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Die
Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung für eine Fahrzeughupe und ein
Verfahren zur Ansteuerung einer Fahrzeughupe.
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Stand
der Technik
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Fahrzeughupen
dienen als akustische Signalgeber, die auf ein Hupsignal bzw. Ansteuersignal hin
betätigt
werden. Die Anforderung an die Toleranzen des Schalldrucks sind
bei der Anwendung im Kraftfahrzeug aufgrund gesetzlicher Vorschriften hoch.
Bei elektromechanischen Hupen ist die Bestromung der Aktuatorspule über einen
mechanischen Kontakt gesteuert. Bei geringer Membranauslenkung ist
dieser Kontakt geschlossen, bei hoher Membranauslenkung offen. Die
Bestromung der Aktuatorspule selbst führt zur Auslenkung der Membran.
Damit entsteht ein schwingendes System, das sich immer in Resonanz
befindet.
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Hupen
mit elektronischer Ansteuerung verwenden Leistungshalbleiterschalter
und zeigen im Vergleich zu elektromechanischen Hupen eine deutlich
höhere
Lebensdauer und Zuverlässigkeit
und ermöglichen
weiterhin die Erzeugung einer Vielzahl unterschiedlicher akustischer
Signale.
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Vorteile der
Erfindung
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Die
erfindungsgemäße Schaltung
und das erfindungsgemäße Verfahren
weisen demgegenüber einige
Vorteile auf. Erfindungsgemäß wird erkannt, dass
die elektronische Ansteuerung es ermöglicht, die Schwingfrequenz
für jeden
einzelnen Hupvorgang an die Resonanzfrequenz des mechanischen Systems
anzupassen. Es wird somit bei Eingang eines Hupsignals bzw. Betätigungssignals
durch den Benutzer zunächst
ein relevanter Frequenzbereich durchlaufen, in dem für einzelne
Frequenzwerte jeweils eine kurze Ansteuerung des die Bestromung der
Aktuatorspule steuernden Leistungstransistors erfolgt, der im Allgemeinen
mit der Aktuatorspule in Reihe zwischen die Versorgungsspannungsklemmen geschaltet
ist.
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Der
Erfindung liegt der Gedanke zugrunde, die Resonanzfrequenz des mechanischen
Hupsystems zu ermitteln, indem der Energieumsatz in der Aktuatorspule
bewertet wird. Wenn sich das mechanische System in Resonanz befindet,
wird eine maximale Leistung an die Umgebung angegeben, so dass die
periodisch in der Spule gespeicherte Energie minimal wird. Erfindungsgemäß wird ein
relevanter Frequenzbereich durchfahren und für einzelne Frequenzwerte dieses
Frequenzbereichs der Leistungstransistor angesteuert. Hierbei wird
jeweils eine relevante Messgröße zur Bewertung
des Energieumsatzes bzw. Energieverhaltens der Aktuatorspule ermittelt.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung wird als Messgröße der durch
die Aktuatorspule fließende
Strom, insbesondere Spitzenstrom, gemessen. Hierdurch kann erfindungsgemäß die am Ende
jeder Ansteuerungsperiode in der Aktuatorspule gespeicherte magnetische
Energie bewertet werden. Die Resonanzfrequenz ist hierbei bei einem
Minimum des Aktuatorspulenstroms über die verschiedenen Messungen
der Frequenzvariation zu finden.
