DE102004042231A1

DE102004042231A1 - Bestimmung der räumlichen Distanz zwischen kommunizierenden Funkpartnern

Info

Publication number: DE102004042231A1
Application number: DE200410042231
Authority: DE
Inventors: Xenia Bruehn; Alfred Bruehn
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2004-09-01
Filing date: 2004-09-01
Publication date: 2006-03-02

Abstract

Die Kenntnis der Distanz zu einem Funk- oder Kommunikationspartner während eines Datenaustauschs oder bei laufender Kommunikation ist vielfältig nützlich, ist aber z. B. bei einigen cm und bis zu wenigen m Distanz auf Grund einer Signallaufzeit im Bereich von 1 ns schwer messbar. DOLLAR A Mit einer Phasenmessung gelingt das, weil zum einen die Auflösung bis auf 10·-12· und sogar darüber hinaus gesteigert werden kann und somit für Distanzmessungen im cm-Bereich ausreichend genau ist und zum anderen, weil die kommunizierenden Stationen die Phaseninformation eines von der Partnerstation zur Messung eingesetzten hochfrequenten Signals so zurückreichen können, dass die eigenen, unkorreliert zur Partnerstation schwingenden Generatorfrequenzen bei der Bestimmung der Phasenlage in der jeweiligen Partnerstation nicht stören. DOLLAR A Mit der vorgeschlagenen Lösung können Zugangssysteme und Keyless-Entry-Systeme vor Bypassangriffen (Relays-Attacken) geschützt werden. Anwendungen mit Distanzfunktion bei drahtlos, aber auch drahtgebunden arbeitendem Datenaustausch sind möglich.

Description

Die Kenntnis der Distanz zu einem Funkpartner während eines Datenaustauschs oder einer laufenden Kommunikation kann vielfältig nützlich sein. Anwendungen mit einer Distanzfunktionalität im WLAN, bei Bluetooth-Anwendungen, bei RFID-Systemen, usw. werden so möglich. In der Verkehrstelematik sind Anwendungen zur Verbesserung der Verkehrssicherheit und der Verkehrssteuerung mit der Sicherstellung und Zuordnung von allgemeinen Informationen nach Richtung und Entfernung zu verbinden (z.B. ist die Informationen über einen Unfall nur in Fahrtrichtung wichtig und ist um so wichtiger, je näher der Unfallort zur eigenen Position liegt).

Allgemein können solche Distanzinformationen zur zusätzlichen Sicherung des (allgemeinen, aber insbesondere des vertraulichen) Datenaustauschs eingesetzt werden und könnten eine sinnvolle Ergänzung ergeben, indem der zusätzliche Protokollpunkt „Sicherung einer Funktionsdistanz" den gesamten Datenverkehr sichert. Missbrauch kann dadurch verhindert werden.

Die Erfindung bezieht sich in diesem Rahmen auch auf eine (zusätzliche) Absicherung von drahtlos arbeitenden Zugangssystemen, deren kryptologisch gesicherter Datenaustausch zwischen einem zu sichernden Objekt (z.B. einem KFZ, einem Raum o.ä. bzw. dessen Türwächter) und einem Schlüssel (KeyFob) drahtlos erfolgt. Die Kommunikation kann über Licht (z.B. IR (Infrarot)), niederfrequent (z.B. LF auf Langwelle), hochfrequent (z.B. UHF) aber auch Schall (z.B. Ultraschall) als Träger erfolgen.

Zudem können genau festgesetzte Funktionskreise um einen Funkpartner herum eindeutig definiert werden.

1 zeigt den Vorgang zum Erreichen eines Zugangs unter Nutzung eines Funksystems. Das Tor (1) wird von einem „Torwächter" (2) gesichert. Dieser Torwächter ist einfach eine Vorrichtung, z.B. eine Elektronik, die mit dem Schlüssel (5), z.B. einem Transponder oder ebenfalls einer Elektronik, kommunizieren kann und mittels entsprechender Aktuatoren das Tor freigeben oder sogar aktiv öffnen kann. Auf Anforderung (3), oder selbst aktiv werdend, sendet der Schlüssel (4) einen Code an den Torwächter, der diesen als gültig oder ungültig erkennen kann. Der Träger des Schlüssels (4) bekommt von dem eigentlichen Datenaustausch zwischen Torwächter und Schlüssel nichts mit.

In einer solchen Konstruktion ist allerdings als implizite Funktion eine nur eingeschränkte Reichweite der drahtlos abgewickelten Kommunikation zwischen Torwächter und Schlüssel vorgesehen. Es würde nämlich keinen Sinn machen, den Zugang bereits dann zu aktivieren, wenn der Schlüsselinhaber sich noch in großer Entfernung befindet!

Wenn aber Schlüssel (20) und Torwächter (16) über zwischengeschaltete Stationen (in 2 z.B. durch die Relaisstationen (17), (19)) auch dann kommunizieren können, wenn diese weit voneinander entfernt sind, dann ist genau das möglich und somit Gefahr im Verzug. In diesen Fällen erfolgt der unerlaubte Zugriff durch die in den Kommunikationsweg geschalteten Verstärker- bzw. Relaisstationen (17) und (19) einfach nur dadurch, dass zwischen den beiden legalen Kommunikationspartnern eine über diese Distanz nicht vorgesehene, aber inhaltlich normal ablaufende Kommunikation möglich wird.

Der Inhalt der Daten, die zwischen Schlüssel und Torwächter ausgetauscht werden, braucht dabei den Angreifern nicht einmal im Ansatz zugänglich zu sein. Sie brauchen zur Realisation des Angriffs einfach nur dafür zu sorgen, dass sich die Funkpartner als legale Partner überhaupt unterhalten und Daten austauschen können. Torwächter und Schlüssel werden dann den unerlaubten Zugang schon ermöglichen.

Eine derartige Sicherheitslücke ergibt sich in drahtlos arbeitenden Systemen

– unabhängig von den eingesetzten Frequenzen (125kHz, 13MHz, 433MHz, 2,45GHz, usw.),
– unabhängig vom jeweiligen Protokoll (also auch bei kryptographisch hochgradig verschlüsseltem Datenaustausch)
– unabhängig vom eingesetzten Technikbereich (Bluetooth, WLAN, Zugangskontrolle, RFID, usw.),
– unabhängig vom Einsatzgebiet (Eingabeterminal, Lesestationen, KFZ-Zugang durch Keyless-Entry, Raumzugangskontrollen, Zeiterfassungssyteme, Zahlungssysteme, Ausweissysteme, Rechnerfunktionen, Warenkontrollsysteme, Identifikationssysteme und in Zukunft evtl. sogar für Geldscheinidentifikationen, usw.).

In diesem Zusammenhang wurden Methoden zur Abwehr derartiger Angriffe gesucht und sind in der erfindungsgemäßen Anordnung einer Distanzbestimmung realisiert worden. Grundsätzlicher Ansatz ist, durch eine geeignete Signallaufzeitmessung sicherzustellen, dass z.B. in einem Zugangssystem (vgl. 3) die Entfernung zwischen Schlüssel (29) und dem KFZ (28) zum Zeitpunkt der Kommunikation eine zuvor festgelegte Grenze (8) nicht über- oder (je nach Anwendungsfall auch) unterschreitet.

Der Einsatz einer Distanzmessung in einem derartigen Keyless Entry System ergibt den zusätzlichen nützlichen Nebeneffekt einer definierten Distanzfunktion. 3 deutet unten links (30) einen Funktionskreis an, der sich oftmals bei nur über die Funksensitivität eingeschränkter Reichweite ergibt: bedingt durch Reflexionen, Funkbedingung, u.a. ergibt sich eine relativ zerrissene Funktionsdistanz (an dieser das Objekt umfassenden Kurve können -normalerweise- von außen herangeführter Schlüssel und das KFZ erstmals wieder Verbindung aufnehmen). Die gemessene Funktionsdistanz erlaubt den definierten Funktionskreis (31) einzuhalten und zudem auch genau z.B. zwischen Annäherung, Kommunikationskreis und Öffnungskreis zu unterscheiden.

Ziel der erfindungsgemäßen Entwicklung ist, dass eine solche Distanzmessung, bzw. die Sicherstellung einer durch Messung eingeschränkten Funktionsdistanz, als ein fester Bestandteil der Zugangsprotokolle bei sicherheitssensitiven Anwendungen gesehen wird.

Prinzipiell steht für eine Realisation die Messung von Signallaufzeiten und/oder die Messung von Phasenlaufzeiten zur Verfügung.

Eine Anordnung nach 6 wird als genereller Lösungsansatz zur hochsensitiven Distanzmessung im Rahmen einer Phasenlaufzeitmessung herangezogen: Diese ist der DE 102 33 596 A1 zu entnehmen

In dieser Anordnung der 6 werden mit den Generatoren G₁ (73) und G₂ (74) zwei Sinussignale mit sehr dicht benachbarten Frequenzen f und f + df (oder f – df) erzeugt, eines dieser Signale wird auf den Transmitter gegeben, ausgesendet, überbrückt die Strecke (76), wird durch eine geeignete Anordnung bei (77) empfangen, zurückgespiegelt und somit wieder an den ursprünglichen Sender zurückgeschickt (80).

Zwischen dem Signal, das vor der Aussendung bei (75) vorliegt und dem Signal, das nach dem Empfang bei (81) vorliegt, besteht eine laufzeitbedingte (zudem aber auch eine zusätzliche, gerätebedingte) Phasenverschiebung. Werden diese beiden Signale (beide !) mit dem anderen Signal (hier der Frequenz f) überlagert (in (83)), dann entstehen zwei Überlagerungssignale ((84) und (85)).

Auf Grund der besonderen Eigenschaften trigonometrischer Funktionen, dass die Phasenlage in einer Einzelkomponente sich in einer Summen- oder Mischkomponente wiederfindet, ist die Phasenzeit der Hüllkurve (bezogen auf die ja sehr viel niedrigere Hüllkurven-Frequenz) um ein vielfaches größer geworden. Mathematisch wird dies beschrieben durch die Additionstheoreme der trigonometrischen Funktionen. Dies erlaubt (wie in 6 dargestellt), die Messung der Phasenverschiebung zwischen den beiden HF-Signalen bei (75) und (81) auf die viel leichtere Phasenmessung in den Hüllkurven (87) und (88) zurückzuführen. Erst in diesen niederfrequenten Signalen wird dann also die Phasendifferenz (86) mit einer der unten beschriebenen Methoden bestimmt.

Gleiches ist durch Mischen der HF-Signale mit einer anschließenden Tiefpassfilterung zu erreichen. Die dazu benötigten Techniken sind bekannt.

Beim Einsatz ausschließlich sehr hoher Frequenzen (z.B. UHF, 2,5GHz, 9GHz, usw.) wird dieses Herabmischen in eine Zwischenfrequenzlage als Zwischenschritt ohnehin notwendig sein. Die Beibehaltung der Phasenlagen der HF-Signale zueinander auch in den Zwischenfrequenzen wird erreicht, wenn die HF-Signale, zwischen denen die Phasen gemessen werden sollen, mit exakt dem gleichen Referenzsignal gemischt werden.

Dass die Phaseninformation beim Abwärtsmischen erhalten bleibt, ist bekannt; dies ergibt sich zwanglos aus den mathematischen Formeln, mit denen die Mischprozesse beschrieben werden.

Die Messung der Phasenlage zwischen zwei oder mehr Signalen einer sehr hohen Frequenz, die über die unten beschriebene digitale Schwebungsbildung, und erst durch diese, eine hochauflösende Phasenmessung mit einer bislang als unmöglich einzustufenden Auflösung zu erreichen, ist als neu einzustufen. Die Neuartigkeit ergibt sich dabei bereits aus der sonst bzw. bisher nicht erreichbaren Auflösung.

Dabei sind evtl. Zwischenschritte, z.B. Abwärtsmischungen in eine oder mehrere Zwischenfrequenzlagen, nötig, wobei durch die Mischung aller in die Phasenmessung einzubeziehenden Signale mit exakt einem und nur einem Signal zwei oder mehr Signale gewonnen werden, die auf der Zwischenfrequenzebene über genau den gleichen Phasenbezug verfügen, den auch die hohen Frequenzen aufweisen.

In der prinzipiell dargestellten Anordnung der 6 steht die Basisanordnung der zu realisierenden hochauflösenden Phasenmessung zur Distanzbestimmung bereit. Dies unter der Voraussetzung, dass es gelingt, Sinusfunktionen mit ausreichend dicht benachbarten Frequenzen (wenige Hz) zu erzeugen und zudem die Phasenbeziehung zwischen den Überlagerungs- bzw. Hüllkurven exakt auszuwerten. Diesem letzten Punkt kommt die höchste Priorität in den Lösungsrealisationen zu.

In diesem Zusammenhang sind Verfahren bekannt, mit denen benachbarte Frequenzen erzeugt werden können, indem z.B. technische Nachbildungen der Additionstheoreme für Sinusfunktionen realisiert werden. Daraus abgeleitete, aber auch andere Methoden stehen gleichwertig zur Verfügung. Z.B. wird in der DE 102 33 603 A1 eine solche Methode gezeigt.

Die Erzeugung und Verwendung von dicht (d.h. nur wenige Hz auseinanderliegende) benachbarten Frequenzen kann im hier zu sehenden Zusammenhang daher als gegeben betrachtet werden.

Ebenso ist bekannt, dass Phasenmessungen zur Distanzbestimmung geeignet sind.

Randbedingung der zu entwickelnden Technik ist, dass die zur Distanzmessung ausgetauschten Signale zeitgleich mit einem Informationsaustausch zwischen den Stationen laufen. Ein solcher Informationsaustausch zwischen den beiden Funkpartnern ist in einer beliebigen Anwendung ein essentieller Teil, die Distanzmessung ist als zusätzlicher Funktionsteil zu sehen. Dieser „normale", essentielle Datenaustausch realisiert z.B. ja erst die eigentliche kryptologisch gesicherte Schlüsselfunktion in einem Zugangssystem.

Unter diesen Vorgaben entstanden das erfindungsgemäße Verfahren und die Realisationen. Anhand der 4 kann gezeigt werden, wie und – zunächst einmal generell – dass die Distanz prinzipiell durch einen (oder auch durch beide) Funkpartner bestimmt werden kann.

In 4 sind rechts (101) und links (100) die beiden Stationen S₁ (100) und S₂ (101) dargestellt. Beide Stationen generieren üblicherweise die für die Funkübertragung notwendigen Frequenzen an der jeweils eigenen Position. Die beiden Generatoren G₁ (102) und G₂ (103) in den Stationen S₁ und S₂ schwingen dabei i.a. unkorreliert.

