, dass das Schalterelement S₁ geschlossen bleibt, während nun das Schalterelement S₃ hochfrequent geschaltet wird. Das Schalterelement S₅ in dem Pfad 23 kann geschlossen bleiben oder auch geöffnet werden. In den nachfolgenden Aufmagnetisierungsphasen wird also die durch den Hochsetzsteller 21 erhöhte Zwischenkreisspannung U_ZK2 zur Aufmagnetisierung der Speicherdrossel L verwendet. Diese liegt dann in den Aufmagnetisierungsphasen an dem Mittelabgriff 18 der Brücke 3 an. Der Ladestrom I_S3 fließt im Schließzustand des Schalters S₃ von dem Ausgang des Hochsetzstellers 21 über den Spannungswandlerzweig 19 und das Schalterelement S₃ zu dem Mittelabgriff 18 und ferner über die Verbindungsleitung 26 zu dem Eingang der Drossel L. Im Öffnungszustand des Schalters S₃ fließt ein Freilaufstrom I_S1 von dem Gleichspannungskreis 2, also dem Speicherkondensator C₁, über den nun als Freilaufpfad dienenden Zweig 16, der das Schalterelement S₁ und die Gleichrichterdiode D₁₀ enthält, zu der Spule L.In the extended mode of operation, the driver causes 34 in that the switch element S ₁ remains closed, while now the switch element S _{3 is} switched high-frequency. The switch element S ₅ in the path 23 can be closed or opened. In the subsequent Aufmagnetisierungsphasen is thus through the boost converter 21 increased intermediate circuit voltage U _ZK2 used for magnetization of the storage inductor L. This is then in the Aufmagnetisierungsphasen at the center tap 18 the bridge 3 at. The charging current I _S3 flows in the closed state of the switch S ₃ from the output of the boost converter 21 over the voltage transformer branch 19 and the switch element S ₃ to the center tap 18 and further via the connection line 26 to the input of the inductor L. In the open state of the switch S ₃ , a freewheeling current I _{S1 flows} from the DC voltage circuit 2 , So the storage capacitor C ₁ , via the now serving as a freewheeling branch 16 including the switch element S ₁ and the rectifier diode D ₁₀ to the coil L.

Vorteilhafterweise schwankt die Brückenspannung U_BR lediglich zwischen dem Wert der erhöhten Zwischenkreisspannung U_ZK2 in der Aufmagnetisierungsphase und in etwa dem niedrigeren Wert der Eingangsspannung U_ZK1, der das Freilaufpotential in der Freilaufphase definiert. Die Spannungssprünge der Brückenspannung U_BR sind verhältnismäßig gering, jedenfalls deutlich geringer als in dem Fall, wenn der Freilauf von dem Neutralleiter oder gar dem gegenüberliegenden Gleichspannungszweig 15 erfolgen würde. Dadurch wird die elektromagnetische Verträglichkeit verbessert, so dass externe Filter, wie Drosseln, Kondensatoren oder dgl., zur elektromagnetischen Entstörung kleiner dimensioniert und somit wirtschaftlicher ausgeführt oder sogar weggelassen werden können. Außerdem wird durch die geringen Spannungshübe der Brückenspannung U_BR auch die Abmagnetisierung der Speicherdrossel L wesentlich verlangsamt. Dies hat wiederum äußerst geringe Rippelströme und Ummagnetisie rungsverluste innerhalb der Speicherdrossel L zur Folge. Ferner fallen in dem Schalterelement S₃ und der Freilaufdiode D₁₀, die die Spannungssprünge mit ausführen, nur sehr geringe Schaltverluste an. Nachdem stets nur ein Schalterelement der Brücke 3 leitend ist, sind auch die Durchlassverluste gering. Insgesamt kann ein sehr hoher Wirkungsgrad erzielt werden.Advantageously, the bridge _voltage U _BR varies only between the value of the increased intermediate _{circuit voltage} U _ZK2 in the magnetization phase and approximately the lower value of the input voltage U _ZK1 , which defines the freewheeling _potential in the freewheeling _phase . The voltage jumps of the bridge voltage U _BR are relatively low, in any case, significantly lower than in the case when the freewheel of the neutral conductor or even the opposite DC voltage branch 15 would be done. As a result, the electromagnetic compatibility is improved, so that external filters such as chokes, capacitors or the like., Smaller dimensioned for electromagnetic interference suppression and thus executed more economical or even can be omitted. In addition, the demagnetization of the storage throttle L is significantly slowed by the low voltage swings of the bridge voltage U _BR . This in turn has extremely low Rippelströme and Ummagnetisie insurance losses within the storage inductor L result. Furthermore fall in the switch element S ₃ and the freewheeling diode D ₁₀ , which carry out the voltage jumps, only very low switching losses. After always only one switch element of the bridge 3 is conductive, the forward losses are low. Overall, a very high efficiency can be achieved.

Vorteilhafterweise wird sogar in der Freilaufphase Energie der Speicherdrossel L und nachgelagert dem Netz zugeführt. Somit kann, wie aus 2a ersichtlich, die Dauer, während der der Schalter S₃ im oberen Bereich der Sinuswelle jeweils leitend geschaltet wird, deutlich verringert werden. Damit gelangt über den Schalter S₃ eine geringere Energiemenge ins Netz. Der Schalter S₃ und der Hochsetzsteller 21 können wesentlich kleiner ausgelegt oder ausgeführt sein.Advantageously, even in the freewheeling phase, energy of the storage inductor L and downstream is supplied to the network. Thus, how can 2a can be clearly seen, the duration during which the switch S _{3 is turned} on in the upper region of the sine wave, respectively, be significantly reduced. Thus passes via the switch S ₃ is a reduced amount of power into the grid. The switch S ₃ and the boost converter 21 can be much smaller designed or executed.

