DE10064348C1 - Radarverfahren und -vorrichtung - Google Patents

Abstract

Die Erfindung richtet sich auf Radarverfahren und -vorrichtungen zur Entfernungsbestimmung von Objekten im Nahbereich; hierbei wird ein von einem frequenzmäßig verstellbaren Oszillator erzeugtes, hochfrequentes Sendesignal mit konstanter Ausgangsfrequenz f¶0¶ von einer Ansteuerschaltung des Oszillators zu einem Zeitpunkt t¶1¶ für die Dauer жp1¶ jeweils eines kurzen Impulses auf eine erste Verstellfrequenz f¶1¶ = f¶0¶ + DELTAf¶1¶ verstellt, und ein an einem Objekt reflektiertes Empfangssignal wird in einem Mischer mit einem von dem Sendesignal abgeleiteten Signal überlagert; erfindungsgemäß wird das Sendesignal und/oder das davon abgeleitete, mit dem Empfangssignal zu überlagernde Signal von der Ansteuerschaltung des Oszillators zu einem Zeitpunkt t¶2¶ = t¶1¶ + жd¶ für ein Zeitintervall жp2¶ auf eine zweite Verstellfrequenz f¶2¶ = f¶0¶ + DELTAf¶2¶ verstellt, so dass bei der anschließenden Überlagerung (u. a.) in dem Mischer eine Mischfrequenz DOLLAR F1 entsteht, wenn die gesamte Signallaufzeit жl¶ des reflektierten Signals etwa gleich жd¶ ist, während ansonsten (u. a.) eine Mischfrequenz DOLLAR F2 entsteht; ferner wird aus dem Überlagerungsspektrum ein ggf. vorhandener Signalanteil mit der Mischfrequenz DOLLAR F3 von einem am Ausgang des Mischers angekoppelten Filter herausgefiltert und einer am Ausgang des Filters angekoppelten Auswerteschaltung zugeführt, um anhand der Existenz eines derartigen Signalanteils festzustellen, ob sich etwa in einer Entfernung x¶0¶ entsprechend einer ...

Description

Die Erfindung richtet sich auf Radarverfahren und -vorrichtungen zur Entfernungsbestimmung von Objekten im Nahbereich; im Rahmen des Radarverfahrens wird ein hochfrequentes Sendesignal mit konstanter Ausgangsfrequenz f₀ zu einem Zeitpunkt t₁ für die Dauer τ_p1 jeweils eines kurzen Impulses auf eine erste Verstellfrequenz f₁ = f₀ + Δf₁ verstellt, und ein an einem Objekt reflektiertes Empfangssignal wird mit einem von dem Sendesignal abgeleiteten Signal überlagert; hierzu dient eine Radarvorrichtung mit einem in seiner Frequenz verstellbaren Oszillator zur Erzeugung eines hochfrequenten Sendesignals der Ausgangsfrequenz f₀, mit einer Ansteuerschaltung zur Verstellung der Oszillatorfrequenz von der Ausgangsfrequenz f₀ auf eine erste Verstellfrequenz f₁ = f₀ + Δf₁ während eines kurzen Zeitintervalls τ_p1, und mit einem Mischer zur Überlagerung eines von dem Sendesignal ausgekoppelten Signals mit einem an einem Objekt reflektierten Empfangssignal.

Seit vielen Jahrzehnten wird die Funkmeßtechnik zur Entfernungsmessung verwendet. Hierbei wird die Eigenschaft von Objekten verwendet, hochfrequente Funkwellen zu reflektieren, wobei ein Objekt im Gegensatz zum leeren Raum als Reaktion auf ein ausgestrahltes Funksignal ein Antwortsignal zurücksendet, das aufgefangen und ausgewertet werden kann, um Informationen über das betreffende Objekt zu erhalten. In der Funkmeßtechnik werden zwei Verfahren angewendet. Zum einen werden zeitlich scharf gebündelte Signale ausgesendet und sodann das Zeitintervall bis zum Empfang eines Antwortsignals ermittelt, um über die Laufzeit die Entfernung zu dem betreffenden Objekt zu bestimmen. In einem anderen Verfahren wird ein kontinuierliches Signal ausgesendet und mit dem Empfangssignal überlagert, um die auf dem Dopplereffekt beruhende Frequenzverschiebung des zurückkommenden Signals und damit die Relativgeschwindigkeit des betreffenden Objekts zu der betreffenden Funkmeßanlage zu berechnen.

Das Laufzeitverfahren eignet sich nur für die Messung größerer Entfernungen bspw. zur Überwachung von Flugräumen über Flugplätzen od. dgl., da bei kürzer werdenden Entfernungen die zeitlich exakte Erfassung und Auswertung des zurückkommenden Signals einen immer größer werdenden, schaltungstechnischen Aufwand bedingt. Bei dem Dopplerverfahren dagegen sind aufgrund des kontinuierlichen Betriebs auch Messungen in geringen Entfernungen möglich; jedoch lassen sich damit nur relativ zu der betreffenden Funkmeßanlage bewegte Objekte erfassen, da die Dopplerfrequenz ruhender Objekte Null ist. Dies hat zur Folge, dass mit derartigen Funkmeßeinrichtungen ausgerüstete Anlagen wie bspw. Schiebetüren-, Wasserhahn- oder Duschsteuerungsanlagen, nur auf Bewegungen reagieren und bspw. eine direkt vor einer Schiebetür in Erwartung einer automatischen Öffnung stehen bleibende Person ebenso wenig Berücksichtigung findet wie eine regungslos unter einer Dusche verharrende Person. Da wohl die überwiegende Mehrzahl der Bevölkerung diese besonderen Eigenschaften gängiger, funktechnisch aktivierter Anlagen nicht kennt, wird in vielen Fällen eine unzuverlässige Funktionsweise derartiger Anlagen die Folge sein.

Es besteht daher ein erhebliches Bedürfnis nach einem funktechnischen Verfahren, welches in der Lage ist, im Nahbereich von bspw. 10 cm bis etwa 10 m die Entfernung von ruhenden Objekten zuverlässig bestimmen zu können, um allein bei Anwesenheit einer Person die betreffende Anlage aktivieren zu können.

Hier kann auch die aus der deutschen Offenlegungsschrift 41 34 188 bekannte Anordnung keine Verbesserung bringen. Das dort offenbarte Radarverfahren stellt ein Mischprodukt aus den beiden obigen Radarvarianten dar, insofern, als einerseits zwar ein kontinuierliches Sendesignal abgestrahlt wird, andererseits jedoch dessen Schwingungsfrequenz in regelmäßigen oder unregelmäßigen Zeitabständen für die Dauer eines kurzen Zeitimpulses von bspw. 20 ms von der ursprünglichen Frequenz auf eine geringfügig erhöhte Frequenz angehoben wird. Dieses Signal wird u. a. ausgekoppelt und einem Mischer zugeführt, der auch das reflektierte Empfangssignal erhält und daraus durch Überlagerung eine Mischfrequenz bildet. Diese Mischfrequenz liegt bei dem Betrag der Frequenzverstellung, wenn das Antwortsignal auf die frequenzmäßige Verstellung des Sendesignals eintrifft. Es handelt sich hierbei um ein vergleichsweise niederfrequentes Signal, das gleichgerichtet werden kann und sodann einen Impuls ergibt, dessen Verschiebung gegenüber einem den Oszillator verstellenden Impuls ermittelt werden kann, um einen Nährungswert für die Laufzeit des Radarsignals zu und von dem gemessen Objekt zu erhalten. Diese Vorgehensweise mag zwar eine höhere Genauigkeit bieten als reine Pulsradarverfahren, da eine Frequenzverstellung des Sendesignals einfacher zu realisieren ist als das Ein- und Ausschalten eines Sendesignals, es bleibt jedoch nach wie vor das Problem bestehen, dass Meßeinrichtungen für extrem kurze Zeitintervalle, wie sie zur Erkennung von Objekten im Nahbereich erforderlich wären, nicht oder nur mit einem immensen und daher extrem teuren Schaltungsaufwand realisierbar sind.