Unabhängig von dieser Tatsache zeigen die folgenden Ausführungen, dass auch unter dieser Randbedingung eine Distanzbestimmung möglich ist, weil es nämlich gelingt, die Information über die Phasenlagen der beiden Generatoren bei den Messungen zu verbinden bzw. je nach Sichtweise diese Informationen in den jeweiligen Messungen zu eliminieren.

In Station S₁ (100) generiert ein Generator G₁ (102) ein hochfrequentes (Träger-)Signal mit der Frequenz f₁ und der Phasenlage φ₁ (der Nullpunktsbezug dieser Phasenangabe wird als beliebig angenommen) und sendet dieses (zusammen mit einer dem Signal über eine Amplitudenmodulation (13) zusätzlich aufgeprägten Information) in Richtung S₂ (105).

Die Station S₂ (101) bildet aus dem empfangenen Signal, das – laufzeitbedingt – bei (107) die Phasenlage φ = φ₁ + φ_{Laufzeit_1} hat, zusammen mit dem Signal des eigenen Generators G₂ (103) ein Mischsignal, hier durch (108) bzw. (114) realisiert.

Dieses Mischsignal hat die (Zwischen-)Frequenz (f₁ – f₂) und eine aus der Mischung resultierende Phasenlage von φ = (φ₁ + φ_{Laufzeit_1}) – φ₂, wobei die Phasenlage φ₂ des Generators G₂ (103) der Station S₂ wieder einen beliebigen Nullpunktsbezug haben soll. (Zugleich bildet S₂ ein Signal mit der Phasendifferenz φ = φ₂ – (φ₁ + φ_{Laufzeit_1}) aus, indem die Signale am Mischer eingangsseitig vertauscht werden. Das sei an dieser Stelle aber vorerst vernachlässigt).

Indem dieses Mischergebnis dem eigenen HF-Träger durch eine Amplitudenmodulation (104) aufgeprägt wird, sendet S₂ (101) das so gewonnene niederfrequente Mischergebnis (116) zusammen mit seinem hochfrequenten Träger mit der Frequenz f₂ an S₁ (106).

S₁ (100) empfängt dieses Signal, bestehend aus dem Träger der Station S₂ mit der Frequenz f₂ und der Phasenlage φ = φ₂ + φ_Laufzeit und kann zugleich durch eine Amplitudendemodulation (111) daraus das aufgeprägte Signal mit der Phasenlage φ = (φ₁ + φ_Laufzeit) – φ₂ – ψ) entnehmen (118), wobei ψ die zusätzliche Phasenänderung der NF mit der Frequenz f = f₁ – f₂ durch die Übertragung von S₂ nach S₁ beschreibt.

S₁ (100) bildet seinerseits durch Mischen (109) bzw. (115) ein Mischsignal mit der Frequenz f = f₁ – f₂ und der Phasenlage φ = (φ₂ + φ_{Laufzeit_2}) – φ₁(117), zugleich eines mit der Phasenlage φ = φ₁ – (φ₂ + φ_{Laufzeit_2}) aus (109) bzw. (115).

Bei S₁ (100) liegen damit (vereinfacht gesehen) die folgenden Signale vor:
f₁, φ₁ aus dem eigenen Generator (102)
f₁ – f₂, ((φ₁ + φ_{Laufzeit_1}) – φ₂ – ψ) aus Demodulation des von S₂ empfangenen Signals (111)
f₁ – f₂, (φ₁ – (φ₂ + φ_{Laufzeit_2})) aus der Eigenberechnung (Mischung) (117)
für die Phasenbezüge der beiden NF-Mischsignale gilt also:
(I) ((φ₁ – φ₂) + φ_{Laufzeit_1} – ψ) aus der Demodulation (111)
(II) ((φ₁ – φ₂) – φ_{Laufzeit_2}) aus der Eigenmischung (117)

Die Subtraktion dieser beiden Gleichungen ergibt:
(I)–(II): φL = φLaufzeit_1 + φLaufzeit_2 – ψwomit also auf der Seite der Station S₁ – bis auf ψ – die laufzeitbedingte Phasenänderung φL = φLaufzeit_1 + φLaufzeit_2 ermittelt ist.

Wenn der Einfluss von ψ erfassbar ist oder dieser vernachlässigt werden kann, kann hieraus unmittelbar auf die Distanz geschlossen werden, bemerkenswerterweise dabei ohne dass die mit unbestimmten Phasenbezug angegebenen Phasenlagen der beiden Generatoren eine Rolle spielen.

Die Tatsache, dass die Generatoren der beiden Stationen unkorreliert schwingen und eine für den jeweiligen Partner unbekannte Phasenlage haben, ist also für die Distanzbestimmung selbst nicht problematisch. Im Gegenteil erweist sich diese Tatsache in den Anwendungen sogar als ausgesprochen nützlich, weil jede Seite die Phasenlage des jeweiligen Partnergenerators nur aus dem Empfangssignal kennt, bzw. die echte Phasenlage gar nicht zu kennen braucht, also passiv bei der Rückgabe der Signale reagieren kann, andererseits jede Seite durch gezielte Manipulation der Phase des eigenen Generators „testen" kann, ob der Partner wirklich passiv reagiert oder ob eine andere Komponente – welcher Art auch immer – in den Signalweg eingeschaltet worden ist.

Nun ist eine durch den Weg bedingte Phasenänderung von der jeweils übertragenen Frequenz abhängig. Für ein Sinussignal gilt, wenn sin(ωt + φ) ausgesendet wird, dass auf der Empfangsseite das Signal e(t) = sin(ω(t – t_Laufzeit) + φ) empfangen wird.

Mit t_Laufzeit = L/c (L = Signalweglänge, c = Signalgeschwindigkeit, i.a. die Lichtgeschwindigkeit) wird daraus: e(t) = sin(ω(t – tLaufzeit) + φ) = sin(ω(t – L/c) + φ) = sin(ωt – ωL/c + φ).

Die wegbedingte Phasenänderung φ_Laufzeit ist also linear vom Weg abhängig (λ = Wellenlänge): φLaufzeit = – ωL/c = – (2πL/c)·f = – 2πL/λ

Da in der gerade ausgeführten Darstellung die Trägerfrequenzen sehr hoch sein sollen, die als Amplitudenmodulation mitgegebenen Mischfrequenz aber sehr klein, wird sich in φL = φLaufzeit_1 + φLaufzeit_2 – ψdie Größe ψ gegenüber φ_{Laufzeit_1} und φ_{Laufzeit_2} kaum bemerkbar machen.

Der relative Fehler r beträgt, wenn man diese der Messung zugängliche Phasenlage der Signale als Schätzwerte φ_{Laufzeit_Schätz} = φ_{Laufzeit_1 + Laufzeit_2}– ψ für ein nicht fehlerbehaftetes φ_Laufzeit = φ_{Laufzeit_1} + φ_{Laufzeit_2} verwendet: r = (φLaufzeit – φLaufzeit_schätz)/φLaufzeit = [(φLaufzeit_1 + φLaufzeit_2) – (φLaufzeit_1 + φLaufzeit_2 – ψ)]/(φLaufzeit_1 + φLaufzeit_2) = ψ/(φLaufzeit_1 + φLaufzeit_2)

Wie ausgeführt, gilt mit den oben genutzten Frequenzen f₂, f₁ und Δf = (f₂ – f₁) φLaufzeit_2 = – (2πL/c)·f2 φLaufzeit_1 = – (2πL/c)·f1, ψ = – (2πL/c)·(f2 – f1),also r = ψ(ψLaufzeit_1 + φLaufzeit_2) = [–(2πL/c)·(f2 – f1)]/(–(2πL/c)·f1 – (2πL/c)·f2) = [(f2 – f1)]/(f1 + f2)

Dieses Ergebnis hat für die Konstruktionen eine wichtige Folge:
Sei f₂ = f₁ + δ, dann ist wegen r = [(f2 – f1)]/(f1 + f2) = [(f1 + δ – f1)]/(f1 + f1 + δ) = δ/(2f1 + δ),die Frequenzdifferenz zunächst möglichst klein auszulegen. Dies widerspricht aber der Forderung nach einer Kanaltrennung, die ja für den Hin- und Rückweg zu beachten ist (die Stationen werden i.a. nicht zugleich auf der gleichen Trägerfrequenz Daten austauschen).

Setzt man aber z.B. für δ einen Frequenzunterschied von 25kHz an und nimmt für f₁ = 433MHz an, dann wäre δ = f₁/17357 und der relative Fehler wäre lediglich r = (f1/17357)/(2f1 + f1/17357), = (1/17357)/((2·17357 + 1)/17357) = 1/(2·17357 + 1) ≈ 29·10–6

Auch bei anderer Frequenzwahl ist ψ als wegbedingter Phasenversatz einer sehr kleinen Frequenz sehr viel kleiner, als die wegbedingte Phasenveränderungen der HF, sofern nur f₁ und f₂ geringe Unterschiede aufweisen. Dies kann durch die Konstruktion der Stationen und geeigneter Frequenzwahl definiert werden.

Aus Symmetriegründen kann die gleiche Betrachtung mit vertauschten Rollen der Stationen S₁ und S₂ durchgeführt werden. Daraus folgt, dass die Distanz aus den vorliegenden Signalen in jeder der beiden Stationen berechnet werden kann, wenn deren Konstruktionen einige Basisbedingungen erfüllen. Wichtig ist, dass die gerade durchgeführte Betrachtung zeigt, dass es überhaupt prinzipiell möglich ist, die Distanz zwischen Funkpartnern aus den ausgetauschten Funksignalen zu bestimmen.

Die zu erfüllenden Bedingungen sind:

a. In beiden Stationen werden Mischsignale aus den vom Funkpartner empfangenen Trägersignalen und der eigenen Trägerfrequenz gebildet; die niederfrequente Komponente in dem Mischprodukt mit der Frequenz f = f₁ – f₂ sollte dabei möglichst sehr viel kleiner sein, als die kleinere dieser beiden Frequenzen f₁, f₂, es sollte also gelten: |f1 – f2|<<MIN{f1;f2}.
b. Ist es nicht möglich, die Frequenzdifferenz |f₁ – f₂| so klein zu gestalten, dass diese unmittelbar auf die Frequenz f = MIN{f₁;f₂} aufmoduliert werden kann (z.B. weil die zulässige Bandbreite nicht reicht), dann sind die Signalfrequenzen, die auf den beiden Seiten als Trägerfrequenzen genutzt werden sollen, auf beiden Seiten zuvor anzupassen (s.u.). Hier werden auf jeder Seite die Sinussignale mittels eines frequenzstabilen Generators gewonnen, indem entweder – eine niedrige Frequenz durch einen frequenzstabilisierten Generator erzeugt wird und die jeweils höhere(n) Frequenzen) durch eine PLL-Anordnung daraus gewonnen wird/(werden) (s.u.), oder – eine hohe Frequenz durch einen frequenzstabilisierten Generator erzeugt wird und die jeweils niedrigere(n) Frequenzen) durch eine Teiler-Schaltung daraus gewonnen wird/(werden) (s.u.), oder – eine geeignet gewählte, zwischen der minimal benötigten und der maximal benötigten Frequenz liegende Frequenz durch einen frequenzstabilisierten Generator erzeugt wird, woraus die jeweils niedrigere(n) Frequenzen) durch eine Teiler-Schaltung und die jeweils höhere(n) Frequenzen) durch eine PLL-Schaltung, daraus gewonnen werden (s.u.). Mit diesen Methoden wird eine Kopplung der Phasenlage der Generatorsignale hergestellt bzw. die jeweilige Messungen von den Generatorphasenlage unabhängig.
c. In der Station, die eine Distanzmessung beim Partner zulassen will, ist das zuvor gewonnene, niederfrequente Mischsignal dem eigenen Träger aufzumodulieren und zusammen mit den Kommunikationsdaten (diese mittels einer anderen Modulationsart) an die andere Station zu senden. Sollen beide Stationen in der Lage sein, die Distanz zum Funkpartner zu bestimmen, dann muss das in beiden Stationen erfolgen.
d. In der Station, die die Distanz des jeweiligen Funkpartner bestimmen will, wird aus dem vom Partner empfangenen HF-Signal und der eigenen Trägerfrequenz eine Mischfunktion gebildet. Zusammen mit dem durch Demodulation aus dem vom Funkpartner empfangenen Signal gewonnenen Referenzsignal, ist die rein wegbedingte Phasenlaufzeit ermittelbar. Sollen oder wollen beide Stationen eine Distanzkenntnis haben, muss das wieder in beiden Stationen erfolgen.

Sollen beide Seiten in der Lage sein, die Distanz zum Funkpartner zu ermitteln, wird im folgenden von „symmetrischen Anordnungen" gesprochen.

Das typische Keyless-Entry-System ist eine unsymmetrische Anordnung, weil nur der Torwächter, also z.B. das KFZ wissen muss, in welcher Entfernung sich der Einlass fordernde Schlüssel befindet. In der Konsequenz heißt das, dass in einem Keyless-Entry-System mit Distanzsensitivität die Schlüsselhardware zwar stets die Mindestbedingung ), also „Mischen und zusätzliche zweite Modulationsart" erfüllen muss, nicht aber den ganzen Aufwand der Phasenmessung selbst bereitstellen muss.

Dies vereinfacht vorteilhaft die Schlüsselkonstruktion gegenüber der Konstruktion des Torwächters, also der Seite des KFZs.

Die erste der o.g. Bedingungen, dass die Frequenzen, die von den an der Funkverbindung beteiligten Stationen erzeugt werden, in etwa gleich sind, oder zumindest so nahe beieinander liegen, hat das Ziel, dass sich z.B. aus einer Mischung mit Tiefpassfilterung so kleine Zwischenfrequenzen ergeben, dass diese sich ohne weitere Manipulation dem Träger direkt aufmodulieren lassen.

In einer Realisation gemäß 5 wird dies vorausgesetzt: Erkennbar wird in 5 das sich aus der Verknüpfung (133) bzw. (143) der hochfrequenten Signale ergebende Signal (d.h. aus der Verknüpfung des über den Kanal (137) bzw. (147) empfangenen Signals mit dem Signal des Generators G₂, (131) bzw. (141)), direkt auf die Trägerfrequenz des Generators G₂ aufmoduliert (132) bzw. (142). Dies ist aber nur möglich, wenn die Bandbreite des genutzten Kanals (138) bzw. (148) dieses zulässt und das ist nur selten möglich.