Wenn die Netzspannung U_NETZ nach dem Scheitelpunkt wieder absinkt und das Referenz-Spannungsniveau REF unterschreitet, wie dies durch das Signal 36 der Auswerteeinrichtung 33 angezeigt wird, schaltet die Ansteuerungslogik 34 wieder in den vorstehend erwähnten normalen Betriebsmodus um, in dem sie das Schalterelement S₃ öffnet und das Schalterelement S₁ hochfrequent taktet. Die Aufmagnetisierung erfolgt erneut über das Schalterelement S₁ und die Diode D₁₀ ausgehend von dem Potential U_ZK1, während der Freilauf über den Freilaufpfad 23 erfolgt.When the mains voltage U _NETZ drops again after the vertex and the reference voltage level REF falls below, as indicated by the signal 36 the evaluation device 33 is displayed, the drive logic switches 34 again in the above-mentioned normal operation mode in which it opens the switch element S ₃ and the switching element S ₁ clocked high-frequency. The magnetization is again via the switch element S ₁ and the diode D ₁₀ starting from the potential U _ZK1 , while the freewheel on the freewheeling _path 23 he follows.

In der negativen Halbwelle der Netzspannung U_NETZ bleiben die Schalterelemente S₁, S₃ und S₅ geöffnet, während in analoger Weise die Schalterelemente S₂, S₄ und S₆ geeignet angesteuert werden. Dabei wird im normalen Betriebsmodus, wenn die gewünschte mittlere Spannung U _BR größer ist als das Potential an dem Gleichspannungszweig 15, die negative Zwischenkreisspannung –U_ZK1. bei geschlossenem Schalterelement S₆ und geöffnetem Schalterelement S₄ das Schalterelement S₂ hochfrequent geschaltet. In den Aufmagnetisierungsphasen ist die Brückenspannung U_BR durch das Zwischenkreispotential –U_ZK1 vorgegeben, und es fließt ein Aufmagnetisierungsstrom I_S2 über die Gleichrichterdiode D₂₀ und das Schalterelement S₂, um die Speicherdrossel L aufzumagnetisieren. In Freilaufphasen, wenn das Schalterelement S₂ geöffnet ist, führt der Freilaufpfad 24 mit dem geschlossenen Schalterelement S₆ und der Gleichrichterdiode D₆₀ den Freilaufstrom. Die Brückenspannung U_BR springt zwischen dem Potential –U_ZK1 und Null.In the negative half-wave of the mains voltage U _NETZ the switch elements S ₁ , S ₃ and S ₅ remain open, while in an analogous manner, the switch elements S ₂ , S ₄ and S _{6 are} suitably controlled. It will be in normal operating mode when the desired average voltage U _{BR is} greater than the potential at the DC branch 15 , the negative _{DC link voltage -U ZK1} . with closed switch element S ₆ and open switch element S _4, the switch element S ₂ high-frequency connected. In the Aufmagnetisierungsphasen the bridge voltage U _{BR is given} by the _{DC link potential -U ZK1} , and it flows a magnetizing current I _S2 via the rectifier diode D ₂₀ and the switch element S ₂ , to magnetize the storage inductor L. In freewheeling phases, when the switch element S _{2 is} opened, the freewheeling path leads 24 with the closed switch element S ₆ and the rectifier diode D _60, the freewheeling current. The bridge _voltage U _BR jumps between the potential _{-U ZK1} and zero.

In dem Zeitabschnitt, in dem der Istwert der Wechselspannung U_NETZ das Potential –U_ZK1 unterschreitet oder, genauer gesagt, der Betrag der momentan gewünschten mittleren Spannung U _BR am Eingang der Speicherdrossel L größer ist als der Referenz-Spannungswert, z.B. der Betrag der Gleichspannung U_ZK1 zuzüglich Reserve, schaltet die Steuerungseinrichtung 29 in den erweiterten oder modifizierten Betriebsmodus um, in dem das an dem Gleichspannungszweig 16 anliegende Potential –U_ZK1 durch den Hochsetzsteller 22 auf ein betragsmäßig höheres Potential –U_ZK2 gewandelt wird, das nunmehr das Aufmagnetisierungspotential in den Aufmagnetisierungsphasen vorgibt. Das Schalterelement S₄ wird nun hochfrequent geschaltet, während das Schalterelement S₂ geschlossen bleibt. Das Schalterelement S₆ kann geöffnet werden oder auch geschlossen bleiben. Ströme zur Aufmagnetisierung der Drosselspule L fließen nun über das Schalterelement S₄, während der Freilauf über die Gleichrichterdiode D₂₀ und das Schalterelement S₂ in dem nun als Freilaufpfad dienenden Zweig 17 erfolgt. Die Brückenspannung U_BR schwankt zwischen dem erhöhten Zwischenkreispotential –U_ZK2 und dem Zwischenkreispotential –U_ZK1. Der Spannungshub ist gering, was geringe Schalterverluste und Ummagnetisierungsverluste und einen hohen Wirkungsgrad ergibt.In the period in which the actual value of the AC voltage U _NETZ _falls below the potential _{-U ZK1} or, more precisely, the amount of the currently desired average voltage U _BR at the input of the storage _inductor L is greater than the reference voltage value, for example, the amount of DC voltage U _ZK1 plus reserve, the controller switches 29 in the extended or modified operating mode, in which the on the DC branch 16 applied potential _{-U ZK1} through the _boost converter 22 is converted to a magnitude higher potential _{-U ZK2} , which now specifies the magnetization potential in the Aufmagnetisierungsphasen. The switch element S ₄ is now switched to high frequency, while the switch element S ₂ remains closed. The switch element S ₆ can be opened or remain closed. Currents for magnetizing the choke coil L now flow via the switch element S ₄ , while the freewheel via the rectifier diode D ₂₀ and the switch element S ₂ in the now serving as a freewheeling branch 17 he follows. The bridge voltage U _BR varies between the increased _{te DC link potential -U ZK2} and the _{DC bus potential -U ZK1} . The voltage swing is low, which results in low switch losses and re-magnetization losses and high efficiency.