Das gattungsgemäße Radarverfahren zeichnet sich durch die folgenden Merkmale aus:

• a) das Sendesignal und/oder das davon abgeleitete, insbesondere ausgekoppelte, mit dem Empfangssignal zu überlagernde Signal wird zu einem Zeitpunkt t₂ = t₁ + τ_d für ein Zeitintervall τ_p2 auf eine zweite Verstellfrequenz f₂ = f₀ + Δf2 verstellt, wobei vorzugsweise f₂ ≠ f₀ und f₂ ≠ f₁ und f₂ ≠ 2f₁ - t₀ und f₂ ≠ ½(f₁ + f₀), so dass bei der anschließenden Überlagerung (u. a.) eine Mischfrequenz f₃ = |f₁ - f₂| = |Δf₁ - Δf₂| entsteht, wenn die gesamte Signallaufzeit τ_I eines reflektierten Signals etwa gleich τ_d ist, während ansonsten (u. a.) eine Mischfrequenz f₄ = |f₁ - f₀| = |Δf₁| ≠ f₃ entsteht;
• b) aus dem Überlagerungsspektrum wird ein ggf. vorhandener Spektralanteil mit der Mischfrequenz f₃ = |f₁ - f₂| = |Δf₁ - Δf₂| herausgefiltert
• c) und einer Auswerteschaltung zugeführt, um anhand der Existenz eines derartigen Spektralanteils festzustellen, ob sich etwa in einer Entfernung x₀ entsprechend einer Signallaufzeit τ_I ≈ τ_d ein Objekt befindet oder nicht.

Im Gegensatz zu dem gattungsgemäßen Stand der Technik bspw. gemäß der DE-OS 41 34 188 ist im vorliegenden Fall keine Zeitmessung erforderlich, um zuverlässige Aussagen über die Existenz von Objekten im Nahbereich treffen zu können. Das erfindungsgemäße Verfahren gibt stattdessen eine Verzögerungszeit τ_d vor und öffnet anschließend für ein ggf. reflektiertes Signal ein Empfangsfenster mit der Dauer τ_p2, indem während dieses Intervalls eine abermalige Verstellung eines internen Referenzsignals auf eine zweite Verstellfrequenz f₂ vorgenommen wird. Trifft tatsächlich innerhalb dieses Zeitfensters eine von der ersten Verstellung auf die Frequenz f₁ herrührendes Reflexionssignal ein, so trifft dies bei der anschließenden Überlagerung auf ein Schwingungspaket der Frequenz f₂, und solchenfalls entsteht (ggf. neben anderen Signalanteilen) ein Signalanteil mit der Überlagerungsfrequenz f₃ = |f₁ - f₂|, während dies nicht der Fall ist, wenn innerhalb dieses Zeitfensters mangels einer Reflexion des auf die Frequenz f₁ verstellten Sendesignals allenfalls Signale mit der Frequenz f₀ oder gar keine Reflexionssignale eintreffen. Wird dagegen das auf die Frequenz f₁ vorübergehend verstellte Sendesignal bspw. an einem weiter entfernten Objekt reflektiert, so trifft das Reflexionssignal erst ein, nachdem das Empfangsfenster geschlossen wurde, und damit ergibt sich allenfalls die Mischfrequenz f₄ = |f₁ - f₀|. Aus diesen potentiellen Mischfrequenzen kann ein Frequenzanteil mit der Frequenz f₃ herausgefiltert werden, um zu untersuchen, ob in einem dem Empfangsfenster entsprechenden Entfernungsbereich eine Reflexion stattgefunden hat, also derart, dass die gesamte Signallaufzeit τ_I etwa mit der Verzögerungszeit τ_d des Empfangsfensters gegenüber dem Verstellimpuls des Sendesignals übereinstimmt. Solchenfalls ist eine effektive Zeitmessung nicht erforderlich, vielmehr kann eine Verzögerungszeit τ_d vorgegeben werden und sodann aufgrund der erfindungsgemäßen Fenstertechnik in einem weitaus langsameren Auswerteschritt festgestellt werden, ob sich ein Objekt in dem interessierenden Entfernungsbereich befindet oder nicht. Die Vorgabe einer Verzögerungszeit kann jedoch mittels passiver Bausteine realisiert werden, bspw. durch Verzögerungsleitungen, im Gegensatz zu der Messung eines Zeitintervalls, was naturgemäß nicht ohne schaltende, also aktive Elemente bewerkstelligt werden kann. Indem andererseits durch verschieden verzögerte Empfangsfenster die unterschiedlichen Entfernungsbereiche von der erfindungsgemäßen Radarvorrichtung abgetast werden, kann mit geringstem Aufwand festgestellt werden, ob sich im Nahbereich ein Objekt befindet oder nicht. Hierzu können bei unterschiedlichen, aufeinanderfolgenden Sende-Versteilimpulsen unterschiedlich verzögerte Empfangsfenster geöffnet werden. Aufgrund der hohen Wiederholrate der Sendefrequenzverstellimpulse können mit "normaler" Geschwindigkeit bewegte Objekte und insbesondere ruhende Objekte zweifelsfrei erkannt werden.

Es hat sich als günstig erwiesen, dass der Spektralanteil mit der Frequenz f₃ mittels eines Band- oder Tiefpasses aus dem Überlagerungsspektrum herausgefiltert wird, dessen Grenzfrequenz f_g zwischen f₃ und f₄ liegt. Bei einer idealen, multiplikativen Mischung zweier reiner Sinussignale ergibt sich ein Spektralanteil mit der Differenzfrequenz und ein Spektralanteil mit der Summenfrequenz, wobei letzterer sich bei einem kleinen Frequenzoffset zwischen den zu multiplizierenden Signalen etwa bei der doppelten Frequenz eines Eingangssignal befindet und daher leicht mittels eines Band- oder Tiefpasses weggefiltert werden kann. Allerdings Kann, wie oben bereits ausgeführt, bei Eintreffen des Reflexionssignals außerhalb des Empfangsfensters auch eine Mischfrequenz f₄ entstehen, die je nachdem, ob Δf₁ und Δf₂ gleiches Vorzeichen haben oder nicht, unterhalb oder oberhalb von f₃ liegen kann. Liegt diese potentielle Mischfrequenz oberhalb von f₃, genügt theoretisch ein Tiefpaß zur Filterung von f₃, anderenfalls und auch zur Vermeidung von Störungen infolge von Amplitudenmodulationen des reflektierten Signals od. dgl. sollte ein Bandpaßfilter verwendet werden, der möglichst exakt auf die zu erwartende Mischfrequenz f₃ einzustellen ist. Ein derartiger Bandpaß kann und soll nicht eine ideal schmale Durchlaßkennlinie aufweisen, da solchenfalls bereits minimale Spektralverschiebungen bspw. infolge des Dopplereffektes zu erheblichen Meßverfälschungen führen könnten.

Es hat sich als günstig erwiesen, dass der aus dem Überlagerungsspektrum herausgefilterte Spektralanteil mit der Frequenz f₃ gleichgerichtet wird. Damit kann auf einfachem Weg der Spektralanteil f₃ des Überlagerungsspektrums auf seine Schwingungsamplitudeninformation reduziert werden, die sodann auf unterschiedlichen Wegen weiterverarbeitet und insbesondere zu diesem Zweck in ein weitgehend zeitunabhängiges Signal umgesetzt wird. Diese Umsetzung kann durch Glättung oder durch Speicherung erreicht werden, wobei im letzteren Fall die Amplitudeninformation völlig zeitunabhängig wird. Das erfindungsgemäße Verfahren erlaubt eine Speicherung ohne Abtastung, indem einfach ein sensibles Element auf jede von null verschiedene Amplitude reagiert wie bspw. ein entladener Kondensator, der infolge einer Gleichrichterdiode aufgeladen wird, sich jedoch nicht entladen kann. Natürlich wäre es auch möglich, das gleichgerichtete Filtersignal in bestimmten Zeitabständen abzutasten und sodann für eine anschließende Verarbeitungsperiode konstant zu halten, was jedoch bereits einen höheren, schaltungstechnischen Aufwand mit sich bringt.