9 zeigt beispielhaft Maßnahmen, die zu treffen sind, wenn die von den Stationen verwendeten Frequenzen doch sehr unterschiedlich ausfallen:
Ist die Frequenz des Generators G₁ (396) wesentlich größer, als die vom Funkpartner verwendete Trägerfrequenz, dann kann die eigene Frequenz z.B. durch eine Teilerfunktion, oder mittels eines zweiten Generators G₃ (390) durch Abwärtsmischung (391) angepasst werden. Eine sich anschließende Mischstufe (392) liefert bei geeigneter Auslegung aller beteiligten Frequenzen dann auch eine so kleine Frequenz, dass diese direkt auf den Träger aufmoduliert werden kann.

9 unten zeigt eine ähnliche Operation, die geeigneter ist, wenn auch der Funkpartner im Bereich einer UHF arbeiten sollte: Hier werden sowohl das aus der Schlüssel-UHF stammende Signal (397) und das vom Funkpartner empfangene Signal mit einem dritten Signal des Generators G₃ (398) (in (393) und (394)) gemischt. In der Folge entsteht eine geeignete Abwärtsmischung beider Trägersignale, die dann wiederum gemischt werden (395), um so eine für eine Modulation geeignete geringe Frequenz aus den interessierenden Signalen zu gewinnen.

Da für die hier gestellte Aufgabe eine, auf die Phasenlage bezogene, Kopplung der Generatorfrequenzen nützlich und u.U. sogar notwendig ist, werden in den Stationen der beteiligten Funkpartner alle benötigten Frequenzen vorteilhaft so generiert, dass nur jeweils ein Referenzgenerator vorliegt, aus dem die anderen benötigten Frequenzen abgeleitet werden.

Dazu gibt es die bereits genannten Möglichkeiten:

– aus einer, evtl. sogar aus einer beidseitig gleichen, hohen Mutterfrequenz wird durch Teilungsfunktionen jede weitere benötigte Frequenz in den Stationen erzeugt, (soll die genutzte Referenzfrequenz beidseitig exakt gleich sein, dann ist dazu auf einer Seite die empfangene Trägerfrequenz des Funkpartners zu nutzen oder es wird von beiden Funkpartnern das Signal einer dritten Referenzstation genutzt), oder
– aus einer Zwischenfrequenzlage als Referenzfrequenz (wieder mit den zuvor genannten Herkunftsmöglichkeiten) wird eine höhere Frequenz durch eine PLL-Schaltung, eine kleinere Frequenz durch eine Teilerfunktion gewonnen, oder
– aus einer sehr niederen Frequenz wird über PLL-Schaltung (oder auch mehrere) jede weitere oberhalb der Referenzfrequenz liegende Frequenz erzeugt.

In den Darstellungen der 7 werden zwei Beispiele gezeigt, bei denen als Zwischenfrequenzlage jeweils die Frequenz 13,56MHz vorliegen sollte: Zum einen wird diese Zwischenfrequenzlage von 13,56 MHz mittels Quarzgenerator (157) direkt erzeugt, die benötigte UHF von 433,92MHz wird daraus durch eine PLL-Schaltung (156) gewonnen, während die zugleich benötigte LF von 125kHz durch eine Teilerfunktion (158) entsteht.

Zum anderen kann das gleiche mit einem UHF-Generator (161) und einer entsprechend ausgelegten Teilerfunktion (162) zur Ausbildung der Zwischenfrequenzlage erreicht werden (1:32 um aus 433,92MHz die 13,56MHz zu gewinnen):
Die für die hochgenaue Phasenmessung benötigten dicht benachbarten Frequenzen werden hier jeweils auf der Zwischenfrequenzebene von 13,56MHz generiert (155) bzw. (163). Je nachdem, auf welcher Frequenzebene die Phasenmessung erfolgen soll, sind die dabei entstehenden Frequenzen f und f + df beide durch Teilerfunktionen, hier (159) und (158) bzw. (160) und (164) an 125kHz anzupassen. Entsprechend wäre die PLL-Schaltung doppelt auszulegen, wenn die benachbarten Frequenzen bei 433MHz liegen sollen.

Die Wahl der Zwischenfrequenz von 13,56 ist zwar hier willkürlich gewählt, ist aber z.B. bei RFID-Anwendungen vorteilhaft.

In einer realen Ausführung wurden sowohl auf der KFZ- als auch auf der Schlüsselseite (vgl. z.B. 8) durch G₂ (171) und G, (170) ein 433,92MHz-Signal mittels käuflicher Module generiert. Die eingesetzten 433MHZ-Module erzeugen diese Frequenz mittels einer Quarzreferenz von ca. 13,56MHz. Auf der KFZ-Seite werden daraus das hier benötigte 125/134KHz Niederfrequenzsignal durch einen Teiler (176) erzeugt, auf der Schlüsselseite die UHF direkt genutzt.

Da Teilerfunktionen in der Regel einfacher realisierbar sind, als PLL-Schaltungen, wird die ausschließliche Nutzung von Teilerfunktionen und der Einsatz eines Generators mit der höchsten benötigten Frequenz bevorzugt (re. Version der 7 mit einem Muttergenerator von 433MHz (161)).

Da auch RFID-Anwendungen im Focus der hier zu betrachtenden Fragestellungen stehen, wurde in den Realisationen bevorzugt mit einer Technik gearbeitet bei der ein 13,56MHz-Quarz bzw. Quarzgenerator (157) als Referenzfrequenz eingesetzt wurde und zudem – aus noch zu beschreibenden Gründen – bevorzugt solche, die ein FSK- oder ein PSK-Modulationsverfahren zur Datenübertragung nutzten (FSK = frequency shift keying, PSK = Phase shift keying).

Die Nachbildung der zur hochgenauen Phasenmessung benötigten, sehr dicht benachbarten Frequenzen (wenige Hz) wurde, zumindest in den meisten Fällen, auch auf dieser mittleren Frequenzebene realisiert. Dies ist aber eine willkürliche, nicht notwendige Wahl. Die Erzeugung dicht benachbarter Frequenzen kann auf jeder der hier vorliegenden Frequenzstufen gleich gut erfolgen.

Bei der Frequenzerzeugung können zudem auch andere Eigenschaften genutzt werden: Z.B. in der in 9 dargestellten oberen Abbildung wird aus den beiden Frequenzen, die von den beiden Generatoren G₁ (396) und G₃ (390) gebildet werden, in (391) eine Zwischenfrequenz gebildet, die z.B. durch die Wahl der Frequenz des Generators G₃ (390) so ausgelegt werden kann, dass diese Zwischenfrequenz in etwa auf der Frequenz liegt, die der Sendegenerator G₂ des Funkpartners verwendet. In diesem Fall wird dann durch (392) eine sehr kleine Frequenz ausgebildet, die in der beschriebenen Art und Weise dem UHF-Signal des Generators G₁ aufgeprägt werden kann.

Insbesondere kann die Zwischenfrequenz, die (391) erzeugt, z.B. ca. 134KHz betragen. Diese Frequenz wird mit dem empfangenen Signal des LF-Kanals, der auf 134kHz arbeitet, in (192) gemischt. Dies erzeugt u.U. eine Frequenz von nur wenigen Hertz und kann dann direkt in die Phasenmessung einbezogen werden.

Diese bisher betrachteten technischen Ausführungen dienten im wesentlichen der Distanzmessung zwischen den Funkpartnern. Als zusätzliche Nebenbedingung der Entwicklung (vor allem auf das kryptographisch gesicherte Zugangsystem selbst bezogen) ist aber stets zu beachten, dass der normale, auch ohne Distanzmessung vorgesehene Datenaustausch zwischen den Stationen, also z.B. zwischen dem Torwächter und dem Schlüssel, zeitgleich während der Distanzmessung möglich sein muss. Die zeitgleich ablaufende Verbindung der Distanzmessung und des kryptographisch gesicherten Datenaustauschs ist sogar essentiell, weil so Manipulationsmöglichkeiten verhindert werden können.

Dabei kann es u.U. nützlich sein, dass – in symmetrischen Anordnungen – die Stationen jeweils die von ihnen festgestellten Distanzen dem jeweiligen Funkpartner (z.B. über einen kryptographisch verschlüsselten Code, also auf dem „normalen" Kommunikationskanal) austauschen.

Dies erlaubt noch einmal die Verifikation sowohl des Partners als auch der Distanz. Erst wenn diese Verifikation befriedigend verläuft, wird die Zugangsfunktion ermöglicht.

Da ein Angreifer, der sich nicht im Besitz eines gültigen Schlüssels befindet, i.a. nicht beides gleichzeitig kann, nämlich eine korrekte, mit der Messung übereinstimmende Distanz angeben und zugleich die Distanzwerte richtig im Rahmen der gültigen Kryptographie ausweisen (die gültige Kryptographie kennt nur ein legaler Schlüssel und dies ist gemäß der kryptographischen Grundlagen als sicher einzustufen), ergibt sich eine zusätzliche, zudem technisch nicht sonderlich aufwendige Sicherung, weil dazu i.a. nur eine zusätzliche Software zur Erweiterung des bestehenden Protokolls nötig ist.

Als einer der wichtigsten Schritte zu einer technischen Realisation ist die Nachbildung einer Schwebung durch digitale Signale zu sehen. Dabei ist zu beachten, dass unter Nutzung von geeigneten Bausteinen (z.B. ECL-Technik) der Bereich zwischen „analoger" und „digitaler Technik" im interessierenden Frequenzbereich verschwimmt. So kann mit ECL-Techniken der Frequenzbereich bis 500MHz noch digital verarbeitet werden. Betrachtet man umgekehrt die konkret eingesetzten Schaltungen der in ECL-Techniken bereitstehenden „Logik"-Bausteine, so wird deutlich, dass diese durchaus auch als analoge Schaltungen eingestuft werden können.

Der Unterschied ist dennoch nicht nur ein formal anders zu sehender Schritt. Erst die Technik einer digitalen Schwebungsnachbildung erlaubt die hohen Auflösungen der eingesetzten Verfahren und zudem die einfache Adaptation des Verfahrens auf eine Mikroprozessoranordnung. Daher soll diese Technik vor der Darstellung einiger Ausführungen beschrieben werden. Die Darstellung ist der DE 102 33 596 zu entnehmen.

12 zeigt oben die Entstehung einer vollständigen Schwebung: Diese beiden Signale mit der Frequenz f und f + df werden bei (200) und (201) einer Additionsstufe (204) zugeführt und als Summe (oder als Differenz oder gemischt) bei (205) bereitgestellt. Im Ergebnis ergibt sich die Schwebung (oder das Überlagerungssignal) mit einem Maximum bei (222). Ziel für eine Phasenmessung wäre die möglichst genaue zeitliche Feststellung des Minimums ((221) Nulldurchgang) bzw. des Maximums (222) dieser Schwebung (Überlagerung), um daraus die Phasenlage zu einer anderen Schwebung (oder Überlagerung) – so wie dies z.B. in der Basisanordnung der 6 und in 8 dargestellt ist – bestimmen zu können.

Unterhalb dieser Schwebung in 12 sind vier Einzelschwingungsrelationen mit einer Positionszuordnung zu der Schwebung dargestellt (oberhalb der Kennungen (206), (207), (208) und (209):
Die Phasenlage der beiden Sinusschwingungen im Bereich (206) ist so, dass sie sich (gleiche Amplituden vorausgesetzt) praktisch gegenseitig aufheben; im Ergebnis ergibt sich daher das Minimum der Schwebung bei (221).

Auf Grund der unterschiedlichen Periode der beiden addierten Sinussignale verschieben sich die Einzelschwingungen fortlaufend weiter gegeneinander. (207) zeigt einen Zwischenzustand mit einer Zuordnung zur dort ansteigenden Amplitude der Schwebung.

Die Verschiebung zwischen den Sinussignalen läuft weiter, die Amplitude der Summenfunktion nimmt kontinuierlich weiter zu und erreicht bei (222) durch die bei (208) jetzt gleiche Lage der beiden Sinusfunktionen das Maximum. Ab jetzt nimmt die Amplitude der Schwebung wieder ab und erreicht über das bei (209) dargestellte Zwischenstadium, bei abnehmender Amplitude erneut das nächste Minimum der Schwebung.

Dieselbe 12 zeigt unten ein (fast) gleiches Verhalten von digitalen Signalen:
Im Bereich (213) bzw. (220) sind zwei digitale Signale dargestellt, wie das vergleichbar in den Bereichen (202) bzw. (219) mit den Sinusfunktionen gezeigt ist. Die Perioden dieser digitalen Signale entsprechen den Perioden der oben dargestellten Sinussignale.

Diese beiden digitalen Signale werden jetzt – bei (211) – auf den D-Eingang eines D-FlipFlops (D-FFs) (214) gegeben, das andere digitale Signal (212) als Takt für dieses D-FF genutzt (Diese Zuordnung kann auch getauscht werden). Ausgang des D-FFs ist der Q-Ausgang (215) und liefert das dort dargestellte digitale Signal (gekennzeichnet durch (216), (217), (218) und (223)).

Oberhalb dieser Darstellung dieses Signals (zum Q-Ausgang des D-FFs (215)) sind auch hier Einzelschwingungen der digitalen Signale gezeigt. Die Kennzeichnungen (224) und (225) stellen die Zuordnung zu den vergleichbaren Zeitkoordinaten der Darstellung her. Die Zuordnung der beiden digitalen Signale zum D-FF sei jeweils so, wie am D-FF (214) gezeigt: das jeweils untere Signal wird als Takteingang verwendet, das jeweils obere liegt am D-Eingang des D-FFs.

Wie man durch Vergleich sehen kann, sind die Phasenlagen der Signale in den Abschnitten (206), (207), (208) und (209) bei den Sinussignalen die gleichen, wie bei den digitalen Signalen; das digitale Signal ist jeweils 1 (high), wenn der Wert der Sinusfunktion > 0 ist und jeweils 0 (low), wenn der Sinuswert < 0 ist.

Die Phasenlage der beiden digitalen Signale bei (206) ist so, dass die positive Flanke am Takteingang (212) vom D-FF (Trace zu (225) unten, Flankenzeitpunkt jeweils durch Pfeil gekennzeichnet) gerade das High-Signal des am D-Eingang (211) liegenden Signals „erwischt", dieses also auf den Q-Ausgang (215) des D-FF (214) legen wird.

Dies soll in der Darstellung gerade die Flanke (216) erzeugen.

Durch die kleinere Periode des jeweils unteren Signals wandert die pos. Taktflanke immer weiter in den High-Bereich des oberen Signals; dieses bleibt also auf 1 (high). (207) zeigt dazu wieder ein Zwischenstadium.

Die Flanke des Taktzeitpunktes verzögert sich durch die kleinere Periode fortlaufenden weiter gegenüber dem Signal am D-Eingang (211) des D-FFs (214). Im Bereich (208) ist die Phasenlage der beiden digitalen Signale – vergleichbar mit den darüber gezeigten Sinussignalen – so, dass diese jetzt gerade die neg. Flanke (217) im Signal am Ausgang (215) des D-FFs erzeugt.