Die Steuerungseinrichtung 29 enthält auch logische Regeln zur Leistungskompensation zwischen den Gleichspannungszweigen 13 und 15. Ist bspw. infolge Abschattung die Leistungsabgabe des unteren Solargenerators 12 reduziert, was durch Erfassung und Vergleich der Spannungen U_ZK1 der Generatoren und der von diesen eingespeisten Ströme festgestellt werden kann, veranlasst die Ansteuerungslogik 34 bedarfsweise, dass der Schalter S₅ in dem Freilaufpfad 23 in der positiven Halbwelle der Netzspannung U_NETZ für eine kurze Dauer geöffnet wird. Dadurch kann der Drosselstrom I_L in Freilaufphasen über die Freilaufdiode D4 des Schalterelementes S₄ auf den Pufferkondensator C4 kommutieren, der dadurch aufgeladen wird. Somit wird ein Anteil der von dem Generator 11 zugeführten Energie auf den unteren Spannungswandlerzweig 20 und über den Hochsetzsteller 22 auf den unteren Gleichspannungszweig 15 übertragen. Dieser Anteil und somit der Grad der Leistungskompensation ist durch das Verhältnis der gesamten Öffnungsdauer zu der Schließdauer des Schalterelementes S₅ bestimmt.The control device 29 also contains logic rules for power compensation between the DC voltage branches 13 and 15 , Is, for example due to shading the power output of the lower solar generator 12 reduces, which can be determined by detection and comparison of the voltages U _{ZK1 of} the generators and the currents fed by these, causes the control logic 34 if necessary, that the switch S ₅ in the freewheeling path 23 in the positive half-wave of the mains voltage U _{NETZ is opened} for a short duration. As a result, the inductor current I _L in freewheeling phases can commutate via the free-wheeling diode D _{4 of} the switch element S ₄ to the buffer capacitor C ₄ , which is thereby charged. Thus, a portion of the generator 11 supplied energy to the lower voltage converter branch 20 and over the boost converter 22 on the lower DC voltage branch 15 transfer. This proportion and thus the degree of power compensation is determined by the ratio of the total opening time to the closing time of the switch element S ₅ .

Ein umgekehrter Leistungsausgleich von dem unteren 15 zu dem oberen Gleichspannungszweig 13 wird durch zeitlich anteilige Öffnung des Schalterelementes S₆ in der negativen Halbwelle und Rückkommutierung des Drosselstroms I_L über die Freilaufdiode D₃ auf den Pufferkondensator C₃ erreicht. Somit bilden die Freilaufdioden D₃ und D₄ und die Schalterelement S₅ und S₆ gemeinsam mit der Leistungskompensationslogik der Steuerungseinrichtung 29 erfindungsgemäße Leistungskompensationsmittel.A reverse power compensation from the lower one 15 to the upper DC branch 13 is achieved by temporally proportionate opening of the switch element S ₆ in the negative half-wave and Rückkommutierung the inductor current I _L via the freewheeling diode D ₃ to the buffer capacitor C ₃ . Thus, the freewheeling diodes D ₃ and D ₄ and the switch elements S ₅ and S ₆ together with the power compensation logic of the control device 29 Power compensation means according to the invention.

Im Rahmen der Erfindung sind zahlreiche Modifikationen möglich. Bspw. kann die Schaltungsanordnung 1 erweitert werden, um mehr als zwei in Reihe miteinander verbundene Gleichspannungsgeneratoren zu verwenden. Der Neutralleiter 14 kann netzseitig, bspw. in einem Schaltschrank, durch Erdung auf ein definiertes Nullpotential gelegt werden. In dem Neutralleiter und/oder der Verbindungsleitung 26 können Filterelemente zur Unterdrückung hochfrequenter Störsignale eingefügt werden, wobei derartige Elemente aus Einfachheitsgründen in 1 nicht veranschaulicht sind. Der aufgezeigte Wechselrichter 1 kann auch ohne weiteres zu einer dreiphasigen Konfiguration erweitert werden, wenn aus den Gleichspannungen U_ZK1 ein dreiphasiger Wechselstrom erzeugt werden soll.Numerous modifications are possible within the scope of the invention. For example. can the circuitry 1 be extended to use more than two series-connected DC voltage generators. The neutral conductor 14 can be connected to the ground, eg in a control cabinet, by grounding to a defined zero potential. In the neutral conductor and / or the connecting line 26 For example, filter elements for suppressing high-frequency interfering signals can be inserted, such elements being included in FIG 1 not illustrated. The indicated inverter 1 can also be easily extended to a three-phase configuration when a three-phase alternating current is to be generated from the DC voltages U _ZK1 .

Ferner kann auch ein anderes geeignetes Kriterium zur Feststellung, ob die Eingangsspannung U_ZK1 zur Aufmagnetisierung der Speicherdrossel ausreicht oder nicht, aufgestellt werden. Ein derartiges Kriterium kann bspw. auf einem Vergleich des Betrags des aktuellen Wertes der Netzwechselspannung U_NETZ mit einem geeigneten Spannungsreferenzwert, bspw. einem von der Eingangsspannung abhängigen Referenzwert, basieren. Es ist auch zu beachten, dass Zustandgrößen in der Schaltung an Hand allgemeiner elektrotechnischer Beziehungen aus anderen Größen abgeleitet oder anstatt derer für das Kriterium verwendet werden können.Furthermore, another suitable criterion for determining whether or not the input voltage U _{ZK1 is sufficient} for magnetizing the storage choke can also be set up. Such a criterion can, for example, be based on a comparison of the magnitude of the current value of the mains alternating voltage U _NETZ with a suitable voltage reference value, for example a reference value dependent on the input voltage. It is also to be noted that state quantities in the circuit can be derived from other quantities by means of general electrotechnical relationships or used instead of those for the criterion.

Außerdem kann der erfindungsgemäße Wechselrichter in einer besonderen Ausgestaltung auch ohne die Hochsetzsteller 21, 22 ausgebildet sein. Die Spannungswandlereinrichtung ist dann allein durch die Pufferkondensatoren C₁, C₂ und eine spezielle Ansteuerlogik 34 gebildet, die ähnlich wie die Leistungskompensationslogik arbeitet. Durch eine gezielte Aufladung der Pufferkondensatoren C₁, C₂ in bestimmten Freilaufphasen kann für einen Eingangsspannungsbereich bestimmter Mindestgröße eine ausreichende Spannungserhöhung in den Spannungswandlerzweigen 19, 20 erzielt werden.In addition, the inverter according to the invention in a particular embodiment without the boost converter 21 . 22 be educated. The voltage converter device is then solely by the buffer capacitors C ₁ , C ₂ and a special drive logic 34 formed, which works similar to the power compensation logic. By a specific charging of the buffer capacitors C ₁ , C ₂ in certain freewheeling phases, a sufficient voltage increase in the voltage transformer branches for an input voltage range of a certain minimum size 19 . 20 be achieved.