Es liegt im Rahmen der Erfindung, dass das gleichgerichtete Filtersignal zum Aufladen eines Kondensators od. dgl. verwendet wird. Ein Kondensator ist als rein passives Bauteil wenig störanfällig, so dass eine hohe Zuverlässigkeit der erfindungsgemäßen Schaltung erreicht werden kann. Je nachdem, ob der Kondensator sich aufgrund weiterer, widerstandsbehafteter Beschaltungen zu entladen vermag, oder nicht, hat eine derartige Baugruppe die Eigenschaften eines Tiefpasses oder eines Speicherelements.

Die Erfindung lässt sich dadurch ergänzen, dass das abgetastete und/oder gespeicherte Signal mit einem Schwellwert verglichen wird, um festzustellen, ob ein Spektralanteil mit der Frequenz f₃ in dem Überlagerungsspektrum enthalten ist. Sofern sichergestellt ist, dass der f₃-Spektralanteil eine ausreichende Amplitude aufweist, was bspw. durch eine Verstärkung des Empfangssignals erreicht werden kann, so genügt ein spannungsabhängiges Schaltelement, um bei Vorliegen eines f₃-Spektralanteils ausreichender Amplitude ein bspw. logisch weiterverarbeitbares Informationssignal zu erzeugen, das an geeigneter Stelle hinterlegt werden kann, so dass das für einen f₃-Spektralanteil empfindliche Bauelement, bspw. ein Kondensator, wieder entladen werden kann, um eine erneute Messung mit einer vorzugsweise veränderten Verzögerungszeit für das Empfangsfenster vorzunehmen.

Erfindungsgemäß ist weiterhin vorgesehen, dass die Frequenzen f₁ und f₂ gegensinnig zu f₀ liegen: f₂ < f₀ < f, oder f₁ < f₀ < f₂. Solchenfalls ist die Differenzfrequenz bzw. der Frequenzhub |f₁ - f₂| und somit die zu sensierende Mischfrequenz f₃ größer als die wegzufilternde Mischfrequenz f₄ = |f₁ - f₀|. Dadurch wird zwar zur Filterung des f₃-Spektralanteils ein Bandpaß benötigt, andererseits können mittels eines derartigen Bandpasses gleichzeitig die nicht aussagekräftige Mischfrequenz f₄ sowie niederfrequente Störungen weggefiltert werden, wobei die obere Grenzfrequenz eines derartigen Bandpaßfilters vergleichsweise groß sein kann, da im Idealfall nur noch ein Spektralanteil etwa bei der doppelten Sendefrequenz in dem Mischsignal existiert. Es kann daher ein breitbandiger Bandpaß verwendet werden, der mit weitaus einfacheren Mitteln herstellbar ist als ein schmalbandiger Filter.

Weitere Vorzüge ergeben sich dadurch, dass die Frequenzen f₁ und f₂ antisymmetrisch zu f₀ liegen: f₁ - f₀ ≈ f₀ - f₂ bzw. Δf₁ ≈ -Δf₂. Hierbei handelt es sich um eine Optimierung, die einerseits keine zu hohen Anforderungen an die Aussteuerbarkeit des Oszillators stellt und außerdem das zur Verfügung stehende Frequenzband optimal nutzt und andererseits einen möglichst großen Abstand zwischen den zu unterscheidenden Mischfrequenzen f₃ und f₄ zur Folge hat, so dass eine Filterung mit einfachen Mitteln möglich ist.

Bevorzugt liegen die Differenzfrequenzen |Δf₁| = |f₀ - f₁| und/oder |Δf₂| = |f₀ - f₂| zwischen 2 MHz und 120 MHz, vorzugsweise zwischen 5 MHz und 60 MHz, insbesondere zwischen 10 MHz und 30 MHz. Diese Bemessung orientiert sich einerseits an den postalisch zugelassenen Frequenzspektren im Mikrowellenbereich, die üblicherweise etwa 250 MHz umfassen, und den für eine ausreichende Spektraltrennung erforderlichen Frequenzhüben andererseits.

Ein weiteres, erfindungsgemäßes Merkmal liegt darin, dass die Verzögerungszeit τ_d zwischen 1 ns und 1000 ns, vorzugsweise zwischen 2 ns und 500 ns, insbesondere zwischen 5 ns und 200 ns, liegt. Eine untere Grenze für die Verzögerungszeit τ_d könnte die interne Signallaufzeit eines über einen Zirkulator oder von einer Sende- zur Empfangsantenne ungewollt übergekoppelten Signals darstellen, während zu lange Verzögerungszeiten τ_d die Pulswiederholfrequenz herabsetzen und damit die Dynamik der gesamten Anordnung reduzieren könnten, da zur Abtastung eines größeren Raumbereichs meist mehrere Messungen mit unterschiedlich verzögerten Empfangsfenstern durchzuführen sind.

Der Erfindungsgedanke erlaubt eine Weiterbildung dahingehend, dass die Verzögerungszeit τ_d innerhalb der obigen Grenzen kontinuierlich durchgestellt wird, um unterschiedliche Entfernungsbereiche abzutasten, vorzugsweise in Schritten Δτ von

Δτ ≦ τ_p1 + τ_p2

Gemäß der obigen Gleichung dürfen die Schritte Δτ für aufeinanderfolgende Entfernungsmessungen nicht zu groß gewählt werden, da ansonsten zwischen den einzelnen, erfaßbaren Entfernungsbereichen Lücken verbleiben, in denen sich Objekte für die erfindungsgemäße Funkmeßeinrichtung unsichtbar verbergen könnten. Sofern die Schrittgröße angehoben wird, muss demnach auch mindestens eine Impulsbreite τ_p1 und/oder τ_p2 entsprechend verlängert werden.

Es hat sich bewährt, dass die Zeitintervalle τ_p1, τ_p2 zwischen 0,1 ns und 10 ns, vorzugsweise zwischen 0,2 ns und 5 ns, insbesondere zwischen 0,5 ns und 2 ns, liegen. Eine derartige Bemessung stellt einen Kompromiß dar zwischen dem schaltungstechnischen Aufwand zur Erzeugung entsprechend kurzer Zeitintervalle einerseits und dem damit erreichbaren Auflösungsvermögen andererseits.

Der gesamte Toleranzbereich Δx aller möglichen Entfernungen x₀, an denen sich ein bei einer Messung festgestelltes Objekt befinden kann, ist wie folgt gegeben:

(τ_d - τ_p1).c/2 ≦ x₀ ≦ (τ_d + τ_p2).c/2

bzw.:

Δx = (τ_p1 + τ_p2).c/2,

wobei c = Lichtgeschwindigkeit.