So geht das jetzt mit Low-Signal am D-Eingang – weiter, bei (218) stellt sich die nächste positive Flanke am Ausgabe des D-FFs ein.

Vergleicht man den zeitlichen Verlauf der analogen Schwebung oben (222) mit dem des unten dargestellten digitalen Signals des D-FFs-Ausgangs der „digitalen Schwebung", dann kann man erkennen:

1. Der Nulldurchgang der Schwebung (221) (verursacht durch die Phasenlage der Sinussignale bei (206)) entspricht der Flanke (216) im digitalen Signal (verursacht durch die Phasenlage der digitalen Signale bei (206)).
2. Das Maximum der Schwebung (222) (verursacht durch die Phasenlage der Sinussignale bei (208)) entspricht der Flanke (217) im digitalen Signal (verursacht durch die Phasenlage der digitalen Signale bei (208)).
3. Der nächste Nulldurchgang der Schwebung, entspricht der Flanke (218) im digitalen Signal.
4. Die Zeit in der Schwebung vom Nulldurchgang (221) bis zum nächsten Nulldurchgang entspricht einer halben Periode der Hüllkurve in dieser Schwebung, aber einer vollen Periode in dem „digitalen Schwebungssignal". Verglichen mit der analogen Schwebung ist der zeitlichen Übersetzungsfaktor in der digitalen Form also nur halb so groß.

Bis auf diesen Faktor 2 unterscheidet sich die digital erzeugte Schwebung nicht von einer mit Sinusfunktionen erzeugten. Dieses mittels D-FF aus zwei hochfrequenten, digitalen Signalen erzeugte Ausgangssignal (215) wird daher im folgenden als digitale Schwebung bezeichnet.

Vorteil dieser digitalen Realisation ist, dass bei digitalen Signalen keine Probleme durch unterschiedliche Amplituden der Signale entstehen und ein Nulldurchgang durch die eine Form der Flanken in der digitalen Schwebung (hier die pos. Flanke (216) bzw. (218)) direkt vorliegt, das jeweilige Maximum durch die andere Form (hier die neg. Flanke (217)). Der operative Prozess der digitalen Schwebungsbildung durch das D-FF liefert also direkt, eindeutig und unmittelbar durch die Flankenzeitpunkte die Stelle eines Maximum- bzw. des Minimum-Äquivalents.

Und dieses kann gar nicht deutlich genug hervorgehoben werden: Der wesentliche Unterschied dieser digitalen Schwebung ist im Unterschied zu den analogen Verfahren, eben die hier gegebene Möglichkeit der exakten Bestimmung der Flankenlagen!

Hiermit erst werden Auflösungen überhaupt möglich, die um Größenordnungen über den Auflösungen liegen, die mit analogen Techniken erreicht werden. Während in den Mischsignalen der analog ausgeführten Techniken, die ja auch in vergleichbarer Weise die Phasenlagen der hochfrequenten Signale in die niederfrequenten Mischsignale übersetzen, eine Phasenmessung nicht so einfach und so genau erfolgen kann, wie man das immer implizit (weil normalerweise aus der Interferometrie stammend) annimmt, ist das mit der digitalen Schwebungsrealisation im Rahmen der jeweiligen Taktperiodendauer exakt gegeben. Genau dies macht eine exakte Phasenlagenmessung und damit die Auflösungen im Rahmen der hier beschrieben Anwendungen erst möglich.

Dass dabei einige weitere Probleme durchaus noch zu lösen sind, wie z.B. die Auswirkung des Phasenjitters in den HF-Signalen wird bei den Anwendungen schnell deutlich, aber deren Elimination gehört zu dem in den Anordnungen immer noch benötigten Know How, das als Erfahrung selten schützbares Gut darstellt.

Der direkte Einsatz der leicht erzeugbaren, digitalen Signale im unteren und mittleren Frequenzbereich (auf der Basis von ECL-Techniken kann dieser allerdings derzeit bis über 500MHz hinaus reichen) in der Messstrecke ist manchmal, auf Grund der vorab zu treffenden Träger-Frequenzwahl, aber nicht immer möglich. Zur Realisation einer Anwendung wird man daher entweder die in einer Messung eingesetzten Sinusfunktionen (z.B. des Trägers, z.B. bei 433MHz), oftmals erst nach einer Unterteilung (z.B. Teiler mit ECL-Techniken) oder nach einem Heruntermischen digital abbilden müssen. Umgekehrt wird man bei vorgegebenen digitalen Signalen, die evtl. für die Messung als solche benötigten sinusförmigen Signale aus den digitalen gewinnen müssen (z.B. durch Filterung oder auch durch Aufwärtsmischung). Dies ist je nach Anwendung und Einzellösung unterschiedlich anzugehen.

An sich ist die Zuordnung der zu verknüpfenden Signale zum Taktsignal bzw. zum D-Eingang der D-FFs austauschbar. Sollte evtl. ein 1:1-Duty-Cycle benötigt werden, dann kann eine – unter Beachtung der relevanten Flanke – zuvor mit einem D-FF auf halbe Frequenz untersetzte Signalaufbereitung dieses 1:1-Verhältnis erzwingen.

Vor der Beschreibung einiger erfindungsgemäßer Ausführungen sind noch einige technische Eigenschaften von Grundkonstruktionen aufzulisten. Diese Eigenschaften stellen bei der Betrachtung der realen Konstruktionen einen wesentlichen Anteil dar:
Bei der Erzeugung, der Übertragung und der Verarbeitung von Signalen stehen Eigenschaften von Signalen und deren Beziehungen zueinander im Vordergrund der technisch Betrachtungen, die möglichst hochfrequent sein sollen.

Die eigentlichen Auswirkungen, die für eine sensorische Erfassung der Distanz und für die Auswertungen genutzt werden können, spielen sich dann in den Phasenbeziehungen dieser HF-Signale ab. Dazu müssen bestimmte Frequenzen erzeugt und/oder mit technischen Mitteln geeignet verarbeitet, u.U. auch in Frequenz und Phase verändert werden.

Dazu stehen technische Methoden zur Verfügung die sich in unterschiedlicher Weise sowohl frequenz- als auch phasenändernd auswirken. Um also bestimmte Wirkungen gezielt nutzen zu können, müssen die damit verbunden Eigenschaften beachtet werden:
So sind die frequenz- und phasenändernden Auswirkungen durch die Prozesse und die eingesetzten technischen Komponenten in den folgenden Funktionen zu sehen:

1. Zähler/Teiler/Untersetzer: Eine solche bekannte Funktion – behält die Phasenlage des Signals mit der höheren Frequenz auch in dem daraus gewonnenen niederfrequenten Signal bei. (Dies in dem Sinne, dass die Flanken des hochfrequenten Signals und die Flanken des niederfrequenten Signals im Rahmen der Gatterdurchlaufzeiten zeitgleich liegen). – untersetzt die Frequenz um den festen Faktor n und ergibt f_NF = f_HF/n
2. PLL-Schaltung/Generator Eine solche bekannte Funktion – behält die (absolute) Phasenlage der Referenzfrequenz auch in der HF bei. (Dies in dem Sinne, dass die Flanken des erzeugten hochfrequenten Signals und die Flanken des niederfrequenten Referenzsignals im Rahmen von Gatterdurchlaufzeiten, sowie des Regelverhaltens der Phasenvergleichsstufe und eines Phasenjitters in einem festen Abstand fast zeitgleich liegen). – übersetzt die Frequenz um den Faktor n und ergibt f_HF = f_NF·n
3. Eine (multiplikative) Mischung zwischen zwei hochfrequenten Signalen: Eine solche bekannte Funktion – bildet (nach Filterung des hoch- oder niederfrequenten Anteils) die beiden gegebenen Phasenlagen der hohen Frequenzen in der Summe oder der Differenz der jeweils herausgefilterten Komponente ab, – bildet die gegebenen Frequenzen der hochfrequenten Signale in den Komponenten mit einer Summenfrequenz oder mit einer Differenzfrequenz ab.
4. Zusammenfassend kann man die Wirkungen der Komponenten 1 bis 3 mit den „gerätebedingten Wirkungen" beschreiben. Dabei gilt: – die Änderung der Phase liegt zusammen stets zwischen 0 und 2π, – die Änderung der Phase ist begrenzt frequenzabhängig, – die Änderung der Phase (und der Frequenz) ist kurzzeitstabil.
5. Die zu messende Distanz hat als sensorischer Parameter die folgenden Auswirkungen, (bzw. hat die Übertragung die folgenden Konsequenzen): – Die wegbedingte Phasenänderung ist distanz- und frequenzabhängig. – Soll ein Signal möglichst ohne oder mit nur geringer Phasenänderung zum Funkpartner übertragen werden, so ist eine möglichst kleine Frequenz für die Übertragung zu verwenden. – Soll der Weg einen möglichst großen Effekt auf die Phasenlage des zum Funkpartner übertragenen Signals haben, so ist eine möglichst große Frequenz zu verwenden.

(Begriffe wie „groß", „gering" usw. sind im jeweiligen Einzelfall von unterschiedlicher Bedeutung und im Einzelfall zu definieren und zu prüfen).

Ausführungen:
Im Kfz-Bereich ist es nicht unüblich, auf einem Langwellenkanal (z.B. bei 125/134kHz) die Kommunikation vom KFZ zum Schlüssel und auf einem hochfrequenten Kanal (z.B. UHF bei 433MHz oder 689MHz) die Kommunikation vom Schlüssel zum KFZ zu betreiben. Obwohl vom Ansatz her eine beidseitig betriebene hochfrequente Kommunikation wesentlich geeigneter ist, eine Distanzmessung zwischen den Funkpartnern zu realisieren, weil damit wesentlich höhere Auflösung erreicht werden können, sind also oftmals die bereits bestehenden Techniken zu beachten; so vor allem die verwendeten Trägerfrequenzen.
Sowohl die Techniken zum Erzeugen der Trägersignale als auch zum Erzeugen der Daten, sowie der Empfangs- und Sendetechnik (die meist nicht diskret aufgebaut sind, sondern durch auf diese Thematik spezialisiert entwickelte, komplexe, kommerzielle Integrierte Schaltungen realisiert sind) sind in diesem Zusammenhang also als gegebene Techniken anzusehen.
Eine bereits bestehende technische Anordnung braucht aber nicht wesentlich über den ohnehin notwendigen Rahmen hinaus erweitert werden; durch nur geringe Hardwarezusätze werden die Mindestanforderungen erreicht. 10 bzw. 11 zeigt die für den Schlüssel notwendigen Hardwarezusätze, bestehend aus ein paar leicht der Normalkonstruktion hinzuzufügenden Bauteilen.
In 10 sind beispielhaft die für eine symmetrische Distanzmessung benötigten Erweiterungen der Funkstationen der beiden Partner dargestellt. Es gilt daher aus der Sicht einer Seite die Distanzmessung und die Kommunikation zur jeweils anderen Seite zu beschreiben; aus Symmetriegründen gilt das beschriebene dann jeweils auch für die andere Seite. Statt einer Funkübertragung (93) und (94) kann hier auch z.B. ein Kabel verwendet werden.
Q1 (98) bzw. Q2 (99) in den Stationen 1 (95) bzw. 2 (96) erzeugen die benötigten hohen Trägerfrequenzen und sollen hier zugleich die Kommunikation mit der jeweiligen Partnerstation über eine Frequenz- oder Phasenmodulation sicherstellen. Die vorauszusetzenden Demodulationsstufen können als Elemente der Funktionsblöcke Q1 (98) bzw. Q2 (99) angesehen werden und sind, ebenso wie die dazu notwendige Verbindung zur Empfangsantenne, in dieser 10 nicht dargestellt.
Das Signal von Q1 (98) wird über einen Widerstand (92), der i.a. kleiner als die Antennenimpedanz sein wird, auf die Strecke (93) gelegt. Mit einem zweiten Widerstand (90) kann die an der Antenne anliegende Spannung teilweise über den Transistorschalter (91) gegen GND gezogen werden. Je nach dem, ob dieser Transistor (91) leitend oder sperrend ist, wird sich durch den Spannungsteiler (92) und (90) an der Antenne ein geringfügig in der Amplitude veränderter Signalpegel ergeben.
Dieses realisiert eine zusätzliche Amplitudenmodulation, die parallel zu der von den verwendeten Modulen genutzten Modulationsart (Frequenzmodulation) arbeitet.
Die beiden Flipflops (128) und (129) bilden – jeweils mit vertauschten Takt und D-Eingängen – aus dem vom Funkpartner, hier also der Station 2 (96), über den Kanal (94) empfangenen Signal und dem eigenen Generatorsignal jeweils ein Mischsignal, von dem eines über einen Widerstand (89) zur Ansteuerung des Transistors (91) genutzt wird.
Damit ist für den Partner die Bedingung zur Distanzmessung erfüllt; dieser ist jetzt in der Lage mit den jeweils bei ihm vorliegenden Signalen die Distanz zu bestimmen.
Um in der Station (95) die Distanzmessung durchzuführen, muss zunächst das von der anderen Station zurückgelieferte Modulationsergebnis rekonstruiert werden. Dazu ist hier nur eine mögliche Form für eine Demodulation dargestellt: Über die Diode (123) gelangt das Signal, evtl. erst nach einer zusätzlichen Verstärkung, die hier nicht dargestellt ist, direkt auf eine Kapazität (124). Diese Kapazität wird sich nach kurzer Zeit etwa auf den Maximalwert des am Eingang anliegenden Signals aufladen.
Die Entladezeitkonstante, bestimmt durch die Kapazität (124) und die Summe der Widerstände (126) und (125), ist τ = R·C. An dem einen Eingang des als Operationsverstärkers (121) dargestellten, sehr schnellen Comparators steht damit eine Spannung, die um einen geringen, durch das Widerstandsverhältnis bestimmten Betrag, kleiner ist, als der Maximalpegel, der sich am Eingang während einer Funkübertragung einstellt. Die damit erreichte Situationsanpassung an den jeweils sich momentan ergebenden Funkpegel ist erwünscht.
Ist die Zeitkonstante τ groß genug gewählt, um die Pegelschwankungen der Amplitudenmodulation zu glätten, dann stellt sich an dem einen Eingang des Operationsverstärkers als mittlerer Wert ein Wert zwischen Maximalwert und dem durch die Amplitudenmodulation sich einstellenden niedrigen Standeswert ein.
Am anderen Eingang des Operationsverstärkers liegt das vollständige Signal (über den Widerstand (122) zugeleitet). Am Ausgang des Comparators (121) erhält man also das in der Partnerstation (96) in einem der D-FlipFlops gewonnene und dem Kanal (94) aufmodulierte Signal.
Andere Methoden zur Amplitudendemodulation sind bekannt.
In die Auswertung (97) werden einbezogen bzw. genutzt

- die Signale aus eigener Erzeugung, die also – mittels eines oder auch durch die beiden D-FFs gewonnen werden, – alternativ bzw. allgemeiner die Signale, die durch eine normale Mischung von dem eigenen Generatorsignal mit dem auf dem Empfangskanal (94) liegenden Signals (nach einer Tiefpassfilterung) gewonnen werden,
– das Signal, das sich aus der Amplitudendemodulation bei (127) ergibt.

