DD292798A5 - Vorrichtung zur videosignalsynchronisation fuer ein breitbild-fernsehsignal-verarbeitungssystem mit erweiterter aufloesung - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Videosignalsynchronisation fuer ein Fernsehsignal-Verarbeitungssystem mit erweiterter Aufloesung. Die Vorrichtung dient zur Synchronisierung verschiedener Komponentensignale eines verstaerkten Fernsehsignals nach dessen Empfang, so dasz sie in einem Empfaenger genau rekombiniert werden koennen, um ein Bild mit erhoehter Aufloesung wiederzugeben. Die Vorrichtung enthaelt eine Schaltungsanordnung in einer Anordnung zur Erzeugung eines Videosignals sowie zur Erzeugung eines Reihensignals (training signal), welches einen Zeitpunkt im richtigen Takt anzeigt, und eine Schaltungsanordnung zum Addieren des Reihensignals zu dem vergroeszerten Videosignal. Im Empfaenger enthaelt die Vorrichtung eine Schaltungsanordnung zur Verarbeitung der Reihensignalkomponente des vergroeszerten Videosignals, um ein Bezugszeitsignal und eine Schaltungsanordnung fuer den Abgleich der Komponenten des genannten verstaerkten Videosignals mit dem Bezugszeitsignal zu entwickeln.{Videosignalsynchronisation; Breitbild; Fernsehsignal-Verarbeitung; erweiterte Aufloesung; Komponentensignal; Reihensignal; Bezugszeitsignal; Additions-Schaltungsanordnung; Verarbeitungs-Schaltungsanordnung}

Description

Hierzu 39 Seiten Zeichnungen

Anwendungsgebiet der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Synchronisierung verschiedener Komponentensignale eines verstärkten Fernsehsignals, so daß sie in einem Empfänger genau rekombiniert werden können, um ein Bild mit erhöhter Auflösung wiederzugeben.

Charakteristik des bekannten Standes der Technik

Ein herkömmlicher Fernsehempfänger, wie beispielsweise ein Empfänger, der auf die in den USA und anderswo gebräuchliche NTSC-Rundfunknorm abgestimmt ist, weist ein Bildbeitenverhöltnis (das Verhältnis der Breite zur Höhe des wiedergegebenen Bildes) von 4:3 auf. In jüngster Zeit besteht jedoch Interesse an höheren Bildseitenverhältnissen für Fernsehempfängersysteme, beispielsweise den Verhältnissen 2:1,16:9 oder 5:3, da sich solche höheren Bildseitenverhältnisse dem Gesichtsfeld des menschlichen Auges stärker nähern, oder diesem gleich sind, als dies bei dem 4:3-Seitenverhältnis eines herkömmlichen Fernsehempfängers der Fall ist. Videoinformationssignale mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3 haben eine besondere Beachtung erfahren, da sich dieses Verhältnis dem eines Kinofilms nähert. Breitbildfernsehsysteme, welche nur Signale mit einem höheren Bildseitenverhältnis im Vergleich zu herkömmlichen Systemen senden, sind zu Empfängern mit herkömmlichen Bildseitenverhältnis inkompatibel. Dies macht eine weitverbreitete Einführung von Breitbildsystemen schwierig. Es ist deshalb wünschenswert, ein Breitbildsystem zur Verfugung zu haben, das mit herkömmlichen Fernsehempfängern kompatibel ist. Ein solches System ist in einer noch schwebenden US-Patentanmeldung von CH. Strolle u.a., Seriennummer 978150, unter dem Titel „Compatible Widescreen Television System", die am 27. Juli 1987 eingereicht wurde, offenbart. Es besteht sogar ein noch größerer Wunsch danach, daß bei einem solchen kompatiblen Breitbildsystem Vorkehrungen zur Verbesserung oder Erweiterung der Auflösung des wiedergegebenen Bildes getroffen werden, um zusätzliche und besonders gute Bildeinzelheiten zu erreichen. So kann beispielsweise ein Breitbild-EDTV (extended definition te! *»'ision)-System mit erweiterter Auflösung eine Vorrichtung zur Erzeugung eines progressiv (fortlaufend) abgetasteten Bildes enthalten. Es sind E DTV-Sy st em β vorgeschlagen worden, welche Vorkehrungen zum Einfügen eines Signals zur Darstellung der detaillierteren Bereiche eines Bildes in einem Teil des Videospektrums enthalten, welches gemeinhin nicht benutzt oder welches bei allgemeinen Fernsehstandards nicht wirksam verwendet wird. Einer dieser Vorschläge ist in dem US-Patent Nr. 4 660 072 veröffentlicht, das im Namen von T. Fukinuki am 21. April 1987 herausgegeben wurde und das durch seine Angabe als in diese Anmeldung aufgenommen betrachtet wird. Ein zweiter Vorschlag ist in einem Aufsatz von Y. Yasumoto et al. untor dem Titel „An Extended Definition Television System Using Quadrature Modulation of the Video Carrier with Inverse Nyquist Filter", IEEE Transactions on Consumers Electronics, August 1987, Seiten 173 bis 180 dargestellt, welcher durch seine Angabe als in diese Anmeldung aufgenommen betrachtet wird. Ein dritter Vorschlag ist in einem Aufsatz von M. A. Isnardiet al. unter dem Titel „Decoding Issues in the ACTV System", IEEE Transactions on Consumer Electronics Februar 1988, Seiten 111 bis 120 vorgelegt, der durch seine Angabe als in diese Anmeldung aufgenommen betrachtet wird.

Bei dem Vorschlag von Fukinuki wird eine relativ hochfrequente Information von einem ursprünglichen Videosignal mit hoher Auflösung getrennt, wobei die Frequenz umgesetzt wird, um ein tieferes Frequenzband einzunehmen, und anschließend auf ein alternierendes Hilfsträgersignal moduliert, welches innerhalb des Frequenzspektrums ein herkömmliches Videosignal ist. Dieses alternierende Hilfsträgersignal ist ähnlich dem Chrominanz-Hilfsträgersignal eines herkömmlichen zusammengesetzten Videosignals ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Horizontal-Zeilenfrequenz, aber im Gegensatz zum Chrominanz-Hilfsträgersignal schaltet es gleichphasig um 180° von Halbbild zu Halbbild. Dieses modulierte alternierende Hilfsträgersignal kann im Empfänger im wesentlichen wiedergewonnen werden.

Im Empfänger wird das Signal hoher Auflösung aus dem modulierten alternierenden Hilfsträger wiedergewonnen, in sein ursprüngliches Frequenzband zurückgeführt und zu dem herkömmlichen dekodierten Luminanzsignal hinzugefügt, um ein Luminanzsignal hoher Auflösung zu erzeugen.

Der Vorschlag von Yasumoto et al. verwendet ein Verstärkersignal, welches entweder eine hochfrequente Luminanzinformation oder eine Randteilinformation darstellt, die erforderlich ist, um das Bildseitenverhältnis des gesendeten Bildes von 4:3 auf beispielsweise 5:3 zu erweitern. Dieses Vergrößerungssignal ist in der Frequenz umgesetzt, um ein unteres Frequenzband einzunehmen, und anschließend auf einen Träger moduliert, welcher bezüglich des Bildträgersignals des gesendeten Videosignals um 90° phasenverschoben ist.

Im Empfänger wird dieses Verstärkungssignal durch Synchrondemodulation des Videosignals wiedergewonnen. Das wiedergewonnene Signal wird anschließend frequenzmäßig umgesetzt, um dessen ursprüngliches Frequenzband einzunehmen, und mit dem herkömmlich vorarbeiteten Videosignal verknüpft, um ein verbessertes (hohe Auflösung oder Breitbild) Videobild zu erzeugen.

Bei dem'Vorschlag von Isnardi et al. wird die niederfrequente Randteilinformation des Breitbildes in den Horizontal-Überabtastungsbereich des kompatiblen NTSC-Fernsehsignals komprimiert. Die hochfrequente Information für die Randteile und die hochfrequente Information für das vollständige Breitband sind auf einen Träger nach dem Zeilensprungverfahren quadraturmoduliert, welcher die Phase von Halbbild zu Halbbild um 180° ändert. Eine vierte Signalkomponente, welche dazu verwendet wird, auseinem Signal im Format der Zeilensprungabtastung ein Bild mit progressiver Abtastung wiederherzustellen, hat auf dem Videoträgersignal mit den verknüpften ersten drei Komponenten eine Quadraturmodulation erfahren.

Im Empfänger wird eine Kombination der Synchrondemodulation und der Intraframe-Verarbeitung verwendet, um die vier Komponenten wiederzugewinnen. Diese Komponenten werden verknüpft, um ein Fernsehsignal mit erweiterter Auflösung zu erzeugen.

Bei irgendeinem der oben beschriebenen Systeme können in den Signalen leichte Zeitsteuerungsfehler auftreten; diese Signale werden für die Frequenzumsetzung der Vergrößerungssignale im Sender und im Empfänger oder in Signalen verwendet, um die relativen Bildelementpositionen der Randteil- und Mittelteilinformation für die erweiterte Auflösung und/oder das erhöhte Bildseitenverhältnis zu ermitteln. Diese Zeitsteuerungsfehler können das wiederhergestellte, vergrößerte Bild stören, indem sie beispielsweise Dunkelbereiche der Detailinformation irrtümlicherweise breit erscheinen lassen oder sichtbare Säume bewirken, in denen die Randteil- und Mittelteilbereiche des Bildes mit großem Bildseitenverhältnis verbunden sind.

Darlegung des Wesens der Erfindung

Diu vorliegende Erfindung ist in einer Vorrichtung zur Synchronisierung der verschiedenen Komponenten eines verstärkten Videosignals, nachdem es empfangen ist, verkörpert. Die Vorrichtung enthält eine Schaltungsanordnung in einer Anordnung zur Videosignalerzeugung zur Erzeugung eines Reihensignals (training signal), welches einen Zeitpunkt im richtigen Takt anzeigt, und eine Schaltungsanordnung zum Addieren des Reihensignals zu dem vergrößerten Videosignals. Im Empfänger enthält die Vorrichtung eine Schaltungsanordnung zur Verarbeitung der Reihensignalkomponente des vergrößerten Videosignals, um ein Bezugszeitsignal und eine Schaltungsanordnung für den Abgleich der Komponenten des genannten verstärkten Videosignals mit dem Bezugszeitsignal zu entwickeln.

Ausführungsbeispiele

In den Zeichnungen zeigen:

Fig, 1: einen allgemeinen Überblick einer kompatiblen Breitbild-EDTV-Kodieranordnung in Übereinstimmung mit

dervorliegenden Erfindung;

Fig. 1a: ein detailliertes Blockdiagramm des Kodierers für die offenbarte Anordnung;

fig. 1 b bis 1 e: Diagramme, diezum Verständnis der Funktionsweise der offenbarten Anordnung hilfreich sind;

Fig. 2 bis 5: Signalwellenformen und Diagramme, die zum Verständnis der Funktionsweise der offenbarten Anordnung

hilfreich sind; Fig. 13: ein Blockdiagramm eines Teils eines Breitbild-EDTV-Empfängers einschließlich der Dekodervorrichtung in

Übereinstimmung mit dervorliegenden Erfindung, und Fig. 6 bis 12 u. 14 bis 27: Merkmale der offenbarten Anordnung in größeren Einzelheiten.

In den Zeichnungen können Einzelleitungspfeile Busse zur Übertragung paralleler digitaler Signale mit Vielfachbits odor Signalpfade zur Übertragung analoger Signale oder digitaler Einzelbitsignale repräsentieren. Die Art des durch einen Bus oder einen Signalpfad übertragenen Signals wird in dem Zusammenhang verdeutlicht, in welchem sie erörtert wird. Es ist vom Fachmann auf diesem Gebiet der Technik einzuschätzen, daß eine Vorrichtung zur Bereitstellung kompensierender Verzögerungen in bestimmten der einzelnen Signalpfade erforderlich sein kann. Eine solche Verzögerungsvorrichtung ist nicht gezeigt, um die Beschreibung zu vereinfachen.

Die in Figur 1 dargestellte Anordnung ist im wesentlichen diesselbe wie der in dem oben erwähnten Aufsatz von Isnardi et al. dargestellte Kodierer.

Bei dieser Anordnung sind die Elemente, die mit denen der detaillierten Anordnung der Figur 1 a übereinstimmen, mit dem gleichen Bezugszeichen angegeben. Wie in Figur 1 dargestellt, wird ein ursprüngliches Breitbildsignal mit progressiver Abtastung mit linker, rechter und Mittelteilinformation so verarbeitet, daß vier getrennte Kodierungskomponenten entwickelt werden. Diese vier Komponenten sind allgemein in Figur 1 veranschaulicht und bildlich dargestellt. Die Verarbeitung der ersten Komponente, welche zeitlich komprimierte Randteil-Bildelementdaten und zeitlich komprimierte Randteil-Bildelementdaten enthält, erfolgt derart, daß die resultierende Luminanz-Bandbreite die NTSC-Luminanz-Bandbreite von 4,2MHz nicht

überschreitet. Dieses Signal ist im Standard-NTSC-Formht farbkodiert, und die Luminanz- und Chrominanz-Komponenten dieses Signals sind geeignet vorgefiltert (z. B, unter Verwendung von Halbbild-Kammfiliern), um eine verbesserte Luminanz-Chrominanz-Trennung sowohl in dun Standard-NTSC- als auch In den Breitbildempfängern zu gewährleisten. Bei der Verarbeitung der Signale, welche die erste Komponente repräsentieren, ist die relative Zeitsteuerung der Teile des Signals, welche die r.and- und Mittelteile repräsentieren, wichtig. Sogar ein geringfügiger Fehler bei der relativen Zeitsteuerung dieser Komponenten kann in dem wiedergegebenen Bild einen sichtbaren Saum erzeugen.

Die zweite Komponente, welche die Randteilinformation hoher Frequenz enthält, ist zur Reduzierung ihrer horizontalen Bandbreite auf etwa 1,1 MHz zeitlich gedehnt. Diese Komponente ist mit dem Hauptsignal (der ersten Komponente) räumlich nicht korreliert, und spezielle Sicherheitsmaßnahmen werden folglich vorgenommen, um deren Sichtbarkeit auf Standard-NTSC'-Empfängern zu verhindern. Diese Sich'vheitsma'Jnahii-.'in werden unten beschrieben. Die relative Zeitsteuerung der Rand· und Mittelteil-Signalkomponenten ist für die zweite Komponente ebenso wichtig, da außerdem, wie unten beschrieben, die Komponente 2 mit der Komponente 3 auf einem alternierenden Hilfsträger quadraturmoduliert ist. Der alternierende Hilfsträger wird in wünschenswerter Weiso in strengem Phasengleichlauf zwischen Sender und Empfänger gehalten.

Der erweiterte Luminanz-Informations.anteil hoher Frequenz im Bereich von 5,0 bis 6,2MHz ist für den Mittelteilbereich in der dritten Komponente enthalten. Diese Komponente wird zuerst überlagert, um einen Frequenzbereich von O bis 1,2 MHz einzunehmen und wird anschließend in das 4:3-Standardformat abgebildet. Der Abbildungsvorgang korreliert räumlich die dritte Komponente mit dem Hauptsignal (der ersten Komponente), um ihre Sichtbarkeit auf NTSC-Standard-Empfängern zu verhindern. Die komprimierte Randteilinformation der dritten Komponente weist eine Bandbreite auf, die ein Sechstel derjenigen der Mittelteilinformation ist (0 bis 1,2MHz). Für die dritte Komponente sind die relative Zeitsteuerung der Rand- und Mittelteilsignale, die Phase des alternierenden Hilfsträgersignals und die Frequenz und Phase des 5 MHz-Signals, das dazu verwendet wird, das Frequenzsprektrum der dritten Komponente zwischen 5 bis 6,2 MHz und O bis 1,2 MHz zu verschieben, von großer Wichtigkeit.