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Gemäß einer
weiteren Ausführungsform
wird der Entladevorgang der Aktuatorspule bewertet. Hierbei kann
insbesondere die Klammerimpulsdauer zur Bewertung der in der Aktuatorspule
gespeicherten magnetischen Energie gemessen werden. Hierdurch kann
eine schaltungstechnisch einfache Mess- bzw. Detektionsschaltung realisiert
werden, da nicht eine Stromstärke
zu bewerten ist, sondern eine Zeitdauer anhand geeigneter Kriterien
ermittelt wird. Somit können
gegenüber
der ersten Ausführungsform die
entsprechen de Verstärkerschaltung
und der AD-Wandler weggelassen werden. Die drastische Reduktion
des Schaltungsaufwandes wirkt sich positiv auf Kosten, Zuverlässigkeit
und Konstruktionsfreiheit aus. Hierbei ergibt sich weiterhin der
erfindungsgemäße Vorteil,
dass die Messung der Zeitdauer eine integrierende Wirkung hat und
somit geringeren Messwertschwankungen unterworfen ist als die Messung
einer aktuellen Stromstärke.
Weiterhin sind Zeitmessungen mit einer höheren Genauigkeit möglich als
Strommessungen.
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Bei
einer Messung des Aktuatorspulenstroms kann z.B. ein Power-MOSFET mit einem Stromsense-Anschluss
bzw. Stromsensierungs-Anschluss,
d.h. ein Sense-PowerMOSFET verwendet werden, dessen Stromsense-Anschluss
und Source-Anschluss an einen Differenzverstärker angeschlossen werden können.
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Bei
der Messung der Klammerimpulsdauer kann die Klammerspannung weitgehend
durch eine in der Klammerschaltung enthaltene Zenerdiode festgelegt
werden. Die Zeitdauer des Erreichens der Klammerspannung kann als
Klammerimpulsdauer gewertet werden.
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Somit
kann erfindungsgemäß vor dem
eigentlichen Hupvorgang ein schneller Durchlauf der relevanten Frequenzbereiche
vorgenommen werden, so dass jeweils der bei den aktuellen Betriebswerten
wie Temperatur, Alter, mechanischer Verschleiß usw. relevante Resonanzfrequenzwert
ermittelt werden kann und nachfolgend bei der akustischen Ausgabe
berücksichtigt
werden kann. Der Durchlauf der Frequenzvariation kann hierbei in
einem für
den Benutzer nicht wahrnehmbaren bzw. vernachlässigbaren Zeitbereich von z.B.
kleiner/gleich 150 msec, insbesondere etwa 80 ms erfolgen.
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Beschreibung
bevorzugter Ausführungsformen
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Die
Erfindung betrifft wird im Folgenden anhand der beiliegenden Zeichnungen
an einigen Ausführungsformen
erläutert.
Es zeigen:
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1 ein
Schaltbild einer erfindungsgemäße Ansteuerschaltung
mit der Aktuatorspule gemäß einer
ersten Ausführungsform
zur Messung des über die
Aktuatorspule fließenden
Stromes;
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2 ein
Schaltbild einer zweiten Ausführungsform
zur Messung der Dauer des Klammerspannungsimpulses;
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3 ein
Schaltbild gemäß einer
dritten Ausführungsform
zur Messung der Dauer des Klammerspannungsimpulses;
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4 ein
Diagramm des Aktuatorspulenstromes und der Klammerpulsdauer in Abhängigkeit der
Ansteuerfrequenz;
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5 ein
Flussdiagramm eines erfindungsgemäßen Verfahrens.
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1 zeigt
ein Schaltbild mit einer Aktuatorspule 1 einer Fahrzeug-Hupe und einer Ansteuerschaltung 2 gemäß einer
ersten Ausführungsform. Die
Ansteuerschaltung 2 weist als Steuereinrichtung 3 einen
Mikrocontroller 3, z. B. den IC 68HC08QT2, mit für diese
Schaltung fünf
relevanten beschalteten Pins a1, a2, a3, a4 und a8, auf, von denen
der Pin a8 an Masse und der Pin a1 an eine zweite Versorgungsspannung
V2 = 5V gelegt ist mit einem dazwischen geschalteten Kondensator
C2 von z.B. 100 nF zur Glättung
der Versorgungsspannung V2. Ein selbstsperrender Power-MOSFET T1
mit Strommessanschluss CS dient als Leistungsschalter für die Aktuatorspule 1 und
ist entsprechend zwischen eine erste Versorgungsspannung V1 = 12V
und einen Anschluss 1-2 der Aktuatorspule 1 geschaltet,
die mit ihrem anderen Anschluss 1-1 auf Masse gelegt ist (Lowside-Hupe).