In der Partnerstation (96) ist die Anordnung symmetrisch zu der in (95) beschriebenen aufgebaut und somit sind beide Stationen gleichermaßen in der Lage die Distanz zum Partner zu bestimmen. Dies ist daher der minimale Aufwand für ein symmetrisches System, z.B. dem Schlüssel, um eine Distanzmessung vorzubereiten.
In der 11 sind beispielhaft die notwendigen Erweiterungen der Funkstationen für eine Distanzmessung dargestellt, wenn nur eine der beiden Stationen in der Lage sein soll, die Distanz zum Funkpartner, z.B. zu einem Schlüssel zu bestimmen.
Es genügt, die Distanzmessung und die Kommunikation aus der Sicht der Station zu beschreiben, die eine Distanzbestimmung durchführen soll. Das zu den Beschreibungen am Beispiel der symmetrischen Anordnung nach 11 ausgeführte, gilt damit aber auch hier.
Da nur die eine Station die Distanzmessung durchführt, braucht nur diese den Aufwand für die Amplitudendemodulation bereitstellen. Der nicht zur Distanzbestimmung ausgelegt Schlüssel braucht die Amplitudendemodulation und auch eine Auswertung nicht. Es genügt, wenn er die Mischung bildet und das niederfrequente Mischergebnis ohne jegliche weitere Maßnahme an den Funkpartner zurückreicht. Die evtl. doch notwendige Maßnahme ist die Anpassung der Frequenzen an die jeweiligen Rahmenbedingungen wie zulässige Bandbreite, zulässiger Kanalabstand, usw.
Q1 (194) bzw. Q2 (199) in den Stationen erzeugen die benötigten hohen Trägerfrequenzen und sollen wiederum zugleich die Kommunikation mit der jeweiligen Partnerstation über eine Frequenz- oder Phasenmodulation sicherstellen.
Der nicht für die Distanzberechnung vorgesehene Funkpartner bildet aus dem über den Kanal (193) empfangenen Signal und aus dem Signal des eigenen Generators (199) wieder mittels D-FlipFlop (154) bzw. (198), oder mittels eines normalen Mischprozesses und anschließender Tiefpassfilterung, ein zur Ansteuerung des Amplitudenmodulators geeignetes Signal.
Hier ist die Amplitudenmodulation wieder mit der zur 10 bereits beschriebenen Schaltung, bestehend aus den Widerständen (139), (151) und (153) und einem Transistor (152) realisiert. Der „normale" Datenaustausch zwischen den beiden Stationen erfolgt wieder über eine andere Modulationsart (FM oder Phasenmodulation) und wird durch diese zusätzliche Maßnahme nicht gestört.
8 zeigt eine bevorzugte Ausführung, die auf der Basis der Prinzipdarstellungen zur 6 und der Anordnung nach 4 realisiert wurde: Oben ist das Blockschaltbild eines bereits bestehenden Keyless-Entry-System (ohne Distanzmessung), darunter die Anordnung der Komponenten zur Distanzmessung dargestellt. Links liegen die Funktionen des KFZs, rechts die Funktionen des Schlüssels.
Auf beiden Seiten liegen mit geeigneten Mikrokontrollern die „intelligenten" Steuerorgane der Anordnung vor. Die Funktion dieser Mikrocontroller besteht darin, den Empfang- und den Sendebetrieb zu koordinieren, die kryptographische Verschlüsselung zu realisieren, die Daten zu berechnen, zu codieren und zu decodieren.
Diese Kontrolleinheiten (169) und (186) können normale Mikrocontroller sein, wurden aber im vorgegebenen Konzept speziell für den Einsatz in einem Keyless-Entry-System entwickelt. Alle benötigten Funktionen wurden als Teil eines einzelnen IC-Bausteins realisiert in dem auch die Tranceiverfunktionen integriert sind.
Auf der Seite des KFZs (links) übergibt die Kontrolleinheit (169) Daten an die LF-Sendestation (168), die diese Daten auf einen Träger moduliert und dieses auf die Antenne (167) legt.
Die Daten werden, hier über magnetische Felder (166), an die Empfangsstation (Antenne 165, Empfangseinheit (187)) gesendet, in der LF Empfangseinheit (187) geeignet aufbereitet und der Kontrolleinheit (186) des Schlüssels übergeben. Diese Kontrolleinheit übernimmt im Rahmen der kryptographisch vereinbarten Protokolle die Daten, berechnet daraus eine Antwort und übergibt diese der UHF-Sendeeinheit (185). Diese moduliert die Daten auf das UHF-Signal, legt dieses auf eine Antenne, die das Signal mit der Antwort über den Kanal (189) an die UHF-Empfangsstation (188) des KFZs sendet.
Unter dieser Blockdarstellung der 8 sind die Einzelkomponenten, die für eine Funkdistanzmessung in dem gegebenen System nötig sind, dargestellt: In dieser Konstruktion sind (aus einer von mehreren Möglichkeiten gewählt, vgl. 7) die beiden Generatoren G₁ (170) und G₂ (171) so ausgewählt, dass sie fast die gleiche Frequenz, in diesem Fall 433,92MHz erzeugen. Um eine sichere Frequenzdifferenz herzustellen, wird man i.a. die beiden Stationen auf zwei verschiedenen Kanälen arbeiten lassen.
Die mit diesen Generatoren erzeugten Frequenzen seien mit f₀ und f'₀ bezeichnet. Auf beiden Seiten wird durch eine geeignete, auf beiden Seiten gleiche Teilerfunktion aus diesen beiden Frequenzen jeweils eine zweite Frequenz abgeleitet, also f = f₀/n und f' = f'₀/n. Somit stehen auf beiden Seiten jetzt die Frequenzen 433,92MHz und 134kHz zur Verfügung. Diese differieren im Rahmen der Kanalbandbreite der UHF-Generatoren um einen bestimmten Betrag in der Frequenz und bilden sowohl bei (184), als auch bei (182) eine in Beziehung zueinander stehende Differenzfrequenz aus:
Auf der KFZ-Seite wird in (173) die Differenzfrequenz f₀ – f'₀ gebildet, in die Auswertung (175) wird durch den Teiler (189) also die Frequenz (f₀ – f'₀)/n einbezogen. Auf der Schlüsselseite wird in (180) die Differenzfrequenz f₀/n – f'₀/n ausgebildet, die bei (172) auf die UHF des Schlüssels aufmoduliert wird, das KFZ wieder erreicht und nach Demodulation (174) in die Auswertung (175) einbezogen wird.
Zu erwähnen ist, dass aus der Teilerfunktion (176) in Verbindung mit einem NF-Generator (191) an dieser Stelle eine NF erzeugt wird, die nur um 1Hz von einer Zwischenfrequenz oder von der 134kHz-Frequenz abweicht, die bei (177) auf die Antenne gelegt wird. Mit dieser Funktion kann die Nachbildung der Anordnung nach 6 in der Auswertung genutzt werden.
Da in diesem Fall nur einseitig, hier auf der Seite des KFZs die Distanz gemessen werden soll, ist eine unsymmetrische Anordnung zu realisieren:

– im Schlüssel wird die oben beschriebene Funktionalität realisiert, die es dem KFZ erlaubt, die Funkdistanz zu bestimmen, d.h. eine zusätzliche Mischoperation mit einem aus dem Muttergenerator durch Teilung erzeugten Signal ist zu realisieren und das entstehende LF-Mischsignal wird auf die UHF-Trägeramplitude aufmoduliert. Dies sind die unumgehbaren Anforderungen an den Schlüssel.
– im Schlüssel selbst soll bei Keyless-Entry-Anwendungen nicht die Distanz bestimmt werden; also könnte schlüsselseitig die Demodulation entfallen. Diese wird allerdings dann doch benutzt, weil so die Daten vom KFZ zum Schlüssel gelangen; dieses gehört aber hier nicht zur Distanzmessung, sondern ist eine der ohnehin vorgesehen Funktionen. Sie ist deshalb hier in der 8 nicht dargestellt
– Im KFZ wird das vom Schlüssel auf den UHF-Träger aufmodulierte Mischsignal durch Demodulation wieder zurückgewonnen (174) und mit dem Ergebnis einer eigenen Mischfunktion verglichen. Für die Mischung benötigt die KFZ-Seite einen eigenen UHF-Generator, aus dem durch eine feste Teilung (l/n) die LF für die Übertragung zum Schlüssel und auf einer Zwischenstufe zudem eine sehr dicht benachbarte Frequenz unter Nutzung eines LF-Generators erzeugt wird. Zur Anpassung der in die Auswertung einzubeziehenden Signale wird eine zweite feste Teilerstufe (l/n) benötigt.
– KFZ-seitig erfolgt die Auswertung nach dem in 6 dargestellten Verfahren allerdings rein digital, d.h. es werden zwei D-FlipFlops und eine geeignete Auswertung gemäß 13 verwendet.