Es wird erwartet, daß dis Verarbeitung der Signale der Komponente 3 durch Komprimieren eines bestimmten Feldes des Signals der Komponente 3 in den Mittelteilbereich anstelle der Dehnung des Mittelteilbereiches und der Komprimierung des Randteilbereiches, wie dargestellt, erleichtert werden kann. Dieses alternative Verfahren könnte eine geringfügige niedrigere Bildauflösung des Mittelteils und eine verbesserte Bildauflösung des Randteils erzeugen und würde die Schaltungen vereinfachen, die zur Dekodierung des Signals der Komponente 3 im Empfänger verwendet werden. Diese Modifikation würde auch die Schaltungen, welche die Signale der Komponente 3 verarbeiten, bezüglich der relativen Zeitsteuerung der Signale, die die Rand- und Mittelteilbereiche des Bildes repräsentieren, weniger empfindlich machen.

Die vierte Komponente ist ein vertikal-zeitliches Helfersignal, welches dazu ven vendet wird, das empfangene Signal im Format der Zeilensprungabtastung in ein progressives Abtastformat umzuwandeln. Dieses Signal wird in ein 4:3-Standardformat abgebildet, damit es mit dem Hauptsignal korreliert und dadurch dessen Sichtbarkeit auf NTSC-Standardempfängern verhindert wird. Die Horizontalbandbreite des vertikal-zeitlichen Helfersignals ist auf 75OkHz begrenzt.

In Figur 1 werden die ersten, zweiten und dritten Komponenten durch jeweilige Intraframe-Mittelungseinrichtungen 38,64 und 76 (eine Art vertikal-zeitliches [V-TJ-Filter) verarbeitet, um das vertikal-zeitliche Übersprechen zwischen den Haupt- und Zusatzsignalkomponenten auf einem Breitbild-Empfänger zu eliminieren. Die erste Komponente wird oberhalb von annähernd 1,5MHz einer Intraframe-Mittelung unterzogen. Die zweiten und dritten intraframe-gemittelten Komponenten, bezeichnet mit X und Z, erfahren vor der Quadraturmodulation eines alternierenden 3,108 MHz-Hilfsträgers ASC mit einer periodisch wechselnden (invertierenden) Zeilen- und Halbbild-Phase in einem Block 80 eine nichtlineare Amplitudenkomprimierung. In einem Addierer 40 wird der intraframe-gemittelten ersten Komponente (N) ein moduliertes Signa! (M) aus dem Block 80 hinzugefügt.

Ein sich dabei ergebendes Ausgangssignal ist ein Basisbandsignal (NTSCF) mit 4,2MHz Bandbreite.

Zur Unterstützung der Synchronisation des vom Sender gelieferten Signals im Empfänger werden ein zusammengesetztes Synchronsignal und ein Reihentignal, welches die Zeitsteuerung des ersten Bildelementes bei jeder Horizontalzeile (Bildzeile) eines Halbbildes spezifizieren, in das Signal NTSCF, wie unten beschrieben, eingefügt. Das Signal NTSCF und eine tiefpaßgefilterte vierte Komponente (YTN) von 750 kHz aus einem Filter 79 werden verwendet, um einen HF-Bildträger in einem Block einer Quadraturmodulation zu unterziehen, um so ein NTSC-kompatibles HF-Signal zu erzeugen. Dieses Signal kann zu einem NTSC-Standardempfänger oder einem Breitbildempfänger mit progressiver Abtastung über einen einzigen Rundfunkkanal mit Standardbandbreite gesendet werden.

Wenn der Empfang durch einen NTSC-Standardempfänger erfolgt, ist nur der Mittelteilbereich des Hauptsignals (der ersten Komponente) zu sehen. Die zweiten und dritten Komponenten können ein geringes Amplitudeninterferenzmuster hervorrufen, das bei normalen Betrachtungsabständen und bei normalen Bildeinstellungen nicht wahrgenommen wird. Die vierte Komponente wird bei Empfängern mit Synchronvideodetektoren vollständig unterdrückt. Bei Empfängern mit Hüllkurvengleichrichtern wird die vierte Komponente zwar verarbeitet, aber nicht wahrgenommen, weil sie mit dem Hauptsignal nicht korreliert ist.

Die Figur 1 b veranschaulicht das HF-Spektrum des offenbarten EDTV-Breitbildsystems einschließlich der Zusatzinformation im Vergleich mit dem HF-Spektrum eines Standard-NTSC-Systems.

In dem Spektrum des offenbarten Systems erstrecken sich die Randteilhöhen und die zusätzliche horizontale Luminanz-Detailinformation hoher Frequenz annähernd bis zu 1,1 MHz auf jeder Seite der alternierenden Hilfsträgerfrequenz (ASC) von 3,108MHz. Die V-T-Helfersignalinformation (Komponente 4) erstreckt sich 75OkHz auf jeder Seite der Bildträgerfrequenz des Hauptsignals.

Ein E^eitbildernpfänger mit progressiver Abtastung enthält eine Vorrichtung zur Wiederherstellung des originalen progressiven Breitblld-Abtastsignals. Verglichen mit einem Standard-NTSC-Signal weist das wiederhergestellte Breitbildsignal linke und rechte Randteile mit einer Standard-NTSC-Auflösung und ein Mittelteil mit einem 4:3-Bildseitenverhältnis mit höherem horizontalem und vertikalem Luminanzdetail, insbesondere in feststehenden Bereichen eines Bildes, auf.

Zwei grundsätzliche Überlegungen beherrschen die Signalverarbeitungstechnik, die mit der Entwicklung und Verarbeitung der ersten, zweiten, dritten und vierten Signalkomponenten verbunden ist. Diese Überlegungen sind die Kompatibilität mit bestehenden Empfängern und die Wiederherstellbarkeit in dem Empfänger.

Die vollständige Kompatibilität schließt Empfänger- und Senderkompatibilität ein, so daß existierende Standardempfänger Breitbild-EDTV-Signale empfangen und eine Standardwiedergabe ohne spezielle Anpassungseinrichtungen erzougen können. Kompatibilität in diesem Sinn erfordert beispielsweise, daß das Bildabtastungsformat des Senders im wesentlichen dasselbe ist wie im Empfänger oder innerhalb der Toleranz des Bildabtastungsformats des Empfängers liegt. Kompatibilität bedeutet auch, daß besondere nichtstandardisierte Komponenten physisch oder bezüglich der Wahrnehmbarkeit im Hauptsignal verborgen sind, wenn es mittels Standardempfängern wiedergegeben wird. Um Kompatibilität in dem letzteren Sinn zu erreichen, verwendet das offenbarte System die folgenden Verfahren, um die zusätzlichen Komponenten zu verbergen. Die Wiedergewinnung der ersten, zweiten und dritten Komponenten in einem Breitbildempfänger mit progressiver Abtastung wird durch die Anwendung eines Vorgangs der Intraframe-Mittelung im Sender und Empfänger ermöglicht. Die Intraframe-Mittelung ist eine Art der Signalbehandlungstechnik, bei welcher zwei Signale für ihre Kombinierung so vorbehandelt werden, daß sie später wirkungsvoll und genau wiedererkannt werden. Die Art der Signalbehandlung enthält zu diesem Zweck im wesentlichen den Vorgang, daß zwei Signale auf einer Halbbildbasis identisch werden. Die Intraframe-Mittelung ist eine geeignete Technik zur Erreichung dieses Ziels, es können jedoch auch andere Techniken angewendet werden. Die Intraframe-Mittslung ist im Grunde ein Prozeß linearer, sich zeitlich ändernder digitaler Vorfilterung und Nachfilterung. Der Vorgang der Intraframe-Mittelung in der Zeitebene ist allgemein in Figur 1 c veranschaulicht, wobei Paare von Halbbildern dadurch identisch gemacht werden, daß der Mittelwert der Bildelemente (A, B und C, D) die 262 Horizontalzeilenperioden (262 H) auseinanderliegen, gebildet wird. Der Mittelwert ersetzt die ursprünglichen Werfe in jedem Paar. Die Figur 1 d veranschaulicht den Vorgang der Intraframe-Mittelung im Zusammenhang mit dem System nach Figurt 1. Beginnend mit den Komponenten 2 und 3 werden Pixelpaare (Bildelemente), die um 262 H innerhalb eines Vollbildes auseinanderliegen, gemittelt, und der Mittelwert (z. B. X1, X3 und Z1, Z3) ersetzt die ursprünglichen Bildelementwerte. Diese vertikal-zeitliche Mittelung findet nur innerhalb eines Vollbildes statt und überschreitet nicht die Vollbildgrenzen. Im Fall der Komponente 1 wird die Intraframe-Mittelung nur an der Information oberhalb von annähernd 1,5MHz durchgeführt, um die Vertikaldetailinformation niederer Frequenz nicht zu beeinträchtigen. Im Fall der Komponenten 1 und 2 wird die Intraframe-Mittelung an einem zusammengesetzten Signal einschließlich der Luminanz (Y)- und Chrominanz (C)-Komponenten über das ganze Chrominanzband durchgeführt. Die Chrominanzkomponente des zusammengesetzten Signals überdauert die Intraframe-Mittelong, weil die Bildclemente, die um 262H auseinanderliegen, mit dem Farbhilfsträger „in Phase" sind. Die Phase des neuen alternierenden Hilfsträger wird so gesteuert, daß sie genau gegenphasig für um 262 H auseinanderliegende Bildelernente ist. Wenn daher die Komponenten 2 und 3 (nach der Quadraturmodulation) in dem Addierer 40 zur Komponente 1 hinzugefügt werden, weisen die um 262 H auseinanderliegenden Bildelemente die Form (M + A) und (M - A) auf, wobei M ein Abtastwert des zusammengesetzten Hauptsignals oberhalb von 1,5MHz und A ein Abtastwert des modulierten Zusatzsignals ist. Mit der Intraframe-Mittelung wird das vertikal-zeitliche Übersprechen im wesentlichen eliminiert, sogar bei vorhandener Bewegung im Bild. Im Empfänger ist es eine einfache Sache, die Haupt- und Zusatzsignale genau wiederzugewinnen, d.h. frei von Übersprechen, und zwar durch Mittelung und Differenzierung der um 262H auseinanderliegenden Bildelementabtastwerte inr erhalb eines Vollbildes, wie es unten beschrieben wird. Auch im Empfänger werden die Komponenten 2 und 3 durch Quadraturmodulation getrennt und die Komponente 4 wird durch Quadraturmodulation unter Verwendung eines HF-Synchrondetektors wiedergewonnen.

Nachdem das Reihensignal und die vier Videosignalkomponenten in einem Breitbild-EDTV-Empfänger wiedergewönnet. sind, werden die zusammengesetzten Signale NTSC-dekodiert und in Luminanz- und Chrominanzkomponenten getrennt. Unter Verwendung der Zeitsteuerungsdaten, die aus dem Reihensignal gebildet werden, wird bei allen Komponenten eine inverse Abbildung durchgeführt, um das Breitbildseitenverhältnis wiederzugewinnen, und die Randteilhöhen werden mit den Tiefen zur Wiedergewinnung der vollständigen Bildauflösung des Randteils verknüpft. Die erweiterte Luminanz-Detailinformation hoher Frequenz wird in ihren ursprünglichen Frequenzbereich verschoben und zu dem Luminanzsignal hinzugefügt, welcher unter Verwendung eint>r zeitlichen Interpolation in ein progressiv abgetastetes Format bei Unterstützung durch das Helfersignal umgewandelt wird. Das Chrominanzsignal wird unter Verwendung einer ohne zusätzliche Hilfe durchgeführten zeitlichen Interpolation in das progressive Abtastformat umgewandelt.

Schließlich werden die progressiv abgetasteten Luminanz- und Chrominanzsignale in die Analogform umgewandelt und matriziert, um die R-, G- und B-Farbbildsignale zur Wiedergabe durch eine progressiv abgetastete Wiedergabeeinrichtung zu erzeugen.

Vorder Erörterung des kompatiblen Breitbild-Kodierungssystems nach Figur 1 a wird ein Hinweis zu den Signalwellenformen A und B der Figur 2 gegeben. Das Signal A ist ein Breitbildsignal mit einem Bildseitenverhältnis von 5:3, das in ein kompatibles Signal mit einem Bildseitenverhältnis von 4:3 nach der Standard-NTSC-Norm umzuwandeln ist, das durch das Signal B bildlich dargestellt ist. Das Breitbildsignal A enthält einen Primärbildinformation führenden Mittelteilbereich, welcher ein Intervall TC einnimmt, und linke und rechte Randteilbereiche, die sekundäre Bildinformation enthalten und die Intervalle TS einnehmen. In diesem Beispiel weisen die linken und rechten Randteile im wesentlichen gleiche Bildseitenverhältnisse auf, die kleiner als diejenigen des Mittelteils sind, welches sich dazwischen einstellt.

Das Breitbild-EDTV-System ist in Figur 1 a mit größeren Einzelheiten dargestellt. Nachfolgend wird auf Figur 1 a Bezug genommen. Eine mit progressiver Abtastung arbeitende beispielhafte Breitbildkamera 10, die von einem zusammengesetzten Synchronisationssignal, CCPS, synchronisiert wird, das von einem Studiotaktsignalgenerator 2 geliefert wird, stellt ein Breitbild-Farbsignal mit 525Zeilen/Halbbild auf 60 Halbbildern pro Sekunde mit den Komponenten R, G und B und einem Bildseitenverhältnis von 5:3 bereit. Die Breitbildkamera 10 weist ein größeres Bildseitenverhältnis und eine größere Videobandbreite als eine NTSC-Standardkamera auf.

Das Farbvideosignal, das von dem Kodiersystem nach Figur 1 verarbeitet wird, enthält sowohl Luminanz- als auch Chrominanzsignalkomponenten. Die Luminanz- und Chrominanzsignalo enthalten sowohl nieder- als auch hochfrequente Informationen, welche in der folgenden Beschreibung als „Tiefen" („lows") bzw. „Höhen" („highs") bezeichnet werden. Die Breitbild-Farbvideosignale progressiver Abtastung, die eine große Bandbreite aufweisen und von der Kamera 10 kommen, werden in einer Einheit 12 matriziert, um die Luminanzkomponente Y und die Farbdifferenz-Signalkomponenten I und Q aus den Farbsignaien R, G und B abzuleiten. Die Breitbandsignale Y, I und Q progressiver Abtastung werden mit der achtfachen Frequenz (Ox fsc) des Chrominanzhilfsträgers fsc abgetastet und einzeln von der analogen in die digitale (binäre) Form durch getrennte

Analog-Digital-Wandler (A-D) in einer A-D-Einheit 14 umgewandelt, bevor sie mittels getrennter vertikal-zeitlicher (V-T)-Tiefpaßfflter in einem Filternetzwerk 16 gefiltert werden, um gefilterte Signale YF, IF und OF zu erzeugen. Diese Signale weisen jeweils die Form auf, wie sie durch die Wellenform A in Figur 2 angegeben ist. Die getrennten V-T-Filter sind lineare, zeitinvariante Filter von der Art, wie sie in Figur 1Od gezeigt sind und noch erörtert werden. Diese Filter reduzieren die vertikalzeitliche Auflösung ein wenig, insbesondere die diagonale V-T-Auflösung, um unerwünschte Zeilensprungabtastungs-Artefakte (beispielsweise Flimmern, gezackte Kanten und andere auf Alias bezogene Effekte) in dem Hauptsignal nLch der Umwandlung der progressiven Abtastung in die Zeilensprungabtastung zu verhindern. Die Filter halten die vollständige vertikale Auflösung in ruhenden Bereichen des Bildes nahezu aufrecht.

In dem in Figur 1Od gezeigten Filter wird ein Abtastwert '.mos progressiv abgetasteten Signals T₃ mit den entsprechenden Abtastwerten der Signale gemiUelt, die die vorhergehenden und folgenden Bildzeilen des Bildes (T4 bzw. T2) darstellen, und mit den entsprechenden Abtastwerten der Signale, die die vorhergehenden und folgenden Vollbilder darstellen (T₆ bzw. T₁), um einen Abtastwert eines progressiv abgetasteten Ausgangssignals zu erzeugen. Die Bewertungsfaktoren für die Abtastwerte der Signale T₁, T₂, T₃, T₄ und T₆ sind Ve, Ve, Vi, Ve bzw. Ve.

