DE10119055A1 - Vorrichtung zur Regelung des Arbeitspunkts von quasilinear arbeitenden Leistungsverstärkern für hochfrequente Nutzsignale mit Hilfe zweier Regelkreise - Google Patents

Abstract

Die vorliegende Erfindung beinhaltet eine Vorrichtung zur Regelung des Arbeitspunkts von mindestens einem im linearen Betrieb arbeitenden Leistungsverstärker 104 für hochfrequente Nutzsignale (HFNS). Zu diesem Zweck wird der Kompressionsgrad (c(t)) dieses Hochfequenz-Leistungsverstärkers 104 mit Hilfe einer ersten Regelschleife 102 geregelt. Dies geschieht über ein Steuersignal (SS¶1¶), das als Ausgangssignal einer im Rückkopplungszweig der ersten Regelschleife 102 enthaltenen zweiten Regelschleife 103 gewonnen wird. Bei diesem Steuersignal (SS¶1¶) kann es sich beispielsweise um eine zeitvariante Spannung (u¶PA,control¶(t)) und/oder einen zeitvarianten Strom (i¶PA,control¶(t)) handeln. Infolge des geringen Stromverbrauchs dieser Vorrichtung kann der durch die Kompression erzielbare mittlere Wirkungsgrad (eta¶PA,m¶) des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 wesentlich gesteigert werden.

Description

Im Bereich der Nachrichtenübertragung über die Luftschnitt­ stelle sind verschiedene Modulationsverfahren gebräuchlich. Diese Modulationsverfahren werden dabei nach verschiedenen Gesichtspunkten klassifiziert. Eine Einteilung geht dabei von den durch die zu übertragende niederfrequente Nachricht ver­ änderten (modulierten) Parametern Amplitude, Frequenz bzw. Phase einer sinusoidalen hochfrequenten Trägerschwingung aus. Dabei ergeben sich die drei Grundtypen Amplitudenmodulation (AM), Frequenzmodulation (FM) und Phasenmodulation (PM); die beiden zuletzt genannten Modulationsarten FM und PM werden auch unter der Bezeichnung Winkelmodulation (WM) zusammenge­ fasst. Eine weitere grundsätzliche Gliederung geht davon aus, ob das Linearitätsprinzip bei der Superposition mehrerer Übertragungssignale gilt oder nicht; je nachdem unterscheidet man folglich zwischen linearen Modulationsverfahren und nicht-linearen Modulationsverfahren. Beispielsweise ist AM ein lineares Modulationsverfahren, FM und PM nicht. Desweite­ ren wird unterschieden zwischen Modulationsverfahren mit kon­ stanter Hüllkurve und solchen mit Hüllkurven-Modulation. Zur ersten Gruppe gehört die im Allgemeinen nicht-lineare WM, während die AM naturgemäß eine Hüllkurven-Modulation auf­ weist. Eine weitere Möglichkeit zur Klassifikation der Modu­ lationsverfahren besteht in der Unterscheidung zwischen ana­ logen und digitalen Modulationsverfahren, je nachdem, ob es sich bei dem Nachrichtensignal um ein Analog- bzw. Digital­ signal handelt.

Analoge Nachrichtensignale sind im Allgemeinen Multiplexsig­ nale, Rundfunk- oder Fernsehsignale, die einen linearen Kanal benötigen. Die Leistungsverstärker der Signalsender in den zugehörigen Richtfunksystemen sind jedoch nicht-linear. Aus diesem Grund verwendet man in diesem Fall analoge Modulati­ onsverfahren mit konstanter Hüllkurve (meist FM). Das er­ leichtert bei Rundfunk- und Fernsehsignalen die Übertragung der darin enthaltenen, extrem niederfrequenten Anteile.

Bei digitalen Modulationsverfahren besteht die Modulation in der eindeutigen symbolweisen Zuordnung von Parametersätzen (Amplitude, Frequenz und Phase) der Trägerschwingung zu den Symbolen eines Symbolvorrats. Auf der Empfangsseite wird das Signal durch Abtastung und Entscheidung wiedergewonnen. Die modulierte Trägerschwingung muss dort lediglich zu den Ab­ tastzeitpunkten die Symbole darstellen, die die durch den Symbolvorrat festgelegten Parameter besitzen. Dieser Frei­ heitsgrad kann in der Puls- und Spektrumformung der Nachrich­ tensignale im Basisband genutzt werden, um einerseits die in­ folge Nachbarkanalstörungen auftretenden Intersymbolinterfe­ renzen zu verringern und andererseits eine größtmögliche Un­ empfindlichkeit bei der Wahl des Abtast- und Entscheidungs­ zeitpunkts zu erreichen.

Je nach Anwendungsfall kann bei der Auswahl eines Modulati­ onsverfahrens für die Übertragung von Funksignalen die spekt­ rale Effizienz oder die Leistungseffizienz im Vordergrund stehen. Bei modernen Richtfunksystemen im Regional- und Orts­ bereich mit sehr hohen Trägerfrequenzen f, etwa in einem Übertragungsband zwischen f = 18 GHz bis 23 GHz, steht die Leistungseffizienz des verwendeten Übertragungsverfahrens im Vordergrund. Dabei ist einerseits zur Maximierung des Signal­ zu-Stör-Verhältnisses S/N ein Modulationsverfahren mit mäßi­ ger spektraler Effizienz η (also für η = 1 . . . 2 Bit/(s.Hz)) zu wählen, andererseits ist auch darauf zu achten, dass die er­ forderliche Sendeleistung S mit möglichst großem Wirkungsgrad η_PA vom Leistungsverstärker des Signalsenders bereitgestellt werden kann. Aus diesem Grund wird in der Regel ein Modulati­ onsverfahren ohne oder mit geringer Hüllkurven-Modulation ge­ wählt, da dann der Leistungsverstärker des Signalsenders mit oder nahe bei seiner Sättigungsleistung betrieben werden kann. Da die komplexe Hüllkurve - abhängig von der verwende­ ten Pulsformung - zumindest annähernd konstant ist, werden diese Verfahren auch als sogenannte Phasenumtast-Modulations­ verfahren (engl.: "Phase Shift Keying", PSK) bezeichnet. Spe­ ziell bei quaternärer PSK (QPSK bzw. 4-PSK) kann durch den Einsatz der sogenannten Offset-Modulation (OQPSK) eine weite­ re Reduktion der Hüllkurven-Modulation erreicht werden. Dabei werden die Modulationssignale im I- und Q-Kanal um eine halbe Symbolperiode (Δt_v = T_S/2) gegeneinander versetzt; die Sig­ nalkonstellation von OQPSK ist also in der I-Q-Ebene um die Phasendifferenz Δϕ = +45° = +π/4 rad gegenüber der Signal­ konstellation von QPSK gedreht.

Bei moderenen Mobilfunk-Standards sind teilweise bereits heu­ te Modulationsverfahren mit nicht-konstanter Hüllkurve vorge­ sehen. In diesem Zusammenhang ist insbesondere der UMTS- Standard (mit dem Bandspreizverfahren W-CDMA) zu nennen, bei dem im Uplink eine simultane Modulation der Amplitude und Phase der Basisbandsignale Verwendung findet. Man spricht da­ bei von dem sogenannten "Hybrid Phase Shift Keying" (HPSK).