Das vom KFZ über den Kanal (178) an der Antenne (177) ausgesendete Signal wird mit der auf der Schlüsselseite generierten, fast gleichen Frequenz (erzeugt aus der Teilerfunktion (181)) in (180) gemischt. Dieses erzeugt eine sehr niederfrequentes Zwischenfrequenzsignal (182).
Aufgrund der auf dem Kanal (178) genutzten Frequenz von 134kHz ist die Zwischenfrequenz (182) so gering, dass eine weitere Verarbeitung z.B. durch Teilerfunktionen nicht mehr nötigt ist. Das Signal (182) kann also direkt auf den Amplitudenmodulator (172) des Schlüssels gelegt werden und somit der UHF-Frequenz des Generators G₁ (171) mitgegeben werden.
Dieses amplitudenmodulierte Signal wird über den Kanal (179) an das KFZ gesendet, das seinerseits über die Mischfunktion (173) ein Zwischensignal generiert hat (184).
Die Demodulationsstufe (174) gewinnt das zuvor im Schlüssel dem UHF-Träger auf der Amplitude mitgegebene, niederfrequente Signal und stellt bei (183) dieses gewonnene Signal zur Auswertung (175) bereit.
Die mit der Anordnung nach 8 erreichbare Auflösung bei der Distanzbestimmung ist, bedingt durch die zum Einsatz kommenden Trägerfrequenzen, auf beiden Seiten unterschiedlich. So beträgt in der gegebenen Anordnung die Auflösung für das KFZ nur ca. 1/3m. Das KFZ ist aber damit durchaus in der Lage, zu unterscheiden, ob der Schlüssel sich in drei, vier oder fünf Metern Entfernung vom KFZ befindet. Eine sichere Detektion, dass sich der Schlüssel auf keinen Fall mehr als 10 Meter entfernt befand, ist in jedem Fall gegeben.
Die Einarbeitung zusätzlicher Funktionen in einer bereits bestehenden, nicht mehr zu verändernden Anordnung erlaubt selten, ein Optimum zu erreichen. Das entwickelte System wurde daher noch einmal optimiert:
In einer parallel ausgeführten Anordnung wird wieder ein 125kHz/134kHz-Signal aus dem Muttergenerator von 433,92MHz durch Teilung generiert. Auf der Teilerebene (Zwischenfrequenzebene) von 13,56MHz (433,92 geteilt durch 32) wird zu 13,56MHz ein nur um 100Hz daneben liegendes zweites 13,56MHz-Signal erzeugt. Bis hier werden zur Teilung schnelle ECL-Techniken verwendet.
Aus dieser Zwischenfrequenzstufe von 13,56MHz werden – wieder durch Unterteilung, aber jetzt bereits vollständig mit einfachster TTL-Techniken realisiert – die zwei 134,267kHz-Signale gewonnen (Teilung der 13,56MHz durch 101; im Falle von 125kHz Teilung durch 108). Die Differenzfrequenz zwischen diesen beiden Signalen beträgt also ca. 1 Hz.
Eines der beiden 134,267kHz-Signale (bzw. 125kHz) kommt zur Aussendung.
Das benötigte niederfrequente 1Hz-Signal liefert z.B. ein Prozessor über zwei bzw. bevorzugt vier PWM-Ausgänge, die so gesteuert werden, dass der mittlere Spannungswert (Integral über eine PWM-Periode, geteilt durch diese Periodendauer) einer Sinusfunktion folgt. Bei ausreichend kleiner PWM-Periode (hier 100μs) reicht eine einfache RC-Filterung, um einen sinusförmigen Verlauf zu erhalten. Die Abtrennung der Gleichanteile durch eine Kapazität ergibt die gewünschte Nulllage der Sinusfunktionen.
Soll die Distanzbestimmung auf der Basis der 134kHz-Signale erfolgen, dann ist schlüsselseitig die Mischung mit einem fast gleichen 134kHz-Signal vorzusehen, dass hier ebenfalls aus der UHF-Trägerfrequenz des Schlüsselgenerators (434,92MHz) gewonnen wird. Die Mischung und Tiefpassfilterung mit dem empfangenen 134kHz- Signal wird dem keyeigenem Träger, also den 434MHz, amplitudenmoduliert wieder mitgegeben. Als Datenmodulation wird die vom UHF-Modul ohnehin vorgesehene Frequenzmodulation verwendet, die durch die zusätzliche Amplitudenmodulation nicht gestört wird.
Das geschieht hier durch eine einfache Anordnung gemäß 10, bzw. 11. Das D-FF (154) in 11 ergibt das sehr kleine, digitale Misch-Differenzfrequenzsignal, das über den Transistor (152) eine umschaltbare Dämpfung des UHF-Signals unmittelbar vor der Antenne ansteuert und einen Amplitudenunterschied von nicht mehr als 20% auslöst.
Es besteht also eine Doppelmodulation. Wenn man bedenkt, dass auch der Datenstrom über diese Strecke laufen muss und dieser über eine andere Modulationsart dem Träger aufgeprägt werden muss, ist eine solche Doppelmodulation eine sich notwendigerweise ergebende Konsequenz. Normalerweise werden für die normale Datenübertragung die in den eingesetzten Modulen ohnehin vorgesehenen Modulationsarten genutzt. Dies schon deshalb, weil das eine Nachrüstung bestehender Systeme einfacher macht.
Allerdings ist eine 100% ASK-Modulation (ASK = amplitude shift keying) als Modulationsart ungeeignet, weil in der Zeit des einen Bit-Zustandes der HF-Träger ganz verschwindet und somit die Distanzmessung ständig unterbrochen wird.
In einer weiteren bevorzugten Anordnung in der die Datenübertragung durch eine Amplitudenmodulation erfolgt, wurde die zweite Modulationsart zur Distanzmessung dadurch realisiert, dass in Serie (oder auch parallel) zum Referenzquarz des Schlüssel-Prozessors (der hier gleichzeitig Referenz für den PLL-Generator der 434MHz ist) eine mit den Sendedaten angesteuerte Kapazitätsdiode gelegt wurde, die durch das „Ziehen des Quarzes" die vom Modul erzeugte UHF leicht verstimmt. Dabei beträgt der Frequenzhub dieser Signale nicht mehr als einige 1000 Hz.
Auf der Kfz-Seite ist dazu allerdings eine spezielle zweite Demodulationsstufe einzurichten.
13 zeigt die hier bevorzugt eingesetzte, einfache, digitale Aufbereitung der Phaseninformation zwischen den mit den D-FFs gewonnenen Schwebungssignalen, die einen Start-Stop-Zählvorgang auslösen, einschließlich der dazu benötigten digitalen Logik.
Die in 13 mit (252) und (253) gekennzeichneten Signale stellen die digitalen Schwebungssignale dar. Da sich hier die interessierende Phaseninformation in den Flankenabständen befindet, sind die entsprechenden Flankenabstände ((255) bzw. (256)) zu messen.
Das XOR-Gatter (258) erzeugt in diesem Beispiel bei Ungleichheit ein High-Signal. Daher wird für diese Zeitdauer ein hochfrequenter Takt (254) am Ausgang der AND-Gatter-Kombination (257) bei (236a) bereitgestellt. Die Anzahl dieser Takte liefert somit einen digitalen Wert für die Phasenlage zwischen den Schwebungssignalen und kann weiter verarbeitet werden.
Mit den in 13 gezeigten Signalen ist eine direkte Mikroprozessoransteuerung möglich.
Die mit den bisherigen Darstellungen aufgezeigte Möglichkeit, durch eine Phasenmessung die wegbedingten Effekte herauszuarbeiten, ist eine notwendige Bedingung, ist aber noch nicht hinreichend! I.a. reicht die mit einer solchen Signalauswertung erreichbare Auflösung noch nicht aus, um z.B. eine auch nur auf wenige Meter genaue Detektion der Distanz zu erreichen.
Die oben hervorgehobene Hochauflösung durch digitale Schwebung wird hier relevant. Die mit „normalen" Methoden auf dem derzeitigen Stand der Technik (z.B. mit einem Phasendetektor mit einer evtl. erreichbaren Phasenauflösung von 1 %) erreichbaren Auflösungen können – mit einigem Aufwand – etwa 50 bis 100 m auflösen. Bedingt durch die nicht stabile Umgebung (Parkplatz setzt andere Bedingungen als eine Absorberkammer oder freie Natur) ist eine solche Auflösung noch nicht geeignet, um die Distanz zwischen Funkpartnern im Nahbereich für ein Keyless-Entry-System genau genug zu messen.
Eine wesentlich bessere Auflösung wäre auch mit den bisher oben zu den Lösungsansätzen der 4, 5, 8, 9 10 und 11 beschriebenen Methoden und auch mit den Realisationen der 14 bis 17 schwerlich zu erreichen. Um in den dm-Auflösungsbereich vorzudringen zu können, ist ein zusätzlicher Auflösungsfaktor von etwa 100 bis 1000 zu realisieren. Erst durch die mit der in 6 dargestellten Methode zur hochsensitiven Phasenmessung in Verbindung mit der digitalen Schwebung der 12 wird dieses Ziel erreichbar; dabei allerdings gleich um einen Faktor von mehr als 1000!
Um die Verbindung der Techniken zu beschreiben sind in der 13 versch. Möglichkeiten dargestellt, mit denen erfindungsgemäß sowohl die benachbarten Frequenzen erzeugbar sind, als auch wie in derartigen Anordnungen die Phasendifferenz mit einer Methode nach 6 zu detektieren ist.
Dieser Schritt ist essenziell: Die Wahl der Zwischenfrequenzen lag bei den bisherigen Anordnungen (als Ergebnis der Mischprozesse) in einem Bereich von einigen kHz. In den Anordnungen der 6 bzw. 12 bzw. auch in den Abschätzungen zur Auflösung wurden Differenzfrequenzen von wenigen, meist 1–10Hz angenommen.
Der Effekt dieser niedrigeren Differenzfrequenz ist dabei ein Doppelter: Zum einen werden die Zwischenfrequenzen um den Faktor 100–1000 mal kleiner, d.h. um diesen Faktor wird die Periode der ZF größer und somit – da diese mit dem jeweils maximal hohen Takt ausgewertet werden können – um diesen Faktor besser aufgelöst. Da das Verhältnis von HF zu LF entscheidend für die erreichbare Auflösung ist, bedeutet das, dass die Sensitivität um eben diesen Faktor steigt.
Für ein Funkdistanzmesssystem bedeutet ein solcher Faktor, dass sich eine an sich brauchbare Auflösung von 1 dm auf eine kaum noch brauchbare Auflösung von 10m bis 100m verschlechtern würde. Anders ausgedrückt: Mit Frequenzen, die sich nur aus den Mischfrequenzen der verwendeten Generatoren ergeben, würde eine Auflösung von weniger als 1000 Metern erreicht werden, mit dem erfindungsgemäßen hochsensitiven Verfahren wird eine Auflösung von einem Dezimeter erreicht werden.
14 zeigt die einfachste Anordnung: Von links (35) nach rechts (36) soll ein Signal mit einer Frequenz übertragen werden, die noch in die zugelassene Bandbreite der vorgesehenen UHF-Übertragung passt und somit direkt aufmoduliert werden kann.
Die niedere Frequenz (LF = low frequency) wird auf der rechten Seite mit einer geeigneten Anordnung (120) generiert und – z.B. über eine Ferrit-Antenne – über den Kanal (260) auf die Gegenseite (36), hier der Schlüssel, übertragen. Auf dieser Seite wird dieses Signal direkt – evtl. noch nach einer geeigneten Verstärkung – einem UHF-Trägersignal aufmoduliert. Das mit einem geeigneten Generator (261) erzeugte UHF-Signal wird hier entweder im Rahmen der ohnehin vorgesehenen Modulationsart moduliert, oder durch eine zusätzliche zweite Modulation, wie zuvor beschrieben, mit dem LF-Signal moduliert (262).
Das damit gewonnene Signal wird über den Kanal (263) zur linken Seite zurückgeschickt und dort demoduliert (264). Das LF-Signal liegt damit zwei mal vor: einmal vor der Aussendung über den Kanal, zum andern nach der Demodulation bei (264). Die Überlagerung dieser beiden Signale (in (266) bzw. (267)) mit einer sehr dicht benachbarten Frequenz, die hier ein zweiter Generator (265) liefert, ergibt die zur Phasenauswertung geeigneten Schwebungssignale (37), (38).
Wird z.B. für die LF des Generators (120) eine Frequenz von 50 KHz angenommen, dann wäre die wegbedingte Phasenverzögerung φ auf einem Weg von 1m φ = 2π·L/c ≈ 1,05·10^–3. Bei einer Differenzfrequenz von df = 1Hz (Taktauswertung erfolgt mit 1MHz) liegen 10⁶ unterscheidbare Phasenlagen vor, die 20 Mikrosekunden Periode des 50KHz-Signals werden damit auf 20ns genau ausgewertet. Hieraus ergibt sich eine Wegauflösung von ds = 6 m.
Eine solche Auflösung kann in einigen Fällen durchaus noch genutzt werden. Wenn z.B. lediglich ausgeschlossen werden soll, dass sich große Entfernungen mittels Bypass überbrücken lassen, weil ein Angriff innerhalb weniger Meter mittels Bypass vermutlich meistens ohnehin sinnlos ist, dann kann auch eine solche Frequenzwahl durchaus noch sinnvoll sein.
I.a. wird man aber die in einer Distanzmessung benutzte Frequenz wesentlich höher auslegen, um die gewünschte Auflösung zu erreichen. Da im KFZ die häufig genutzte Frequenz von 125KHz bzw. 134KHz genutzt wird, kann auch versucht werden, diese 125kHz in einer solchen Anordnung direkt zu nutzen. Allerdings sind die erlaubten Kanalbandbreiten dafür i.a. bereits etwas zu klein.
Mit einigen zusätzlichen Maßnahmen erlaubt dieses aber bereits Auflösungen in einer Größenordnung von unter einem Meter, was in einem Keyless-Entry-System bereits durchaus interessant sein kann.
15 zeigt eine Modifikation: Die mit einem Generator (269) KFZ-seitig (44) erzeugte LF wird an den Schlüssel auf der rechten Seite (45) übertragen. Die vorgegebene Frequenzwahl erfordert eine Frequenzwandlung (270).
Die dazu bestehenden Möglichkeiten wurden oben bereits ausgeführt. Hier kann diese unterschiedlich gestaltet werden.
Wie beschrieben, werden die bei der Frequenzanpassung benutzten Frequenzen bevorzugt durch eine Teilerfunktion (52) aus der UHF (271) direkt abgeleitet. Das sich aus der Frequenzanpassung ergebende niederfrequenteere Signal (49) wird mit dem empfangenen Signal gemischt (270) und erst dieses Mischergebnis (46) wird der UHF (271) wie beschrieben aufgeprägt (272). Nach der Rückübertragung auf die KFZ-Seite (44) und der Demodulation (273) liegt die LF auf der KFZ-Seite (44) zwei mal vor: jeweils vor (Ausgang des Generators (269)) und nach dem Durchlauf durch die Strecke und nach der Demodulation (273).
Eine geeignete Nachbarfrequenz (268) wird aus der LF des KFZ-seitigen Generators (269) und einer df-Vorgabe gewonnen (268). Diese benachbarte Frequenz wird in den Mischstufen (276) direkt oder nach gleicher Anpassung (50) wie in (51), mit den beiden Frequenzen gemischt. Damit liegen zwei sehr niederfrequente Schwebungs- bzw. Mischsignale bei (274) bzw. (275) vor, deren Phasenlage geeignet auszuwerten sind.
Bei einer Frequenzdifferenz von z.B. einem Hz wird die hier zur Messung eingesetzte Frequenz von 125KHz eine Auflösung von bis zu einem halben Meter ermöglichen.
16 zeigt eine weitere Anordnung. Hier wird die Frequenzanpassung z.T. auch durch Teilerfunktionen realisiert, aber auch, indem die beidseitig gebildeten Generatorfrequenzen in ihrer Phasenlage gekoppelt werden. Diese Phasenkopplung soll etwas genauer dargestellt werden:
Wird z.B. KFZ-seitig (53) eine HF (278) mit geeigneter Frequenz f₁ erzeugt, dann ist die Phasenlaufzeit, die sich entlang der Strecke (279) ausbildet u.U. für eine Distanzmessung ausreichend groß.
Kurz vor der Aussendung liegt das Signal in der Form sin(ω₁t + φ₁) vor (φ₁ wird im folgenden auf Null gesetzt), erfährt auf der Strecke eine distanzabhängige Phasenänderung, wird noch einmal verstärkt und liegt damit in der Form e(t) = A·sin(ω1(t – tLaufzeit) + φGerät) = A·sin(ω1t – ω1tLaufzeit + φGerät)vor.
Zunächst sollen die an sich vorgesehenen Teilerstufen in den Baugruppen (58), (281) und (59) vernachlässigt werden. Auf der Schlüsselseite (54) wird vom dort vorhandenen Generator (283) sin(ω₂t + φ₂) erzeugt.
Das Ergebnis der Mischung (282a) der damit vorliegenden Signale ergibt A·sin(ω1t – ω1tLaufzeit + φGerät) sin(ω2t + φ2) = ½[cos(ω1t – ω1tLaufzeit + φGerät – ω2t – (φ2) – cos(ω1t – ω1tLaufzeit + φGerät + ω2t + (φ2)]
Daraus ergibt sich, ausreichenden Frequenzabstand und geeignete Seitenbandfilterung in (281a) vorausgesetzt, entweder ½[cos(ω1t – ω1tLaufzeit + φGerät – ω2t – φ2)] = ½[cos(ω1t – (ω1tLaufzeit – φGerät + ω2t + φ2))]oder ½[–cos(ω1t – ω1tLaufzeit + φGerät + ω2t + φ2)]. = ½[cos(ω1t – (ω1tLaufzeit – φGerät – ω2t – φ2))]
Aus der nochmaligen Mischung (281) enthält man entweder ½cos(ω1t – (ω1tLaufzeit – φGerät + ω2t + φ2))sin(ω2t + φ2) = ½sin[(ω2t + φ2) – (ω1t – (ω1tLaufzeit – φGerät + ω2t + φ2))] + ½sin[(ω2t + φ2) + (ω1t – (ω1tLaufzeit – φGerät + ω2t + φ2))] = ½sin[(ω2 – ω1 + ω2)t + (φ2 + ω1tLaufzeit – φGerät + φ2)] + ½sin[(ω2 + ω1 – ω2)t + (φ2 – ω1tLaufzeit + φGerät – φ2))]oder ½cos(ω1t – (ω1tLaufzeit – φGerät – ω2t – φ2))sin(ω2t + φ2) = ½sin[(ω2t + φ2) – (ω1t – (ω1tLaufzeit – φGerät – ω2t – φ2))] + ½sin[(ω2t + φ2) + (ω1t – (ω1tLaufzeit – φGerät – ω2t – φ2))] = ½sin[(ω2 – ω1 – ω2)t + (φ2 + ω1tLaufzeit – φGerät – φ2) + ½sin[(ω2 + ω1 + ω2)t + (φ2 – ω1tLaufzeit + φGerät + φ2)]
Wieder einen ausreichenden Frequenzabstand und eine jeweils geeignete Seitenbandfilterung vorausgesetzt, sind damit die folgenden Möglichkeiten für die Aussendung über den Kanal (57) gegeben:

1. sin[(2ω₂ – ω₁)t + (2φ₂ + ω₁t_Laufzeit – φ_Gerät)]
2. sin[ω₁t + (– ω₁t_Laufzeit + φ_Gerät)]
3. sin[– ω₁t + (ω₁t_Laufzeit – φ_Gerät)
4. sin[(2ω₂ + ω₁)t + (2φ₂ – ω₁t_Laufzeit + φ_Gerät)]