Weitere vorteilhafte Ausführungsformen der Erfindung sind in den 3 und 4 veranschaulicht. Soweit Übereinstimmung in Bau und/oder Funktion besteht, wird unter Verwendung gleicher Bezugszeichen auf die vorstehende Beschreibung verwiesen.Further advantageous embodiments of the invention are in the 3 and 4 illustrated. As far as conformity in construction and / or function, reference is made to the above description using the same reference numerals.

Die in 3 veranschaulichte Schaltungsanordnung 1 unterscheidet sich von derjenigen nach 1 lediglich in der Ausbildung der Freilaufpfade 23, 24. Der Freilaufpfad 23 ist wiederum durch eine Reihenschaltung einer Gleichrichterdiode D₅₀ und eines Schalterelementes S₅ gebildet, wobei die Gleichrichterdiode D₅₀ in einem Zweig 23a angeordnet ist, der von dem Neutralleiter zu dem Verbindungspunkt 18a führt, an dem der Aufmagnetisierungs- und Freilaufzweig 16 mit dem Spannungswandlerzweig 19 verbunden ist. Dabei zeigt die Durchlassrichtung der Gleichrichterdiode D₅₀ zu dem Verbindungspunkt 18a hin. Das Schalterelement S₅ ist in einem Zweig 23b angeordnet, der von dem Verbindungspunkt 18a zu einem Mittelabgriff 37 der Halbbrücke 3 führt, an dem die Speicherdrossel L enthaltende Verbindungsleitung 26 angeschlossen ist.In the 3 illustrated circuitry 1 differs from the one after 1 only in the training of freewheeling paths 23 . 24 , The freewheeling path 23 is in turn formed by a series connection of a rectifier diode D ₅₀ and a switch element S ₅ , wherein the rectifier diode D ₅₀ in a branch 23a is arranged, which from the neutral conductor to the connection point 18a leads, at which the magnetization and freewheeling branch 16 with the voltage transformer branch 19 connected is. In this case, the forward direction of the rectifier diode D _{50 points} to the connection point 18a out. The switch element S ₅ is in a branch 23b arranged by the connection point 18a to a middle tap 37 the half bridge 3 leads, at which the storage throttle L containing connecting line 26 connected.

In analoger Weise weist der Freilaufpfad 24 einen ersten Zweig 24a, der sich zwischen einem Verbindungspunkt 18b und dem Neutralleiter 14 erstreckt und eine Gleichrichterdiode D₆₀ mit Durchlassrichtung zu dem Neutralleiter 14 enthält, sowie einen weiteren Zweig 24b auf, der von dem Mittelabgriff 37 zu dem Verbindungspunkt 18b führt und ein Schalterelement S₆ enthält, dessen Durchlassrichtung zu dem Verbindungspunkt 18b zeigt. An dem Verbindungspunkt 18b sind der Aufmagnetisierungs- und Freilaufzweig 17 und der Spannungswandlerzweig 20 miteinander verbunden.In an analogous manner, the freewheeling path 24 a first branch 24a that is between a connection point 18b and the neutral conductor 14 extends and a rectifying diode D ₆₀ with forward direction to the neutral conductor 14 contains, as well as another branch 24b on, that of the center tap 37 to the connection point 18b leads and a switch element S ₆ , whose forward direction to the connection point 18b shows. At the connection point 18b are the magnetization and freewheeling branch 17 and the tension transformer branch 20 connected with each other.

In anderen Worten sind die Freilaufpfade 23 und 24 hier durch eine Parallelschaltung zweier in Reihe angeordneter Schalterelemente S₅ und S₆ sowie zweier in Reihe angeordneter Gleichrichterdioden D₅₀ und D₆₀ gebildet, wobei die Durchlassrichtung der Dioden D₅₀ und D₆₀ zu der Durchlassrichtung der Schalter S₅ und S₆ entgegengesetzt ist und wobei der Verbindungspunkt zwischen den Dioden D₅₀ und D₆₀ mit dem Neutralleiter 14 verbunden ist, während der Verbindungspunkt zwischen den Schalterelementen S₅ und S₆ den Mittelabgriff 37 der Brückenschaltung 3 bildet.In other words, the freewheel paths 23 and 24 formed here by a parallel connection of two series-connected switch elements S ₅ and S ₆ and two series-arranged rectifier diodes D ₅₀ and D ₆₀ , wherein the forward direction of the diodes D ₅₀ and D ₆₀ to the forward direction of the switches S ₅ and S _{6 is} opposite and wherein the connection point between the diodes D ₅₀ and D ₆₀ to the neutral conductor 14 is connected while the connection point between the switch elements S ₅ and S _6, the center tap 37 the bridge circuit 3 forms.