Insbesondere bei der Verstärkung von HPSK-modulierten Hoch­ frequenz-Signalen - beispielsweise in der Sendeendstufe eines Mobilfunk-Endgerätes - muss darauf geachtet werden, dass die Verstärkung mit sehr hoher Genauigkeit erfolgt, also frei von Amplitudenverzerrungen infolge von Nichtlinearitäten der Ver­ stärker-Kennlinie sowie frei von Phasenverzerrungen. Die An­ steuerung eines Verstärkers mit Signalamplituden im Bereich des Übergangs von Kleinsignal- zu Großsignal-Parametern be­ wirkt nämlich bei einer Amplitudenmodulation (AM) am Ein­ gangstor des Verstärkers eine zusätzlich zur Amplitudenmodu­ lation (AM) auftretende Phasenmodulation (PM) am Ausgangstor des Verstärkers. Man spricht in diesem Zusammenhang von der sogenannten AM-PM-Umwandlung. Durch den nicht-linearen Cha­ rakter der Übertragungsfunktion eines Hochfrequenz-Leistungs­ verstärkers werden bei Großsignalbetrieb Amplituden- und Pha­ sen-Verzerrungen im verstärkten Signal am Ausgangstor des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers erzeugt. Diese lassen sich im Allgemeinen durch den Amplituden-Kompressionsfaktor

mit den Bezeichnungen
P_e: Gleichsignal-Eingangsleistung des Verstärkers,
P_a: Gleichsignal-Ausgangsleistung des Verstärkers,
ΔP_e: Änderung der Eingangsleistung des Verstärkers,
ΔP_a: Änderung der Ausgangsleistung des Verstärkers
bzw. durch den sogenannten AM-PM-Umwandlungsfaktor

k = P_e.(Δϕ/ΔP_e) (in °/dB)

beschreiben. Die Größen c und k bestimmen den kubischen Dif­ ferenzfaktor

D₃ = 10.lg((c/2)² + k²) (in dB),

der bei der Aussteuerung der Übertragungskennlinie in den quasi-linearen Bereich eine Rolle spielt. Typische Werte für die AM-PM-Umwandlung eines Mikrowellen-Verstärkers liegen bei Phasenverzerrungen k von k ≈ ±1 °/dB bis ±5 °/dB. Geringe nicht-lineare Phasenverzerrungen, die bei der Verstärkung ei­ nes amplitudenmodulierten Signals auftreten, können mathema­ tisch beispielsweise durch ein Polynom dritten Grades oder mit Hilfe der Volterra-Reihen näherungsweise beschrieben wer­ den. Die in den Mobilfunkstandards der Zukunft, beispielswei­ se dem bereits erwähnten UMTS-Standard, definierten digitalen Modulationsverfahren reagieren äußerst empfindlich auf ver­ zerrungsbedingte Bitfehler. Werden mehrere Sendesignale über­ tragen oder enthält das Sendespektrum eines einzelnen Senders zeitgleich mehrere Frequenzanteile, wird das Sendespektrum zusätzlich durch sogenannte Intermodulationsprodukte

f_IM = |m₁.f_S1 + m₂.f_S2 + m₃.f_S3 + . . .

mit den Frequenzen f_Sn der Sender S_n
und den Faktoren m_n = 0, ±1, ±2, ±3 etc. ∍ n ∈ IN
unerwünscht aufgeweitet. Üblicherweise werden bei Empfängern nur die Intermodulationsprodukte

f_IM2 = |1.f_S1 ± 1.f_S2| (Intermodulation 2. Ordnung, IM2) und

f_IM3 = |2.f_S1 ± 2.f_S2| (Intermodulation 3. Ordnung, IM3)

betrachtet, häufig treten aber auch Fälle mit Intermodulati­ onsprodukten höherer, vornehmlich fünfter Ordnung auf. Sie entstehen als Folge der nicht-linearen Kennlinien der an der Signalübertragung beteiligten Übertragungsglieder, sofern an diesen Übertragungsgliedern mehrere Sendesignale anliegen. Fallen Intermodulationsprodukte in das Nutzband des Empfän­ gers, kommt es aufgrund der Nachbarkanalleistung (engl.: jacent Channel Power", ACP, bzw. "Adjacent Channel Leakage Ratio", ACLR) bei den durch diese Intermodulationsprodukte f_IM festgelegten Frequenzen zu Störungen des Empfangssignals. Aus den genannten Gründen sind in den Systemstandards bzw. Systemspezifikationen strenge Vorschriften bezüglich der zu­ lässigen Amplituden- und Phasenfehler sowie der zulässigen Nachbarkanalleistung enthalten.

Die in den Spezifikationen von Verstärkern in Sende- und Emp­ fangsgeräten für Hochfrequenz-Signale festgelegten Fehler­ grenzen und Nachbarkanalleistungen können nur mit hochgradig linear arbeitenden Sendeverstärkern oder durch Einsatz zu­ sätzlicher Vorverzerrer- bzw. Entzerrungsschaltungen zur Li­ nearisierung der Übertragungskennlinie eingehalten werden. Der lineare Betrieb eines Klasse-A-Verstärkers setzt bei­ spielsweise voraus, dass der 1 dB-Ausgangskompressionspunkt des Verstärkers, also derjenige Ausgangsleistungspegel 10.lg(P_a/1 mW) (in dBm), bei der die Verstärkung G (in dB) ei­ nes Transistorverstärkers um ΔG = 1 dB kleiner ist als im Sättigungsbereich, deutlich oberhalb des Spitzenleistungspegels des Ausgangssignals liegt. Diese Anforderung ist bei der Auslegung sämtlicher Verstärkerstufen und Steuersignale des Verstärkers zu berücksichtigen. Bei einer solchen Auslegung des Verstärkers für die maximal bereitzustellende Ausgangs­ leistung ergibt sich jedoch bei kleinen Leistungspegeln eine unnötig hohe Stromaufnahme. Der Wirkungsgrad des Verstärkers sinkt also mit abnehmendem Ausgangsleistungspegel schnell ab. Dies stellt einen ernst zu nehmenden Gebrauchswert-Nachteil für den Benutzer dar, weil es eine unnötig hohe Stromaufnahme und damit relativ kurze Ladezyklen für den Akku des Mobil­ funk-Endgeräts mit sich bringt. Dies ist besonders gravierend bei künftigen Geräten nach dem UMTS-Standard, weil bei diesen der Sender im sogenannten Vollduplex-Betrieb kontinuierlich betrieben wird. Für diese Geräte muss folglich eine geringe Stromaufnahme gewährleistet werden.