Das Gate G des Power-MOSFETs T1 wird von dem als Steuerausgang dienenden
Anschluss a3 des Mikrocontrollers 3 mit einem als PWM-Signal
ausgegebenen Ansteuersignal S1 über mit
Widerständen
R9, R8, R7, R12 beschaltete Transistoren T2 und T3 angesteuert.
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Bei
dieser Ausführungsform
werden zur Ermittlung der in der Aktuatorspule
1 gespeicherten
Energie W direkt die gemessenen Ströme I zur Bewertung herangezogen.
Dies ist möglich,
da Strom I und Energie W bei In duktivitäten idealisiert in folgendem Zusammenhang
stehen:
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In
der elektronischen Beschaltung der 1 bilden
die Transistoren T4A, T4B, T5A und T5B zusammen mit den Widerständen von
z.B. R2 = R4 = 1kOhm, R3 = R5 = 150 kOhm sowie R13 = 2200 Ohm und
R19 = 820 Ohm sowie den Dioden D5 und D6 einen Differenzverstärker, der
den über
den Strommessanschluss CS des Power-MOSFETs T1 fließenden Strom
I in ein massebezogenes Spannungssignal wandelt, das als Messsignal
S2 in Pin a2 des Mikrocontrollers 3 eingekoppelt wird,
um es mit dessen integriertem Analog-Digital-Wandler weiterzuverwerten.
Das Messsignal S2 stellt hierbei ein Ladezustandssignal S2 dar.
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Der
Differenzverstärker 4 vergleicht
hierbei die Differenz der Spannungen an der Source S und dem Strommessanschluss
CS des Power-MOSFETs T1,
wobei über
Drain D und Source S des Power-MOSFETs T1 während des Ansteuerzyklus der Aktuatorspulenstrom
I fließt
und somit die Differenz zwischen Source S und dem Strommessanschluss CS
zur Auswertung herangezogen werden kann. Erfindungsgemäß wird hierbei
z. B. der Aktuatorspulenstrom I jeweils Ende jedes Ansteuerzyklus
gemessen.
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Die
weitere Beschaltung ist z.B.: C5 = 100 nF, C2 = 100 nF, R20 = 1MOhm,
R21 = 4700 Ohm, R9 = 510 kOhm, R7 = R8 = R12 = 10 kOhm, R6 = 100 Ohm,
R1 = 2200 Ohm sowie C1 = 100 nF, C7 = 330 nF.
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Gemäß 1 wird
der über
den Transistor T5A fießende
Strom detektiert, indem die an R19 = 820 Ohm abfallende Spannung über den
Widerstand R20 = 1 MOhm detektiert wird. Die Steuereinrichtung 3 durchläuft bzw.
sweept gemäß 4 einen
Frequenzbereich von z.B. f1 = 465 bis f2 = 525 Hertz und ermittelt
jeweils die Aktuatorspulenströme
I, wobei sich ein Mini mum des Spulenstromes I bei etwa 500 Hertz
bis 502 Hertz ergibt, die somit der Resonanzfrequenz entsprechen.
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Bei
der Ausführungsform
der 2 wird die zeitliche Dauer des Klammerspannungsimpulses
als Maß für die in
der Aktuatorspule 1 der Hupe gespeicherte magnetische Energie
genommen. Die Messung dieser zeitlichen Dauer des Klammerspannungsimpulses
erfolgt unter Verwendung der Input-Capture-Funktion des in dem Mikrocontroller 3 integrierten
Timers. Das im Mikrocontroller 3 eingeschriebene Programm
verwendet diese Zeitwerte zum Abgleich der Schwingfrequenz auf die
Resonanzfrequenz der Hupe. Die Schaltung ist auf die konstruktiv
bedingte Anforderung der „Lowside-Hupe" angepasst, bei der
ein Anschluss der Aktuatorspule 1 der Hupe mit dem Massepotential
verbunden ist.