Die Signale der progressiven Abtastung aus dem Filternetzwerk 16 weisen eine Bandbreite von 0 bis 14,32 MHz auf und werden jeweils in Signale des 2:1 -Zeilensprungformats mit Hilfe von Progressiv/Zeilensprungabtastungs-Wandlern (P/Z-Wandler) 17 a, 17bund17c umgewandelt. Die exemplarischen P/Z-Wandler für das Luminanzsignal, YF, (17 c) und für die Farbdifferenzsignalo IF und QF (17a und 17B) sind in den Figuren 22 bzw. 23 dargestellt, Die Figur 22 zeigt auch ein Diagramm eines Teils eines progressiv abgetasteten Eingangssignals YF mit den Abtastwerten A, B, C und X in einer vertikalen (V) und zeitlichen (T) Ebene, wie angegeben. In dem Wandler, der in Figur 22 gezeigt ist, ist das Signal YF aufeinanderfolgenden Zeitverzögerungen von 525 H über die Elemente 2210 und 2212 zur Erzeugung der Abtastwerte X und A ausgesetzt, welche zum Abtastwert B relativ verzögert sind. Die Abtastwerte B und A, die durch zwei H ,Ibbildintervalle voneinander get.ennt sind, werden durch einen Addierer 2214 summiert und die resultierende Summe wird einem Frequenzhalbiernetzwerk 2216 zugeführt. Von dem Abtastwert X wird in einem Netzwerk 2218 ein Ausgangssignal des Netzwerkes 2216 subtrahiert, um ein Signal YT zu erzeugen. Dieses Signal ist zu einem Eingang eines Schalters 2220 geführt. Ein anderer Eingang des Schalters 2220 empfängt das verzögerte Signal YF vom Ausgang des Verzögerungselementes 2210. Der Schalter 2220 arbeitet mit der zweifachen Zeilensprung-Abtastfrequenz der Bildzeile und führt ein Ausgangssignal zu einem Doppelanschluß-Speicher 2222. Der Speicher 2222 wird von Lese- und Schreibsteuersignalen (READ und WRITE) gesteuert, um Abtastwr.rte zu speichern, die von dem Schalter 2220 mit einer Frequenz von 8x fsc geliefert werden, und um Abtastwerte YF' und YT mit einer Frequenz von 4x fsc parallel zu liefern. Die Signale READ und WRITE können beispeilsweise Signale der Frequenz 4x fsc und 8x fsc sein, die von dem Studio-Taktsignalgenorator 2 geliefert werden.

Der Wandler in Figur 22 enthält auch ein Fehlervorhersagenetzwerk. Ein Ausgangssignal des Speichers 2222, YF', ist die im Zeilensprungformat unterabgetastete Luminanzversion der vorgefilterten Komponente progressiver Abtastung. Ein anderes Ausgangssignal des Netzwerks, das in Figur 22 gezeigt ist, YF, enthält die vertikal-zeitliche Information, die von der Vollbild-Differenzinformation abgeleitet ist und einen zeitlichen Vorhersagefehler repräsentiert, und zwar zwischen den tatsächlichen und vorhergesagten Werten der Luminanzabtastwerte, welche bei dem P/Z-Umwandlungsprozeß gelöscht werden. Das Signal YT, ein Luminanz-„Helfer"-Signal, trägt dazu bei, das Signal der progressiven Abtastung im Empfänger wiederherzustellen. Im wesentlichen kompensiert das Signal YT einen Fehler, den der Empfänger der Erwartung nach hinsichtlich nichtstationärer Bildsignale machen kann. Bei stationären Teilen eines Bildes ist der Fehler Null, da sich die Bildelementwerte in einem Bereich des Bildes von Vollbild zu Vollbild nicht verändern. Die Figur 2 a veranschaulicht den verwendeten Algorithmus zur Entwicklung eines Helfersignals YT. Es wurde festgestellt, daß ein Chrominanz-Helfersignal praktisch nicht gebraucht wird, da das menschliche Auge für fehlende vertikale oder zeitliche Chrominanzdetails weniger empfindlich ist.

In Figur 23 wird ein progressiv abgetastetes Farbdifferenzsignal IF(oder QF) einem 525 H-Verzögerungselement 2310 zugeführt, bevor es an einen Doppelanschlußspeicher 2312 gelegt wird. In den Speicher 2312 werden alternierende Zeilen der Abtastwerte mit einer Frequenz von 8x fsc eingeschrieben und mit einer Frequenz von 4x fsc gelesen, um ein Ausgangssignal IF' (oder QF') im Format der Zeilensprungabtastung zu erzeugen.

Außerdem sind in Figur 23 Wellenformen dargestellt, die das Eingangssignal der progressiver. Abtastung wiedergeben, und zwar mit einer die Proben C enthaltenden ersten Zeile und einer die Proben X enthaltenden zweiten Zeile, und das Ausgangssignal der Zeilensprungabtastung (die erste Zeile mit der Probe C, die mit einer H/2-Frequenz gestreckt ist). Die Ausgänge dfas Doppelanschluß-Speichers 2312 liefern nur die erste Zeile (Probe C) des Eingangssignals in gestreckter Form. Die Ausgangssignale IF', QF' und YF' der Wandler 17 a bis 17c weisen eine Bandbreite von 0 bis 7,16MHz auf, da die Horizontalabtastfrequenz für Signale der Zeilensprungabtastung die Hälfte derjenigen der progressiven Abtastsignale ist. Bei dem Umwandlungsprozeß wird das progressive Abtastsignal unterabgetastet, und zwar mit der Hälfte der verfügbaren Bildelement-Abtastwerte, um das 2:1-Hauptsignal im Format der Zeilensprungabtastung zu erzeugen. Es wird speziell jedes progressive Abtastsignal in das 2:1-Format der Zeilensprungabtastung umgewandelt, indem entweder die ungeradzahligen oder die geradzahligen Zeilen in jedem Halbbild beibehalten und die verbleibanden Bildelemente mit einer Frequenz von 4x fsc (14,32MHz) ausgelesen werden. Die gesamte nachfolgende digitale Verarbeitung der Zeilensprungsignale erfolgt mit einer Frequenz von 4x fsc.

Nachfolgend wird auf Figur 1 a Bezug genommen. Das von dem Netzwerk 17c gelieferte Helfersignal YT wird einem Formatkodierer zugeführt, welcher die Bildelementwerte entsprechend den Randteilbereichen des Bildes komprimiert und die Bildelen/entwerte entsprechend dem Mittelteilbereich dehnt, damit die Helfersignal-Komponente 4 mit der Hauptsignalkomponente 1 korreliert. Das von dem Formatkodierer 78 gelieferte Signal wird horizontal mittels eine'. Tiefpaßfilters 79 einer Tiefpaßfilterung unterzogen und als Helfersignal YTN übertragen. Eine Bandbegrenzung des I elfersignals auf 75OkHz ist wünschenswert, um ein Überlagern dieses Signals mit dem nächstnledemn HF-Kanal im Fernsehrundfunkspektrum zu verhindern, wenn dieses Signal auf den HF-Bildträger moduliert wird. Zurückkommen^ auf Figur 1 a werden die im Zeilensprungformat vorliegenden Breitbildsignale IF', QF' und YF' von den Wandlern 17ü ois 17c jeweils durch Horizontal-Tiefpaßfilter 19a, 19b und 19c gefiltert, um ein Signal IF" und QF" jeweils einer

Bandbreite von O bis 600 kHz und ein Signal YF" mit einer Bandbreite von O bis 5kHzzu erzeugen. Diese Signale werden zunächst einem Formatkodierungsprozeß unterworfen, welcher jedes dieser Signale mittels einer Formatkodierungsvorrichtung, zu der eine Rand-Mittelteil-Signaltrenneinrichtung und Verarbeitungseinheit 18 gehört, kodiert. Zur Verwendung als Verarbeitungseinheit ist in Figur 6 eine beispielhafte Schaltungsanordnung dargestellt.

In Figur β wird das Signal YF" einem Horizontal-Tiefpaßfilter 610 mit einem Durchlaßbereich vonO bis 70OkHz zugeführt, um ein Luminanzsignal YF niederer Frequenz zu erzeugen. Das Signal YL wird an den Subtrahend-Eingang einer subtraktiven Kombinationsschaltung 612 gelegt. Das Signal YF" wird auch an ein Verzögerungselement 614 gelegt, um die durch Verarbeitung im Filter 610 hervorgerufene Signalverzögerung auszugleichen. Das von dem Verzögerungselement 614 gelieferte verzögerte Y^p" wird dem Minuend-Eingangsschluß der subtraktiven Kombinationsschaltung 612 zugeführt. Das Ausgqngssignal der Kombinationsschaltung 612 ist ein Luminanzsignal YHO, das ein Frequenzband von 700 kHz bis 5 MHz einnimmt.

Das verzögerte Signal YF" und die Signale YHO und Yl werden getrennten Eingängen der Demultiplex-Vorrichtung 616 zugeführt, welche Demultiplex (DEMUX)-Einheiten 618,620 und 621 für die jeweilige Verarbeitung der Signale YF", YHO und YL enthält. Die Einzelheiten der Demultiplex-Vorrichtung 616 werden unten in Verbindung mit Figur 8 erörtert. Die Demultiplexeinheiten 618,620 bzw. 621 liefern das über die volle Bandbreite gehende Mittelteilsignal YC, das Randteil-Höhensignal YH und das Randteil-Tiefensignal YL', wie sie in den Figuren 3 und 4 dargestellt sind.

Das Signal YC wird von einer Zeitdehnungseinrichtung 622 zeitlich gedehnt, um das Signal YE zu erzeugen. Das Signal YC wird mit einem Mittelteil-Dehnungsfaktor zeitlich ausreichend so gedehnt, daß noch-Raum für die linken und rechten Horizontal-Überabtastungsbereiche bleibt. Dieser Mittelteil-Dehnungsfaktor (1,19) ist das Verhältnis der gewünschten Breite des Signals YE (Bildelemente 15 bis 740) zur Breite des Signals YC (Bildelemente 75 bis 680), wie diese in Figur 3 gezeigt ist. Das Signal YL'wird in einer Zeitkomprimierungseinrichtung 628 um einen Randkomprimierungsfaktor zeitlich komprimiert, um das Signal YO zu erzeugen. Der Randteil-Komprimierungsfaktor (6,0) ist das Verhältnis der Breite des entsprechenden Teils des Signals YL' (z. B. die linken Bildelemente 1 bis 84) zu der gewünschten Breite des Signals YO (z. B. die linken Bildelemente 1 bis 14), wie dies in Figur 3 gezeigt ist. Die Zeitdehnungseinrichtung 622 und die Zeitkomprimierungseinrichtung 628 können von dem in Figur 12 gezeigten Typ sein, wie dies unten noch erörtert wird.

Die Signale IE, IH, IO und QE, QH, QO werden jeweils aus den Signalen IF" und QF" in einer ähnlichen Weise entwickelt wie die Signale YE, YH und YO mittels der Vorrichtung der Figur 6. Hierbei wird auf die Figur 7 Bezug genommen, die eine Vorrichtung zur Erzeugung der Signale IE, IH und IO aus dem Signal IF" veranschaulicht. Die Signale QE, QH und QO werden aus dem Signal QF" in derselben Weise entwickelt. Die in Figur 7 gezeigte Schaltungsanordnung ist diesselbe wie diejenige in Figur 6, außer, daß das Tiefpaßfilter 710 einen Durchlaßbereich von 0 bis 83 kHz anstelle von 0 bis 70OkHz für das entsprechende Filter 610 in Figur 6 aufweist.

Die Figur 8 veranschaulicht eine Demultiplex-Vorrichtung 816, die beispielsweise für die Vorrichtungen 616 der Figur 6 und 716 der Figur 7 verwende; werden kann. Die Vorrichtung der Figur 8 ist im Zusammenhang mit dem Demultiplexer 616 der Figur 6 dargestellt. Das Eingangssignal YF" enthält 754 Bildelemente, die die Bildinformation kennzeichnen. Die Bildelemente 1 bis 84 kennzeichnen den linken Rand, die Bildelemente 671 bis 754 kennzeichnen den rechten Rand und die Bildelemente 75 bis 680 kennzeichnen den Mittelteil, welcher die linken und rechten Randteile leicht überlappt. Die Signale IF' und QF" weisen eine ähnliche Überlappung auf. Wie noch erörtert wird, wird es durch eine solche Bereichsüberlappung mögl.ch, die Mittel- und Randteile im Empfänger so zusammenzufügen, daß Artefakte an den Grenzen praktisch eliminiert werden. Die Demultiplex-Vorrichtung 816 enthält erste, zweite und dritte Demultiplexer-(DEMUX-) Einheiten 810,812 bzw. 814 mit jeweils zugehöriger Information für den linken, mittleren und rechten Bereich. Jede Demultiplexereinheit hat einen Eingang „A", an welchen jeweils die Signale YH, YF" bzw. YL gelegt weiden, und einen Eingang „B", an welchen ein Austastsignal (BLK) gelegt ist. Das Austastsinnal kann beispielsweise ein Pegel sein, welcher als ein Schwarzbild (d. h. 0 IRE) wiedergegeben wird. Die Einheit 810 extrahiert das A'isgannssignal YH, das die Höhen des linken und rechten Randteils enthält, aus dem Eingangssignal YH, solange der Signalwähleingang (SED der Einheit 810 von einem Zählwertvergleicher 817 einen ersten Steuerpegel empfängt, welcher die Anwesenheit derBüdelemente 1 bis 84 des linken Randteils und der Bildelemente 671 bis 754 des rechten Randteils anzeigt. Zu anderen Zeiten bewirkt ein zweiter Steuerpegel von dem Zählwertvergleicher 817, daß das Signal BLK am Engang B und nicht das Signal YH am Eingang A mit dem Ausgang der Einheit 810 zu verbinden ist. Die Einheit 814 und ein Zählwertvergleicher 820 arbeiten in ähnlicher Weise, um das Randteil-Tiefensigral YL' aus dem Signal YL abzuleiten. Die Einheit 812 koppelt das Signal YF" von ihrem Eingang A an ihren Ausgang, um das Mittelteilsignal YC nur dann zu erzeugen, wenn ein Steuersignal von einem Zählwertvergleicher 818 die Anwesenheit der Bildelemente 75 bis 680 des Mittelteils anzeigt.

Die Zählwertvergleicher 817,818 und 820 werden mit dem Videosignal YF" mittels eines Impulssignals vom Ausgang eines Zählers 822 synchronisiert, welcher auf ein Taktsignal mit dem vierfachen Wert der Chrominanz-Hilfsträgerfrequenz (4x fsc) und auf ein Horizontalzeilen-Synchronimpulssignal H anspricht, das von einem Studio-Taktsignalgenerator 2 geliefert wird. Jeder Ausgangszählwert des Zählers 822 entspricht einer Bildelementposition längs einer Horizontalzeile. Das Signal H ist ein Zeitbezugssignal, welches dem Zähler 822 ein Bildelementintervall vor dem Erscheinen des Bildelementes 1 zurückstellt. Um an der Verbindungsstelle der Rand- und Mittelteile im wiedergegebenen Bild sichtbare Übergangssäume zu verhindern, ist es für das Signal H wünschenswert, daß es mit den verarbeiteten Videosignalen synchronisiert wird. Die Vorrichtung zur Entwicklung des Signals H ist in bezug auf Figur 25 unten beschrieben.

Die Figur 12 veranschaulicht eine Rasterabbildungsvorrichtung, welche für die Zeitdehnungseinrichtungen ι nd Zeitkomprimierungseinrichtungen der Figuren 6 und 7 verwendet werden kann. In dieser Hinsicht wird Bezug auf die Wellenformen der Figur 12 a genommen, welche den Abbildungsprozeß veranschaulichen. Die Figur 12a zeigt die Wellenform S eines Eingangssignals mit einem mittleren Teil zwischen den Bildelementen 75 und 680, welcher mittels eines Zeitiiehnungsvorganges in die Bildelementpositionen 15 bis 740 einer Ausgangswellenform W abgebildet werden soll. Die Endpunkte der Bildelemente 75 bis 680 der Wellenform S bilden direkt in die Endpunkte der Bildelemente 15 und 740 der Wellenform W ab. Die dazwischenliegenden Bildelemente werden wegen der zeitlichen Dehnung nicht direkt in einem Positionsverhältnis 1:1 abgebildet, in vielen Fällen nicht einmal in einem ganzzahligen Positionsverhältnis. Der letztgenannte Fall wird z. B. veranschaulicht, wenn die Bildelementposition 76,67 der Eingangswellenform S der ganzzahligen Bildelementposition 17 der Ausgangswellenform W entspricht.