Leistungsverstärker werden nach ihrer Betriebsart in die Klassen A, AB, B und C eingeteilt, wobei der zulässige Be­ reich des vom jeweiligen Arbeitspunkt des Leistungsverstär­ kers abhängigen Stromflusswinkels Θ (0 rad ≦ Θ ≦ π rad) als Klassifikationsmerkmal dient. Der Wirkungsgrad η_PA eines Leistungsverstärkers wächst dabei in Reihenfolge der alphabe­ tischen Bezeichnung der verschiedenen Verstärkerklassen. Er ist definiert als das Verhältnis der an einer Lastimpedanz Z_L abgegebenen Ausgangsleistung P_a am Ausgang eines Verstärker- Zweitors zur insgesamt aufgenommenen Leistung. Diese setzt sich zusammen aus der Eingangsleistung P_e am Eingang des Ver­ stärker-Zweitors und der von der Betriebsspannungsquelle ge­ lieferten Leistung P₀ = P_a + P_th, wobei P_th die an die Umgebung abgeführte thermische Verlustleitung ist. Der Wirkungsgrad η_PA des Leistungsverstärkers ist somit für Gleichsignal- Leistungen gegeben durch die Beziehung

η_PA = P_a/(P_e + P₀) = Pa/(P_e + P_a + P_th) ≈ P_a/(P_a + P_th) für P_a << P_e.

Herkömmliche lineare Hochfrequenz-Leistungsverstärker werden vor allem bei Einseitenbandsendern sowie im Bereich der Fernsehsignalübertragung zur verzerrungsarmen Verstärkung von amplitudenmodulierten Schwingungen verwendet. Im Gegensatz zu breitbandigen Niederfreguenz-Leistungsverstärkern interessie­ ren Verzerrungsprodukte hauptsächlich dann, wenn sie in den Durchlassbereich des meist schmalbandigen Hochfrequenz- Leistungsverstärkers fallen. Bei einer Erhöhung der Aussteue­ rung des Verstärkers steigt zwar der Wirkungsgrad η_S des Sen­ ders, aber noch stärker nehmen die Verzerrungsprodukte zu. Zur Verzerrungsminderung existieren mehrere Methoden, von de­ nen manche mitunter gleichzeitig in einem Verstärker einge­ setzt werden. Von diesen nach heutigem Stand der Technik ge­ bräuchlichen Methoden werden im Folgenden einige beispielhaft aufgeführt.

Zur Linearisierung der Übertragungskennlinie einer nicht- linearen Verstärkeranordnung wird heute in konventionellen Sendeverstärkern (insbesondere bei Fernsehsendern) als zu­ sätzliche Maßnahme beispielsweise eine Vorverzerrung des mo­ dulierten Sendesignals vorgenommen, mit der die nicht-lineare Übertragungskennlinie des eigentlichen Sendeverstärkers in­ vers nachgebildet wird. Aus der additiven Überlagerung der realen Übertragungskennlinie des Verstärkers und des invers nachgebildeten Amplitudenganges eines modulierten Signals er­ gibt sich insgesamt eine annähernd lineare Übertragungsfunk­ tion. Diese Maßnahme ist jedoch, wie andere Maßnahmen ähnli­ cher Art auch, in der elektronischen Realisierung relativ aufwendig und ermöglicht eine Linearisierung der Gesamt- Übertragungskennlinie nur bis zu einem gewissen Grade.

Aus der Praxis des Anmelders ist es weiterhin bekannt, mit dem Ziel der Linearisierung einer Verstärkerkennlinie die Stromaufnahme einzelner Transistorstufen mit einer von der erwarteten Ausgangsleistung abhängigen Sollgröße zu verglei­ chen und die Arbeitspunkte der einzelnen Transistoren in Ab­ hängigkeit vom Vergleichsergebnis nachzuführen.

Zur Unterdrückung unerwünschter Nebeneffekte von Nichtlinea­ ritäten der Verstärkerkennlinie eines Sendeverstärkers - näm­ lich der Aufweitung des Sendefrequenzspektrums durch Intermo­ dulationseffekte (hauptsächlich dritter Ordnung) - sind Ge­ genkopplungsverfahren bekannt, bei denen durch einen Ver­ gleich des Leistungsdichtespektrums von unverzerrten Ein­ gangssignalen und ihren verzerrten Ausgangssignalen sowie durch geeignete Amplituden- und Phaseneinstellung am Ausgang des Vergleichers die Intermodulationsprodukte als Fehlersig­ nal aus dem Gesamtsignal abgetrennt werden. Das als Differenz zwischen Ausgangs- und Eingangssignal eines zu linearisieren­ den Sendeverstärkers gewonnene Fehlersignal, also eine Schwingung, die praktisch nur aus Verzerrungen besteht, wird zur Intermodulations-Gegenkopplung über geeignete Koppelele­ mente in eine Eingangsstufe des Sendeverstärkers eingespeist. Durch die Anwendung dieser zusätzlichen Maßnahme können al­ lerdings nur die durch Nichtlinearitäten hervorgerufenen In­ termodulationsprodukte minimiert werden.

Ein weiteres aus der Praxis des Anmelders bekanntes Verfahren ermöglicht die Bewertung der Linearität einer Verstärker- Kennlinie sowie die Regelung der Transistor-Arbeitspunkte der einzelnen Verstärker-Transistorstufen. Zu diesem Zweck wird das durch geeignete Schaltungskomponenten ermittelte Verhält­ nis aus Oberwellen- und Nutzleistung herangezogen. Bei diesem Verfahren werden die Kollektor- bzw. Drainströme der Transis­ toren eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers auf einen Min­ destwert eingestellt, um die Erfüllung der geltenden Lineari­ tätsanforderungen zu gewährleisten. Der Ausgangssignalpegel wird dabei über eine Variation des Eingangssignalpegels gere­ gelt. Als Bewertungskriterium zur Bewertung der Linearität der Verstärker-Kennlinie dient der Quotient aus der Oberwel­ len- und Nutzsignalleistung des Signals am Ausgangstor des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers. In einer bevorzugten Aus­ führungsform dieses Verfahrens wird der Eingangssignalpegel im Rahmen einer "klassischen" Leistungsregelung mit Hilfe ei­ ner Regelschleife geregelt.

In einer anderen Ausführung wird die Steuerung des Eingangs­ signalpegels durch eine spezielle Steuereinheit unter Zugriff auf eine tabellenartig gespeicherte Zuordnungsvorschrift (engl.: "Look-Up Table") zwischen Verstärkungs- bzw. Aus­ gangssignalpegelwerten und Eingangssignalpegelwerten ausge­ führt. Eine solche Realisierung setzt das Vorhandensein ent­ sprechender Speicher- und Verarbeitungsmittel voraus, ist a­ ber bei einem mikroprozessorgesteuerten Gerät wie einem Mo­ biltelefon ohne weiteres möglich. In einer speziellen Ausbil­ dung kann die erwähnte Steuerung des Eingangssignalpegels auch aufgrund von Steuersignalen erfolgen, die dem Sendegerät von außen zugeführt werden - beispielsweise im Rahmen des "Closed Loop Power Control" nach dem UMTS-Standard, wobei dem Mobiltelefon periodisch durch die Basisstation ein Befehl zur Einstellung des Sendeleistungspegels (Absenkung oder Erhöhung um einen bestimmten Betrag oder Faktor) übermittelt wird. Der Vorgang der Änderung des Eingangssignalpegels kann insbeson­ dere als Variation der Dämpfung eines dem Verstärkereingang vorgelagerten Dämpfungsgliedes ablaufen.