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Das
als PWM-Signal ausgegebene Ansteuersignal S1 steuert wiederum über die
Transistoren T10 und T6 den Power-MOSFET T7 als Leistungsschalttransistor
an; hierbei wird nach dem Ansteuerzyklus, d.h. wenn das PWM-Signal
auf LOW abfällt und
somit in der Aktuatorspule 1 das sich abbauende Magnetfeld
einen abnehmenden Spulenstrom bewirkt, an 1-2 somit eine
negative Spannung induziert. Somit fließt ein Strom I über die
Diode D4 und den Widerstand R11 (von z.B. 100 Ohm), so dass der Emitter
des Transistors T6 auf ein negatives Potential gezogen wird, und
somit der Transistor T6 aufgesteuert wird, dessen Kollektor mit
dem Gate G des Power-MOSFETs
T7 verbunden ist, der somit wiederum aufgesteuert wird.
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Sobald
die Durchbruchsspannung der Zenerdiode D11 erreicht ist, fließt ein Strom über die
Zenerdiode D11, der Emitter des Transistors T8 fällt auf negatives Potential,
so dass T8 aufgesteuert wird und damit über die Basis-Emitter-Strecke von
T8 ein Strom fließt,
der eine Spannungsdifferenz am Widerstand R11 verursacht, die wiederum
als Gate-Source-Spannung zur Aufsteuerung des Transistors T7 wirkt.
Der Transistor T6 ist in diesem Zustand aufgrund der Ansteuerung über den
Mikrocontroller als elektrisch lei tend zu betrachten. Die Durchbruchspannung
der Zenerdiode D11 legt damit die Klammerspannung Uk weitgehend
fest. Während
die Klammerspannung erreicht ist, erfolgt ein Stromfluss über den
Spannungsteiler aus R17 = 47 Ohm und R16 = 220 Ohm, da der Transistor
T8 in diesem Zustand leitend ist. Deshalb ist das Eingangssignal
S2 des Mikrocontrollers 3 bei dieser Ausführungsform während der
Klammerimplse auf ca. 0 V, ansonsten auf ca. 5 V. Dies ermöglicht dem
Mikrocontroller 3 nach Aktivierung seiner Input-Capture-Timer-Funktion
die Messung der Kammerspannungsimpulsdauer tp.
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Bei 2 und
entsprechend 3 entfällt somit die Differenzverstärkung komplett;
stattdessen erfolgt die Messung der Klammerspannungsimpulsdauer
tp beim Abbau der in der Aktuatorspule 1 der Hupe gespeicherten
Energie W. Die Klammerspannungsimpulsdauer tp steht mit der Energie
W im Zusammenhang und ist deshalb zur Resonanzfindung geeignet.
In 2 bilden somit R11, R16, R17, D11, D4, T8 eine
Detektionseinrichtung 5 zur Ausgabe des – hier ein
Klammerimpulssignal darstellenden – Ladespannungssignals S2 an
den Mikrocontroller 3.