In der Figur 12 liefert ein mit der Frequenz 4x fsc arbeitender Bildelementzahler ein Schreibadres-;en (WRITE ADDRESS)-Ausgangssignal M, das Bildelementpositionen (1 ...754) auf einem Ausgangsraster repräsentiert. Das Signal M wird einem PROM (programmierbarer Festwertspeicher) 1212 zugeführt, welche eine Nachschlagetabelle programmierter Werte enthält, die von der Natur der durchzuführenden Rasterabbildung abhängen, z. B. Komprimierung oder Dehnung. Ausgelöst durch das Signal M liefert der PROM-Speicher 1212 ein Leseadrassen (READ ÄDDRESSl-Ausgangssignal N, welches sine g..'nze Zahl darstellt, und ein Ausgangssignal DX, das eine Bruchzahl darstellt, die gleich oder größer als Null, jedoch kleiner als 1 ist. Im Fall eines 6 Bit-Signals DX = 2" = 64 zeigt das Signal DX die Bruchteile 0, Ve*, Vm, ³/β4,... 6 3/₆₄ Um beispielsweise eine Signaldehnung zu erreichen, ist der PROM-Speicher 1212 zur Erzeugung des Signals N vorgesehen, das bei einer Geschwindigkeit, die kleiner ist als diejenige des Signals M, wertmäßig zunimmt. Wenn umgekehrt eine Signalkomprimierung erfolgen soll, liefert der PROM-Speicher 1212 das Signal N, das bei einer Geschwindigkeit, die größer ist als diejenige des Signals M, wertmäßig zunimmt.

Das Videooingangssignal S, das eines der Signale YC, IC, QC, Y_L', I_L' oder Q₁/ sein kann, wird durch hintereinander geschaltete Bildelement-Verzögerungselemente 1214a, 1214b und 1214c verzögert, um Videosignale S(N + 2), S(N + 1) und S(N) zu erzeugen, bei denen es sich um zueinander verzögerte Versionen des Videoeingangssignals handelt. Diese Signale werden an Videosignaleingangsanschlüsse zugehöriger Doppelanschluß-Speicher 1216a bis 1216d geführt, wie sie allgemein bekannt sind. Das Signal M wird an den Schreibadresseneingang eines jeden der Speicher 1216a bis 1216d gelegt, und das Signal N wird an den Leseadresseneingang eines jeden der Speicher 1216a bis 1216d gelegt. Das Signal M bestimmt, wo ankommende Videosignalinformation in die Speicher eingeschrieben werden soll, und das Signal N bestimmt, welche Werte aus den Speichern gelesen werden sollen. Die Speicher sind so ausgelegt, daß sich Information in eine Adresse einschreiben läßt, während gleichzeitig eine andere Adresse ausgelesen wird.

Die Signale S(N - 1(,S(N)₁S(N + 1) und S(N + 2) von den Speichern 1216a bis 1216d werden in einem linearen Vierpunkt-Interpolator verarbeitet, der Spitzenwertfilter 1220 und 1222 zur Spitzenwertbildung, einen PROM-Speicher 1225 und einen linearen Zweipunkt-Interpolator 1230 enthält; Einzelheiten dieser Schaltungen sind in den Figuren 12 b und 12c veranschaulicht. Die Spitzenwortfilter 1220und1222 empfangen drei SignaleausderGruppederSignaleS(N - 1),S(N),S(N + 1)undS(N + 2)in der gezeigten Auswahl und empfangen außerdem ein Spitzenwertsignal PX. Der Wert des Spitzenwertsignals PX ändert sich von Null bis 1 als Funktion des Wertes des Signals DX, wie in Figur 12d gezeigt, und wird, ausgelöst durch das Signal DX, von dem PROM-Speicher 1225 geliefert. Der PROM-Speicher 1225 enthält eine Nachschlagetabelle und ist so programmiert, daß er, ausgelöst durch einen gegebenen Wert von DX, einen gegebenen Wert von PX erzeugt. Die Spitzenwertfilter 1220 bzw. 1222 liefern wechselweise verzögerte Videosignale S'(N) und S'(N + 1), die eine Spitzenwertbildung erfahren haben, an den linearen Zweipunkt-Interpolator 1230, welcher auch das Signal DX empfingt. Der Interpolator 1230 liefert ein (komprimiertes oder gedehntes) Videoausgangssignal, wobei das Ausgangssignal W durch den Ausdruck

W = S'(N) + DX/S'(N + 1) - S'(N)/

definiert ist.

Die beschriebene Funktion des Zweipunkt-Interpolators und der Spitzenwertbildung nähert sich in vorteilhafter Weise einer (sin X)/X-Interpolationsfunktion mit guter Auflösung der hochfrequenten Details an.

Die Figur 12 b zeigt Einzelheiten der Spitzenwertfilter 1220 und 1222 und des Interpolators 1230. In Figur 12 b werden die Signale S(N - 1), S(N) und S(N + 1) einem Bandpaßfilter 1240 in dem Spitzenwertfilter 1220 zugeführt, wo diese Signale jeweils durch die Koeffizienten der Spitzenwertbildung -¹A, V2 und -¹A bewertet und summiert werden, wie in Figur 12c dargestellt ist. Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 1240 wird in einer Multiplizierschaltung 1243 mit dem Signal PX multipliziert. Das von der Multiplizierschaltung 1243 gelieferte Signal wird mit dem Signal S(N) in einem Addierer 1244 summiert, um ein Spitzenwertsignal S'(N) zu erzeugen. Das Spitzenwertfilter 1222 ist in Aufbau und Wirkungsweise dasselbe.

In dem Zweipunkt-Interpolator 1230 wird das Signal S'(N) mittels einer Subtrahierschaltung 1232 von dem Signal S'(N + 1) subtrahiert, um ein Differenzsignal zu erzeugen, das in einer Multiplizierschaltung 1234 mit dem Signal DX multipliziert wird. Das Ausgangssignal der Multiplizierschaltung 1234 wird in einem Addierer 1236 mit dem Signal S'(N) summiert, das von einem Verzögerungselement 1235 verzögert wurde, damit die Verarbeitungszeit durch die Multiplizierschaltung 1234 kompensiert wird, um ein Ausgangssignal W zu erzeugen.

Nachfolgend wird auf Figur 1 a Bezug genommen. Die Signale YE, IE, QE und YO, IO, QO, die von dem Kodierer 18 erzeugt werden, werden vor einer Kombinationsschaltung 28 für das Rand-Milte-Signal, z. B. einem Zeitmultiplexer, zusammengefaßt, um die Signale YN, IN und YN mit einer NTSC-kompatiblen Bandbreite und einem Bildseitenverhältnis von 4:3 zu erzeugen.

Diese Signale haben die gleiche Form wie das in Figur 3 gezeigte Signal YN. Zur Erzeugung dieser Signale spricht die Kombinationsschaltung 28 auf einen Bildelementzähler (nicht gezeigt) an, welcher derselbe wie derjenige in Figur 8 gezeigte Zähler 822 sein kann. Ausck löst durch die Ausgangswerte zwischen 1 und 14 und zwischen 741 und 754 läßt die Kombinationsschaltung 28 Jas komprimierte Luminanzsignal YO als Signal YN passieren. Ausgelöst durch die Zählerv/erte zwischen 15 und 740, passiert die Kombinationsschaltung das Signal YE als Signal YN. Die Signale I_n und Q_n werden von der Kombinationsschaltung 28 unter Verwendung einer Einrichtung erzeugt, die mit der oben beschriebenen identisch ist, indem sie mit der Signalen IO und IE bzw. QO und QE betrieben wird. Die Kombinationsschaltung 28 enthält auch geeignete Signalverzögerungen (nicht gezeigt) für den Ausgleich der Laufzeiten der zu verknüpfenden Signale.

Ein Modulator 30, ein Bandpaßfilter 32, ein H-V-T-Bandsperrfilter 34 und eine Kombinationsschaltung 36 stellen einen verbesserten NTSC-Signalkodierer 31 dar. Die Chrominanzsignale IN und QN werdon quadraturmoduliert, und zwar auf einen Hilfsträger SC mit der NTSC-Chrominanz-Hilfsträgerfrequenz von nominell 3,58MHz mit Hilfe eines Modulators 30, um ein moduliertes Signal CN zu erzeugen.

Die Figur 9 zeigt Einzelheiten des Modulators 30. In Figur 9 erscheinen die Signale IN und QN mit der vierfachen Frequenz (4x fsc) des Chrominanzhilfsträgers und werden an die Signaleingänge der Latch-Schaltungen 010 bzw. 912 gelegt. Die Latch-Schaltungen 910 und 912 empfangen außerdem ein Taktsignal der Frequenz 4x fsc, um die Signale IN' und QN weiterzugeben, und ein Schaltsignal der Frequenz 2x fsc, das einem invertierenden Schaltsignalseingang der Latch-Gchaltung 910 und einem nichtinvertierenden Schaltsignaleingang der Latch-Schaltung 912 zugeführt wird. Die Signale 4x fsc und 2x fsc werden von

ein am Studio-Taktsignalgenerator 2 geliefert. Das Signal wird an die Schalteingänge der Latch-Schaltungen 910 und 912 gelegt, wobei der Zustand der Ausgangsanschlüsse der Latch-Schaltungen so ist, daß dieser alternativ eine hohe Impedanz aufweist. Die Signalausgänga der Latch-Schaltungen 910 und 912 werden zu einer einzigen Ausgangsleitung zusammengefaßt, auf der die Signale I und Q abwechselnd erscheinen und an Signaleingänge einer nichtinvertierenden Latch-Schaltung 914 und an eine invertierende Latch-Schaltung 916 geführt sind. Die Latch-Schaltungen 914 und 916 werden mit einer Frequenz von 4χ fsc getaktet und empfangen ein Schaltsignal mit der Chrominanz-Hilfsträgarfrequenz fsc an den invertierenden bzw. nichtinvertierenden Eingängen. Die nichtinvertierende Latch-Schaltung 914 erzeugt eine alternierende Ausgangsfolgo der Signale I und Q mit positiver Polarität, und die invertierende Latch-Schaltung 916 erzeugt eine alternierende Ausgangsfolg« der Signale I und Q mit invertierter Polarität, d.h. —I, — Q. Die Ausgänge der Latch-Stellungen 914 und 916 werden zu einer einzi ·;η Ausgangsleitung zusammengefaßt, auf welcher eine alternierende Folge paarweiser Signale I und Q mit wechselnden entgegengesetzten Polaritäten erscheint, d.h. in der Folge I, Q, -I, -Q...etc., um auf diese Weise das Signal CN zu bilden. Dieses Signal wird in dem zweidimensionalen V-T-Filter 32 gefiltert, bevor es in der Einheit 36 mit einem Signal YP kombiniert wird, das von einem Horizontal-Vertikal-Zeit (H-V-T)-Filter 34 geliefert wird. Das von der Einheit 36 gelieferte Signal ist ein kodiertes NTSC-Signal C/SL (komponente 1) in der Form

Y+ I, Y+ Q, Y-I, Y-Q, Y+I, Y+ Q...usw.

Die Figur 10 veranschaulicht ein vertikal zeitliches (V-T)-Filter, das durch Einstellung von Bewertungskoeffizienten a 1 bis a 9 erste und zweite V-T-Bandpaß (A oder B)-Koiifigurationen oder eine V-T-Tiefpaßkonfiguration aufweisen l:ann. Die Tabelle der Figur 10 veranschaulicht die Bewertungskoeffizienten füi V-T-Bandpaß-A- und V-T-Bandpaß-B-Filterkonfigurationen, welche in dem offenbarten System angewendet werden. So besteht ein H-V-T-Bandsperrfilter, wie das Filter 34 der Figur 1 a, aus der Kombination eines Horizontal-Tiefpaßfilters 1020 und eines V-T-Bandpaß-B-Filters 1021, wie es in Figur 10b gezeigt ist. Das V-T-Bandpaß-A-Filter ist ein Vollbild-Kammfilter, welches eine Frequenzgnngkennlinie mit Spitzen entsprechend den Spitzen in dem Frequenzspektrum des modulierten Chrominanzsignals aufweist. Das V-T-Bandpaß-B-Filter ist auch ein Vollbildkammfilter, dessen Frequenzgangkennlinie entsprechend den Spitzen im Frequenzspektrum des modulierten Chrominanzsignals Nullen aufweist.

In dem H-V-T-Bandsperrfilter der Figur 10b weist das Horizontal-Tiefpaßfiltor 1020 eine gegebene Grenzfrequenz auf und liefert eine gefilterte Signalkomponente niederer Frequenz. Dieses Signal wird in einer Kombinationsschaltung 1023 mit einer verzögerten Version des Eingangssignals aus einer kompensierenden Verzögerungseinheit 1022 substraktiv kombiniert, um eine Signalkomponente hoher Frequenz zu erzeugen. Diese Signalkomponente hoher Frequenz ist an das V-T-Bandpaß-B-Filter 1021 gelegt, dessen Ausgangsanschluß mit einer additiven Kombinationsschaltung 1025 verbunden ist. Die Komponente niederer Frequenz des Filters 1020 wird mittels eines Netzwerkes 1024 einer Vollbildverzögerung unterworfen, bevor sie an eine additive Kombinationsschaltung 1025 gelegt wird. Das Ausgangssignal der Kombinationsschaltung 1025 ist ein ein H-V-T-Bandsperrfilter durchlaufendes Signal, beispielsweise YP. Das V-T-Filter 1021 ist ein Filter mit endlicher Impulsantwort (FIR), beispielsweise das in der Figur 10 dargestellte Filter, welches die in Figur 10a dargestellten Koeffizienten des V-T-Bandpaßfilters verwertet.

Das H-V-T-Bandsperrfilter 34 in den Figuren 1 a und 9 ist ein Vollbild-Kammfilter oberhalb 1,5 MHz, welches einen Teil der Frequenzkomponenten des Luminanzsignals YN beseitigt, welche mit sich aufwärts bewegenden Diagonalen übereinstimmen. Diese Frequenzkomponenten sind in ihrem Erscheinen den Chrominanz-Hilfsträgerkomppnenter ähnlich und werden aus dem Luminanzsignal beseitigt, um in dem Frequenzspektrum eine Lücke herzustellen, in welche das rr odulierte Chrominanzsignal eingefügt wird. Das Entfernen der sich aufwärts bewegenden diagonalen Frequenzkomponenten aus dem Luminanzsignal YN schwächt ein wiedergegebenas Bild nicht sichtbar ab, weil festgestellt worden ist, daß das menschliche Auge gegenüber diesen Frequenzkomponenten im wesentlichen unempfindlich ist. Das Filter 34 weist eins Grenzfrequenz von annähernd 1,5MHz auf, um die vertikale Luminanz-Detailinformation nicht zu beeinträchtigen.

Ein Ausgangssignal C/SL (Komponente 1) der Tiefen des Mitte-Randbereiches von der Kombinationsschaltung 36 enthält wiederzugebende NTSC-kompatible Information, die aus dem Mittelteil des Breitbildsignals abgeleitet ist, ebenso wie komprimierte Tiefen der Randteile (sowohl Luminanz als auch Chrominanz), die aus den Randteilen des Breitbildsignals abgeleitet sind und sich in den linken und rechten Überabtastungsbereichen befinden und von einem Betrachter eines NTSC-Bildwiedergabeempfängers nicht gesehen werden. Die komprimiertenRandteiltiefen in dem Überabtastungsbereich stellen den einen Bestandteil der Randteilinformation für eine Breitbildwiedergabeanordnung dar. Der andere Bestandteil, die Randteilhöhen, wird von der Verarbeitungseinheit 18 entwickelt, die oben erörtert ist.

Nachfolgend wird auf Figur 1 a Bezug genommen. Das im Kodierer 31 erzeugte Signnl C/SL wird von einer Intraframe-Mittelungseinrichtung 38 verarbeitet, um ein Signal N zu erzeugen, das an einen Eingangsanschluß eines Addierers 40 gelegt ist. Das Signal N, das einer Interframe-Mittelung unterzogen wurde, ist im wesentlichen mit dem Signal C/SL identisch, und wegen der gut sichtbaren Korrelation der Intraframe-Bildinformation in dem Signal C/'SL. Die Mittelungseinrichtung 38 mittelt das Signal C/SL nur oberhalb von annähernd 1,5MHz, um das vertikal-zeitliche Übersprechen zwischen den Haupt- und Zusatzsignalen zu reduzieren oder zu eliminieren. Die Figuren 11 a und 11 b zeigen Einzelheiten der Höhen-Intraframe-Mittelungseinrichtung 38.