In einem bereits vorgeschlagenen Verfahren zur Steigerung des Wirkungsgrades von Hochfrequenz-Leistungsverstärkern werden der jeweilige minimale Kollektor- bzw. Drainstrom i_C(t) bzw. i_D(t) (in A) und/oder die Versorgungsspannung u_v(t) (in V) der einzelnen Transistorstufen eines Hochfrequenz- Leistungsverstärkers geregelt. Der Ausgangsleistungspegel 10.lg(p_a(t)/1 mW) (in dBm) des Verstärkers kann dabei über die Variation des Eingangsleistungspegels 10.lg(p_e(t)/1 mW) (in dBm) in einer Leistungsregelschleife geregelt werden. Die Re­ gelung der Ströme i_C(t) bzw. i_D(t) bzw. der Spannung u_v(t) ge­ schieht dabei über die Konstanthaltung des Kompressionsgrades c(t) dieses Hochfrequenz-Leistungsverstärkers in einer von der Leistungsregelschleife getrennten Regelschleife. Als Maß für den Kompressionsgrad c(t) dient das Verhältnis vom PMR des Ausgangssignals zum PMR des Eingangssignals. Das PMR (engl.: "Peak-to-Mean Ratio", in dB) eines zeitvarianten Sig­ nals der Leistung p(t) entspricht dabei dem Quotienten aus der momentanen Spitzenwertleistung p_peak(t) (in W) und der mo­ mentanen Mittelwertleistung p_avg(t) (in W) dieses Signals. Das PMR des Verstärker-Eingangssignals wird durch das verwendete Modulationsverfahren und durch das Sendesignal bestimmt. Bei Verwendung des Bandspreizverfahrens W-CDMA als Kodierung kann der Einfluss des Modulationssignals auf das PMR aufgrund der zusätzlichen Signalspreizung mit einem Spreizkode hoher Chip­ rate vernachlässigt werden. Für die beim Mobilfunkstandard UMTS im Uplink verwendete HPSK als Modulationsverfahren gilt: PMR_HPSK ≈ 3,5 dB. Mit Hilfe dieses Verfahrens kann der Ar­ beitspunkt der Transistorstufen des Hochfrequenz-Leistungs­ verstärkers derart geregelt werden, dass das PMR des Signals am Ausgangstor des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers (inner­ halb vorgebbarer Toleranzgrenzen) konstant bleibt. Eine Ver­ ringerung des PMR kann durch eine Kompression des Spitzen­ wertleistungspegels 10.lg(p_peak(t)/1 mW) (in dBm) verursacht werden. Dies kann durch eine Abregelung des Kollektor- bzw. Drainstroms i_C(t) bzw. i_D(t) und/oder der Versorgungsspannung u_v(t) geschehen respektive durch eine Erhöhung des Sendesig­ nalpegels 10.lg(p_e(t)/1 mW). Die im Mobilfunkbereich gängigen Halbleitertechnologien (HBT, Bipolar, MESFET), die bei der Entwicklung von Hochfrequenz-Leistungsverstärkern zum Einsatz kommen, weisen eine starke Korrelation zwischen dem Kompres­ sionsgrad c(t) eines Leistungsverstärkers und der gemessenen Nachbarkanalleistung (ACLR) auf. Infolge der Regelung des Kompressionsgrades c(t) kann somit also auch die Nachbarka­ nalleistung (ACLR) näherungsweise konstant gehalten werden, woraus eine Minimierung des Gesamtstromverbrauchs resultiert.

Bei der praktischen Realisierung dieses Vorschlags wird ein logarithmischer Verstärker (engl.: "True Logarithmic Ampli­ fier") für hochfrequente Sendesignale (HFNS) verwendet. Das Eingangssignal wird dabei zunächst von einer Detektordiode gleichgerichtet und dann über einen Verstärker mit logarith­ mischer Übertragungsfunktion verstärkt. Bezeichnet man die Spannungsamplitude der zeitvarianten Eingangsspannung u_e(t) mit U_e und die der zeitvarianten Ausgangsspannung u_a(t) mit U_a, so ergibt sich der proportionale Zusammenhang

U_a = a.lg(U_e/U₀),

wobei U₀ eine vorgebbare Referenz-Gleichspannung (in V) und a die Steigung der Übertragungsfunktion (in mV/dB) ist. Ein ty­ pischer Wert für die Steigung a ist a = 25 mV/dB. Bei der Verstärkung bleibt die Phaseninformation des Eingangssignals u_e(t) erhalten. Aufgrund der logarithmischen Kennlinie werden jedoch kleine Signalamplituden mehr verstärkt als große Sig­ nalamplituden. Folglich erzeugt ein sinusoidales Eingangssig­ nal u_e(t) ein nicht-sinusoidales Ausgangssignal u_a(t).

Der schaltungstechnische Aufwand zur Erzeugung eines loga­ rithmischen Verstärkers für Analogsignale ist verhältnismäßig groß. Aus diesem Grund verwendet man in der Praxis analoge Schaltungen, die eine approximierte logarithmische Übertra­ gungsfunktion generieren. Im Niederfrequenz-Bereich kann die logarithmische Übertragungsfunktion angenähert werden, indem man beispielsweise zwei antiparallel geschaltete Dioden als Rückkopplungselement eines Operationsverstärkers einsetzt. Im Hochfrequenzbereich wird die logarithmische Übertragungsfunk­ tion in der Regel durch Aneinanderfügen linearer Kennlinien­ stücke approximiert.

Eine Schwierigkeit ist ferner, dass logarithmische Verstärker nach diesem Schaltungsprinzip üblicherweise auf Frequenzen f unterhalb einer Grenzfrequenz f_G = 1 GHz beschränkt sind. Das Sendesignal muss ggf. auf eine niedrige Zwischenfrequenz f_Z (mit f_Z < f_G) heruntergemischt werden. Ein weiterer Nachteil logarithmischer Verstärker ist unter Umständen der begrenzte Dynamikbereich. Ferner muss durch geeignete Maßnahmen dafür Sorge getragen werden, dass kapazitive bzw. induktive Inter­ aktionen zwischen dem auf eine niedrige Zwischenfrequenz f_Z heruntergemischten Sendesignal und sonstigen im Gesamtsystem vorhandenen Signalen die Systemfunktionen nicht beeinträchtigen könenn. Dies kann beispielsweise durch eine geeignete Layoutauslegung beim Entwurf der Schaltungsanordnung für ei­ nen logarithmischen Verstärker bzw. durch Einführung von ge­ eigneten Abschirmungen für kapazitive bzw. induktive Störsig­ nale geschehen. Für hohe Übertragungsqualität sind logarith­ mische Verstärker mit hohem Dynamikbereich und mit großer Bandbreite erforderlich. Daraus resultieren jedoch als Nachteile ein hoher schaltungstechnischer Aufwand sowie ein hoher Stromverbrauch.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung zur Regelung des Arbeitspunktes eines Leis­ tungsverstärkers anzugeben, welche oben genannte Nachteile zumindest teilweise vermeidet.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung mit den Merkmalen nach Patentanspruch 1 gelöst. Weiterbildungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.