Bedingt durch den unterschiedlichen, zulässigen Überlappungsgrad zwischen dem reflektierten Signal einerseits und dem Empfangsfenster andererseits ergibt sich eine Unschärferelation, die ohne zusätzliche Auswertung des Überlappungsgrades keine Aussage über die genaue Position des Objektes innerhalb der obigen Bereichsgrenzen zuläßt. In den meisten Fällen ist jedoch eine weitergehende Kenntnis der genauen Objektposition schon deswegen nicht erforderlich, weil jedes makroskopische Objekt, bspw. auch eine Person, eine derartige räumliche (Horizontal-)Erstreckung aufweist, die in der Größenordnung von bspw. 30 cm liegt, und somit bei Δx < 30 cm gar nicht einem einzigen Meßbereich zugeordnet werden könnte. Da die meisten Anwendungen für derartige Nahbereichsentfernungsmeßsysteme auf die Auslösung einer Aktivität durch die Gegenwart einer Person abzielen, kann als Objektgröße bspw. ohne weiteres eine Messunschärfe Δx in der Größenordnung von 30 cm akzeptiert werden. Zu beachten ist hierbei außerdem, dass bei vielen Anwendungsfällen überhaupt nicht die exakte Entfernung einer Person von der Funkmeßeinrichtung von Bedeutung ist, sondern allenfalls deren Entfernung von einer durch die Funkmeßeinrichtung gesteuerten Einheit, bspw. einer Schiebetür, einer Brause, etc. Andererseits lassen sich mit einer einzigen Sende- und/oder Empfangsantenne keine Raumrichtungen eines erfaßten Objektes ermitteln, vielmehr werden Objektpositionen innerhalb von Kugelschalen konstanten Abstandes zu der Funkmeßeinrichtung als gleichwertig angesehen, obwohl dieselben in Bezug auf die gesteuerte Einrichtung wie bspw. eine Schiebetür durchaus unterschiedliche Wertigkeit haben können. Darüber hinaus ist es natürlich möglich, durch eine Kombination mehrerer, in angrenzende Richtungen ausgerichteter Entfernungsmeßvorrichtungen auch eine weitergehende Information über die genaue Raumposition zu ermitteln, so dass im Einzelnen unterschieden werden könnte, ob die tatsächliche Position einer Person die Aktivierung der gesteuerten Einrichtung gebietet oder nicht. Je nach Anwendungsfall kann daher die erreichbare Bereichsbreite Δx akzeptiert und/oder eine zusätzliche Auswertung vorgenommen werden.

Die Erfindung lässt sich dahingehend weiterbilden, dass die Impulse p₁ mit einer Pulswiederholfrequenz f_p von 100 kHz bis 10 MHz, vorzugsweise von 200 kHz bis 5 MHz, insbesondere von 500 kHz bis 2 MHz, aufeinanderfolgen. Hierbei richtet sich die Pulswiederholfrequenz f_p vor allem nach der Gesamtbreite des zu überwachenden Nahbereichs und nach der Bereichsbreite Δx der einzelnen Messungen, somit nach der Gesamtzahl von erforderlichen Messungen zum Abscannen des gesamten Nahbereichs. Die Obergrenze ist durch die Verzögerungszeit τ_d und eine ggf. eingefügte Wartezeit zur Vermeidung von Überlagerungen mit von außerhalb des zu überwachenden Bereichs angeordneten Objekten ausgelösten Reflexionssignalen bedingt, während die Untergrenze durch die Anforderungen an Auflösungsvermögen und Dynamik vorgegeben ist.

Die Erfindung bietet ferner die Möglichkeit, dass die Pulswiederholfrequenz f_p zeitlich variiert wird, um Störsignale zu unterdrücken. Störsignale können einerseits durch an entfernteren Objekten auftretende Reflexionen verursacht sein, andererseits durch weitere, in der Nähe betriebene Funkmeßeinrichtungen ähnlichen Bautyps, und um hier Störsignale zu erkennen, kann die Pulswiederholfrequenz f_p determiniert oder statistisch variiert werden. Bspw. kann zur Überprüfung eines positiven Erkennungssignals eine Messung desselben Entfernungsbereichs nach Verstreichen eines bspw. statistisch festgelegten und ständig veränderten Warteintervalls wiederholt werden, so dass sowohl durch Überreichweiten verursachte Störsignale wie auch zufällig eingestreute Störungen eliminiert werden, während tatsächlich vorhandene Objekte im Nahbereich durch ein weiteres, positives Erkennungssignal bestätigt werden.

Mit großem Vorteil wird die Ausgangsfrequenz f₀ zeitlich variiert, um Störsignale zu verringern. Auch hiermit ist eine Codierung eines abgestrahlten Signals möglich, das sich in dem empfangenen Signal wiedererkennen lässt. Sofern allerdings die Frequenzhübe Δf₁ und Δf₂ konstant bleiben, ändert sich hierdurch die charakteristische Mischfrequenz f₃ nicht, so dass auf anderem Weg eine zusätzliche Filterung erforderlich ist, bspw. im Bereich des Empfangssignals. Sofern andererseits die Frequenzhübe Δf₁ und/oder Δf₂ verändert werden, so verändert sich auch die charakteristische Mischfrequenz f₃, und durch mehrere, parallelgeschaltene Bandfilter könnte sodann erkannt werden, ob ein Störsignal vorliegt oder tatsächlich eine Reflektion des jüngsten, ausgesendeten Verstellsignals stattgefunden hat.

Eine erfindungsgemäße Radarvorrichtung zeichnet sich gegenüber dem gattungsgemäßen Stand der Technik durch die folgenden Merkmale aus:

• a) der Oszillator und dessen Ansteuerschaltung sind derart ausgebildet, dass die Sendefrequenz im Anschluß an das Zeitintervall τ_p1 nach einem definierten Zeitintervall τ_d für ein kurzes Zeitintervall τ_p2 auf eine zweite Verstellfrequenz f₂ = f₀ + Δf₂ verstellt wird,
• b) an den Ausgang des Mischers ist ein Filter angekoppelt, um einen Spektralanteil mit der Mischfrequenz f₃ = |f₁ - f₂| = |Δf₁ - Δf₂| aus dem Überlagerungsspektrum herauszufiltern, und
• c) an den Ausgang des Filters ist eine Auswerteschaltung angekoppelt, um anhand der Existenz eines Spektralanteils mit der Mischfrequenz f₃ festzustellen, ob sich etwa in einer Entfernung x₀ entsprechend einer Signallaufzeit τ_l ≈ τ_d ein Objekt befindet oder nicht.

Die Ausführung des erfindungsgemäßen Verfahrens erfordert eine Adaption bzw. Ergänzung der Komponenten herkömmlicher Radarsende- und Empfangsanlagen, wobei zunächst insbesondere der Oszillator entsprechend auf eine Frequenz f₂ verstellbar ausgebildet sein muss. Sofern die Verstellung bspw. durch eine Kapazitätsdiode erfolgt, so muss deren Aussteuerbereich ausreichend bemessen werden.

Ferner muss im Rahmen einer Ansteuerschaltung vorgesehen sein, dass das Ansteuersignal entsprechend einer Frequenz f₂ definiert angefahren werden kann, und dass ein entsprechendes Verstellsignal in einer zeitlichen Relation zu einem Verstellsignal für die Frequenz f₁ erfolgt, nämlich um ein Zeitintervall τ_d verzögert, das vorzugsweise zusätzlich variiert werden kann. Die Ansteuerschaltung hat demnach wenigstens zwei Eingangsgrößen, nämlich den Zeitpunkt t₁ für eine Verstellung auf die Frequenz f₁ sowie die gewünschte Verzögerungszeit τ_d oder wahlweise den Zeitpunkt t₂, zu dem die zweite Verstellung erfolgt. Sofern zusätzlich die Mittenfrequenz f₀ und/oder einer oder beide Frequenzhübe variiert werden sollen, so sind zusätzliche Eingänge erforderlich. Da die Impulszeiten τ_p1, τ_p2 und ggf. das Verzögerungszeitintervall τ_d im Bereich von Nanosekunden liegen, muss die Ansteuerschaltung eine ausreichende Dynamik aufweisen. Die Verstellungen sollen möglichst ideal erfolgen, d. h., unter weitgehend vernachlässigbarer Anstiegs- bzw. Abfallzeit.