Hinsichtlich der Ansteuerung der Schalterelemente S₁ bis S₆ ergibt sich kein Unterschied zu der Schaltungsanordnung 1 nach 1. Während einer positiven Halbwelle ist das Schalterelement S₅ geschlossen, während in Abhängigkeit davon, ob der aktuelle Wert der Netzspannung U_NETZ kleiner oder größer als der Istwert der Zwischenkreisspannung U_ZK1 ist, entweder das Schalterelement S₁ im normalen Betriebsmodus oder das Schalterelement S₃ im modifizierten Betriebsmodus hochfrequent geschaltet wird und der Aufmagnetisierungsstrom entweder durch den Zweig 16 oder den Spannungswandlerzweig 19 geleitet wird. In den Aufmagnetisierungsphasen liegt zwar das Schalterelement S₅ stets in dem Aufmagnetisierungspfad, ist jedoch während der positiven Halbwelle der Netzspannung U_NETZ dauernd geschlossen, so dass nur ein Schalterelement hochfrequent getaktet wird. In den Freilaufphasen fließt der Freilaufstrom in dem normalen Betriebsmodus über die Gleichrichterdiode D₅₀ in dem Freilaufzweig 23a und das Schalterelement S₅ in dem Zweig 23b, der nun einen Freilaufpfad bildet, und in dem erweiterten Betriebsmodus über den Zweig 16 mit dem Schalterelement S₁ und der Gleichrichterdiode D₁₀. Für die negativen Halbwellen der Netzspannung U_NETZ gilt Entsprechendes, wobei hier die Schalterelemente S₂, S₄ und S₆, die Gleichrichterdioden D₂₀ und D₆₀ und die Freilaufzweige 17 bzw. 24a und 24b verwendet werden.With regard to the control of the switch elements S ₁ to S ₆ , there is no difference to the circuit arrangement 1 to 1 , During a positive half _cycle , the switch _element S _{5 is} closed, while depending on whether the current value of the mains voltage U _{NETZ is} smaller or larger than the actual value of the intermediate _{circuit voltage} U _ZK1 , either the switch _element S ₁ in the normal operating mode or the switch _element S ₃ im modified operating mode is switched to high frequency and the magnetizing current either through the branch 16 or the voltage converter branch 19 is directed. Although in the Aufmagnetisierungsphasen the switch element S _{5 is} always in the Aufmagnetisierungspfad, but is permanently closed during the positive half cycle of the mains voltage U _NETZ , so that only one switch element is clocked high frequency. In the freewheeling phases, the freewheeling current flows in the normal operating mode via the rectifier diode D ₅₀ in the freewheeling branch 23a and the switch element S ₅ in the branch 23b which now forms a freewheeling path and in the extended operating mode over the branch 16 with the switch element S ₁ and the rectifier diode D _10th The same applies to the negative half-waves of the mains voltage U _NETZ , in which case the switch elements S ₂ , S ₄ and S ₆ , the rectifier diodes D ₂₀ and D ₆₀ and the freewheeling branches 17 respectively. 24a and 24b be used.

In 4 ist eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 eines Wechselrichters veranschaulicht, die lediglich einen Gleichspannungsgenerator 11, bspw. einen Solargenerator mit mehreren in Reihe geschalteten Solarmodulen, und eine Brückenschaltung 3 in einer Vollbrückenausführung verwendet. Die Schaltungsanordnung 1 weist hier nur zwei Gleichspannungsanschlüsse 7, 8 und Gleichspannungszweige 13, 14 auf, zwischen denen ein Speicherkondensator C₁ eingefügt ist. Insofern enthält die Schaltungsanordnung 1 keinen durchgehenden Neutralleiter. An dem Gleichspannungszweig 13 ist entsprechend den vorbeschriebenen Ausführungsformen ein Aufmagnetisierungs- und Freilaufzweig 16 mit einer Schalter einheit S₁, D₁, wobei die antiparallel Freilaufdiode auch weggelassen werden kann, und einer Gleichrichterdiode D₁₀ sowie ein Spannungswandlerzweig 19 mit der Spannungswandlerschaltung 4 angeschlossen, die hier den Hochsetzsteller 21 und das Schalterelement 5₃ mit einer antiparallelen Freilaufdiode D₃ enthält. Eine H-Brücke 38 der Vollbrückenschaltung 3 ist zwischen dem Verbindungspunkt 17 der Zweige 16, 19 und dem Gleichspannungszweig 14 eingefügt. Die H-Brücke weist zwei Paralleläste auf, die jeweils zwei in Reihe geschaltete Schalterelemente S₇₁ und S₇₂ bzw. S₇₃ und S₇₄ aufweisen, zu denen jeweils Freilaufdioden D₇₁ bis D₇₄ antiparallel geschaltet sind. Jeder Wechselspannungsanschluss ist über eine Verbindungsleitung 26a, 26b des Wechselspannungskreises 6 mit einem der Paralleläste der H-Brücke 38 über einen Verbindungsknoten verbunden, der jeweils zwischen zwei Schaltereinheiten S₇₁ und S₇₂ bzw. S₇₃ und S₇₄ liegt.In 4 is a further embodiment of a circuit arrangement according to the invention 1 of an inverter that only has a DC generator 11 For example, a solar generator with a plurality of solar modules connected in series, and a bridge circuit 3 used in a full bridge version. The circuit arrangement 1 here only has two DC voltage connections 7 . 8th and DC voltage branches 13 . 14 on, between which a storage capacitor C _{1 is} inserted. In this respect, the circuit contains 1 no continuous neutral conductor. At the DC branch 13 is according to the above-described embodiments, a magnetization and freewheeling branch 16 with a switch unit S ₁ , D ₁ , wherein the antiparallel freewheeling diode can also be omitted, and a rectifier diode D ₁₀ and a voltage converter branch 19 with the voltage converter circuit 4 connected, here the boost converter 21 and the switch element 5 ₃ with an antiparallel freewheeling diode D ₃ contains. An H bridge 38 the full bridge circuit 3 is between the connection point 17 the branches 16 . 19 and the DC branch 14 inserted. The H-bridge has two parallel branches, each having two series-connected switch elements S ₇₁ and S ₇₂ and S ₇₃ and S ₇₄ , to which each free-wheeling diodes D ₇₁ to D ₇₄ are connected in anti-parallel. Each AC connection is via a connecting line 26a . 26b of the AC voltage circuit 6 with one of the parallel branches of the H-bridge 38 connected via a connection node, which is in each case between two switch units S ₇₁ and S ₇₂ or S ₇₃ and S ₇₄ .