Wie in Figur 11a gezeigt ist, enthält die Intraframe-Mittelungseinrichtung 38 ein eingangsseitiges Horizontal-Tiefpaßfiltir 1110 mit einer Grenzfrequenz von annähernd 1,5MHz, welches das Signal C/SL empfängt. Eine Komponente niederer Frequenz des Eingangssignals C/SL wird am Ausgang des Filters 1110 erzeugt, und eine Komponente hoher Frequenz des Eingangssignals C/SL wird am Ausgang einer subtraktiven Kombinationsschaltung 1112, die wie gezeigt angeordnet sind, erzeugt. Die Komponente niederer Frequenz wird in einer Einheit 1114 einer Kompensationsverzögetung von 262 H (ein Halbbild) unterworfen, bevor sie an einen Addierer 1120 gelegt wird. Die Signalkomponente C/SL hoher Frequenz wird in einem V-T-Filter 1116 verarbeitet, bevor sie an d Jn Addierer 1120 gelegt wird. Das Ausgangssignal des Addierers 1120 ist das Signal N. Das Filter 1116 ist in Figur 11 b im Detail gezeigt. Das Filter 1116 enthält ein Paar der Verzögerungselemente 1122 und 1124. Das Einganpcolyiiol für das Filter ist an das Verzögerungselement 1122 und an die Multiplizierüchaltung 1125 gelegt. Das von dem Verzör₍erungselement 1122 erzeug»ι oignal ist an das Verzögerungselem^nt 1124 und an nine Multiplizierschaltung 1126

gelegt, Das Ausgangssignal des Verzögerungselementes 1124 ist an eine Multiplizlerschultung 1127 gelegt. Die Multiplizierschaltungen 1125,1126 und 1127 multiplizieren ihre jeweiligen Eingangssignale mit Bewertungskoeffizienten a 1, a 2 bzw. a3. Die Ausgangssignale der Multiplizierschaltungen sind an einem Addierer 1130 geführt, welcher ein zeitlich gemitteltes Signal C/SL hoher Frequenz erzeugt. Der Bewertungskoeffizient a 2 bleibt konstant, aber die Koeffizienten a 1 und a 3 wechseln zwischen ^]h und 0 von einem Halbbild zum nächsten Halbbild. Der Koeffizient a 1 weist Werte von '/2 und 0 auf, wenn der Koeffizient a 3 entsprechende Werte von O und '/2 aufweist. Das Schalten der Werte für die Koeffizienten al und a 3 wird mit den ankommenden Signalen synchronisiert, so daß nur die entsprechenden Bildelementwerte von zwei Halbbildern in demselben Vollbild gemittelt werden.

Nachfolgend wird auf Figur 1 a Bezug genommen. Die Signale IH, QH und YH werden mit Hilfe eines NTSC-Kodierors 60 in dem NTSC-Format untergebracht, welcher dem oben beschriebenen Kodierer 31 ähnlich ist. Das von dem NTSC-Kodierer 60 erzeugte Ausgangssignal, das Signal NTSCH, ist die Information der Randteilhöhen im NTSC-Format. Dieses Signal ist durch Figur 5 veranschaulicht.

Das Signal NTSCH, das von dem Kodierer 60 erzeugt wird, wird in einer Einheit 62 zeitlich gedehnt, um ein gedehntes Randteil-Höhensignal ESH zu erzeugen. Wie in Figur 5 dargestellt, wird die Dehnung speziell durch einen „Abbildungs"-Prozeß zustandegebracht, bei dem die linken Randteil-Bildelemente 1 bis 84 des Signals NTSCH in die Bildelementpositionen 1 bis 377 des Signals ESH abgebildet werden, d. h. die linken Randteilhöhen des Signals NTSCH werden so gedehnt, daß sie annähernd die Hälfte der aktiven Zeilenzeit des Signals ESH einnehmen. Der rechte Randteilbereich (Bildelemente 671 bis 754) des Signals NTSCH wird in ähnlicher Weise verarbeitet, um die andere Hälfte der aktiven Zeilenzeit einzunehmen. Der Zeitdehnungsprozeß vermindert die horizontale Bandbreite der Information, die das Signal ESH (im Vergleich zu derjenigen des Signals NTSCH) umfaßt, um einen Faktor 377/84. Der Abbildungsprozeß, durch den die zeitliche Dehnung erfolgt, kann durch eine Vorrichtung des Typs realisiert werden, der in den Figuren 12 bis 12 d gezeigt ist, die oben beschrieben sind.

Das Signal ESH, das von der Zeitdehnungseinrichtung 62 erzeugt wird, erfährt in einem Netzwerk 64 eine Intraframe-Mittelung. Der Typ des Netzwerks 64 ist in Figur 11 b dargestellt. Auf diese Weise wird ein Signal X erzeugt, das in Figur 5 veranschaulicht ist. Das Intraframe-Mittelwertsignal X ist im wesentlichen identisch mit dem Signal ESH, und zwar wegen der gut sichtbaren Korrelation der Intraframe-Bildinformation des Signals ESH. Das Signal X wird an einen Signaleingang eines Quadraturmodulators 80 geführt.

Das Signal YF', das von dem Progressiv/Zeilensprung-Bildwandler 1 /c erzeugt wird, wird auch durch ein Horizontal-Bandpaßfilter 70 mit einem Durchlaßbereich von 5MHz bis 6,2 MHz gefiltert. Das Ausgangssignal des Filters 70, das horizontale Luminanzhöhen enthält, wird an einen Amplitudenmodulator 72 gelegt, in dem es mit einem 5MHz-Trägersignal fc überlagert wird. Das Signal fc wird von einem Studio-Taktsignalgenerator 2 erzeugt, der unter Bezugnahme auf Figur 25 unten beschrieben ist. Der Modulator 72 enthält ausgangsseitig ein Tiefpaßfilter (nicht gezeigt) mit einer Grenzfrequenz von annähernd 1,2MHz, um am Ausgang des Modulators 72 ein Signal mit einem Durchlaßbereich von 0 bis 1,2 MHz zu bilden. Die Horizontal-Luminanzhöhen werden in wirksamer Weise im Bereich von 5,0 MHz bis 6,2 MHz im Ergebnis des Überlagerungsprozesses und der nachfolgenden Tiefpaßfilterung in den Frequenzbereich von O b's 1,2 MHz verschoben. Die Amplitude des Signals fc, die bei dem Überlagerungsprozeß verwendet wird, sollte hoch genug sein, damit die ursprünglichen Signalamplituden nach der Filterung durch das 1,2 MHz-Tiefpaßfilter erhalten bleiben.

Das frequenzverschobene Signal der horizontalen Luminanzhöhen des Modulators 72 wird mittels eines Bildformatkodierers 74 kodiert, um dieses Signal mit dem Hauptsignal räumlich zu korrelieren.

Der Kodierer 74 kodiert die in der Frequenz verschobenen Horizontal-Luminanzhöhen in ein 4:3-Standardformat unter Verwendung der in bezug auf die Figuren 6 bis 8 oben beschriebenen Verfahren. Wenn das Mittelteil des Eingangssignals für den Kodierer 74 zeitlich gedehnt wird, fällt dessen Bandbreite auf annähernd 1,0MHz von 1,2MHz ab, und das Ausgangssignal von dem Kodierer 74 wird mit dem Hauptsignal räumlich korreliert. Die Randteilinformation wird in der Einheit 72 einer Tiefpaßfilterung bis 170 MHz unterzogen, bevor sie im Kodierer 74 zeitlich gedehnt wird. Alternativ wird erwartet, daß das von dem Modulator 72 gelieferte Signal von dem Formatkodierer gleichförmig komprimiert werden kann, so daß eine vollständige Zeile der Abtastwerte 1 bis 754 kodiert wird, um die Bildelementpositionen 15 bis 740 einzunehmen, und die Bildelementpositionen der Randteile werden in den Austastpegelwert verschoben. Wenn dieses Verfahren der Formatkcdierung verwendet wird, wird die Bandbreite des Tiefpaßfilters, das in dem Amplitudenmodulator 72 enthalten ist, in gewünschter Weise von 1,2MHz bis zu 95OkHz reduziert.

Das Signal des Kodierers 74 wird mittels einer Vorrichtung 76 einer Intraframe-Mittelung unterzogen, ähnlich derjenigen, wie :,t in Figur 11b veranschaulicht ist. Das von der Mittelungseinrichtung 76 erzeugte Signal wird als Signal Z einem Modulator 80 zugeführt. Das Intraframe-Mittelwertsignal Z ist im wesentlichen identisch mit dem Signal des Kodierers 74 wegen der gut sichtbaren Korrelation der Intraframe-Bildinformation des von dem Kodierer 74 kommenden Signals. Die Modulationssignale X und Z nehmen im wesentlichen dasselbe Frequenzband, annähernd 0 bis 1,1 MHz, ein. Der Modulator 80 führt bei großen Amplitudenausschlägen der beiden Zusatzsignale X und Y eine nichtlineare Amplitudenkomprimierung nach einer Gammafunktion durch, bevor die komprimierten Signale den in der Phase um 90° verschobenen alternierenden Hilfsträgersignalen ASC und ASC mittels Quadraturmodulation aufgeprägt werden. Für die Amplitudenkomprimierung wird ein Gammawert von 0,7 verwendet, wodurch der Absolutwert eines jeden Abtastwertes auf das 0,7fache der Potenz gehoben und mit dem Vorzeichen des ursprünglichen Abtastwertes multipliziert wird. Die Gammakomprimierung reduziert die Sichtbarkeit möglicherweise störender Amplitudenausschläge der modulierten Signale in normalen Empfängern und erlaubt eine voi horsagbare Wiedergewinnung im Breitbildempfänger, weil dio inverse Funktion der im Kodierer verwendeten Gammafunktion vorhersagbar ist und leicht im Dekodierer des Empfängers realisiert werden kann. Die amplitudenkomprimierten Signale werden dann mittels der Quadraturmodulation dem phasengesteuerten alternierenden 3,1075MHz-Hilfsträger ASC und dem um 90° phasenverschobenen Signal ASC aufgeprägt. Die Frequenz der Signale ASC und ASC ist ein ungeradzahliges Vielfaches der halben Bildzeilenfrequenz (395 χ H/2). Die Signale ASC und ASC werden von dam Studio-Taktsignalgenerator 2 erzeugt, der unter Bezugnahme auf die Figur 25 unten beschrieben wird. Die Phase des alternierenden Hilfsträger wird jeweils von einem zum nächsten Halbbild um 180° geändert. Die halbbildweise wechselnde Phase des alternierenden Hilfsträger erlaubt as, daß sich die modulierende Information der Zusatzsignale X und Z mit der Chrominanz-information überlappt und erleichtert die Trennung der Zusatzinformation unter Verwendung einer ro!ativ

unkomplizierten Halbbildspeichereinrichtung in dem Empfänger. D.^s quadraturmodulierte Signal M wird dem Signal N in dem Addierer 40 hinzugefügt. Das resultierende Signal NTSCF ist ein NTSC-kompatibles 4,2 MHz-Signal.

Die Figur 24 zeigt Einzelheiten des Modulators 80. Die Signale X und Z werden jeweils an die Adresseneingänge der nichtlinearen Amplitudenkomprimierungseinrichtungen 2410 bzw. 2412 geführt. Die Komprimierungseinrichtungen 2410 und 2412 sind programmierbare Festwertspeicher-(PROM)-Einrichtungen, die jeweils eine Nachschlagetabelle programmierter Werte enthalten, entsprechend der gewünschten nichtlinearen Gamma-Komprimlerungsfunktion. Diese Funktion ist, anliegend an die Einrichtung 2412, durch eine Kurve dargestellt, in der die ausgangsseitigen Augenblickswerte als Funktion der eingangsseitigen Augenblickswerte wiedergegeben sind. Die komprimierten Signale X und Z von den Datenausgängen der Einrichtungen 2410 und 2412 werden an die Signaleingangsanschlüsse der jeweiligen Signal-Multipliziqrschaltu-gen 2414 bzw. 2416 geführt. Die Referenzeingänge der Multiplizierschaltungen 2414 und 2416 empfangen die zugeordneten alternierenden Hiltüträgersignale ASC und ASC in wechselseitigen Quadratur-Phasenlagen von dem Generator 2. Die Ausgangssignale von den

Multiplizierschaltungen 2414 und 2416 werden in einer Kombinationsschaltung 2420 addiert, um das quadraturmodulierte

Signal M zu erzeugen. Unter Bezugnahme auf Figur 1 a werden die Signale M und N in einem Addierer 40 summiert, um das Signal NTSCF zu bilden.

Die vierte Komponente oder Helfersignal wird von dem Signal YT abgeleitet, das von dem Progressiv/ Zeilensprungabtastungswandler 17c geliefert wird. Das Luminanz-Detailsignal YT, das von dem Progressiv/ Zeilensprungabtastungswandler 17c erzeugt wird, weist eine Bandbreite von 7,16MHz auf und wird mittels eines Formatkodierers 28 in das Format 4:3 kodiert, welcher derselbe wie derjenige unter Bezugnahme auf die Figuren 6 und 8 beschriebene Kodierer ist. Das von dem Formatkodierer 78 gelieferte Signal ist horizontal durch ein Filter 79 einer Tiefpaßfilterung bis 75OkHz unterzogen, um ein Signal YTN zu erzeugen. Die Randteile sind bis 125kHz tiefpaßgefiltert, bevor die Zeitkomprimierung mittels eines eingangsseitigen Tiefpaßfilters des Formatkodierers 78 erfolgt. Dieses Filter entspricht dem Eingangsfilter 610 der in Figur 6 gezeigten Vorrichtung, es weist jedoch eine Grenzfrequenz von 125kHz auf. Die Randteilhöhen sind gelöscht. Daher ist das Signal YTN mit dem Hauptsignal C/SL räumlich korreliert.

Dio Signale YTN und NTSCF werden mittels Digital-Analog-Wandlereinheiten 53 bzw. 54 aus der digitalen (binären) in die Analogform umgewandelt. Das Signal, das von dem Digital-Analog-Wandler 54 geliefert wird, ist an einen Eingangsanschluß eines Analogschalters 8 gelegt; ein anderer Eingangsanschluß des Schalters 8 ist dazu angeschlossen, um ein Signal zu empfangen, das von einem Analogschalter 6 geliefert wird. Ein Signal SC2, das von dem Studio-Taktsignalgenerator 2 geliefett wird, regelt den Analogschalter 8, um entweder aktive Videosignale des Digital-Analog-Wandlers 54 und ein zusammengesetztes Synchronsignal OCPS von dem Taktsignalgenerator 2 oder ein externes Videosignal EV von der Quelle 4 und das Signal OCPS an einen Eingangsanschluß des HF-Quadraturmodulators 57 zu legen. Ein Schalter 9 wird durch das Signal SC2 gesteuert, um entweder das Helfersignal von dem Digital-Analog-Wandler 53 oder ein Helfersignal von der externen Videoquelle 4 an den anderen Anschluß des Modulators 57 zu legen. Der Quadraturmodulator 57 moduliert die beiden Signale, die an dessen Eingangsanschlüsse mit einer Phasenverschiebung von 90° auf den HF-Träger geprägt werden. Das HF-modulierte Signal wird später einem Sender 55 zur Fernsehrundfunk-Übertragung über eine Antenne 56 zugeführt.