Die Erfindung beruht demnach auf dem Gedanken, im Gegensatz zu dem oben beschriebenen Vorschlag zur Regelung der Aus­ gangsleistung von Hochfrequenz-Leistungsverstärkern kommt die erfindungsgemäße Lösung ohne die Verwendung eines logarithmi­ schen Verstärkers für breitbandige Signale mit großem Dyna­ mikbereich aus. Infolgedessen kann auf Schaltungskomponenten, die eine Frequenzmischung des hochfrequenten Nutzsignals (HFNS) auf eine niederfrequente Zwischenfrequenz f_Z innerhalb der Bandbreite des Verstärkers vornehmen, verzichtet werden. Anstelle des schaltungstechnisch nur unter großem Aufwand zu realisierenden logarithmischen Detektors hoher Bandbreite und großem Dynamikbereich kann eine einfach zu realisierende De­ tektordiode für Hochfrequenzsignale verwendet werden. Somit wird die Auslegung eines Systems zur Regelung von Hochfre­ quenz-Leistungsverstärkern für breitbandige Nutzsignale er­ möglicht. Mit Hilfe des erfindungsgemäßen Lösungsprinzips wird außerdem gewährleistet, dass die Übertragungskennlinie des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers unempfindlicher auf die temperaturabhängigen Eigenschaften der Detektordiode und an­ derer elektronischer Bauelemente, die im Rahmen der erfin­ dungsgemäßen Lösung vorteilhaft eingesetzt werden, reagiert. Im Vergleich zum Stand der Technik kommt die erfindungsgemäße Lösung bei gleicher Qualität des Verstärker-Übertragungs­ verhaltens mit einem wesentlich geringeren Stromverbrauch aus. Vorteilhaft wirkt sich ferner aus, dass alle im Rahmen der erfindungsgemäßen Lösung eingesetzten Verstärker-Bau­ elemente mit preisgünstigen (Operations-)Verstärkern niedri­ ger Übertragungsqualität realisiert werden können, ohne dass dadurch die Qualität der Leistungsregelung für das Signal am Ausgangstor des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers vermindert wird.

Weitere Vorteile und Zweckmäßigkeiten der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen sowie der nachfolgenden Be­ schreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels, das in der Fig. 1 skizziert ist. Im Detail zeigt

Fig. 1 ein Funktions-Blockschaltbild einer Schaltungsan­ ordnung zur Regelung des Arbeitspunktes eines Hoch­ frequenz-Leistungsverstärkers, der als Sendever­ stärker in einem Signalsender für Hochfrequenz- Signale (HFNS) als Schaltungskomponente integriert ist.

Der Hochfrequenz-Leistungsverstärker 104 wird dabei so gere­ gelt, dass er den zur Durchführung der HPSK-Modulation eines Nutzsignals hohen Linearitätsanforderungen genügt. Zu diesem Zweck wird der Kompressionsgrad (c(t)) dieses Leistungsver­ stärkers 104 mit Hilfe eines Steuersignals (SS₁) in einer ersten Regelschleife 102, bestehend aus einem Steuerzweig (SZ₁) und einem Rückkopplungszweig (RZ₁), geregelt, woraus eine Steigerung des durch die Kompression erzielbaren mittle­ ren Wirkungsgrads (η_PA,m) des Hochfrequenz-Leistungsverstär­ kers 104 resultiert. Dazu wird der Kompressionsgrad (c(t)), also das Verhältnis aus Spitzenwert- und Mittelwertleistung (engl.: "Peak-to-Mean Ratio", PMR) des hochfrequenten Nutz­ signals (HFNS) am Ausgangstor des Hochfrequenz-Leistungsver­ stärkers 104, näherungsweise auf einem konstanten Wert gehal­ ten. Es ist dabei vorgesehen, dass das Steuersignal (SS₁) als Ausgangssignal einer zweiten Regelschleife 103, bestehend aus einem Steuerzweig (SZ₂) und einem Rückkopplungszweig (RZ₂), gewonnen wird. Mit Hilfe dieser zweiten Regelschleife ist es möglich, das hochfrequente Eingangssignal der Detektordiode 107 innerhalb vorgebbarer Toleranzgrenzen näherungsweise kon­ stant zu halten.

Mit Hilfe dieses Verfahren lässt sich, unabhängig von der be­ reitzustellenden Ausgangsleistung, permanent ein auf einen hohen Wirkungsgrad (η_PA,m) optimierter Arbeitspunkt eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers beibehalten. Speziell bei geringer Aussteuerung des Verstärkers kann die Stromaufnahme deutlich reduziert werden. Werden derartig optimierte Leis­ tungsverstärker beispielsweise zur Verstärkung der Sendeleis­ tung von Mobiltelefon-Applikationen eingesetzt, kann die La­ dezykluszeit für die Akkus des Mobiltelefons spürbar verlän­ gert werden. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf Mobiltelefon-Applikationen beschränkt, sondern kann auch bei einer Vielzahl von Anwendungen erfolgreich eingesetzt werden, die bei Kenntnis dieser Anmeldung im Rahmen fachgemäßen Han­ delns liegen.

Die zweite Regelschleife 103 zur Gewinnung des Steuersignals konstanter Leistung (SS₁) kann dabei als Schaltungskomponente im Rückkopplungszweig (RZ₁) der ersten Regelschleife 102 ent­ halten sein.

Im Steuerzweig (SZ₁) der ersten Regelschleife 102 kann ein Richtkoppler 105 enthalten sein, mit dessen Hilfe eine Aus­ kopplung der einfallenden Welle der vom Hochfrequenz- Leistungsverstärker 104 verstärkten hochfrequenten Nutzsigna­ le (HFNS) mit der komplexen Wellenamplitude a₁ erreicht wird. Alternativ kann zur Auskopplung der einfallenden Welle auch ein ein- und ausgangsseitig angepasster, entkoppelter 3 dB- Leistungsteiler verwendet werden. In einem speziellen Ausfüh­ rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist der Richtkoppler 105 dem Hochfrequenz-Leistungsverstärker 104 nachgeschaltet. Der Richtkoppler 105 koppelt dabei einen Teil der Verstärker- Ausgangsleistung auf dem Signalweg zu einer Antenne 117 aus.

In diesem speziellen Ausführungsbeispiel der vorliegenden Er­ findung ist im Steuerzweig (SZ₂) der zweiten Regelschleife 103 ein Hochfrequenz-Verstärker 106 mit näherungsweise linea­ rer Übertragungsfunktion im Kleinsignalbereich sowie mit ein­ stellbarem Verstärkungsfaktor (G) (engl.: "Variabel Gain Amplifier", VGA) für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) enthal­ ten, mit dessen Hilfe eine regelbare Verstärkung der vom Richtkoppler 105 ausgekoppelten Leistung der hochfrequenten Nutzsignale (HFNS) erreicht wird. Dem Eingang dieses Verstär­ kers 106 wird ein durch den Richtkoppler 105 abgezweigter Signalanteil des hochfrequenten Nutzsignals (HFNS) zugeführt. Dieser gelangt zu einer Detektordiode 107, welche den Nutz­ leistungsanteil des Gesamt-Ausgangssignals des Hochfrequenz- Leistungsverstärkers 104 ermittelt. Der Frequenz- bzw. Tempe­ raturgang des Verstärkers 106 wird mit Hilfe der zweiten Re­ gelschleife 103 ausgeregelt. Der Regelbereich des Verstärkers 106 wird vorteilhaft so ausgelegt, dass zumindest der ge­ wünschte Arbeitsbereich des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 abgedeckt ist und zusätzlich Toleranzen bezüglich der Be­ triebsfrequenz, Temperatur, Alterung und Versorgungsspannung der Verstärker-Anordnung 101 berücksichtigt werden. Die im Blockschaltbild 101 angegebenen Leistungspegel gelten bei­ spielhaft für Ausgangspegel des Hochfrequenz-Leistungsver­ stärkers 104 zwischen -27 dBm und +23 dBm. Der Verstärker 106 ist zweckmäßigerweise so auszulegen, dass sich das PMR des an seinem Eingangstor anliegenden Hochfrequenzsignals beim Pas­ sieren des Verstärkers nicht ändert. Zu diesem Zweck muss der Verstärker 106 strenge Linearitätsanforderungen erfüllen.