Eine weitere Besonderheit der erfindungsgemäßen Schaltung ist der am Ausgang des Mischers angeschlossene Filter, mit dem definiert eine bestimmte Spektralkomponente mit der Frequenz f₃ aus dem Frequenzspektrum extrahiert werden kann. Wie oben ausgeführt, wird hierbei je nach den Frequenzverhältnissen ein Tiefpaß, bevorzugt jedoch ein Bandpaßfilter verwendet. Durch eine geeignete Wahl der Verstellfrequenzen f₁ und f₂ kann erreicht werden, dass die von dem Filter zu erfassende Frequenz f₃ etwa doppelt so groß ist wie die unerwünschten Überlagerungsprodukte mit den Frequenzen f₄ = |f₁ - f₀| oder f₅ = |f₂ - f₀|, die entstehen, wenn das reflektierte Signal eines Verstellimpulses im Mischer auf die Ausgangs- oder Trägerfrequenz f₀ trifft. Deshalb lässt sich hier i. a. ohne größere Komplikationen eine ausreichende Selektivität des Bandfilters erreichen.

Aufgrund einer derartigen, hohen Selektivität kann ein Schwellwert, dessen Überschreiten bei der folgenden Signalauswertung das Vorliegen eines Objektes in dem betreffenden Raumbereich anzeigt, vergleichsweise niedrig angesetzt werden, so dass auch nur schwach reflektierende Objekte wie bspw. Kinder od. dgl. zuverlässig erkannt werden können. Um andererseits noch kleinere Objekte wie bspw. Haustiere od. dgl. nicht zu erfassen, da bspw. ein vorbeilaufender Hund oder gar ein vorbeifliegender Vogel nicht zum Öffnen der Schiebetür eines Geschäftes führen soll, so sollte der Schwellwert nicht zu niedrig angesetzt werden, was wiederum den Aufbau einer Auswerteschaltung erheblich erleichtert.

Eine vorteilhafte Anordnung lässt sich dadurch finden, dass der am Ausgang des Mischers angekoppelte Filter als Band- oder Tiefpaß realisiert ist, dessen Grenzfrequenz f_g zwischen f₃ und f₄ liegt. Sofern - wie oben ausgeführt - die auszuselektierende Frequenz f₃ etwa doppelt so groß ist wie die "Störfrequenzen" f₄, f₅, so kann ein Bandfilter mit einer vergleichsweise großen Bandbreite verwendet werden, wobei dessen untere Grenzfrequenz f_g bequem zwischen den erwünschten und nicht erwünschten Frequenzen plaziert werden kann. Sofern die Mischfrequenz f₃ unterhalb von f₄ liegt, so hängt es von der Lage von f₅ ab, ob anstelle eines Bandpasses ein Tiefpaß verwendet werden kann. Dies ist dann der Fall, wenn die Verstellfrequenzen f₁ und f₂ näher beieinander liegen als der jeweilige Frequenzhub gegenüber der Ausgangsfrequenz f₀ ist. Sie sollten in diesem Fall jedoch auch nicht zu nahe beieinander liegen, damit die Frequenz f₃ auch bei einer kurzen Überlappungszeit des rücklaufenden Impulses mit dem Empfangsfenster wenigstens eine volle Schwingung ergibt, damit nicht bei einer ungünstigen Phasenlage ein tatsächlich vorhandenes Objekt "übersehen" werden könnte.

Die Erfindung erfährt eine vorteilhafte Ausgestaltung dadurch, dass an dem Ausgang des Filters ein Gleichrichter angekoppelt ist. Da die herausgefilterte Frequenz f₃ ≠ 0 sein sollte, kann die Schwingungsamplitude durch Gleichrichtung ermittelt werden. Um hierbei die maximale Signalleistung zu erfassen, kann zu diesem Zweck ein Brückengleichrichter verwendet werden, jedoch genügt auch bereits eine einfache Diode.

An dem Ausgang des Gleichrichters kann ein Bauteil mit einer die Amplitude normierenden Funktion, insbesondere ein Komparator, angekoppelt sein. Da die Amplitude des Überlagerungssignals von der Amplitude des Empfangssignals abhängt, stellt die gemessene Amplitude des herausgefilterten f₃-Spektralanteils allenfalls eine Information über die Reflexionseigenschaften eines erfaßten Objektes dar, was jedoch in den meisten Fällen uninteressant ist. Deshalb kann für die weitere Verarbeitung ein definierter Signalpegel geschaffen werden, indem bei Überschreiten eines Schwellwertes ein konstanter Ausgangswert, bspw. das logische Signal "1", erzeugt wird, was eindeutig auf die Gegenwart eines Objektes hinweist, weitere, irreführende Informationen jedoch ausblendet.

Indem an dem Ausgang des Gleichrichters und/oder Normierungsbausteins ein integrierendes Bauteil, insbesondere ein Kondensator, angekoppelt ist, wird eine Information über die Dauer des gefilterten Spektralanteils f₃ erzeugt und für weitere Auswertungen zur Verfügung gestellt.

An dem Ausgang des integrierenden Bauteils lässt sich ein Analog-Digital- Wandler ankoppeln, um ein aufintegriertes Signal weiterzuverarbeiten. Die von dem integrierenden Bauteil in eine proportionale Spannung umgewandelte Dauer des Spektralanteils f₃ kann somit in eine für einen Mikroprozessor lesbare Digitalzahl umgewandelt werden.

Wenn an dem Ausgang des Gleichrichters ein Abtast-Halte-Glied angekoppelt ist, dem ein Komparator zum Vergleich des abgetasteten Signals mit einem Schwellwert nachgeschalten ist, so könnte bspw. etwa in der zeitlichen Mitte des Empfangsfensters eine Abtastung vorgenommen werden, ob ein f₃-Spektralanteil vorhanden ist, wodurch eine weitgehende Entkopplung zwischen dem Mischerausgangssignal und der nachgeschalteten Auswertung geschaffen wird, die ohne zwischenzeitliche Entladung eines spannungssensitiven Speicherbauelements realisiert werden kann.

Eine weitere Optimierung lässt sich dadurch erreichen, dass zwischen Empfangsantenne und Mischer ein rauscharmer Empfangsverstärker angeordnet ist. Da ein Empfangsverstärker eine deutlich niedrigere Rauschzahl aufweist als ein Mischer, lässt sich auf diesem Weg ein besserer Signal-Rausch-Abstand innerhalb der gesamten Schaltung erzielen. Andererseits kann solchenfalls ggf. die Sendeleistung reduziert werden, bspw. um Energie zu sparen, so dass eine erfindungsgemäße Anordnung unter Umständen auch unabhängig von einem Stromnetz, bspw. durch Batterien, Akkumulatoren und/oder Solarzellen gespeist werden kann.

Zur Perfektionierung der erfindungsgemäßen Konstruktion kann vorgesehen sein, dass der Mischer für ein, vorzugsweise jedes Signal (jeweils) zwei Eingangsanschlüsse aufweist, an denen das zu mischende Signal einerseits und das um etwa λ/4 verzögerte Signal andererseits angekoppelt ist (sind). Es handelt sich hierbei um ein in Fachkreisen als IQ-Mischer bezeichnetes Bauteil, mit dem sichergestellt werden kann, dass auch bei ungünstigem Aufeinandertreffen von Signalen mit ähnlicher Phasenlage stets ein deutlich erkennbares Mischerausgangssignal erzeugt wird.

Ferner sieht die Erfindung vor, dass das Ausgangssignal des Mischers über einen weiteren Signalpfad direkt einer Auswerteschaltung zugeführt ist, so dass bspw. anhand der Dopplerfrequenz die Relativgeschwindigkeit eines Objekts ermittelt werden kann, in manchen Anwendungsfällen kann es günstig sein, zusätzlich zu der Entfernung eines Objektes von der Funkmeßeinrichtung auch dessen Relativgeschwindigkeit ermitteln zu können, was am einfachsten anhand der Dopplerfrequenz erfolgen kann. Damit diese Information parallel und damit gleichzeitig mit der Entfernungsmessung gewonnen werden kann, sieht die Erfindung hierfür eine eigene Auswerteschaltung vor, die an einem weiteren Signalpfad angeschlossen ist, der sich vorzugsweise am Ausgang des Mischers von dem erfindungsgemäßen Signalverarbeitungspfad abzweigt. Im Rahmen einer derartigen Zusatzauswertung könnte auch eine herkömmliche Signalverarbeitung zur Erkennung weit entfernter Objekte vorgesehen sein, od. dgl.