Wie bereits oben erläutert, erzeugt der Studio-Taktsignalgenerator 2 ein zusammengesetztes Synchronsignal für die mit progressiver Abtastung arbeitende Breitbildkamera 10, des weiteren verschiedene Takt-, Träger- und Zeitsteuerungssignale, die von dem Breitbild-EDTV-Kodierer verwendet werden, und ein zusammengesetztes Synchron- und Reihensignal, welches dem zu sendenden EDTV-Signal hinzugefügt wird. Der Generator 2 kann diese Signale aus einem internen freilaufenden Oszillator entwickeln oder er kann mit einem externen Videosignal EV synchron gesteuert werden, das von der Quelle 4 geliefert wird. Daher ist die externe Videoquelle 4 wahlweise vorgesehen. Wenn sie nicht vorhanden ist, synchronisiert sich das System selbst. Wenn sie vorhanden ist, kann sie nur für Synchronisationszwecke verwendet werden, oder sie kann kodierte Videosignale zu den Schaltern 8 und 9 liefern, welche die kodierten Videosignale, die an den Ausgangsanschlußklemmen der Digital-Analog-Wandler 53 und 54 verfügbar sind, übersteuern. Das zusammengesetzte Synchronsignal OCPS, das von dem Studio-Taktsignalgenerator geliefert wird, wird in die zu sendenden Signale eingefügt, ob sie nun von den Digital-Analog-Wandlern 53 und 54 oder von der externen Videoquelle 4 geliefert werden. Diese Konfiguration erlaubt es, die Anlage in einem örtlichen Fernsehstudio zu synchronisieren, beispielsweise mit einer Programmierung, die von einem Netzwerk geliefert wird. Die Synchronisation dieser Art ist wichtig, wenn die örtlichen Programme mit der Programmierung von anderan Quellen ohne störende Schaltartefakte gemischt werden müssen.

Das Nachfolgende ist ein Überblick einer beispielhaften Schaltungsanordnung, die in Figur 25 gezeigt ist und als Studio-Taktsignalgenerator 2 verwendet werden kann. Das Sig.ial 8 χ fsc, das von einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 2520 erzeugt wird, ist an einen Zähler 2524 gelegt. Der Zählwert, ein Signal PC, das von dem Zähler 2524 geliefert wird, repräsentiert die Position der von den Analog-Digital-Wandlem 14 zu digitalisierenden Bildelemente auf einer Bildzeile. Das Signal PC ist an einen Festwertspeicher (ROM) 2526 gelegt, der die Zeitsteuersignale erzeugt, die verschiedene Ereignisse repräsentierten, die bei jeder Zeile des Signals vorkommen, beispielsweise Horizontalaustastung und Synchronisation. Ein Signal C910 mit einem Impuls pro Bildzeile des Signals, das von der Kamera 10 geliefert wird, stellt der Festwertspeicher (ROM) 2526 für einen Zähler 2534 bereit. Der Zähler 2534 erzeugt ein Signal LC, das die Vertikalposition der Zeile der von den Analog-Digital-Wandlem 14 zu digitalisierenden Abtastwerte repräsentiert. Das Signal LC ist an ein ROM 2536 gelegt, daß Signale zur Kennzeichnung der Ereignisse erzeugt, welche einmal pro Halbbild oder einmal pro Vollbild als Vertikal-Austastsignal vorkommen. Die Signale PC und LC werden verschiedenen Festwertspeichern 2530,2532,2540,2542,2544 und 2546 zugeführt, die Signale erzeugen, welch« den übrigen Teil der Zeitsteuer- und Oszülatorsignale kennzeichnen, die von dem Generator 2 erzeugt werden. Sowohl die Schaltsignale SW1 und SW2 als auch die analogen zusammengesetzten Synchronsignale CCPS und OCPS werden ebenfalls von dem Studio-Taktsignalgenerator 2 geliefert.

Um die Erläuterung der Zeitsteuerschaltung zu erleichtern, sind die kompensierenden Verzögerungseinrichtungen, die zur Zuführung der Signale, die von dem Taktsignalgenerator 2 erzeugt werden, an den restlichen Teil der Schaltungsanordnung notwendig sein können, die in Figur 1 a gezeigt ist, weggelassen. Einem Fachmann auf dem Gebiet des Entwurfs einer digitalen Signalverarbeitungsschaltung ist es bekannt, wo in einem bestimmten System solche Verzögerungen erforderlich sind. Die Figur 25 ist ein Blockdiagramm einer Schaltungsanordnung, die zur Verwendung als Studio-Taktsignalgenerator 2 geeignet ist.

In Figur 25 werden das Signal EV, das die phasengleiche Komponente eines kodierten Breitbild-EDTV-Signals enthält, und die relevanten Horizontal-, Vertikal- und die Farbbursi-Synchronsignalkomponenten von der externen Videoquelle 4 an eine herkömmliche Synchronsignal-Trennschaltung 2510 gelegt. Die Trennschaltung 2510 erzeugt ein Burstauftastsignal BG und externe Horizontal- und Vertikal-Synchronsignalo EHS bzw. EVS.

Das Signal EV ist weiterhin an ein Chrominanz-Bandpaßfilter 2512 geführt, welches die Chrominanz-Bandkomponenten des Signals EV nach dem relativen Ausschluß beliebiger anderer Komponenten durchläßt. Die Ausgangsklemme des Filters 2512 ist mit einem Analoggatter 2514 verbunden, welches von dem Burstaustastsignal BG geregelt wird, um die Farbburstsignalkomponente BURST des Signals EV an eine Eingangsklemme des Phasendetektors 2516 zu legen. Eine andere Ausyangsklemme des Phasendetektors 2516 ist angeschlossen, um ein Signal C8 zu empfangen, das von dem ROM 2526 geliefert wird. Wie unten erläutert wird, weist das Signal C8 im wesentlichen dieselbe Frequenz fsc wie der Signalburst auf. Der Phasendetektor 2516 erzeugt ein Ausgangssignal, welches zur augenblicklichen Differenz in der Phase zwischen dem Signal BURST und dem Signal C8 proportional ist. Dieses Phasendifferenzsignal ist an ein Schleifenfilter 2518 gelegt. Das Schleifenfilter 2518 integriert das Phasendifferenzsignal zur Erzeugung eines Signals, welches zur Differenz in der Frequenz zwischen den Signalen BURST und der Anfangsfrequenz des Signals C8 proportional ist, welches auf die freilaufende Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO 2520 bezogen ist, Dieses Frequenzdifferenzsignal ist an eine Steuereingangsklemme des spannungsgesteuerten Oszillators VCO 2520 gelegt, der einen Resonanzkristall 2522 enthält, welcher den VCO 2520 regelt, um eine freilaufende Frequenz von annähernd der achtfachen Frequenz fsc zu erhalten. Das Ausgangssignal 8 χ fsc des

VCO 2520 ist an eine Takteingangsklemme CLK des 11 Bit-Zählers 2524 gelegt. Öas 11 Bit-Ausgangssignal PC (Bildelementzählwert), das von dem Zähler 2524 geliefert wird, ist an die Adresseneingangs-Anschlußstelle des ROM 2526 gelegt. Das ROM 2526 ist eine 2048 χ 9 Bit-Einrichtung, welche programmiert ist, um verschiedene Ausgangssignale als Erwiderung auf die Zählwerte zu erzeugen, die an deren Adresseneingangsanschluß gelegt sind. Ein^s dieser Signale, C8, befindet sich in einem logischen Nullzustand für vier aufeinanderfolgende Zählwerte, und anschließend in einem logischen Eins-Zustand für die nächsten vier aufeinanderfolgenden Zählwerte. Da der Zählwert mit einer Frequenz von 8 χ fsc erhöht wird, weist das Signal C8 eine Frequenz auf, die im wesentlichen gleich fsc ist. Dieses Signal ist an den Phasendetektor 2516, wie oben bereits erwähnt, gelegt.

Die Kombination des Phasendetektors 2516, d6s Schleifenfilters 2518, des spannungsgesteuerten Oszillators VCO 2520, des Zählers 2524 und des Festwertspeichers ROM 2526 ist eine Phasensynchronisationsschleife, welche ein Signal 8 χ fsc erzeugt, das mit der Farbburstsignal-Komponente des exti nen Videosignals EV phasenverriegelt ist. Wie bereits oben erläutert, ist das Signal EV ein Wahlsignal. Wenn es nicht vorhandei *», arbeitet die Schleife mit der freilaufenden Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO 2520.

Die Phasensynchronisationsschleife ist weiterhin mit dem externen Horizontalsynchronsignal EHS synchronisiert. Dieses Signal ist an eine Eingangsklemme eines ODER-Gatters 2528 geführt, Eine andere Eingangsklemme des ODER-Gatters ist angeschlossen, um ein Signal C1820 zu empfangen, das von dem ROM 2526 geliefert wird. Das Signal C1820 enthält einen Impuls, welcher bei jeweils 1820 aufeinanderfolgenden Impulsen des Signals 8 χ fsc einmal auftritt. Die Ausgangsklemme des ODER-Gatters 2528 ist mit der Klemme für den Rückstelleingang, R, des Zählers 2524 verbunden. Bei NTSC-Standardsignalen und Breitband-EDTV-Signalen weist das Signal C1820 im wesentlichen dieselbe Frequenz auf wie das Bildzeilensynchronsignal. Wenn das Signal EHS vorhanden ist, wird das Bildelement-Zählsignal PC, das von dem Zähler 2524 erzeugt wird, mit der externen Quelle synchronisiert. Wenn das Signal EHS nicht vorhanden ist, synchronisiert sich die Phasensynchronisationsschleife selbst

Das ROM 2526 erzeugt außerdem Signale, welche ein 4 x fsc-Taktsignal (4 x fsc), ein 2 χ fsc-Taktsignal (2 x fsc), die Zeitsteuerung der ersten aktiven Bildelementposition auf einer Bildzeile des Ausgangsvideosignals (H), die Zeitsteuerung der Horizontalsynchronisation (OHS) und die Horizontalaustastung (OHB) für das Ausgangsvideosignal, die Zeitsteuerung der Horizontalsynchronisation für die mit progressiver Abtastung arbeitende Kamera (CHS), ein Zeitsteuerungsfer^ter, in welches die Burstkomponente des Ausgangssignals eingefügt wird (BF), und ein Signal C910 kennzeichnen, welches einen Impuls enthält, der bei jeweils 910 aufeinanderfolgenden Impulsen des Signals CK8 einmal vorkommt. Das Signal C910 kennzeichnet den Beginn jeder Bildzeile des Videosignals, das von der mit Progressivabtastung arbeitenden Kamera 10 geliefert wird. Dieses Signal ist an die Takteingangsklemme CLK des Zählers 2534 gelegt, welcher zusammen mit dem ROM 2536 die Vertikalfrequenz-Zeitsteuerungssignale für die Kamera 10 und für das Ausgangsvideosignal erzeugt, das von dem Kodierer erzeugt wird. Der Zähler 2534 ist ein 11 Bit-Zähler, welcher ein A'isgangssignal LC (Zeilenzählwert) erzeugt, das an den Adresseneingangsanschluß des ROM 2536 gelegt ist. Ein Signal C1050, das von dem ROM 2536 geliefert wird, ist an eine Eingangsklemme des ODER-Gatters 2538 gelegt, dessen andere Eingangsklemme dafür angeschlossen ist, das externe Vertikalsynchronsignal EVS zu empfangen, das von der Synchronsignal-Trennschaltung 2510 geliefert wird. Das Signal C1050 enthält einen Impuls, der bei jeweils 1050 aufeinanderfolgenden Werten des Signals LC einmal auftriu und im wesentlichen dieselbe Frequenz aufweist wie das Signal EVS. Die Ausgangsklemme des ODER-Gatters 2538 ist mit der Klemme R des Rückstelleingangs des Zählers 2534 verbunden. Das im ODER-Gatter 2538 erzeugte Signal regelt den Zähler, um dessen Zählwort einmal für jedes Halbbild des Videosignals zurückzustellen, das von der mit Progressivabtastung arbeitenden Kamera 10 erzeugt wird. Die Halbbildfrequenzen der Kamera 10, das externe Videosignal EV und das von dem Breitbild-EDTV-Kodierer erzeugte Ausgangssignal sind dieselben.

Ausgelöst durch das Zeilenzählwertsignal LC erzeugt der Festwertspeicher ROM 2536 ein Signal FID, welches die Halbbildkennzeichnung (d. h. 0,1,2 oder 3) für das augenblickliche Halbbild enthält. Das Signal wird, wie unten noch erläutert wird,dazu verwendet, diealternierendenHilfsträgersignaleASCundASC, das Farbburstsignal, das Überlagerungsträgersignal von 5 MHz fczu erzeugen und die Vertikalsynchronsignale CVS und OVS für die Kamera 10 bzw. für das Ausgangsvideosignal zu kennzeichnen. Außerdem erzeugt das ROM 2536 ein Signal OVB, welches die Vertikalaustastlücke für das Ausgangsvideosignal, ein Signal 0/E, definiert, welches angibt, ob eine Zeile, die durch das Signal LC angegeben wird, innerhalb ihres Halbbildes eine ungeradzahlige oder eine geradzahlige Zeile ist, und ein Signal L22, das angibt, wenn der Wert von LC der Zeile 22 jedes Halbbildes des Ausgangsvideosignals entspricht.

Der Festwertspeicher ROM 2530 ist programmiert, cm die alternierenden Hilfsträgersignale ASC und ASC als Erwiderung auf ein Adresseneingangssignal zu erzeugen, welches das Bildelement-Zählwertsignal PC enthält, das von dem Zähler 2524 geliefert wird, und die Signale F/D und O/E, die von dem ROM 2536 geliefert werden. Die Signale ASC und ASC sind mit Bezug auf die

Signale mit einer nominellen Frequenz von 395 χ fh/2, dor 395fachen halben Bildzeilen-Abtastfrequenz, um 90° phasenverschoben. Die Signale &b und O/E sind in dem Adressensignal für das ROM 2536 enthalten, so daß die Phase dieser Signale ASC und ASC um 180° von Zeile zu Zeile und von Halbbild zu Halbbild wechseln kann, wie dies oben bereits erläutert ist. Die Signale ASC und ASC sind abgetastete 8 Bit-Datensignale mit einer Abtastfrequenz von 4 x fsc. Da die Signale ASC und ASC von Zeile zu Zeile und von Halbbild zu Halbbild eine bekannte Phasenänderung aufweisen (d. h. 180°), kann das ROM 2530 Abtastwerte enthalten, die zwei Bildzeilenperioden der alternierenden Hilfsträgersignale repräsentieren. Bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung wird das 5 MHz-Signal fc in derselben Weise durch das ROM 2532 erzeugt. Dieses Signal ist in der Frequenz oder der Phase nicht an das Bildzeilen-Abtastsignal oder an das Farbhilfsträgersignal des Ausgangsvideosignals gebunden. Es ist jedoch wünschenswert, die Phase dieses Signals von Zeile zu Zeile oder von Halbbild zu Halbbild zu ändern, um eine Störung des wiedergegebenen Bildes zu verhindern. Folglich sind die Signale F/D und O/E mit dem Signal PC in die Bildung des Adressensignals für das ROM 2532 einbezogen. Das Signal fc ist außerdem ein abgetastetes 8 Bit-Datensignal mit einer Abtastfrequenz von 4 x fsc. Das ROM 2532 kann Abtastwerte haiton, die zwischen einem und vier Bildzeilenintervallen des Signals fc repräsentiert sind.

Das ROM 2540 spricht auf ein Adressensignal an, welches die Signale PC, FID und LC zur Erzeugung eines Signals OVS enthält, welches die Zeitsteuerung der verschiedenen Komponenten des Vertikalsynchronsignals für das Ausgangsvideosignal angibt. Das Ausgangssignal OVS des ROM 2540 ist ein binäres 1 Bit-Signal, welches zwischen den Logik-Zuständen Eins und Null zu solchen Zeitpunkten schaltet, wenn das Vertikalsynchronsignal, welches die kompensierenden Impulse und sägezahnförmigen

Zacken enthält, zwischen den Werten, die dem Schwarzpegel (d. h. 0 IRE) bzw. dem Scheitelwert der Synchronisation (d. h. 40 IRE) entsprechen, wechselt.

Ein anderer Festwertspeicher, das ROM 2560, spricht auf ein Adressensignal an, das die Komponentensignale PC, LC und F|D enthält, um oin Signal CVS zu erzeugen, das die Zeitsteuerung der verschiednen Komponenten des Vertikalsynchronsignals für die mit Progressivabtastung arbeitende Kamera 10 angibt.

Ein abgetastetes Datenburstsignal, welches in das Burstintervall jeder Bildzeile des Ausgangsvideosignals eingefügt wird, wird in dem ROM 2542 erzeugt, und zwar in Erwiderung eines Adresseneingangssignals, welches die Signale PC, O/E und FfD enthält.