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3 zeigt
eine weitere Ausführungsform, bei
der – entsprechend
der Ausführungsform
der 2 – wiederum
die Klammerspannungsimpulsdauer tp beim Entladen des magnetischen
Feldes der Aktuatorspule 1 gemessen wird. 3 zeigt
hierbei jedoch keine Lowside-Hupen-Anordnung, bei der die Aktuatorspule 1 mit
einem Anschluss an Masse geschaltet ist, sondern eine „Highside-Hupen-Anordnung", bei der der Anschluss 1-2 der
Aktuatorspule 1 an V1=12V angeschlossen ist. Hierbei ist
ein erheblich geringerer Schaltungsaufwand erforderlich als bei 2,
da für
die Ansteuerung des Transistors T12 in 3 keine
Bootstrap-Anordnung erforderlich ist. Somit wird das Ansteuersignal
S1 von dem Pin a3 des Mikrocontrollers 3 über den
Widerstand R30 von z.B. 4700 Ohm und den Transistor T9 sowie R22
von z.B. 220 Ohm an das Gate G des Power-MOSFETs T12 angelegt. Nach
dem Ansteuerzyklus, d.h. bei sperrendem Transistor T12, baut sich
das Magnetfeld in der Aktuatorspule 1 in dem Klammerspannungsimpuls
ab, der wieder um zu einer positiven Spannung am in 3 unteren
Ausgang 1-1 der Aktuatorspule 1 führt, da
das sich abbauende Magnetfeld eine der zuvor anliegenden Spannung
inverse Gegenspannung induziert. Somit wird die Durchbruchsspannung
der Zenerdiode D13 erreicht, weiterhin wird über die Diode D14 und den Widerstand R24
von z.B. 74 Ohm sowie den Transistor T11 in den Eingang a7 der Steuereinrichtung 3 direkt
ein Messsignal S2 eingegeben, wobei wiederum auch der Transistor
T12 an seinem Gate G aufgesteuert wird. Das Messsignal S2 stellt
bei dieser Ausführungsform
ein Klammerimpulssignal S2 dar. Die Detektionseinrichtung 5 wird
bei dieser Ausführungsform
somit – zumindest
unter anderem – durch
die Bauelemente R18, R31, bzw. zusätzlich auch den Transistor
T11, gebildet. Das Messsignal S2 ist während der Klammerimpulse auf
ca. 0 V, ansonsten ca. auf der Versorgungsspannung V2 (z. B. 5 V).
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Das
Flussdiagramm der 5 zeigt somit in Schritt St1
den Start des Verfahrens bei Eingang eines Startsignals, insbesondere
eines Betätigungsignals
des Benutzers oder auch eines von einer fahrzeuginternen Einrichtung
ohne Betätigung
des Benutzers erzeugten Startsignals, z. B. eines Warnsignals.
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Schritt
St2 beschreibt die Ausgabe von mehreren Ansteuersignalen S1 an den
Leistungstransistor T1, T7, T12 der verschiedenen Ausführungsformen
der 1 bis 3, zur Bestromung der Aktuatorspule 1 innerhalb
eines Resonanzfindungszeitraums, wobei mehrere Ansteuersignale S1
mit unterschiedlicher Frequenz f innerhalb des Frequenzbereichs
f1, f2 ausgegeben werden.
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Schritt
St3 beschreibt die Detektion des Ladezustandes der Aktuatorspule 1 bei
den unterschiedlichen Frequenzen f gemäß den unterschiedlichen Messmethoden,
d.h. der Messung der Aktuatorströme
oder der Klammerimpulsdauer tp, und die Ausgabe des Messsignals
S2, d.h. als Ladezustandssignal S2 oder Klammerimpulssignal S2.
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Schritt
St4 beschreibt die Ermittlung der Resonanzfrequenz fR aus
den Messsignalen S2 in Abhängigkeit
der jeweiligen Frequenz f des Ansteuersignals S1.
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Schritt
St5 beschreibt die nachfolgende Leistungsansteuerung der Aktuatorspule 1 mit
dem Ansteuersignal S1 in Abhängigkeit
der ermittelten Resonanzfrequenz fR. Hierbei
kann die Resonanzfrequenz fR selbst gewählt werden
oder natürlich
auch – zur
Erzeugung von z. B. besonderen Klangsignalen wie Melodien, Sprachsignalen
etc – eine
abweichende Frequenz.
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In
Schritt St6 wird das Verfahren beendet.