Sofern der Oszillator gegenüber der Sendeantenne durch einen Pufferverstärker entkoppelt ist, kann erreicht werden, dass trotz Annäherung gut leitender, metallischer Gegenstände an die Sendeantenne und dem daraus folgenden Kurzschluß des elektromagnetischen Feldes bzw. der daraus folgenden Belastung des Oszillators keine Frequenzverstellung desselben eintreten könnte. Damit kann sichergestellt werden, dass auch in diesen Fällen die Mischfrequenz f₃ zuverlässig von einem Bandfilter selektiert werden kann.

Der Koppler zum Auskoppeln eines zu überlagernden Anteils des Oszillatorsignals kann als ggf. unsymmetrischer Leistungsteiler ausgebildet sein. Hierbei handelt es sich um eine relativ einfache Maßnahme zum Auskoppeln eines Leistungsteils des Sendesignals, die mit geringstem Aufwand, bspw. durch eine Verzögerungsleitung, realisiert werden kann.

Andererseits kann auch eine kombinierte Sende- und Empfangsantenne verwendet werden, die mit dem Oszillator einerseits und dem Mischer andererseits über einen Zirkulator gekoppelt ist. Hiermit lässt sich eine Antenne einsparen, wodurch sich die Baugröße eines erfindungsgemäßen Gerätes weiter reduzieren lässt. Dadurch kann dieses auch in kleinen Armaturen wie bspw. Wasserhähnen od. dgl. integriert werden. Beim Anschluß des Zirkulators ist darauf zu achten, dass das Oszillatorsignal zur Antenne, das empfangene Antennensignal dagegen zu dem Mischer weitergeleitet wird.

Falls voneinander getrennte Sende- und Empfangsantennen verwendet werden, wird einerseits ein Zirkulator entbehrlich, andererseits können die einzelnen Antennen jeweils optimal ausgelegt werden.

Schließlich entspricht es der Lehre der Erfindung, dass mehrere Empfangszweige vorgesehen sind, um durch räumlich aneinandergrenzende Empfangsbereiche Winkelmessungen zu ermöglichen. Dadurch ist es denkbar, ggf. mit einer einzigen Sendeantenne, jedoch mit mehreren Empfangsantennen, die in unterschiedlichen Raumrichtungen orientiert sind, die Richtung eines reflektierten Signals unterscheiden zu können, mithin eine genauere Ortung eines Objektes vorzunehmen. Auch ist es dadurch möglich, feste Objekte im Nahbereich, bspw. Bäume, Laternenpfähle, od. dgl., stärker zu lokalisieren und ggf. auszublenden, um dadurch an diesen Objekten vorbeigehende Personen od. dgl. zuverlässiger erkennen zu können.

Weitere Merkmale, Einzelheiten, Vorteile und Wirkungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung sowie anhand der Zeichnung. Hierbei zeigt:

Fig. 1 einen typischen Anwendungsfall für ein erfindungsgemäßes Radarsystem;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Radarvorrichtung;

Fig. 3 ein auf die für das erfindungsgemäße Verfahren relevanten Funktionsblöcke reduziertes Signalflußschema;

Fig. 4 eine Frequenztabelle, aus der die Frequenz des subtraktiven Spektralanteils des Mischerausgangsspektrums in Abhängigkeit von dessen Eingangsfrequenzen zu entnehmen ist; sowie

Fig. 5 ein Zeitdiagramm mit dem Verlauf der Sendefrequenz.

Ein erfindungsgemäßes Radarsystem findet bevorzugt Verwendung im Rahmen einer Steuerung S eines Aktuators A. Bei dem Aktuator A kann es sich um die vielfältigsten Vorrichtungen handeln, bspw. um Schiebetüren, welche bei Annäherung einer Person 1 zu öffnen sind, um Wasserhähne oder Brausen, die bei Annäherung oder Gegenwart einer Person ein Ventil öffnen, um Spülvorrichtungen insbesondere für öffentliche Urinale, welche bei Entfernung einer Person einen Spülvorgang auslösen, und Beleuchtungssysteme, welche bei Dunkelheit und Annäherung einer Person 1 eingeschalten werden, und die vielfältigsten Werbemittel, welche selektiv auf die Anwesenheit von Personen 1 reagieren, um Alarmsysteme zur Überwachung von abgesperrten Räumen, usf. Andererseits kann es sich aber auch um eine mobile Einrichtung handeln, wie eine Einparkhilfe für Autos oder eine Wahrnehmungshilfe für Blinde, welche akustisch auf Gegenstände oder Personen 1 hingewiesen werden.

Das erfindungsgemäße Steuergerät S verfügt im vorliegenden Fall über eine Sendeantenne 2 zum Abstrahlen einer elektromagnetischen Welle 3, die an der Person 1 reflektiert und zu einer Empfangsantenne 4 zurückgeworfen wird. Sofern das Steuergerät S keine Reflexion erkennt, bleibt der Aktuator A passiv. Wird jedoch eine Person 1 oder ein anderer, sich annähernder Gegenstand sensiert, so kann der Aktuator A mittels eines Steuersignals 5 aktiviert werden.

In Fig. 2 ist der elektrische Schaltungsaufbau des Steuergeräts S schematisch wiedergegeben. Ein Oszillator 6 erzeugt ein mit einem Steuersignal 7 frequenzmodulierbares Hochfrequenzsignal, das in einem nachgeschalteten Verstärker 8 ausreichend niederohmig zur Verfügung gestellt wird, um die Sendeantenne 2 zu speisen. Ein Teil des der Antenne 2 zugeführten Signals 9 wird in einem Leistungsteiler 10 ausgekoppelt und einem Eingang 11 eines Mischers 12 zugeführt. Die von der Person 1 oder einem sonstigen Objekt reflektierte, elektromagnetische Welle 3 wird von der Empfangsantenne 4 aufgefangen und in ein entsprechendes Hochfrequenzsignal 13 transformiert, das von einer rauscharmen Eingangsstufe 14 verstärkt und einem weiteren Eingang 15 des Mischers 12 zugeführt wird. Das Mischerausgangssignal 16 kann abermals verstärkt 17 werden und gelangt sodann zu einem Bandpaßfilter 18, wo ein bestimmter subtraktiver Spektralanteil des Mischungsspektrums durchgelassen wird, während sämtliche übrigen Spektralanteile unterdrückt werden. Am Ausgang dieses Bandpaßfilters 18 befindet sich ein Detektor 19 zum Gleichrichten des gefilterten Signals, und das Ausgangssignal dieses Detektors 19 wird sodann in einer weiteren Stufe 20 mit Tiefpaßverhalten geglättet und kann sodann von einem Verstärker oder Komparator 21 weiterverarbeitet werden.

Parallel zu diesem Signalverarbeitungszweig, dessen Wirkungsweise weiter unten erläutert werden soll, kann in einem parallelen Signalverarbeitungszweig 22 die durch Überlagerung des ausgesendeten Signals 9 mit dem empfangenen Signal 13 entstehende Dopplerfrequenz 16 ausgewertet werden, wodurch insbesondere auch Informationen über die Geschwindigkeit der Bewegung eines Objektes 1 erhalten werden können.

Die Funktion der Schaltung S soll anhand der Fig. 3 weiter erläutert werden. Der Oszillator 6 erzeugt ein Sendesignal 9 mit der Frequenz f_t, welches einerseits an der Antenne 2 abgestrahlt und andererseits an dem Eingang 11 des Mischers 12 angelegt wird. An der Empfangsantenne 4 wird ein Signal aufgefangen, sobald sich eine Person 1 oder ein sonstiges Objekt in Reichweite der Radarsteuereinrichtung S befindet. Das aufgefangene Signal 13 hat solchenfalls eine Frequenz f_r, die - unter Vernachlässigung von Dopplereffekten - der Sendefrequenz f_t zu einem früheren Zeitpunkt entspricht und daher von dem aktuellen Frequenzwert f_t verschieden sein kann.