Das ROM 2542 enthält eine Ausgangsstufe mit drei Zuständen, welches auf ein Burstmarkierungssignal BF anspricht, um ein abgetastetes 8 Bit-Datenburstsignal nur während des Burstintervalls zu liefern, wobei am Ausgangsanschluß des ROM 2542 zu allen anderen Zeiten eine hohe Impedanz zur Verfugung steht.

Das ROM 2544 erzeugt ein Reihensignal für die Einfügung in das Ausgangsvideosignal während der Zeit, die durch das

22. Bildzeilenintervall jedes Halbbildes definiert ist. Die Signale PC und F/D werden verknüpft, um das Adresseneingangssignal für das ROM 2544 zu bilden. Das ROM 2544 enthält eine Ausgangsstufe mit drei Zuständen, welches von dem Signal L22 ausgelöst wird, um das Reihensignal an dessen Ausgangsanschluß nur während des 22. Bildzeilenintervalls jedes Videohalbbildes am Ausgang darzustellen. Am Ausgang des ROM 2544 wird zu allen anderen Zeiten eine hohe Impedanz hervorgebracht. Das Signal F/D ist an das ROM 2544 gelegt, weil das im ROM erzeugte Reihensignal einmal bei jeweils vier Halbbildern des Videosignals eingefügt wird. Diese Inversion wird im Empfänger, wie unten beschrieben, abgetastet, um die Folge von vier Halbbildern des Empfängers zu derjenigen des Senders auszurichten. Die Ausgangsanschlüsse der ROM-Speicher 2542 und 2544 werden miteinander verbunden und am Eingangsanschluß des Digital/Analcg-Wandlers (D/AWandler) 2554 angeschlossen.

Der D/A-Wandler 2554 ist ein Teil der Schaltungsanordnung, die in dem Studio-Taktsignalgenerator 2 verwendet wird, um das analoge zusammengesetzte Synchronsignal OCPS zu entwickeln, das durch die Analogschalter 6 und 8, die unter Bezugnahme auf Figur 1 a oben beschrieben sind, in das Ausgangsvideosignal eingefügt wird. Zur Entwicklung des Signals OCPS werden die Signale OHS und OVS in einem ODER-Gatter 2546 verknüpft, um ein Steuersignal für einen Analogschalter 2552 zu erzeugen. Der Schalter 2552 wird von diesem Steuersignal geregelt, damit der Analogwert (z. B. - 40 IRE), der von der Quelle des Synchronisationsscheitelwertes des Signals 2550 geliefert wird, während der Zeiten durchgelassen wird, die das Ausgangssignal des Gatters 2546 dafür angibt, daß ein Synchronisationssignal vorhanden ist, und damit andererseits ein Austastsignal (z.B. 0 IRE) durchgelassen wird. Das Ausgangssignal des Analogschalters 2552 ist an eine Eingangsklemme eines weiteren Analogschalters 2556 gelegt. Eine zweite Eingangsklemme des Schaltors 2556 ist dazu angeschlossen, die verknüpften Burst- und Reihensignale, die von dem D/A-Wandler 2554 geliefert werden, zu empfangen. Der Analogschalter 2556 wird von einem Signal geregelt, das von einem ODER-Gatter 2558 geliefert wird, damit das Burstsignal während des Burstintervalls jeder Zeile durchgelassen wird, und damit das Reihensignal während der Zeile 22 jedes Halbbildes durchgelassen wird. Zu allen anderen Zeitpunkten passiert das Signal, das von dem Analogschalter 2552 geliefert wird, den Schalter 2556. Die Eingangssignale für das ODER-Gatter 2558 sind das Burstmarkierungssignal BF von dem ROM 2526 und das Signal der Zeile 22, L22.

Das zusammengesetzte Synchronsignal CCPS für die mit Progressivabtastung arbeitende Kamera 10 wird von einer Vorrichtung ähnlich derjenigen entwickelt, die dazu verwendet wird, das Signal OCPS zu entwickeln. Das Kamera-Vertikal-Synchronsignal CVS ist an eine Eingangsklemme eines ODER-Gatters 2570 gelegt, dessen andere Eingangsklemme dazu angeschlossen ist, das Kamera-Horizontal-Synchronsignal CHS zu empfangen, das von dem ROM 2526 geliefert wird. Das Ausgangssignal des ODER-Gatters 2570 ist zu der Steuereingangsklemme eines Analogschalters 2568 geführt. Der Analogschalter 2568 wird von diesem Signal geregelt, damit ein Analogwert (-40 IRE) von einer Quelle des Synchronisationsscheitelwertes 2564 für die Synchronsignale durchgelassen wird, die von dem Signal angegeben werden, das von dem ODER-Gatter 2570 geliefert wird, und damit andererseits ein Austastpegel (0 IRE) von einer Quelle 2562 durchgelassen wird. Das Ausgangsmaterial des Analogschalters 2568 ist das zusammengesetzte Kamerasynchronsignal CCPS.

Wie oben bereits erwähnt, sprechen die Analogschalter 6 und 8 in Figur 1 a auf die jeweiligen Steuersignale SC1 und SC2 an, zum Einfügen, unter gewissen Bedingungen, des externen Videosignals EV und zum unabhängigen Einfügen des zusammengesetzten Synchronsignals OCPS in das Ausgangssignal des Breitbild-EÜTV-Kouierungssystems, wie oben bereits erwähnt, wobei das Signal OCPS ungeachtet der Quelle des Videosignals eingefügt wird, um sicherzustellen, daß örtlich erzeugte EDTV-Signale mit externen (z. B. Netzwerk) Signalen synchronisiert werden.

Die Steuersignale SC1 und SC 2 werden wie folgt erzeugt. Nachfolgend wird auf Figur 25 Bezug genommen. Die Synchronsignal-Trennschaltung 2510 erzeugt ein Signal ESP, welches angibt, wenn ein externes Videosignal EV vorhanden ist.

Das Signal ESP ist an einen Pol eines Schalters 2573 gelegt, dessen anderer Pol mit einer Quelle für den Logikzustand Null, 2572, verbunden ist. Der Kontaktarm des Schalters 2573 wird manuell gesteuert, wenn er mit dem Signal ESP verbunden und das externe Videosignal EV vorhanden ist, ist das Kodierungssystem überbrückt und das Signal EV wird verwendet, um sowohl die Synchronsignale OCPS und CCPS zu erzeugen als auch die Videoausgangssignale des Kodierers zu liefern; wenn der Kontaktarm mit der Quelle 2572 verbunden ist, wird das Signal EV nur verwendet) um die Synchronsignale zu entwickeln, wobei die aktuellen Videosignale von dem Breitbild-EDTV-Kodierer aus den Signalen erzeugt werden, die von der Kamera 1 ο gelief ert werden, wenn das Signal EV nicht vorhanden ist, werden die Synchronsignals von dem Signalgenerator 2 ohne ein Bezugssignal entwickelt. Zur Bildung des Signals SC1 wird das von dem Schalter 2573 gelieferte Signal in einem Inverter 2574 invertiert und anschließend mit dem Signal L22 in einem UND-Gatter 2576 logisch verknüpft. Das Ausgangssignal des UND-Gatters 2576 ist an eine Eingangsklemme eines ODER-Gatters 2578 gelegt. Die beiden anderen Eingangsklemmen des ODER-Gattors 2578 sind dazu angeschlossen, um die ausgangsseitigen Horizontal- und Vertikal-Austastsignale OHB und OVB zu empfangen. Das Ausgangssignal cies ODER-Gatters 2578 ist das Steuersignal SC1. Das Steuersignal SC2 ist das logische ODER des Signals, das von dem Schalter 2573 geliefert wird, und des Signals SC1.

Wenn im Betriebsablauf das von dem Schalter 2573 gelieferte Signal einen Logikwert Eins aufweist, ist das Ausgangssignal des Kodierers das externe Videosignal EV mit den Horizontal- und Vertikal-Synchronsignalkomponenten des Signals OCPS, das in die Austastbereiche eingefügt wird, die durch das Signal SC1 gekennzeichnet sind. Die Reihensignalkomponente des Signals OCPS ist ausgeschlossen; die Reihensignalkomponente, die in dem Signal EV enthalten ist, passiert mit dem Signal die Schalter 6 und 8. Die Reihensignalkomponente des externen Videosignals EV wird nicht überschrieben, um das Zeitsteuerverhältnis zu erhalten, welches bestimmt wurde, als das Signal erzeugt wurde. Da das Reihensignal festgelegt wird, wenn ein Videosignal kodiert wird, ist es wünschenswert, daß sich das Signal solange nicht verändert, bis das Videosignal dekodiert ist. Wenn das Steuersignal SC2 einen Logikwert Null aufweist, werden die Horizontal- und Vertikal-Synchronsignale und das Burstsignal, das in dem Signal OCPS enthalten ist, in die Videosignale eingefügt, die von dem Kodierer in den Austastlücken erzeugt werden, die durch die Signale OHB und OVB gekennzeichnet sind; die Reihensignalkomponente des Signals OCPS wird in die Zeile 22 des erzeugten Videosignals eingefügt.

Wie oben bereits erwähnt, wird das Reihensignal dazu verwendet, die Kodierungs- und Dekodierungssysteme zu synchronisieren. Das Format des Reihensignals ist nicht festgelegt. Es kann ein beliebiges aus einer Anzahl verschiedener Signale sein, von denen zwei unten dargestellt sind. Bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung wird das Reihensignal dazu verwendet, den Zeitablauf des ersten aktiven Videoabtastwertes bei jedem Bild?eüenintervall des Videosignals in einer Zeit bis zu fünf Nanosekunden (ns) zu bestimmen und eine genaue Phasenausrichtung der Signale ASC, ASC und fc zwischen dem Studio und dem Empfänger abzusichern.

Die Figur 25a veranschaulicht das Burstmarkierungssignal BF, das pusgangsseitige Horizontal-Austastsignal OHB und das Zeitsteuerbezugssignal H, die in der Zeitsteuerschaltung 2 erzeugt werden. Das Signal EV ist in Figur 25a als Bezugssignal enthalten. Wie in Figur 25a durch die Wellenformen veranschaulicht ist, wird der Wert des Signals PC, das von dem Zähler 2b24 geliefert wird, auf Null zurückgestellt, und zwar bei zeitlichem Zusammenfallen mit einem positiv verlaufenden Übergang des Signals OHB. Die erste aktive Abtastzeit, die durch das Signal H angegeben ist, tritt ein, wenn das Signal PC gleich 308 ist. Die Abtastzeit vor Beginn der Horizontal-Austastlücke ist bei dem Signal PC = 1819.

Bei dem NTSC-Standard wird die Phase des Chrominanzhilfsträgersignals für jede Zeile des Videosignals vorbestimmt. Daher hängt der Phasenwert der ersten Abtastzeit für eine bestimmte Zeile von der Phase des Burstsignals ab, bei welchem die Zeile eine ur.geradzahlige Zeile oder eine geradzahlige Zeile ist, und bei welchem Halbbild der aus vier Halbbildern bestehenden Folge die Zeile auftritt, Die Abtastzeit des ersten Bildelementes auf einer Bildzeile entspricht auch den vorbestimmten Phasen der alternierenden Hilfsträgersignale ASC und ASC und dem Überlagerungsträgersignal fc, da in dem Taktsignalgenerator 2 diese Signale von dem Bildelement-Zählwertsignal PC abgeleitet werden.

Im Empfänger wird das Reihensignal wiedergewonnen und dazu verwendet, die Phase des Abtasttaktsignals 4 χ fsc und eine Impulsteilungsschaltung einzustellen, weiche aus dem Abtasttaktsignal ein Bildzeilen-Synchronsignal entwickelt. Diese Impulsteilungsschaltung wird außerdem dazu verwendet, die alternierenden Hilfsträgersignale ASC und ASC und das überlagernde Trägersignal fc wiederzugewinnen. Die Synchronisationsschaltung ist unter Bezugnahme auf Figur 26 unten beschrieben.

Bei dieser Ausführungsform der Erfindung wird das Reihensignal in die Zeile 22 des von dem Kodierer gelieferten Videosignals eingefügt. Diese Zeile befindet sich in dem aktiven Videoanteil des Signals, nicht jedoch in der Vertikalaustastlücke. Das Reihensignal wird in den aktiven Videobereich eingefügt, und zwar entgegengesetzt zu der Vertikalaustastlücke, weil bei vielen Fernsehrundfunk- und Kabelfernsehanlagen die Synchronisationssignale von den Videosignalen während der Verarbeitung und dem anschließenden erneuten Einfügen getrennt werden, bevor das Signal gesendet wird. Es ist von dem Erfinder festzustellen, daß der Vorgang des Entferr.ens und der Wiedereinfügung der Synchronsignale geringfügige Zeitablauffeh ?r in dem Signal erzeugen kann, das von den Fernsehrundfunk- und Kabelfernsehanlagen geliefert wird. Diese Zeitablauffehter erscheinen als eine Horizontal- oder Vertikalverschiebung an der Stelle des wiederzugebenden Bildes in Bezug zum Originalbild, oder als Fehler in den Farben, die in dem wiedergegebenen Bild wiederhergestellt werden. Bei der hierbei beschriebenen Anordnung können die Zeitablauffehler dieser Art eine zusätzliche Störung in dem wiedergegebenen Bild erzeugen, wie dies im Stand der Technik dieser Erfindung bereits oben erwähnt ist. Diese Fehler werden bei der vorliegenden Ausführungsform vermieden, weil das Reihensignal, das den Zeitabiauf der verschiedenen Komponentensignale in dem Empfänger bestimmt, in einen Vertikal-Überabtastungsbereich des aktiven Videobereiches des verarbeiteten Signals eingefügt wird und daher während der Verarbeitung in der Anlage nicht unterdrückt wird. Es wird jedoch erwartet, daß das Reihensignal in die Vertikalaustastlücke eingefügt werden kann.

Das bei dieser Ausführungsform der Erfindung verwendete Reihensignal ist eine wiederholte pseudostatistische Rauschfolge (PN), die bandbegrenzt wurde, um in das Frequenzspektrum des NTSC-Videosignatszu passen. Die Verwendung einer PN-Folge für einen Zeitbezug ist allgemein bekannt. Siehe beispielsweise W.Peterson „Error Correcting Codes", MIT Press, 1961, Seiten 147 bis 148. Es wird außerdem ein alternatives Reihensignal dargestellt, diese Folge ist ein ansteigender Kosinus-2T-Impuls, der eine nichtkausale Filterung erfahren hat, bevor er in den Festwertspeicher ROM 2544 eingespeichert wird.

Die spezielle PN-Folge, die bei dieser Ausführungsform der Erfindung verwendet wird, enthält 31 Bits der Information und wird während des 22. Bildzeilenintervalls jedes Halbbildes sechsmal wiederholt. Da das gesendete Signal auf 4,2MHz bandbegrenzt ist, wird jedes Bit der PN-Folge, die in dem Reihensignal verwendet wird, mit vier Abtastwerten 4 χ fsc dargestellt. Die sechs Wiederholungen der Folge können in dem Empfänger gemittelt wei den, um die Genauigkeit der Bestimmung der ersten

Abtastzeit zu erhöhen, wenn das Videosignal in einem Rauschübertrhqungskanal empfangen wird. Die Figur 25 b

veranschaulicht die Zeitsteuerung des Reihensignals.

Die ersten 12 Bits der PN-Folge sind in der oberen Linie der Figur 25b vert nschaulicht. Die vollständige PN-Folge enthält 31 Bits: 0,0,0,0,1,0,0,1,0,1,1,0,0,1,1,1,1,1,0,0,0,1,1,0,1,1,1,0,1,0,1. Wie d.irch die Wellenform für das Reihensignal, die zweite in Figur 25 dargestellte Wellenform, veranschaulicht ist, entsprechen die I lull- und Eins-Pegel der PN-Folge den digitalen Abtastwerten, welche 0 IRE bzw. 100 IRE repräsentieren. Die Bandbegrenzung der PN-Folge begrenzt die Anstiegs- und Abfallzeit des Reihensignals auf zwei Abtastperioden des Signals 4 x fsc oder 140 ns. Das in Figur 25 b veranschaulichte Reihensignal wird von dem ROM 2544 als Erwiderung auf die aufeinanderfolgenden Werte des Signals PC geliefert, welches im Wert auf eine Frequenz von 8 χ fsc ansteigt. Der erste Abtastwert der ersten Stelle des Reihensignals wird geliefert, wenn das Signal PC = 312 ist, und der letzte Abtastwert der sechsten Stelle des Reihensignals wird geliefert, wenn PC = 1816 ist. Das alternative Reihensignal ist e,n ansteigender Kosinus-2T-Impuls, der eine nichtkausale Filterung erfahren hat und in Figur 25c veranschaulicht ist. Dieses Reihensignal wird wie folgt entwickelt. Die Abtastwerte SC dee ansteigenden Kosinus-2T-Impulses werden unter Verwendung der Gleichung (1) erzeugt,

SC = OfürN = Obis 3

SC = (1 -cos/2 PI(N-3)/7/)/2 für N = 4 bis 9 (1)

SC = O für N ==10 bis 40

wobei Nein Zählwert d6r Abtastzeiten mit einer Abtastfrequenz von 4 x fsc ist.