Im Steuerzweig (SZ₂) der zweiten Regelschleife 103 ist eine Schottky-Diode als Detektordiode 107 für hochfrequente Nutz­ signale (HFNS) vorgesehen, die mit dem Ausgangstor des Hoch­ frequenz-Verstärkers 106 mit einstellbarem Verstärkungsfaktor (G) verbunden ist. Mit ihrer Hilfe kann die hochfrequente Ausgangsleistung des Verstärkers 106, also der Nutzleistungs­ anteil des hochfrequenten Signals am Ausgangstor des Verstär­ kers 106, gemessen werden. Der Spannungsabfall an einem ange­ passten Abschlusswiderstand (bzw. Innenwiderstand der Detek­ tordiode 107) wird dabei von der Detektordiode 107 gleichge­ richtet. Der Gleichanteil des gemessenen Dioden- Ausgangssignals dient dabei als Maß für die Leistung des am Eingangstor der Detektordiode 107 anliegenden Hochfrequenz­ signals. Mit Hilfe der zweiten Regelschleife 103 wird gewähr­ leistet, dass die Detektordiode 107 stets in demselben Hoch­ frequenz-Arbeitspunkt betrieben wird. Dadurch ist der Einsatz einfacher und kostengünstiger Detektordioden 107 möglich. Niedrige Eingangsleistungspegel können bei der Detektordiode 107 zu Messfehlern infolge von Thermospannungen am Eingangs­ tor führen. Der Temperaturgang der Detektordiode 107 ist nicht-linear und vom Eingangsleistungspegel abhängig. Er kann jedoch im vorliegenden Ausführungsbeispiel der Erfindung nach Fig. 1 vernachlässigt werden, solange die Steigung der Über­ tragungsfunktion der verwendeten Detektordiode 107 (also das PMR) im interessierenden Dynamikbereich - innerhalb vorgebba­ rer Toleranzgrenzen - näherungsweise konstant bleibt, da das Ausgangssignal der Detektordiode 107 einer Differenzmessung unterzogen wird.

Zur Ermittlung des PMR werden Spitzenwert- und Mittelwert­ leistung des hochfrequenten Signals am Ausgangstor der Detek­ tordiode 107 bestimmt. Der Rückkopplungszweig (RZ₁) der ers­ ten Regelschleife 102 enthält zu diesem Zweck einen Schal­ tungsknoten 115 mit einer Verzweigung in eine Parallelschal­ tung, bestehend aus zwei Signalpfaden (SP₁ und SP₂). Dabei verfügt der erste Signalpfad (SP₁) über einen Spitzenwert- Detektor 108, welcher zur Ermittlung der Signalspitzen im hochfrequenten Nutzsignal (HFNS) am Ausgangstor der Detektor­ diode 107 dient.

Der zweite Signalpfad (SP₂) verfügt über einen Mittelwert- Detektor 109, welcher zur Bestimmung des arithmetischen Mit­ telwerts des hochfrequenten Nutzsignals (HFNS) am Ausgangstor der Detektordiode 107 dient. Der Verstärkungsfaktor (G) des Hochfrequenz-Verstärkers 106 wird dabei mittels der zweiten Regelschleife 103 so geregelt, dass sich am Ausgangstor des Verstärkers 106 ein vom Wert des Leistungspegels an seinem Eingangstor unabhängiger Mittelwertleistungspegel (Forderung: 10.lg(p_avg(t)/1 mW) dBm = const.!) ergibt.

In diesem speziellen Ausführungsbeispiel ist ferner im Rück­ kopplungszweig (RZ₁) der ersten Regelschleife 102 ein nicht- invertierender Summationsverstärker 110 für Spannungssignale enthalten, der zur Addition der mit (-1) multiplizierten zeitvarianten Spannung u_peak(t) (Istwert Nr. 1) am Ausgangstor des Spitzenwert-Detektors 108, zur Addition der zeitvarianten Spannung U_avg(t) (Istwert Nr. 2) am Ausgangstor des Mittel­ wert-Detektors 109 zum Zweck einer Ermittlung des Kompressi­ onsgrads c(t) (PMR) sowie zur Addition einer vorgebbaren zeitinvarianten Spannung U_c,soll (Sollwert) zum Zweck einer ex­ ternen Steuerung des Kompressionsgrads c(t) (PMR) dient. Mit Hilfe der Spannung U_c,soll ist es möglich, größere Frequenzab­ hängigkeiten der Übertragungskennlinie des Hochfrequenz- Leistungsverstärkers 104, die vor allem bei Mehrbandbetrieb auftreten, auszugleichen.

Im Rückkopplungszweig (RZ₁) der ersten Regelschleife 102 be­ findet sich bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel ein nicht-invertierender Integrationsverstärker 111, der zur Er­ zeugung einer zeitvarianten Spannung (u_PA,control(t)) bzw. eines zeitvarianten Stroms (i_PA,control(t)) als Steuersignal (SS₁) für den Hochfrequenz-Leistungsverstärker 104 dient. Aufgrund der Leistungsregelung liegt am Eingangstor der Detektordiode 107 stets ein Signal mit (abgesehen von der Hüllkurvenschwankung infolge der Amplitudenmodulation des Ausgangssignals) kon­ stantem Mittelwertleistungspegel 10.lg(p_avg(t)/1 mW) (in dBm) an.

Im Rückkopplungszweig (RZ₂) der zweiten Regelschleife 103 be­ findet sich bei diesem speziellen Ausführungsbeispiel ein nicht-invertierender Integrationsverstärker 112, der zur Er­ zeugung der zeitvarianten Spannung (U_VGA,control(t)) als Steuer­ signal (SS₂) für den Hochfrequenz-Verstärker 106 mit ein­ stellbarem Verstärkungsfaktor (G) dient.

Ein weiterer nicht-invertierender Summationsverstärker 114 für Spannungssignale befindet sich im Rückkopplungszweig (RZ₂) der zweiten Regelschleife 103. Er erfüllt die Funktion der Addition der zeitvarianten Ausgangsspannung u_avg(t) des Mittelwert-Detektors 109 und der zeitinvarianten Offsetspan­ nung U_off einer Gleichspannungsquelle 113. Mit Hilfe der Off­ setspannung U_off wird der Hochfrequenz-Arbeitspunkt der Detek­ tordiode 107 eingestellt.