Ist die zur Übertragung über (57) vorgesehene Frequenz ω_s festgelegt, die Trägerfrequenz des ersten Kanals (279) ebenso, dann kann ω₂ jeweils so gewählt werden, dass diese Bedingungen erfüllt sind, also: ω_s + ω₁ = 2ω₂, ω_s = ω₁, ω_s = – ω₁ bzw. ω_s – ω₁ = 2ω₂.
Als mögliche einfache Alternativen stehen damit zur Verfügung (die Möglichkeit, z.B. auch ω_s = +/–ω₁ zu verwenden, indem z.B. auf den Kanälen mit unterschiedlich polarisierten
Trägersignalen gearbeitet wird, wird gesehen, wird aber nur in einigen Anordnungen anderer Art genutzt): ωs + ω1 = 2ω2 also 1. mit sin[(2ω2 – ω1)t + (2φ2 + ω1tLaufzeit – φGerät)]und ωs – ω1 = 2ω2, also 4. mit sin[(2ω2 + ω1) t + (2φ2 – ω1tLaufzeit + φGerät)].
Dies kommen auf der Schlüsselseite (54) zur Aussendung und erreicht die Partnerstation mit sin[(2ω2 – ω1)(t – tLaufzeit) + 2φ2 + ω1tLaufzeit – φ'Gerät] = sin[(2ω2 – ω1)t – 2ω2tLaufzeit + 2ω1tLaufzeit + 2φ2 – φGerät] sin[(2ω2 + ω1)(t – tLaufzeit) + 2φ2 – ω1tLaufzeit + φGerät] = sin[(2ω2 + ω1)t – 2ω2tLaufzeit + 2φ2 – 2ω1tLaufzeit + φGerät]
Nach der Rückübertragung auf dem 2. Kanal (57) liegen auf der KFZ-Seite (53) damit Signale vor, in denen die bereits oben als Voraussetzung entwickelten Phasenbeziehungen vorliegen (in φ'_Gerät sollen wieder alle gerätebedingten Phasenänderungen zusammengefasst sein):
Die Phasenlage der empfangenen Signale ist 2(ω2 – ω1)t0 + 2φ2 – φ'Gerät 2(ω2 + ω1)tLaufzeit + 2φ2 + φ'Gerät
Eine Addition dieser beiden Beziehungen ergibt 4ω2tLaufzeit + 4φ2
Eine Subtraktion dieser beiden Beziehungen ergibt 4ω1tLaufzeit – 2φ'Gerät
Die Phasenlage wird durch Messung zugänglich, wenn die zur Überlagerung benötigte dicht benachbarte Frequenz nicht aus dem eigenen HF-Generator (278) dieser Seite (53) gewonnen wird, sondern aus den empfangenen Frequenzen (also 2(ω₂ – ω₁) und 2(ω₂ + ω₁)) direkt abgeleitet wird. Die dazu benötigten Techniken sind bekannt.
In dieser Anordnung werden die Frequenzen u.U. auch durch Teilerfunktion geeignet übersetzt: Die HF, die über den Kanal (279) die Schlüsselseite (54) erreicht, wird nach einer geeigneten Verstärkung (280) mit einem Teilerfaktor n₁ untersetzt (281), die im Schlüssel erzeugte UHF (283) mit der Frequenz f₂ wird mit einem anderen Teilerfaktor n₂ untersetzt.
Die beiden sich ergebenden Frequenzen sind damit F1/n1 und f2/n2. Im Mischer (282) werden diese beiden Frequenzen additiv und subtraktiv verknüpft, d.h. es entstehen die Frequenzen f1/n1 + f2/n2 und fl/n1 – f2/n2. Die für die Anwendung geeignete Frequenz wird jeweils herausgefiltert und übertragen. Bei geeigneter Frequenz- und Teilerwahl liegt diese Frequenz dann in einem erlaubten und lizenzfreien Frequenzband.
Der eigentlich zum Einsatz kommende Träger auf dem Kanal (57) hat also nicht die vom Generator (283) erzeugte Frequenz, sondern hat eine Frequenz, die aus der Verknüpfung der Signale in (282) entstanden ist. Dieses Trägersignal enthält jetzt aber auch die Phaseninforation des über den Kanal (279) übertragenen Signals.
Das bedeutet, dass zwar nicht eine kleine Frequenz mit der Phaseninformation der Übertragung über den Kanal (279) auf die UHF aufgeprägt wird, aber das Ergebnis der Laufzeitbestimmung über den Kanal (279) erreicht dennoch die KFZ-Seite (53) wie gerade gezeigt wurde.
Mit jeder Teilerstufe der Teiler (281) bzw. (58) geht allerdings auch ein entsprechender Teil der wirksamen Phasenmessungen verloren. Bei mehreren Teilerstufen kann das u.U. eine Vernichtung des gesamten Effektes bedeuten.
Die mit dieser Anordnung erreichbare Auflösung ist deutlich besser, als dies mit den Anordnungen nach 14 und 15 sein könnte, erreicht aber nicht immer die hohe Auflösung der folgenden Realisation.
17 zeigt die hier bevorzugte Lösung: Die KFZ-Seite (62) generiert eine Frequenz in der Größenordnung von etwa 100KHz (286) und überträgt dieses Signal – evtl. nach einer Modulation (289) – über den Kanal (287) auf die Schlüsselseite (63). Hier wird dieses Signal mit einer fast gleichen Frequenz, die direkt aus dem UHF-Signal des Generators (290) durch Teiler abgeleitet ist (hier nicht dargestellt), gemischt, Tiefpassgefiltert (in 288). Das sich ergebende Signal (291) wird dem UHF-Signal aufmoduliert (293) und über den UHF-Kanal (294) an das KFZ zurückgeschickt. Im KFZ wird das Signal durch Demodulation zurückgewonnen (64).
Das im Generator (286) gewonnene Signal steht damit einmal vor und einmal nach dem Wiederempfang zur Verfügung. Die Mischung (68) mit einer dicht benachbarten Frequenz (67) erzeugt wieder die zur Hochauflösung geeigneten Schwebungen (65) und (66).
In dieser Anordnung wird die dicht benachbarte Frequenz nicht auf der vom KFZ gebildeten Signalvorgabe gebildet, sondern aus dem bei der Demodulation (358) gewonnenen Signal und einer Vorgabe für die Differenzfrequenz df Die dazu benötigten Techniken sind bekannt.
Die 18 zeigt die in einer realen Anwendung benutzte Lösung:
Die Lösung in dieser Anordnung arbeitet mit einer Frequenz von 134KHz für die Übertragung vom KFZ zum Schlüssel (478) und einer UHF-Übertragung von 433MHz vom Schlüssel zum KFZ (179). Die Anordnung ist als unsymmetrische Anordnung ausgeführt und verwendet für die eigentliche Wegmessung das Signal von 134KHz. Die diesem Niederfrequenzsignal aufgeprägte Information erfolgt durch Amplitudenmodulation, wird aber ausschließlich für den kryptographisch gesicherten Datenaustauschs zwischen Datenstation und Schlüssel genutzt. Für die Distanzmessung wird das 234KHz-Signal direkt eingesetzt.
Damit jedoch beidseitig die notwendigen Mischvorgänge durchgeführt werden können, werden sowohl auf der UHF-Seite des Schlüssels als auch auf der Seite des KFZs beide benötigten Frequenzen aus einem 433MHz-Generator gebildet. In dieser Anordnung wird auf der Ebene der 13,56MHz die benötigten Differenzfrequenzen ausgebildet (170), (171). Sowohl auf der Seite des KFZs als auch auf der Seite des Schlüssels liegen damit die drei Frequenzen 433,92MHz, 13,56MHz und die LF von 134,27MHz vor. Die LF wird aus den 13,56MHz durch eine Teilung von 101 gewonnen.
Obwohl in dieser Anordnung also auch auf KFZ-Seite weder die 433MHz noch die 13,56MHz wirklich benötigt werden und ebenso auch der Schlüsselseite die Frequenzen 134KHz und 13,56MHz nicht genutzt werden, wurden hier diese zunächst Zwischenschritte beibehalten, werden in der endgültigen Ausführung dann aber auf das unbedingt notwendige beschränkt.
Auf der 13,56MHz-Ebene werden zudem jeweils die dicht benachbarte Frequenz f + df ausgebildet; dies auch um eine feste Anordnung auch für RFID-Anwendungen zu erhalten und so für ein breiteres Anwendungsspektrum für eine evtl. durchzuführende Integration zu erhalten.
Auf der Seite des KFZs musste eine zusätzliche Teilerfunktion (195) die Anpassung der Frequenzen ermöglichen.
Obwohl dieser Aufbau damit einer symmetrischen Anordnung sehr nahe kommt, wird sie hier jedoch ausschließlich als unsymmetrische Anordnung genutzt, um die Schlüsselkonstruktion so einfach wie möglich zu halten.
Wie gewohnt werden auf der Schlüsselseite das 134KHz Signal vom KFZ mit der aus der UHF abgeleiteten 134KHz-Komponente gemischt (180) und das daraus entstehende sehr niederfrequente Zwischenfrequenzsignal (182) dem UHF-Signal (171) durch Modulation (172) aufgeprägt.
Auf der KFZ-Seite wird dieses NF-Signal durch Demodulation (174) des UHF-Kanals zurückgewonnen.
Damit liegt das übertragene NF-Signal mit 134KHz zwei mal vor: Einmal vor der Aussendung bei (177), durch den konstruktionsbedingt hergestellten, gemeinsamen Phasenbezug der Frequenzen entspricht das dem Signal nach dem Teiler (195), und zum andern nach der Rückübertragung vom Schlüssel bei (183).
Der Phasenbezug der 134KHz-Signale vor der Aussendung und nach dem Empfang bleibt in den entstandenen niederfrequenten Signalen (183) und nach (195) erhalten. Aus den vorliegenden Signalen und einer niederfrequenten Vorgabe mit der Frequenz df = 1Hz, wird die Auswertung (175) in der Lage sein, den Phasenbezug den 134KHz-Signalen auf ca. 1 Mikrosekunde genau zu detektieren. Damit ist die Phasenmessung, bezogen auf das 125KHz-Signal (134KHz-Signal), mit einer Genauigkeit von 10^–6 möglich. Die 8ms des NF-Signals werden damit rechnerisch auf 8ps genau aufgelöst.
Bedingt durch das Phasenrauschen der gesamten Anordnung und einige durch Reflektionen der Außenumgebung bedingten Effekte kann die Auflösung allerdings nicht über einen Dezimeter gesteigert werden.
In dieser Anordnung besteht z.B. die Möglichkeit, durch eine geringfügige Erweiterung zu einer symmetrischen Anordnung überzugehen. In diesem Fall kann der Schlüssel die Distanz wesentlich genauer feststellen, weil auf Grund der höheren Frequenz eine wesentlich höhere Auflösung erreicht werden kann.
Überträgt der Schlüssel die von ihm gemessene Distanz im Rahmen des kryptographisch verschlüsselten Datentransfers an das KFZ, ist ein zusätzlicher Sicherheitspunkt gegeben.
Da das KFZ in der Lage ist, im Rahmen der eigenen Messung diese vom Schlüssel angegebene Distanz zu verifizieren und zugleich erkennt, dass der, der die Distanz als Ergebnis an den Torwächter gesendet hat, den kryptographisch vereinbarten Datenaustausch beherrscht, kann das KFZ sicher sein, dass die Genauigkeitsangabe, die von seinem Partner kommt, die Richtige ist.
Diese letzte genannte Möglichkeit lässt es sinnvoll erscheinen, dass nicht nur das KFZ in der Lage sein sollte, die Distanz zu messen, sondern dass es durchaus auch nützlich sein könnte, wenn auch oder sogar ausschließlich der Schlüssel, der wegen seiner höheren Frequenz mit einer höheren Auflösung arbeiten kann, die Distanzmessung ausführt.
Da im Rahmen der kryptographisch vereinbarten Datenübertragung i.a. kein Angreifer die Möglichkeit hat, die bestehende Kryptographie zu überlisten, kann er eine wie auch immer geartete Distanzmessung nicht als Ergebnis an das KFZ zu übertragen (dazu müsste er ja die Kryptographie beherrschen). Es ist also durchaus nützlich, wenn eine solche Anordnung allein aufgrund der Frequenzwahl auch in umgekehrter Richtung bei der Distanzmessung arbeiten kann.
Unter Umständen heißt das, dass nicht das KFZ, sondern der Schlüssel mit der höheren Arbeitsfrequenz und einer wesentlich besseren Auflösung diese Distanzmessung wirklich vornimmt und die Distanzmessung des KFZs mit der niedrigeren Frequenz und der geringeren Auflösung nur zur Verifikation dient.
Durch das solchermaßen realisierte Konzept einer Distanzmessung zwischen Funkpartnern kann die Entfernung zwischen den kommunizierenden Partnern während eines kryptographisch gesicherten Datenaustauschs bestimmt und diese Distanzbestimmung als Teil des gesamten Sicherheitskonzeptes aufgefasst werden.
Bypassangriffe können mit der erfindungsgemäßen Technik erfolgreich abgewehrt werden.
Beschreibung zu den Abbildungen
1: Der normale Zugang innerhalb eines Keyless Entry Systems: Schlüssel und Torwächter sind die kommunizierenden Partner.
2: Angriff auf ein Keyless-Entry-System mittels einer Bypasstechnik; hier durch Relaisstationen.
3: Abwehr durch Distanzmessung mit nützlichem Nebeneffekt der Festlegung eines gut definierten Funktionskreises.
4: Zur Ausführung in der Beschreibung, wie eine beidseitige Distanzmessung erreicht werden kann.
5: Einseitige (unsymmetrische) Ausführung; zugleich Betrachtung zur Auswirkung auf die Phasenänderung durch die technischen Komponenten.
6: Darstellung des Prinzips einer hochsensitiven Phasenmessung hier durch eine Schwebungsbildung dargestellt. Die Phasenlagen der Hochfrequenzsignale liegen auch in den niederfrequenten Überlagerungssignale vor.
7: Anordnungen, in denen frequenzerzeugende Generatoren in versch. Weise bei der Realisation einbezogen werden, hier auf ein 134KHz/13,56MHz/433MHZ-Beispiel bezogen.
8: Zuordnung der Komponenten zur Distanzmessung zu einem bestehenden Keyless Entry System. Oben ist das Blockschaltbild eines bestehenden Keyless-Entry-System, darunter die Anordnung der Komponenten zur Distanzmessung dargestellt. Links liegen die Funktionen des KFZs, rechts die Funktionen des Schlüssels. Unter dieser Blockdarstellung der sind die Einzelkomponenten, die für eine Funkdistanzmessung in dem gegebenen System nötig sind dargestellt.
9: Frequenzverändernde Funktionen der D-FlipFlops auf der Schlüsselseite unter Nutzung eines Referenzgenerators.
10: Die prinzipiellen Funktionserweiterungen der Funkpartner für eine Distanzmessung, hier Teil 1: Beispiel für den Hardwareaufwand zum Erfüllen der Mindestbedingungen für einen symmetrischen Aufbau.
11: Die prinzipiellen Funktionserweiterungen der Funkpartner für eine Distanzmessung, hier Teil 2: Beispiel für den Hardwareaufwand zum Erfüllen der Mindestbedingungen für einen unsymmetrischen Aufbau.
12: Die Darstellung zur Beschreibung der digitalen Schwebung.
13: Die Ausführungen durch Verkoppeln der hochsensitiven Phasenmessung und der Signalaufbereitung.
14 bis 17: Anordnung der hochsensitiven Phasenmessung in verschiedenen Funksystemen.