Im Betrieb werden jeweils nur die Schalterelemente S₁ und S₃ im normalen bzw. modifizierten Betriebsmodus hochfrequent geschaltet, wie dies auch bei den Ausführungsformen nach 1 und 3 der Fall ist, während die H-Brücke 38 mit der Netzfrequenz der Netzspannung U_NETZ synchron bspw. symmetrisch geschaltet wird. Dies bedeutet, dass bspw. während einer positiven Halbwelle der Wechselspannung U_NETZ stets die Schalterelemente S₇₁ und S₇₄ geschlossen sind und über diese der über den Zweig 16 bzw. 19 gelieferte Strom in den Aufmagnetisierungsphasen geführt wird und während einer negativen Halbwelle der Wechselspannung U_NETZ stets die Schalterelemente S₇₂ und S₇₃ geschlossen sind und den Aufmagnetisierungsstrom hindurch leiten. Der Freilaufstrom fließt während der positiven Halbwelle über die Freilaufdiode D₇₃ des Schalterelements S₇₃ und das Schalterelement S₇₁ bzw. während der negativen Halbwelle über die Freilaufdiode D₇₁ des Schalterelements S₇₁ und das Schalterelement S₇₃. Es sind auch andere Ansteuerungsmöglichkeiten für die H-Brücke 38 möglich.In operation, only the switch elements S ₁ and S _{3 are} switched to high-frequency in the normal or modified operating mode, as in the embodiments according to 1 and 3 the case is while the H bridge 38 with the mains frequency of the mains voltage U _NETZ synchronously, for example, is switched symmetrically. This means that, for example, during a positive half cycle of the AC voltage U _NETZ, the switch elements S ₇₁ and S ₇₄ are always closed and via this the switch via the branch 16 respectively. 19 supplied current is conducted in the Aufmagnetisierungsphasen and during a negative half cycle of the AC voltage U _NETZ always the switch elements S ₇₂ and S _{73 are} closed and direct the Aufmagnetisierungsstrom therethrough. The freewheeling current flows during the positive half-cycle via the free-wheeling diode D _{73 of} the switch element S ₇₃ and the switch element S ₇₁ or during the negative half cycle via the freewheeling diode D _{71 of} the switch element S ₇₁ and the switch element S _73rd There are also other driving possibilities for the H-bridge 38 possible.

Auch diese Schaltungsanordnung 1 ergibt geringe Potentialsprünge der Brückenspannung U_BR sowohl in dem normalen Betriebsmodus als auch in dem erweiterten Betriebsmodus und somit geringe Schaltverluste und Ummagnetisierungsverluste in der Spule, so dass ein hoher Wirkungsgrad sichergestellt ist. Dies wird vorteilhafterweise dadurch erreicht, weil in allen Schaltungsanordnungen, ein Zweig 16 (bzw. 18) mit einem Schalterelement S₁ (bzw. S₂) und einer Gleichrichterdiode D₁₀ (bzw. D₂₀) vorgesehen ist, der im normalen Betriebsmodus als Aufmagnetisierungspfad und im erweiterten Betriebsmodus, bei dem die Eingangsspannung auf ein höheres Potential gewandelt wird, als Freilaufpfad verwendet wird. Vorteilhafterweise wird in allen Schaltungsanordnungen lediglich ein einziger Schalter S₁ oder S₂ bzw. S₃ oder S₄ hochfrequent pulsweitenmoduliert geschaltet, wodurch die Schaltverluste ferner reduziert sind.Also this circuit arrangement 1 results in low potential jumps of the bridge voltage U _BR both in the normal operating mode and in the extended operating mode and thus low switching losses and Ummagnetisierungsverluste in the coil, so that a high efficiency is ensured. This is advantageously achieved because in all circuit arrangements, a branch 16 (respectively. 18 ) is provided with a switch element S ₁ (or S ₂ ) and a rectifier diode D ₁₀ (or D ₂₀ ), which in the normal operating mode as a magnetizing path and in the extended operating mode, in which the input voltage is converted to a higher potential, as a freewheeling path is used. Advantageously, in all circuit arrangements, only a single switch S ₁ or S ₂ or S ₃ or S ₄ pulse-high frequency switched tenmoduliert, whereby the switching losses are further reduced.

Es ist ein Verfahren zur Umwandlung einer elektrischen Gleichspannung U_ZK1 in eine Wechselspannung U_NETZ einer bestimmten Frequenz und eine Wechselrichterschaltung 1 offenbart, die eine Brückenschaltung 3 mit Schalterelementen S₁–S₆, S₇₁–S₇₄ und Freilaufelementen D₁–D₆, D₁₀, D₂₀, D₇₁–D₇₄ sowie wenigstens eine Speicherdrossel L am Ausgang der Brückenschaltung 3 aufweist. Die Brückenschaltung 3 weist wenigstens einen Zweig 16, 18 mit einem Schalterelement S₁, S₂ und einer in Reihe zu diesem angeordneten Gleichrichterdiode D₁₀, D₂₀ sowie einen zu dem Zweig 16, 18 parallelen Spannungswandlerzweig 19, 20 auf, der vorzugsweise einen Hochsetzsteller 21, 22 sowie einen in Reihe mit diesem angeordneten Schalter S₃, S₄ enthält. Erfindungsgemäß steuert eine Steuerungseinrichtung 29 jeweils lediglich einen der Schalter S₁–S₄ pulsweitenmoduliert hochfrequent an, während andere Schalterelemente synchron mit der Wechselspannung geschlossen und geöffnet werden.It is a method for converting a DC electrical voltage U _ZK1 into an AC voltage U _{NETZ of} a specific frequency and an inverter circuit 1 discloses a bridge circuit 3 with switch elements S ₁ -S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ and freewheeling elements D ₁ -D ₆ , D ₁₀ , D ₂₀ , D ₇₁ -D ₇₄ and at least one storage inductor L at the output of the bridge circuit 3 having. The bridge circuit 3 has at least one branch 16 . 18 with a switch element S ₁ , S ₂ and arranged in series with this rectifier diode D ₁₀ , D ₂₀ and one to the branch 16 . 18 parallel voltage transformer branch 19 . 20 on, preferably a boost converter 21 . 22 and a switch S ₃ , S ₄ arranged in series therewith. According to the invention, a control device controls 29 in each case only one of the switches S ₁ -S ₄ pulse width modulated high frequency, while other switch elements are closed and opened synchronously with the AC voltage.