Der Mischer 12 erzeugt an seinem Ausgang ein Überlagerungssignal 16, das mehrere Spektralanteile enthält. Hiervon soll ausschließlich der durch Subtraktion der beiden Eingangsfrequenzen f_t, f_r entstehende Spektralanteil mit der Frequenz f_m = |f_t - f_r| betrachtet werden, während der durch Addition der Eingangsfrequenzen f_t, f_r entstehende Spektralanteil etwa bei der doppelten Sendefrequenz f_t liegt und im Rahmen der weiteren Verarbeitung herausgefiltert werden soll. Dagegen wird der "subtraktive" Spektralanteil von dem nachgeschalteten Bandpaßfilter 18 einer weiteren Verarbeitung zugeführt.

Nun verdient der zeitliche Verlauf des Sendesignals 9 eine nähere Betrachtung. Wie man der Fig. 5 entnehmen kann, wird das Ausgangssignal 9 des Oszillators 6 während einer Bearbeitungssequenz gegenüber dem Standardfrequenzwert f₀ zweimal verstellt, nämlich zum Zeitpunkt t₁ wird die Frequenz für einen Zeitraum τ_p1 auf eine Frequenz f₁ verändert, die sich noch innerhalb des postalisch zugelassenen Sendefrequenzbandes der Sendefrequenz f₀ befindet. Im Anschluß an den Verstellimpuls τ_p1 fällt die Frequenz wieder auf den ursprünglichen Wert f₀ zurück. Eine ähnliche Verstellung erfolgt zum Zeitpunkt t₂, der gegenüber dem Zeitpunkt t₁ um die Verzögerungszeit τ_d verschoben ist. Hier wird die Sendefrequenz f_t von dem Wert f₀ für einen kurzen Impuls der Dauer τ_p2 auf die Frequenz f₂ verstellt, um anschließend wieder auf das ursprüngliche Frequenzniveau f₀ zurückzufallen. Während eines derartigen Sendezyklusses nimmt die Frequenz f_t des abgestrahlten Signals 9 demnach drei unterschiedliche Frequenzwerte an: f₀, f₁ und f₂. Im Falle der Gegenwart einer Person 1 oder eines sonstigen Objektes findet eine Reflexion statt, und das aufgefangene Signal 13 hat eine Frequenz f_r, die - unter Vernachlässigung von Dopplereffekten - ebenfalls die drei verschiedene Frequenzen f₀, f₁ und f₂ annehmen kann.

Aufgrund der Signallaufzeit τ_l, die das elektromagnetische Signal 3 von der Sendeantenne 2 bis zu dem Objekt 1 und von dort zurück bis zur Empfangsantenne 4 benötigt, sind die Frequenzen f_t und f_r der beiden zu mischenden 12 Eingangssignale 11, 15 nicht zu jedem Zeitpunkt identisch, sondern es können theoretisch alle Kombinationen auftreten, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist, wo in der linken Spalte die möglichen Werte der Sendefrequenz f_t und in der obersten Zeile die möglichen Werte der Empfangsfrequenz f_r aufgetragen sind, während in den übrigen Feldern jeweils die Frequenz f_m des subtraktiven Spektralanteils in dem Überlagerungsspektrum aufgetragen ist. Zu den Zeitpunkten, wo f_t = f_r ist, gilt: f_m = 0. Andererseits erzeugt eine Überlagerung von Signalen mit den Frequenzen f₁ und f₂ die Frequenz f₃ = |f₁ - f₂|, bei Mischung von Signalen der Frequenzen f₀ und f₁ ergibt sich die Frequenz f₄ = |f₁ - f₀|, und bei Mischung von Signalen der Frequenzen f₂ und f₀ hat das Überlagerungsspektrum einen subtraktiven Spektralanteil der Frequenz f₅ = |f₂ - f₀|.

Wie man aus Fig. 5 entnehmen kann, trifft bei einer laufzeitbedingten Verzögerung der abgestrahlten 2 und reflektierten Welle 3 von τ_l ≈ τ_d der auf der Frequenz f₁ verstellte Schwingungsanteil des reflektierten Signals 13 (strichpunktiert dargestellt) auf den zweiten Verstellimpuls des Sendesignals 9 mit der Frequenz f₂. Gemäß der Fig. 4 ergibt sich hierbei ein subtraktiver Spektralanteil des Überlagerungsspektrums mit der Frequenz f₃, der von dem Bandfilter 18 im Gegensatz zu den Frequenzen f₄, f₅ sowie der Frequenz 0 zu dem Detektor 19 durchgelassen und dort gleichgerichtet wird, um von einer Auswerteschaltung 23 erkannt zu werden. Sofern die einzelnen Radarzyklen zeitlich weit genug auseinanderliegen, so kann der Zustand, wobei die Sendefrequenz f_t = f₁ und die Empfangsfrequenz f_r = f₂ ist, ausgeblendet werden, so dass ein für f₃ = |f₁ - f₂| empfindlicher Bandpaßfilter 18 eine Information darüber zu liefern vermag, ob eine Reflexion der abgestrahlten Welle 3 an einem Objekt 1 derart stattgefunden hat, dass τ_l ≈ τ_d. Solchenfalls entsteht ein Signalanteil f₃, während in allen anderen Fällen, wenn gar keine Reflexion stattfindet, oder wenn die Laufzeit des reflektierten Signals 3 erheblich größer oder kleiner ist als τ_d, ein Signalanteil mit der Frequenz f₃ überhaupt nicht entsteht.

Damit kann die Auswerteschaltung 23 eine Aussage treffen, ob sich in einer Entfernung x ≈ c.τ_d/2 mit c = Lichtgeschwindigkeit ein Objekt 1 befindet oder nicht. Indem nun schrittweise die Verzögerungszeit τ_d zwischen den beiden Verstellimpulsen p₁, p₂ verstellt wird, können unterschiedliche Entfernungsbereiche x auf die Anwesenheit von Objekten 1 abgetastet werden. Zu diesem Zweck können im Rahmen der Auswerteschaltung 23 kurz aufeinanderfolgende Verstellimpulse p₁, p₂ erzeugt und dem Oszillator 6 zugeleitet 7 werden, der als Antwort darauf vorübergehend die Ausgangsfrequenzen f₁ bzw. f₂ erzeugt.

Claims (31)

1. Zur Entfernungsbestimmung von Objekten (1) im Nahbereich geeignetes Radarverfahren, wobei ein hochfrequentes Sendesignal (9) mit konstanter Ausgangsfrequenz f₀ zu einem Zeitpunkt t₁ für die Dauer τ_p1 jeweils eines kurzen Impulses p₁ auf eine erste Verstellfrequenz f₁ = f₀ + Δf₁ verstellt wird, und wobei ein an einem Objekt (1) reflektiertes Empfangssignal (3, 13) mit einem von dem Sendesignal (9) abgeleiteten (10) Signal (11) überlagert (12) wird, dadurch gekennzeichnet, dass

• a) das Sendesignal (9) und/oder das davon abgeleitete (10), mit dem Empfangssignal (13) zu überlagernde Signal (11) zu einem Zeitpunkt t₂ = t₁ + τ_d für ein Zeitintervall τ_p2 auf eine zweite Verstellfrequenz f₂ = f₀ + Δf₂ verstellt wird, so dass bei der anschließenden Überlagerung (12) u. a. eine Mischfrequenz f₃ = |f₁ - f₂| = |Df₁ - Δf₂| entsteht, wenn die gesamte Signallaufzeit τ_I des reflektierten Signals (3) etwa gleich τ_d ist, während ansonsten u. a. eine Mischfrequenz f₄ = |f₁ - f₀| = |Δf₁| ≠ f₃ entsteht;
• b) aus dem Überlagerungsspektrum (16) der Signalanteil mit der Mischfrequenz f₃ = |f₁ - f₂| = |Δf₁ - Δf₂| herausgefiltert (18)
• c) und einer Auswerteschaltung (19-21, 23) zugeführt wird, um anhand der Existenz eines derartigen Signalanteils festzustellen, ob sich etwa in einer Entfernung x₀ entsprechend einer Signallaufzeit τ_l ≈ τ_d ein Objekt (1) befindet oder nicht.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalanteil mit der Frequenz f₃ mittels eines Band- oder Tiefpasses (18) aus dem Überlagerungsspektrum (16) herausgefiltert wird, dessen Grenzfrequenz f_g zwischen f₃ und f₄ liegt.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der aus dem Überlagerungsspektrum (16) herausgefilterte (18) Signalanteil gleichgerichtet wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das gleichgerichtete Filtersignal abgetastet und/oder gespeichert wird.