Bei der ersten Regelschleife 102 handelt es sich in diesem Ausführungsbeispiel um eine Schaltungsanordnung zum Zweck ei­ ner verzerrungsfreien Verstärkung der am Eingangstor des Leistungsverstärkers 104 anliegenden hochfrequenten Nutzsig­ nale (HFNS). Bei dem Steuersignal (SS₁) zur Regelung des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 in der ersten Regel­ schleife 102 kann es sich beispielsweise um eine zeitvariante Spannung (u_PA,control(t)) bzw. einen zeitvarianten Strom (i_PA,control(t)) handeln. Über das gewonnene Steuersignal (also die zeitvariante Spannung u_PA,control(t) bzw. den zeitvarianten Strom i_PA,control(t) am Ausgangstor des nicht-invertierenden In­ tegrationsverstärkers 111) wird der Arbeitspunkt des Hochfre­ quenz-Leistungsverstärkers 104 so eingeregelt, dass dieser mit hinreichend linearer Kennlinie arbeitet. Mit Hilfe des als Offsetspannung U_c,soll zur Verfügung stehenden Sollwerts für das Verhältnis aus Spitzenwert- und Mittelwertleistung (engl.: "Peak-to-Mean Ratio", PMR) kann für die Transistorstufen des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers 104 beispiels­ weise ein Kollektor- bzw. Drainstrom (i_C(t) bzw. i_D(t)) oder eine Versorgungsspannung (u_V(t)) als Steuersignal bereitge­ stellt werden, das auch bei kleiner Aussteuerung des Hochfre­ quenz-Leistungsverstärkers 104 nicht unterschritten werden kann.

Bei der zweiten Regelschleife 103 handelt es sich in diesem Ausführungsbeispiel um eine Schaltungsanordnung zum Zweck ei­ ner Konstanthaltung der am Ausgangstor des Mittelwert-Detek­ tors 109 anliegenden zeitvarianten Spannung (u_avg(t)). Mit Hilfe der zweiten Regelschleife 103 kann ein Steuersignal (SS₂) erzeugt werden, das zur Regelung des Verstärkungsfak­ tors G des Hochfrequenz-Verstärkers 106 dient. Bei dem Steu­ ersignal (SS₂) der zweiten Regelschleife 103 kann es sich beispielsweise um eine zeitvariante Spannung (U_VGA,control(t)) handeln.

Die Ausführung der Erfindung ist nicht auf das oben beschrie­ bene Beispiel beschränkt, sondern kann auch in einer Vielzahl von Abwandlungen erfolgreich eingesetzt werden, die bei Kenntnis der vorliegenden Anmeldung im Rahmen fachgemäßen Handelns liegen.

Die Bedeutung der in Fig. 1 mit Ziffern bezeichneten Symbole kann der nachfolgenden Bezugszeichenliste entnommen werden.

Bezugszeichenliste

101

Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanord­ nung zur Regelung des Arbeitspunktes (engl.: "Control") eines Hochfrequenz-Leistungsverstärkers

104

, der in ei­ nem Signalsender für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) als Schaltungskomponente integriert ist

102

Erste Regelschleife zur Regelung des Arbeitspunkts des Hochfrequenz-Leistungsverstärkers

104

durch eine zeit­ variante Spannung u_PA,control

(t) bzw. einen zeitvarianten Strom i_PA,control

(t) als Steuersignal (SS₁

)

103

Zweite Regelschleife zur Regelung der zeitvarianten Ausgangsspannung des Hochfrequenz-Verstärkers

106

(VGA) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor G zwecks Konstant­ haltung der zeitvarianten Ausgangsspannung u_avg

(t) des Mittelwert-Detektors

109

durch eine zeitvariante Span­ nung U_VGA,control

(t) als Steuersignal (SS₂

)

104

Hochfrequenz-Leistungsverstärker (engl.: "Power Ampli­ fier", PA) als Sendeverstärkeranordnung für die Leis­ tung von hochfrequenten Nutzsignalen (HFNS)

105

Richtkoppler zur Auskopplung der einfallenden Wellen der vom Hochfrequenz-Leistungsverstärker

104

verstärk­ ten hochfrequenten Nutzsignale (HFNS)

106

Hochfrequenz-Verstärker mit näherungsweise linearer Übertragungsfunktion im Kleinsignalbereich sowie mit einstellbarem Verstärkungsfaktor G (engl.: "Variabel Gain Amplifier", VGA) für hochfrequente Nutzsignale (HFNS); Bereich des erzielbaren Verstärkungsfaktors G: -18 dB ≦ G ≦ +32 dB

107

Detektordiode zur Messung der Leistung der durch den Hochfrequenz-Verstärker

106

(VGA) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor G verstärkten hochfrequenten Nutz­ signale (HFNS)

108

Spitzenwert-Detektor (engl.: "Peak Detector") mit der zeitvarianten Ausgangsspannung u_peak

(t) und der zeitva­ rianten Ausgangsleistung p_peak

(t) zur Ermittlung der Signalspitzen der hochfrequenten Nutzsignale (HFNS)

109

Mittelwert-Detektor (engl.: "Average Detector") mit der zeitvarianten Ausgangsspannung u_avg

(t) und der zeitvari­ anten Ausgangsleistung p_avg

(t) zur Bestimmung des arith­ metischen Mittelwerts der hochfrequenten Nutzsignale (HFNS)

110

Nicht-invertierender Summationsverstärker für Span­ nungssignale zur Addition der mit (-

1

) multiplizierten zeitvarianten Spannung u_peak

(t) (Istwert Nr.

1

) am Aus­ gangstor des Spitzenwert-Detektors

108

, zur Addition der zeitvarianten Spannung u_avg

(t) (Istwert Nr.

2

) am Ausgangstor des Mittelwert-Detektors

109

zum Zweck ei­ ner Ermittlung des Kompressionsgrads c(t) (engl.: "Peak-to-Mean Ratio", PMR) sowie zur Addition einer vorgebbaren zeitinvarianten Spannung U_c,soll

(Sollwert) zum Zweck einer externen Steuerung des Kompressions­ grads c(t)

111

Nicht-invertierender Integrationsverstärker zur Erzeu­ gung der zeitvarianten Spannung u_PA,control

(t) bzw. des zeitvarianten Stroms i_PA,control

(t) als Steuersignal (SS₁

) für den Hochfrequenz-Leistungsverstärker

104

112

Nicht-invertierender Integrationsverstärker zur Erzeu­ gung der zeitvarianten Spannung U_VGA,control

(t) als Steu­ ersignal (SS₂

) für den Hochfrequenz-Verstärker

106

(VGA) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor G

113

Gleichspannungsquelle zur Erzeugung einer zeitinvarian­ ten Offsetspannung U_off

zur Regelung der Ausgangsleis­ tung des Hochfrequenz-Verstärkers

106

(VGA)

114

Nicht-invertierender Summationsverstärker für Span­ nungssignale zur Addition der zeitvarianten Ausgangs­ spannung u_avg