Bei ausreichender Eingangsspannung U_ZK1 wird der Schalter S₁, S₂ in dem Zweig 16, 18 geschaltet, um die Speicherdrossel L aufzumagnetisieren, so dass die Eingangsspannung U_ZK1 das Aufmagnetisierungspotential vorgibt. Im umgekehrten Fall wird der Schalter S₃, S₄ in dem Spannungswandlerzweig 19, 20 geschaltet, während der Schalter S₁, S₂ in dem Zweig 16, 18 geschlossen bleibt, so dass die erhöhte Zwischenkreisspannung U_ZK2 des Spannungswandlerzweigs 19, 20, insbesondere des Hochsetzstellers 21, 22 das Aufmagnetisierungspotential und die Eingangsspannung U_ZK1 das Freilaufpotential vorgibt. Am Eingang der Speicherdrossel L treten nur geringe Potentialsprünge auf, die geringe Schaltverluste und Ummagnetisierungsverluste und einen hohen Wirkungsgrad zur Folge haben.With sufficient input voltage U _ZK1 , the switch S ₁ , S ₂ in the branch 16 . 18 connected in order to magnetize the storage inductor L, so that the input voltage U _{ZK1 sets} the magnetization potential. In the opposite case, the switch S ₃ , S ₄ in the voltage converter branch 19 . 20 switched while the switch S ₁ , S ₂ in the branch 16 . 18 remains closed, so that the increased intermediate _circuit voltage U _{ZK2 of} the voltage converter _branch 19 . 20 , in particular the boost converter 21 . 22 the magnetizing potential and the input voltage U _{ZK1 predetermines} the freewheeling _potential . At the input of the storage inductor L occur only small potential jumps, which have low switching losses and Ummagnetisierungsverluste and high efficiency result.

Claims

Method for converting an electrical _DC input voltage (U _ZK1 ) into an AC voltage (U _NETZ ) by means of a circuit _arrangement ( 1 ), which is a bridge circuit ( 3 ) with switch elements (S ₁ -S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ ) and freewheeling elements (D ₁ -D ₆ , D ₁₀ -D ₆₀ , D ₇₀ -D ₇₄ ) and at least one storage inductor (L) connected to an AC voltage terminal ( 27 ) is connected, wherein the switch elements (S ₁ -S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ ) depending on the polarity of the half-waves of the AC voltage (U _NETZ ) closed with a certain clock pattern in order to magnetization in magnetizing a magnetizing current for the at least one storage choke (L ) and opened to allow freewheeling current to flow over the at least one storage choke (L) during coasting phases via selected freewheeling elements (D ₁₀ , D ₂₀ , D ₅₀ , D ₆₀ , D ₇₁ , D ₇₃ ), detecting operating conditions to determine whether the inductor (L) is sufficiently magnetized in the application of the clock pattern in the magnetization phases, and in the event that it is determined that the inductor (L) is not or insufficiently magnetized in the magnetization phases, the switch elements (S ₁ -S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ ) are clocked such that at the entrance ( 26 . 26a ) of the inductor (L) in the Aufmagnetisierungsphasen a from the input _DC voltage (U _ZK1 ) generated magnitude higher potential (U _ZK2 ) and in the freewheeling phases, the input _{DC voltage} potential (U _ZK1 ) itself is applied.

A method according to claim 1, characterized in that in the case that it is determined that the reactor (L) is sufficiently magnetized in the magnetization phases, the DC input voltage _potential (U _ZK1 ) is used even in the magnetization phases to provide the magnetizing current, while in the Freewheeling phases of the freewheeling current via a separate freewheeling path ( 23 . 24 ).

Method according to claim 2, characterized in that the freewheeling path ( 23 . 24 ) is arranged such that a commutation of the freewheeling current in a DC voltage circuit ( 2 ) provided energy storage (C ₁ , C ₂ ) is prevented.

A method according to claim 1 or 2, characterized in that for detecting operating conditions for determining whether the inductor (L) is sufficiently magnetized in the Aufmagnetisierungsphasen, the inductor current (I _L ) is detected.

A method according to claim 4, characterized in that the determination of whether the inductor (L) is sufficiently magnetized in the Aufmagnetisierungsphasen, a desired average voltage ( U _BR ) at the entrance ( 26 . 26a ) of the throttle (L) is determined and compared with a reference value.

Method according to claim 5, characterized in that that the reference value is a variable, more adaptable depending on current operating conditions Is worth.

A method according to claim 5, characterized in that the reference value is characterized by the current DC voltage value (U _ZK1 ).

A method according to claim 1, characterized in that the DC voltage (U _ZK1) (a DC power source 11 . 12 ) is taken with a variable DC potential, in particular a photovoltaic generator.

Method according to Claim 8, characterized in that two DC voltage sources ( 11 . 12 ), in particular photovoltaic generators, are connected in series.

A method according to claim 1, characterized in that the AC voltage (U _NETZ ) is formed by a mains voltage with a frequency of 50 or 60 Hertz.

Method according to one of the preceding claims, characterized in that to a DC voltage terminal ( 7 . 9 ) a branch ( 16 . 17 ) is connected, the at least one (S ₁ , S ₂ ) of the switching elements of the bridge circuit ( 3 ) and a series-connected with the switch element (S ₁ , S ₂ ) arranged rectifier diode (D ₁₀ , D ₂₀ ), wherein the branch ( 16 . 17 ) as both a magnetization path when it is determined that the reactor (L) can be sufficiently magnetized in magnetization phases, and also used as a freewheeling path when it is determined that the inductor (L) can not be sufficiently magnetized in magnetization phases.

A method according to claim 11, characterized in that the magnitude higher DC voltage _potential (U _ZK2 ) from the DC input voltage (U _ZK1 ) in a voltage converter _branch ( 19 . 20 ) which is parallel to the branch ( 16 . 17 ) and a voltage converter device ( 21 . 22 , C ₁ , C ₂ ) and arranged in series with this switch element (S ₃ , S ₄ ).

Method according to Claim 12, characterized in that the output voltage (U _ZK1 ) of the voltage converter _device ( 21 . 22 , C ₁ , C ₂ ) is regulated to a desired output potential.

Method according to claim 12, characterized in that the voltage transformer device ( 21 . 22 , C ₁ , C ₂ ) a particularly inductive DC-DC boost converter ( 21 . 22 ) contains.

A method according to claim 12, characterized in that the voltage converter means (C ₁ , C ₂ ) without a DC-DC boost converter ( 21 . 22 ) and to generate the higher magnitude potential (U _ZK1 ) energy storage (C ₁ , C ₂ ) of the voltage converter means are charged by specific clocking of switch _elements (S ₁ -S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ ) in certain freewheeling phases.

Method according to one of the preceding claims, characterized characterized in that between DC voltage branches of the circuit arrangement as needed a power compensation is performed.