5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass das gleichgerichtete Filtersignal zum Aufladen eines Kondensators verwendet wird.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das abgetastete und/oder gespeicherte Signal mit einem Schwellwert verglichen wird, um festzustellen, ob ein Signalanteil mit der Frequenz f₃ in dem Überlagerungsspektrum (16) enthalten ist.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzen f₁ und f₂ gegensinnig zu f₀ liegen: f₂ < f₀ < f₁ oder f₁ < f₀ <f₂.

8. Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenzen f₁ und f₂ antisymmetrisch zu f₀ liegen: f₁ - f₀ ≈ f₀ - f₂ bzw. Δf₁ = -Δf₂.

9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenzfrequenzen |Δf₁| = |f₀ - f₁| und/oder |Δf₂| = |f₀ - f₂| zwischen 2 MHz und 120 MHz, vorzugsweise zwischen 5 MHz und 60 MHz, insbesondere zwischen 10 MHz und 30 MHz, betragen.

10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerungszeit τ_d zwischen 1 ns und 1000 ns, vorzugsweise zwischen 2 ns und 500 ns, insbesondere zwischen 5 ns und 200 ns, liegt.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Verzögerungszeit τ_d innerhalb der obigen Grenzen kontinuierlich durchgestellt wird, um unterschiedliche Entfernungsbereiche abzutasten.

12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Zeitintervalle τ_p1, τ_p2 zwischen 0,1 ns und 10 ns, vorzugsweise zwischen 0,2 ns und 5 ns, insbesondere zwischen 0,5 ns und 2 ns, liegen.

13. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der gesamte Toleranzbereich Δx aller möglichen Entfernungen x₀, an denen sich ein bei einer Messung festgestelltes Objekt (1) befinden kann, wie folgt gegeben ist:
(τ_d - τ_p1).c/2 ≦ x₀ ≦ (τ_d + τ_p2).c/2
bzw.:
Δx = (τ_p1 + τ_p2).c/2,
wobei c = Lichtgeschwindigkeit.

14. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Impulse p₁ mit einer Pulswiederholfrequenz f_p von 100 kHz bis 10 MHz, vorzugsweise von 200 kHz bis 5 MHz, insbesondere von 500 kHz bis 2 MHz, aufeinanderfolgen.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Pulswiederholfrequenz f_p zeitlich variiert wird, um Störsignale zu erkennen.

16. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsfrequenz f₀ zeitlich variiert wird, um Störsignale zu erkennen.

17. Vorrichtung (S) zur Entfernungsbestimmung von Objekten (1) im Nahbereich mittels Radar mit einem in seiner Frequenz f_t verstellbaren Oszillator (6) zur Erzeugung eines hochfrequenten Sendesignals (9) der Ausgangsfrequenz f₀, mit einer Ansteuerschaltung (7, 23) zur Verstellung der Oszillatorfrequenz f_t von der Ausgangsfrequenz f₀ auf eine erste Verstellfrequenz f₁ = f₀ + Δf₁ während eines kurzen Zeitintervalls τ_p1, und mit einem Mischer (12) zur Überlagerung eines von dem Sendesignal (9) ausgekoppelten Signals (11) mit einem an einem Objekt (1) reflektierten (3) Empfangssignal (13), dadurch gekennzeichnet, dass

• a) der Oszillator (6) und dessen Ansteuerschaltung (7, 23) derart ausgebildet sind, dass die Sendefrequenz f_t im Anschluß an das Zeitintervall τ_p1 nach einem definierten Zeitintervall τ_d für ein kurzes Zeitintervall τ_p2 auf eine zweite Verstellfrequenz f₂ = f₀ + Δf₂ verstellt wird,
• b) an den Ausgang (16) des Mischers (12) ein Filter (18) angekoppelt ist, um einen Signalanteil mit der Mischfrequenz f₃ = |f₁ - f₂| = |Δf₁ - Δf₂| aus dem Überlagerungsspektrum (16) herauszufiltern, und
• c) an den Ausgang des Filters (18) eine Auswerteschaltung (19-21, 23) angekoppelt ist, um anhand der Existenz eines Signalanteils mit der Mischfrequenz f₃ festzustellen, ob sich etwa in einer Entfernung x₀ entsprechend einer Signallaufzeit τ_l ≈ τ_d ein Objekt (1) befindet oder nicht.

18. Vorrichtung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass der am Ausgang (16) des Mischers (12) angekoppelte Filter (18) als Band- oder Tiefpaß realisiert ist, dessen Grenzfrequenz f_g zwischen f₃ und f₄ liegt.

19. Vorrichtung nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Ausgang des Filters (18) ein Gleichrichter (19) angekoppelt ist.

20. Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Ausgang des Gleichrichters (19) ein Bauteil mit einer die Amplitude normierenden Funktion, insbesondere ein Komparator, angekoppelt ist.

21. Vorrichtung nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Ausgang des Gleichrichters (19) und/oder Normierungsbausteins ein integrierendes Bauteil, insbesondere ein Kondensator, angekoppelt ist.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Ausgang des integrierenden Bauteils ein Analog-Digital-Wandler angekoppelt ist, um ein aufintegriertes Signal weiterzuverarbeiten.

23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 19 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Ausgang des Gleichrichters (19) ein Abtast- Halte-Glied angekoppelt ist, dem ein Komparator zum Vergleich des abgetasteten Signals mit einem Schwellwert nachgeschalten ist.

24. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen Empfangsantenne (4) und Mischer (12) ein rauscharmer Empfangsverstärker (14) angeordnet ist.

25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Mischer (12) für ein, vorzugsweise jedes Signal (11, 15) (jeweils) zwei Eingangsanschlüsse aufweist, an denen das zu mischende Signal (11, 15) einerseits und das um etwa λ/4 verzögerte Signal andererseits angekoppelt ist (sind).

26. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 25, dadurch gekennzeichnet, dass das Ausgangssignal (16) des Mischers (12) über einen weiteren Signalpfad (22) direkt einer Auswerteschaltung zugeführt ist, so dass bspw. anhand der Dopplerfrequenz die Relativgeschwindigkeit eines Objekts (1) ermittelt werden kann.

27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 26, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (6) gegenüber der Sendeantenne (2) durch einen Pufferverstärker (8) entkoppelt ist.

28. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 27, dadurch gekennzeichnet, dass der Koppler (10) zum Auskoppeln eines zu überlagernden Anteils (11) des Oszillatorsignals (9) als ggf. unsymmetrischer Leistungsteiler ausgebildet ist.

29. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 28, gekennzeichnet durch eine kombinierte Sende- und Empfangsantenne, die mit dem Oszillator (6) einerseits und dem Mischer (12) andererseits über einen Zirkulator gekoppelt ist.

30. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 28, dadurch gekennzeichnet, dass voneinander getrennte Sende- und Empfangsantennen (2, 4) verwendet werden.

31. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 30, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Empfangszweige (4, 11-22) vorgesehen sind, um durch räumlich aneinandergrenzende Empfangsbereiche Winkelmessungen zu ermöglichen.