(t) des Mittelwert-Detektors

109

und der zeitinvarianten Offsetspannung U_off

der Gleichspannungs­ quelle

113

zur Regelung der Ausgangsleistung des Hoch­ frequenz-Verstärkers

106

(VGA)

115

Knotenpunkt der Schaltung mit Verzweigung in eine Pa­ rallelschaltung, deren erster Signalpfad (SP₁

) den Spitzenwert-Detektor

108

und deren zweiter Signalpfad (SP₂

) den Mittelwert-Detektor

109

enthält

116

Knotenpunkt der Schaltung, an dem der Rückkopplungs­ zweig (RZ₂

) der zweiten Regelschleife

103

ansetzt

117

Sendeantenne des Signalsenders für hochfrequente Nutz­ signale (HFNS)

118

Masseknoten der Schaltungsanordnung

Claims (16)

1. Vorrichtung zur Regelung des Arbeitspunkts von mindestens einem im quasi-linearen Betrieb arbeitenden Leistungsver­ stärker (104) für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) durch Einstellung des Kompressionsgrads (c(t)) für diesen Leis­ tungsverstärker (104) mittels eines Steuersignals (SS₁) in einer ersten Regelschleife (102), bestehend aus einem Steuerzweig (SZ₁) und einem Rückkopplungszweig (RZ₁), dadurch gekennzeichnet, dass das Steuersignal (SS₁) als Ausgangssignal einer zweiten Regelschleife (103), bestehend aus einem Steuer­ zweig (SZ₂) und einem Rückkopplungszweig (RZ₂), gewonnen wird.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Regelschleife (103) zur Gewinnung des Steuersignals (SS₁) als Schaltungskomponente im Rückkopp­ lungszweig (RZ₁) der ersten Regelschleife (102) enthalten ist.

3. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Steuerzweig (SZ₁) der ersten Regelschleife (102) ein Richtkoppler (105) enthalten ist, mit dessen Hilfe eine Auskopplung der einfallenden Wellen der vom Hochfre­ quenz-Leistungsverstärker (104) verstärkten hochfrequen­ ten Nutzsignale (HFNS) erreicht wird.

4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Steuerzweig (SZ₂) der zweiten Regelschleife (103) ein Hochfrequenz-Verstärker (106) mit näherungsweise li­ nearer Übertragungsfunktion im Kleinsignalbereich sowie mit einstellbarem Verstärkungsfaktor (G) für hochfrequen­ te Nutzsignale (HFNS) enthalten ist, mit dessen Hilfe eine regelbare Verstärkung der vom Richtkoppler (105) aus­ gekoppelten Leistung hochfrequenter Nutzsignale (HFNS) erreicht wird.

5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Steuerzweig (SZ₂) der zweiten Regelschleife (103) eine Detektordiode (107) für hochfrequente Nutzsignale (HFNS) enthalten ist, mit deren Hilfe die hochfrequente Ausgangsleistung des Hochfrequenz-Verstärkers (106) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor (G) gemessen wird.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZ₁) der ersten Regelschleife (102) ein Schaltungsknoten (115) mit einer Verzweigung in eine Parallelschaltung, bestehend aus zwei Signalpfaden (SP₁ und SP₂), enthalten ist, deren erster Signalpfad (SP₁) einen Spitzenwert-Detektor (108) enthält, welcher zur Ermittlung der Signalspitzen im hochfrequenten Nutz­ signal (HFNS) am Ausgangstor der Detektordiode (107) dient.

7. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZ₁) der ersten Regelschleife (102) ein Schaltungsknoten (115) mit einer Verzweigung in eine Parallelschaltung, bestehend aus zwei Signalpfaden (SP₁ und SP₂), enthalten ist, deren zweiter Signalpfad (SP₂) einen Mittelwert-Detektor (109) enthält, welcher zur Bestimmung des arithmetischen Mittelwerts des hochfrequenten Nutzsignals (HFNS) am Ausgangstor der De­ tektordiode (107) dient.

8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZ₁) der ersten Regelschleife (102) ein nicht-invertierender Summationsverstärker (110) für Spannungssignale enthalten ist, der zur Addition der mit (-1) multiplizierten zeitvarianten Spannung u_peak(t) (Istwert Nr. 1) am Ausgangstor des Spitzenwert-Detektors (108), zur Addition der zeitvarianten Spannung u_avg(t) (Istwert Nr. 2) am Ausgangstor des Mittelwert-Detektors (109) zum Zweck einer Ermittlung des Kompressionsgrads (c(t)) sowie zur Addition einer vorgebbaren zeitinvarian­ ten Spannung U_c,soll (Sollwert) zum Zweck einer externen Steuerung des Kompressionsgrads (c(t)) dient.

9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZ₁) der ersten Regelschleife (102) ein nicht-invertierender Integrationsverstärker (111) enthalten ist, der zur Erzeugung einer zeitvarian­ ten Spannung (u_PA,control(t)) bzw. eines zeitvarianten Stroms (i_PA,control(t)) als Steuersignal (SS₁) für den Hoch­ frequenz-Leistungsverstärker (104) dient.

10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZ₂) der zweiten Regelschlei­ fe (103) ein nicht-invertierender Integrationsverstärker (112) enthalten ist, der zur Erzeugung der zeitvarianten Spannung (U_VGA,control(t)) als Steuersignal (SS₂) für den Hochfrequenz-Verstärker (106) mit einstellbarem Verstär­ kungsfaktor (G) dient.

11. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass im Rückkopplungszweig (RZ₂) der zweiten Regelschlei­ fe (103) ein nicht-invertierender Summationsverstärker (114) für Spannungssignale enthalten ist, der zur Additi­ on der zeitvarianten Ausgangsspannung u_avg(t) des Mittel­ wert-Detektors (109) und der zeitinvarianten Offsetspan­ nung U_off einer Gleichspannungsquelle (113) zur Regelung des Verstärkungsfaktors (G) des Hochfrequenz-Verstärkers (106) mit einstellbarem Verstärkungsfaktor (G) dient.

12. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der ersten Regelschleife (102) um eine Schaltungsanordnung zum Zweck einer verzerrungsfreien Verstärkung der am Eingangstor des Leistungsverstärkers (104) anliegenden hochfrequenten Nutzsignale (HFNS) han­ delt.

13. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der zweiten Regelschleife (103) um eine Schaltungsanordnung zum Zweck einer Konstanthaltung der Ausgangsleistung des Hochfrequenz-Verstärkers 106 und so­ mit der am Ausgangstor des Mittelwert-Detektors (109) an­ liegenden zeitvarianten Spannung (u_avg(t)) handelt.

14. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mittels der zweiten Regelschleife (103) ein Steuer­ signal (SS₂) erzeugt wird, das zur Regelung der Ausgangs­ leistung des Hochfrequenz-Verstärkers (106) mit einstell­ barem Verstärkungsfaktor (G) dient.

15. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Steuersignal (SS₁) der ersten Regel­ schleife (102) um eine zeitvariante Spannung (u_PA,control(t)) bzw. einen zeitvarianten Strom (i_PA,control(t)) handelt.

16. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem Steuersignal (SS₂) der zweiten Regelschleife (103) um eine zeitvariante Spannung (u_VGA,control(t)) handelt.