Claims

Verfahren zur Bestimmung der räumlichen Distanz zwischen kommunizierenden Stationen durch Messung der Phasenlaufzeit von Signalen, indem die Phasenlagen dieser Signale vor der Übertragung zur Partnerstation und nach der Rückreichung durch die Partnerstation relativ zueinander bestimmt werden, dadurch gekennzeichnet, a. dass die in die Distanzbestimmung einbezogenen Stationen auf ihrer Seite jeweils alle selbst generierten Signalfrequenzen, die in den Messweg mit einbezogen oder eingespeist werden, aus einer einzigen, stationseigenen Referenz – durch Teilung oder durch eine Vervielfachung z.B. in einer PLL-Konstruktionen – derart ableiten, dass alle diese selbst generierten Signalfrequenzen eine gemeinsame, bzw. unmittelbar aufeinander bezogene Frequenz- bzw. Phasenlage aufweisen, wodurch besonders auch zwischen der Signalfrequenz eines für die Empfangsfunktion benötigten, lokalen Oszillators und einer für die Sendung als Träger genutzten Signalfrequenz eine solche feste Beziehung gegeben ist, b. dass die Stationen, die eine solche Distanzbestimmung durch die Partnerstation zulassen bzw. eine solche überhaupt ermöglichen wollen, 1. das von der Partnerstation kommende, für die Distanzmessung vorgesehene Signal rückgewinnen und mit einer eigenen, möglichst ähnlichen (aber nicht exakt gleichen) Signalfrequenz eines lokalen Oszillators mischen bzw. überlagern, 2. den bei dieser Mischung bzw. Überlagerung entstehenden niederfrequenten Anteil zur Weiterverarbeitung aus dem Misch- bzw. Überlagerungssignal isolieren bzw. abtrennen, und 3. dieses niederfrequente Signal bzw. diesen niederfrequenten Signalanteil – evtl. auch nach einer zusätzlichen Frequenzuntersetzung – auf den eigenen Träger, der einen festen Phasenbezug zum lokalen Oszillator hat, aufmoduliert an die Partnerstation zurücksendet, und c. dass die Stationen, die die Distanz zur Partnerstation bestimmen wollen, 4. eine zur Distanzbestimmung vorgesehene Signalfrequenz generieren, wobei das bevorzugt die als Träger vorgesehene Signalfrequenz der jeweiligen Sendefunktion sein kann, und dieses Signal – direkt oder zuvor noch mit einer Modulation versehen – an die Partnerstation senden, 5. aus dem empfangenen Signal das in der Partnerstation aus diesem Messsignal abgeleitete niederfrequente Signal durch Demodulation aus dem von der Partnerstation empfangenen Signal übernehmen, 6. aus dem empfangenen (bzw. wiedergewonnenen) Trägersignal der Partnerstation und der Signalfrequenz des eigenen lokalen Generators der Empfangsfunktion durch Mischung ein zweites niederfrquentes Signal z.B. als eine Zwischenfrequenz gewinnen, und 7. aus den Phasenlagen zwischen den beiden so gewonnenen niederfrequenten Signalfrequenzen zueinander die Distanz zwischen den Stationen berechnet.
Verfahren zur Bestimmung der räumlichen Distanz zwischen kommunizierenden Stationen nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, dass zusätzlich eine sehr hoch auflösende Phasenmessung einbezogen wird, indem die Station, in der die Distanz zum Funkpartner bestimmt werden soll und in der die beiden für die Distanzmessung bereits aufbereiteten Zwischenfrequenz-Signale, zwischen denen die Phasenlage zu bestimmen ist, bereits vorliegen, a. diese beiden Zwischenfrequenzsignale digital aufbereitet, b. zusätzlich ein, in der Frequenz nur wenige Hz neben der Frequenz dieser Signale liegendes, digitales Signal erzeugt wird, und c. dieses zusätzliche digitale Signal sodann mit den beiden, jetzt digitalen Signalen, mittels zweier D-FlipFlop verknüpft wird, so dass d. zwei sehr niederfrequente digitale Schwebungssignale mit einer Frequenz von wenigen Hz entstehen, deren Phasenlagen zueinander in den Flankenabständen der digitalen Schwebungssignale repräsentiert sind und e. deren Flankenabstände die Phasenlage der (hochfrequenten) Signale vor der Aussendung und nach dem wiederempfangen widerspiegeln, unmittelbar auf die Distanz zwischen den Funkpartnern geschlossen werden kann.
Verfahren nach Anspruch 1 und 2 dadurch gekennzeichnet, dass mindestens zwei Signalfrequenzen in einer Station erzeugt werden, von denen eine für die jeweilige Empfangsfunktion als lokale Oszillatorfrequenz vorgesehen ist, eine zweite als Träger für die jeweilige Sendefunktion eingesetzt wird, wobei zwischen allen aus der Frequenzreferenz abgeleiteten Signalen und der Referenz selbst ein genau definierter, fester Phasenzusammenhang hergestellt wird, indem alle benötigten Frequenzen aus einer gemeinsamen Referenzfrequenz, z.B. dem Signal eines Quarzgenerators, abgeleitet werden, wobei a. diese Referenzfrequenz entweder die überhaupt in der jeweiligen Station vorgesehene höchste Signalfrequenz ist, aus der alle anderen Frequenzen durch Teilerfunktionen oder auch durch eine Abwärtsmischung gewonnen werden, oder b. höhere Frequenzen durch eine PLL-Konstruktion aus dieser Referenz gewonnen werden und tiefere Frequenzen durch eine (bevorzugt digitale) Teiler-Konstruktionen, oder c. die Referenzfrequenz ist die überhaupt in der jeweiligen Station vorgesehene niederste Signalfrequenz, aus der alle anderen Frequenzen durch eine PLL-Konstruktionen gewonnen werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis dadurch gekennzeichnet, dass das zur hochauflösenden Phasenmessung benötigte, zusätzliche, in der Frequenz nur wenige Hz neben der Frequenz der phasenabbildenden Signale liegende, digitale Signal auf jeder Ebene der in ihrer Phasenlage gekoppelten Frequenzkette erzeugt werden kann.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 4 dadurch gekennzeichnet, dass eine passive Reaktion der Partnerstation, zu der die Distanz bestimmt werden soll, dadurch sichergestellt wird, dass die das Signal generierende Station dieses Signal in der Phase und/oder Frequenz gezielt verändert, um dadurch Manipulationsversuche, z.B. durch eine verspätetet Reaktion, an dem zur Distanzmessung herangezogenen Signal erkennen zu können.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 5 dadurch gekennzeichnet, dass die gezielt vorgenommenen Änderungen in der Phase und/oder Frequenz zur Detektion von Manipulationsversuchen an dem zur Distanzmessung generierten Signal jeweils zugleich zur Datenübertragung genutzt werden, also die notwendige Datenübertragung zwischen den Stationen durch diese Phasen- oder Frequenzmodulation des zur Distanzmessung generierten Signals bewirkt wird, wodurch eine untrennbare Kopplung zwischen der Distanzmessung und einer kryptographisch gesicherten Datenübertragung selbst hergestellt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 6 dadurch gekennzeichnet, dass bei großen Frequenzunterschieden der zur Übertragung verwendeten Trägersignale eine oder beide Frequenzen noch vor Einbeziehung in das eigentliche Messverfahren durch Teilerfunktionen auf eine geeignete Zwischenfrequenzebene herabgesetzt werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 6 dadurch gekennzeichnet, dass bei sehr großen Frequenzunterschieden der zur Übertragung verwendeten Trägersignale die sehr hohe Frequenz vor Einbeziehung in das eigentliche Messverfahren durch eine dritte Referenzfrequenz auf eine Zwischenfrequenzebene herabgemischt wird.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 6 dadurch gekennzeichnet, dass bei sehr großen Frequenzunterschieden der zur Übertragung verwendeten Trägersignale sowohl die sehr hohe Frequenz des Trägersignals, als auch die für die Empfangsfunktion benötigte Frequenz eines lokalen Oszillators, noch vor Einbeziehung in das eigentliche Messverfahren durch eine dritte Referenzfrequenz beide auf eine geeignete Zwischenfrequenzebene herabgemischt werden.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 9 dadurch gekennzeichnet, dass in Zugangssystemen und RFID-Systemen die zur Distanzmessung benötigten Anordnungen unsymetrisch ausgelegt werden, so dass der Schlüssel bzw. der Transponder nur die Anforderungen erfüllen muss, die eine Distanzmessung zulassen und daher gegenüber der zur Distanzbestimmung fähigen Station bzw. Lesestation eine vereinfachte Konstruktion aufweisen können, weil sowohl die Demodulationsstufe, als auch die Auswertung wegfallen können.
Verfahren nach Anspruch 1 bis 9 dadurch gekennzeichnet, dass in symmetrisch ausgelegen Anordnungen, in der beide Stationen alle Anforderungen zur Distanzmessung erfüllen und beide zur Distanzbestimmung fähig sind, die beiden Station über den kryptographisch gesicherten Datenaustausch die jeweils gemessene Distanz untereinander austauschen.
Anordnung nach Anspruch 1 bis 11 zur Bestimmung der Distanz zu einer Partnerstation während einer laufenden Kommunikation dadurch gekennzeichnet, dass a. in der ersten Station als Frequenz des ersten Generators und zugleich als Trägerfrequenz speziell 868MHz, die in einem ersten lizenzfreien Frequenzband liegt, festgelegt wird, aus der eine Signalfrequenz von 434MHz als lokale Oszillatorfrquenz für die in dieser Station benötigten Empfangsfunktion durch eine Frequenzteilung von 1/2 gewonnen wird, b. in der zweiten Station als Frequenz des zweiten Generators und als lokaler Oszillator für die Empfangsfunktion speziell 868MHz, aber ungleich der ersten Frequenz, verwendet wird, aus der durch eine Frequenzteilung von 1/2 eine Signalfrequenz von 434MHz gewonnen wird, die als Trägerfrequenz, die in einem zweiten freien Frequenzband liegt, verwendet wird.
Anordnung nach Anspruch 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass in beiden Stationen als Frequenz der Referenzgeneratoren ca. 13,56MHz festgelegt wird, wobei eine ausgesuchte Frequenzdifferenz zur Festlegung der benötigten Frequenzunterschiede sort, mittels derer durch eine PLL-Anordnung die Frequnzen von ca. 433,92MHz erzeugt werden, indem die 433,92MHz durch einen Teiler von exakt 1/32 auf ca. 13,56MHz gebracht werden und über eine Regelschleife die Phasenlage auf einen festen Wert eingestellt wird und die beiden Frequenzen 13,56 und 433,92 beidseitig nicht exakt, sondern nur ungefähr gleich groß zur Verfügung stehen und von diesen beiden Frequenzen jeweils eine als lokale Generatorfrequenz und die andere als Träger für die Hin- und Rückübertragung von Informationen und zur gleichzeitigen Distanzmessung zur Verfügung stehen.
Anordnung nach Anspruch 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass in den kommunizierenden Stationen als Frequenz des Referenzgenerators speziell 13,56MHz festgelegt wird, woraus höherfrequentere Signalfrequenzen durch PLL-Konstruktionen und niederfrequentere Signalfrequenzen durch Teilerfunktionen (z.B. 125kHz bei Teilung durch 108 oder 134kHz bei Teilung durch 101) gewonnen werden, die als Träger für die Hin- und Rückübertragung von Informationen und als lokale Oszillatorfrequenzen der jeweiligen Empfangsfunktionen genutzt werden und so zur Datenübertragung und zur gleichzeitigen Distanzmessung geeignet sind, wobei dieses bevorzugt auf den Kanalfrequenzkombinationen 125kHz 434MHz 134kHz 434MHz 13,56MHz 434MHz 125kHz 13,56MHz 134kHz 13,56MHz 125kHz 868MHz 134kHz 868MHz 13,56MHz 868MHz 434MHz 868MHz

ausgeführt wird.
Anordnung nach Anspruch 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass mittel der Distanzmessung genau definierte Bereiche eingerichtet werden, in denen geeignete Funktions- und Zustandsunterscheidungen sowohl abgestuft nach „weit entfernt", „Annäherungsbereich" und „Nahbereich" Anwendung finden, als auch kontinuierlich nach der festgestellten Distanz eingeordnet werden.
Anordnung nach Anspruch 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass durch die Distanzmessung die Sicherung einer maximal erlaubten Kommunikationsdistanz in drahtlos arbeitenden Zugangssystemen oder Zugangssystemen erfolgt und so die Abwehr von so genannten Bypass- oder Relays-Station-Angriffen (KFZ Key) möglich wird.
Anordnung nach Anspruch 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass durch die Sicherung einer maximal erlaubten Kommunikationsdistanz, z.B. beim drahtlos arbeitenden Datentransfer, z.B. beim WLAN, in Telematikanwendungen, bei Bluetooth-Anwendungen, zugleich eine Sicherung der Zugriffs- bzw. Einwahlorte erfolgt.
Anordnung nach Anspruch 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass durch die Erfassung von Distanzen eine Sicherung vordefinierter Kommunikationsbereiche beim Einsatz in Telematik, WLAN, Bluetooth-Anwendungen und überhaupt erst die Definition von Distanzfunktionen möglich ist.
Anordnung nach Anspruch 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass durch die Sicherung einer maximal erlaubten Kommunikationsdistanz zwischen Lesestationen und den Transpondern in RFID-Anwendungen eine Sicherung vor relaybedingten Überreichweiten zur Abwehr unerlaubter Zugriffe möglich ist.
Anordnung nach Anspruch 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass für die Übertragung von Signalen zwischen zwei Stationen sowohl Signale auf Leitungen verwendet werden können, als auch Trägersignale auf Ultraschall, Licht, beliebiger elektromagnetische Wellen mit beliebiger Frequenz (Langwelle, Mittelwelle, KW, UHF, UHF, VHF, usw.) in drahtlosen Anordnungen verwendet werden.