Inverter with at least one DC voltage branch ( 13 . 14 . 15 ) to which a DC voltage source ( 11 . 12 ) can be connected, which supplies a DC input voltage (U _ZK1 ), with a DC voltage _branch ( 13 . 15 ) connected voltage transformer branch ( 19 . 20 ), which has a voltage converter device ( 21 . 22 , C ₁ , C ₂ ) for boosting the input _DC voltage (U _ZK1 ) to an absolute higher output _potential (U _ZK2 ), with a bridge circuit ( 3 ), the switching elements (S ₁ -S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ ) and freewheeling elements (D ₁ -D ₆ , D ₁₀ , D ₂₀ , D ₅₀ , D ₆₀ , D ₇₁ -D ₇₄ ) for converting a DC voltage into one Alternating voltage having at least one AC voltage branch ( 26 . 26a . 26b ), to which an AC voltage (U _NETZ ) can be applied and which has a storage inductor (L) whose input ( 26 . 26a ) with a bridge tap ( 18 . 18a . 18b . 37 ) and a control device ( 29 ), which is a device for detecting operating conditions and providing signals ( 31 ), an evaluation device ( 33 ) for processing these signals and a driving device ( 34 ), which controls the switch elements (S ₁ -S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ ) with a specific clock pattern, wherein the evaluation device ( 34 ) is set up, starting from the detected signals ( 31 ) determine whether the inductor (L) is sufficiently magnetized when applying the clock pattern in magnetization phases, and if this is not the case, the driver ( 34 ) to cause the switch elements (S ₁ -S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ ) to be clocked in such a way that, in order to supply a current for magnetizing the storage inductor (L) in magnetization phases, the output potential (U _{ZK 2} ) of the voltage converter _device ( 21 . 22 ) to the entrance ( 26 . 26a ) is coupled to the inductor (L) and to provide a freewheeling _current during freewheeling _phases, the potential (U _ZK1 ) of the DC voltage source to the input ( 26 . 26a ) of the throttle (L) is coupled.

Inverter according to Claim 17, characterized in that the detection device displays a signal ( ₁₀ ) characterizing the current inductor current value (I _L ) ( 31 ) and the control device ( 29 ) has a current controller logic that controls the current inductor current (I _L ) to a ge desired average value (Î _L ).

Inverter according to claim 17 or 18, characterized in that the evaluation device ( 34 ) is set up, starting from the input signals ( 31 ) a desired average voltage ( U _BR ) at the entrance ( 26 . 26a ) of the throttle (L).

Inverter according to claim 19, characterized characterized in that the evaluation device ( 33 ) has a comparator logic that the desired average voltage value ( U _BR ) compares with a reference value.

Inverter according to claim 20, characterized in that the driving device ( 34 ) in the case that the amount of the currently desired average voltage value ( U _BR ) is smaller than the reference value, the switch elements (S ₁ -S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ ) drives in such a way with a clock pattern that for the provision of the charging current in the charging phases, the potential (U _ZK1 ) of the DC voltage source to the bridge circuit ( 3 ) is coupled, while in freewheeling phases of the freewheeling current via a separate freewheeling path ( 23 . 24 ).

Inverter according to claim 21, characterized in that the freewheeling path ( 23 . 24 ) between alternating voltage branches ( 26 . 14 . 26a . 26b ) and a switch element (S ₅ , S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ ) and a rectifier diode connected in series with these (D ₅₀ , D ₆₀ , D ₇₁ , D ₇₃ ).

Inverter according to claim 20 or 21, characterized characterized in that the reference value is a variable, depending adjustable value from current operating conditions.

Inverter according to Claim 23, characterized in that the reference value denotes the magnitude of the _{instantaneous} DC voltage value (U _ZK1 ).

Inverter according to claim 17, characterized in that the DC voltage source ( 11 . 12 ) has a variable DC potential and in particular by a photovoltaic generator ( 11 . 12 ) is formed.

Inverter according to Claim 25, characterized that two or more DC voltage sources, in particular photovoltaic generators, connected in series.

Inverter according to claim 17, characterized in that the AC voltage (U _NETZ ) is formed by a mains voltage with a frequency of 50 or 60 Hertz.

Inverter according to claim 17, characterized in that it has a magnetization and freewheeling path ( 16 . 18 ) with one (S ₁ , S ₂ ) of the switching elements of the bridge circuit ( 3 ) and arranged in series with the switch element (S ₁ , S ₂ ) rectifier diode (D ₁₀ , D ₂₀ ).

Inverter according to claim 28, characterized in that the voltage transformer branch ( 19 . 20 ) is arranged parallel to the series circuit of the switch element (S ₁ , S ₂ ) and the rectifier diode (D ₁₀ , D ₂₀ ) and a voltage converter means ( 21 . 22 , C ₁ , C ₂ ) and a switch element (S ₃ , S ₄ ) of the bridge circuit arranged in series therewith ( 3 ) having.

Inverter according to Claim 22, characterized in that the voltage transformer device ( 21 . 22 , C ₁ , C ₂ ) a voltage boosting boost converter ( 21 . 22 ), whose output potential is adjustable to a desired level.

Inverter according to Claim 22, characterized in that the voltage converter device (C ₁ , C ₂ , 29 ) is formed free of a step-up converter and provided with storage capacitors (C ₁ , C ₂ ), which in certain freewheeling phases by targeted clocking of switch elements (S ₁ -S ₆ , S ₇₁ -S ₇₄ ) of the bridge circuit ( 3 ) are charged to a desired potential.

Inverter according to claim 17, characterized in that the bridge circuit ( 3 ) is formed in the form of a half-bridge.

Inverter according to claim 17, characterized in that the bridge circuit ( 3 ) in full-bridge design with an H-bridge ( 38 ) is trained.

Inverter according to Claim 32 or 33, characterized in that the control device ( 29 ) the bridge circuit ( 3 ) such that at any time only a single switch element (S ₁ , S ₂ , S ₃ , S ₄ ) is high-frequency closed and opened.

Inverter according to claim 17, characterized in that power compensation means (S ₅ , S ₆ , D ₃ , D ₄ ) for power equalization between the DC voltage branches ( 13 . 15 ) are provided.

Inverter according to Claim 17, characterized that it is designed in three-phase configuration.