Die Abtei twerte SC werden dann zu einem Allpaßfilter geführt. Ein beispielhaftes Allpaßfilter weist die Übertragungsfunktion AF (ζ) IUi, wit· in Gleichung (2) bereits erwähnt, wobei ζ die z-Transformationsvariable ist.

AF(z) = 1,291 (0,774 z²- 1,2 z + 1)/(z² - 1,2 z + 0,774) (2)

Dir Schalt ingsanordnung, die dieses Filter realisiert, ist in Figur 25d dargestellt. Dieses Filter ist als ein Allpaßfilter bekannt, weil es alle Frequenzen mit gleicher Verstärkung, aber mit ungleichem Phasengang passieren läßt. Dieses Filter weist ein Paar I omplexer Pole und ein Paar komplexer Nullen in der Z-Ebene auf, die sich bei denselben jeweiligen Winkeln befinden, jedoch einen inversen Radius haben.

Das in Figur 25c dargestellte Signal F ist das Ausgangssignal, das von diesem Allpaßfilter in Erwiderung des 2T-lmpulses erzeugt wird. Dieses Signal weist im wesentlichen dasselbe Frequenzspektrum wie der 2T-lmpuls auf, da das Filter, das diesen Impuls erzeugt, ein Allpaßfilter ist, aber das Signal wird zeitlich gedehnt, und daher ist es bezüglich einer Impulsrauschstörung weniger empfindlich als ein ungefilterter 2T-lmpuls. Bevor dieser Impuls als Reihensignal verwendet wird, wird die aus 40 Abtastwerten bestehende Folge, die ein Signal F kennzeichnet, zeitlich umgekehrt, so daß der gefilterte Abtastwert Null der Abtastwert 40 und der gefilterte Abtastwert 40 der Abtastwert Null wird. Diese zeitlich umgekehrte Folge wird während des 22. Bildzeilenintervalls jedes Halbbildes sechsmal wiederholt, um das Reihensignal zu erzeugen.

Wenn in einem Empfänger die Wiederholungen dieses Reihensignals summiert werden und das resultierende Signal an ein Filter mit derzuvor in Gleichung (2) erwähnten Übertragungsfunktion gelegt wird, kann im wesentlichen ein zeitlich umgekehrter 2T-lmpuls wiedergewonnen werden. In dem wiedergewonnenen 2T-lmpuls wird eine beliebige Impulsrauschstörjng zeitlich gedehnt.

In Figur 13 wird ein gesendetes kompatibles Breitbild-Fernsehsignal mit erweiterter Auflösung nach der Zeilensprungabtastung von einer Antenne 1 310 empfangen und an einen Antenneneingang eines NTSC-Empfängers 1312 gelegt. Der Empfänger 1312 verarbeitet das kompatible Breitbildsignal in normaler Weise, um eine Bildwiedergabe mit einem Seitenverhältnis von 4:3 zu erzeugen, wobei die Randbereichinformation des Breitbildes teilweise (d. h. die Komponenten niederer Frequenz) in die Horizontal-Überabtastungsbereiche außerhalb der Sicht des Betrachters gepreßt ist und teilweise (d. h. die Komponenten höherer Frequenz) in dem modulierten alternierenden Hilfsträgersignal enthalten ist, welches bei der Arbeitsweise des Standardempfängers im erzeugten Bild sichtlich verborgen bleibt.

Das in Figur 13 von der Antenne 1310 empfangene kompatible Breitbild-EDTV-Signal wird auch an einen Breitbildempfänger 1320, der mit progressiver Abtastung arbeitet, gegeben, der ein Breitbild mit einem Seitenverhältnis von z. B. 5:3 wiedergeben kann. Das empfangene Breitbildsignal wird von einer Eingangseinheit 1322 verarbeitet, die einen Hochfrequenz-(HF-) Tuner und Verstärkerschaltungen und einen Synchronvideomodulator (einen Quadraturdemodulator), welcher ein Basisband-Videosignal (NTSCFA) erzeugt, das die gleichphasige Komponente des HF-Videosignals repräsentiert, und ein Signal (YTNA), das die um 90" phasenverschobene Komponente des HF-Videosignals repräsentiert, und Analog-Digital-Wandlerschaltungen (A-D-Wandler) enthalten, welche die Signale NTSCFA und YTNA digitalisieren, um die digitalisierten Signale NTSCF und YTN zu erzeugen. Die A-D-Wandler-Schaltungen arbeiten mit einer Abtestfrequenz, die der vierfachen Chrominanz-Hilfstragerfrequenz (4 χ fsc) entspricht.

Sowohl die analogen als auch die digitalen Versionen des Signals NTSCF werden im Empfängereinem Signalgenerator 1325 zur Zeitsteuerung zugeführt. Das analoge Signal wird zur Entwicklung von Grobsynchronsignaler verwendet, und die Komponente des Reihensignals des digitalen Signals wird zur Feinabstimmung der Synchronsignale verwendet. Die digitalisierte Version des Signals YTN, die die Quadraturkomponentu des Reihensignals repräsentiert, kann auch wahlweise an den Generator 1325 geführt werden, um die Feinabstimmung der Synchronsignale zu verbessern. Der Signalgenerator 1325 zur Zeitsteuerung im Empfänger spricht auf die Horizontal-und Vertikal-Synchronsignalkomponenten, auf die Farbsynchron-Burstsignalkomponente und auf die Reihensignalkomponente des Signals NTSCFA zur Erzeugung der verschiedenen Zeitsteuersignale an, die im Empfänger verwendet werden. Diese Zeitsteuersignale enthalten ein 4 χ fsc-Taktsignal CLK 4; ein Taktsignal ICK hat abfallende Übergänge, welche mit der Phase des I-Farbdifferenzsignals des empfangenen Farbhilfsträgersignals zeitlich zusammenfallend

erscheinen; die beiden Signale ASC und ASC₁ welche die phasenverschobenen alternierenden Hilfsträgersignale repräsentieren und mit den Signalen derselben Bezeichnung identisch sind, werden in dem gleich bezeichneten Kodierer erzeugt; ein Signal fc, welches das Überlagerungs-Trägersignal von fünf MHz repräsentiert, wird von dem Kodierer bei der Verarbeitung der Komponente 3 des EDTV-Signals verwendet; und ein Signal H, welches angibt, welcher der Abtastwerte in einem Bildzeitenintervall des Signals NTSCF der erste aktive Videoabtastwert ist. Diese Signale werden von dem mit Progressivabtastung arbeitenden Breitbildempfänger 1320, wie unten beschrieben, verwendet.

Das Folgende stellt einen Überblick der Funktionsweise eines beispielhaften Signalgenerators 1325 zur Empfängerzeitsteuerung dar, der in Figur 26 gezeigt ist. Der Generator enthält ein Phasenregelkreissystem, welches ein Taktsignal CLK 4 mit einer Frequenz erzeugt, welche im wesentlichen gleich 4 x fsc ist und welche mit der Farbburst-Signalkomponente des Signals NTSCFA phasenverriegelt ist. Die Impulse dieses Signals werden gezählt, um ein Bildelement kennzeichnendes Signal P/D und einen internen Horizontalsynchronimpuls IHS zu erzeugen. Auf das Signal IHS und das Signal L22 spricht ein Mikroprozessor 2640 an, wobei das Signal L22 dar, aktive Bildelementintervall der 22. Bildzeile jedes Halbbildes angibt, um die Abtastwerte des Re'hensignals zu erfassen und sie mit einer gespeicherten Version des Reihensignals, das in einem ROM 2650 gehalten wird, korrelieren zu lassen. Aus dieser Korrelation stellt der Mikroprozessor 2 640 die Phasen der Signale CLK 4 und IHS so ein, daß sie mit dem Reihensignal innerhalb von fünf Nanosekunden abgeglichen sind. Der Mikroprozessor 2640 erzeugt außerdem ein Signal F/D, das angibt, welches Halbbild der aus vier Halbbildern bestehenden NTSC-Folge augenblicklich verarbeitet wird. Die Signale P/D und F/D werden als Adressensignale an die Festwertspeicher und intern an den Signalgenerator zur Zeitsteuerung gelegt, um die Signale ASC, ASC und fc zu erzeugen.

Speziell in der in Figur 26 gezeigten Anordnung wird das analoge, phasengleiche Signal NTSCFA an die herkömmliche Synchronsignal-Trennschaltung 2610 gelegt, welche das Bildzeilen-Synchronsignal HS und das Vertikal-Halbbild-Synchronsignal VS von dem Signal NTSCFA trennt. Die Signale VS und HS werden an die jeweiligen Rückstell· und Takteingangsklemmen eines 10-Bit-Zählers 2612 gelegt. Das Ausgangssignal dieses Zählers ist die Zeilennummer in dem augenblicklichen Halbbild der Abtastwerte der Signale NTSCF und YTN, die von dem A-D-Wandler 1323 augenblicklich geliefert werden. Dieses Signal ist an einen Detektor 2614 für die Zeile 22 gelegt, welcher ein Signal L22 erzeugt. Das Signal L22 ist ein Impuls, der einmal pro Halbbild erscheint, welcher das 22. Bildzeilenintervall des Halbbildes überbrückt. In der Schaltungsanordnung 2610 wird außerdem ein Burstauftastsignal BG erzeugt. Dieses Signal ist an eine herkömmliche Phasensynchronisationsschleife (PLL) 2616 gelegt, welche das Burstauftastsignal dazu verwendet, die Burstsignalkomponente aus dem Signal NTSCFA heraus zu trennen. Die PLL-Schaltung 2616, welche einen Resonanzkristall 2617 enthält, stellt das Chrominanz-Hilfsträgersignal Fsc wieder her, das mit der Burstsignalkomponente des Signals NTSCFA phasenverriegelt ist. Das Signal Fsc ist an eino Eingangsklemme einer herkömmlichen steuerbaren Phasenschieberschaltung 2618 gelegt. Die Phasenschieberschaltung 2618 spricht auf ein analoges Phasenschieber-Steuersignal PH an, das an eine Steuereingangsklemme zum Verschieben der Phase des Signals Fsc um einen Winkel zwischen -45 und +45 Grad gelegt ist. Das Phasenschieber-Steuersignal PH wird von dem Mikroprozessor 2 640 über rinen D-A-Wandler 2654 geliefert. Die Erzeugung des Signals PH ist unter Bezugnahme auf die Figuren 26a bis 26f unten beschrieben.

Das in der Phase verschobene Signal Fsc, das von der Schaltungsanordnung 2618 geliefert wird, ist an eine weitere PLL-Schaltung 2 620 gelegt. Die PLL-Schaltung 2 620, welche herkömmlich aufgebaut sein kann, liefert ein ausgangsseitiges Oszillatorsignal CLK 8 mit einer Frequenz, die im wesentlichen gleich 8 χ fsc ist und die mit dem Signal Fsc phasenverriegelt ist. Das Signal CLK 8 ist an einen Frequenzteiler 2622 gelegt, welcher die Frequenz des Signals CLK 8 halbiert, um das Signal CLK 4 zu erzeugen.

Das Signal CLK 4 ist an eine Takteingangsklemme eines 10-Bit-Zählers 2 624 gelegt. Das Ausgangssignal des Zählers 2 624 ist das Signal PID, welches dann, wenn das System synchronisiert ist, einen Abtastwertindex, bezogen auf den Beginn der Horizontal-Austastlücke, für jeden Abtastwert der Signale NTSCF und YTN enthält, die von den A-D-Wandlern 1323 geliefert werden. Dieser Abtastwertindex wird dazu verwendet, die verschiedenen Zeitablauf- und Synchronsignale, wie unten beschrieben, zu erzeugen. Das Signal PID ist an den Eingangsanschluß einer Dekodierschaltung 2 638 gelegt. Die Dekodierschaltung 2 638 erzeugt das Impulssignal IHS, das sich während e'ner Periode des Signals CLK 4, das mit dem Signal PID mit einem Wert von 909 zeitlich zusammenfällt und sich in einem Logikzustand 1 befindet.

Das Signal IHS ist an eine Eingangsklemme der Datenschreibsteuerschaltung 2642 gelegt. Die Schaltung 2642 spricht auf die Signale IHS, CLK 4 und L22 und auf ein Schreib/Lese-Signal WRDY zur Erzeugung eines Schreibansteuerungssignals WREQ für einen Durchlauf (FIFO)-Speicher 2644 an. Der FIFO-Speicher 2644 spricht auf das Signal WREQ an, um Abtastwerte des Signals NTSCF einzuspeichern, die an dessen Eingangsanschluß gelegt sind. Wenn der FIFO-Speicher 2644 bereit ist, einen neuen Abtastwert anzunehmen, legt er einen Logikwert 1 als Signal WRDY an die Datenschreibsteuerschaltung 2642 an. Der FIFO-Speicher 2644 wird von dem Signal WREQ geregelt, um alle Abtastwerte des Signals NTSCF einzuspeichern, die zwischen der Zeit, die das Signal L22 angibt, daß die Abtastwerte von dem 22. Bildzeilenintervall eines Halbbildes geliefert werden, und dem Auftreten des Impulses des Signales IHS erscheinen. Wenn das Signal IHS genau mit dem Reihensignal abgeglichen ist, speichert dieser Vorgang die vollständige Reihensignalkomponente des Signals NTSCF in den FIFO-Speicher 2644 ein. Bei einer alternativen Ausführungsform der Erfindung wird das Signal WREQ zusätzlich an einen FIFO-Speicher 2 646 (im Phantom gezeigt) gelegt, um den FIFO-Speicher 2646 zur Speicherung der Abtastwerte zu regeln, die das 22. Zeilenintervall des Signals YTN repräsentieren. Diese Abtastwerte werden von dem Mikroprozessor 2 640 zur Korrelation des empfangenen Reihensignals mit dem gespeicherten Reihensignal verwendet, und damit zur Synchronisation der Zeitsteuersignale, die im Empfänger verwendet werden, mit denjenigen, die im Studio benutzt werden. Bei dieser alternativen Konfiguration wird das Signal WRDY aus dem FIFO-Speicher 2646 einer logischen UND-Verknüpfung (nicht gezeigt) mit dem Signal WRDY unterzogen, das von dem FIFO-Speicher 2 644 zur Anwendung in der Datenschreibsteuerschaltung 2642 geliefert wird. Die Abtastwerte, die während des 22. Bildzeilenintervalls eines Halbbildes gespeichert werden, werden während des darauffolgenden Halbbildintervalls aus dem FIFO-Speicher 2644 gelesen. Der Mikroprozessor 2640 liest Daten aus dem FIFO-Speicher 2644 über den Bus RDATA, und zwar dadurch, daß wiederholt ein Impulssignal RREQ erzeugt wird. Der FIFO-Speicher gibt an, daß er bereit ist, den nächsten Abtastwert durch Anlegen eines Logik-1 -Wertes als Signal RRDY an den Mikroprozessor 2640 zu liefern. Wenn der letzte Datenwert, der im FIFO-Speicher 2644 gespeichert ist, ausgelesen wurde, legt der FIFO-Speicher 2644 einen Logik-1-Wert als Signal END an den Mikroprozessor 2640. Wenn der Mikroprozessor 2640 ein END-Signal mit dem Wert 1 empfängt, wird bewirkt, daß ein Impulssignal RST erzeugt wird, welches wiederum den

FIFO-Speicher 2644 zurückstellt und es ermöglicht, daß Daten für das nächste Halbbild angenommen werden. Bei der alternativen Ausführungsiorrt; der Erfindung liefert der FIFO-Speicher 2646 die Signale RRDYJ, ENDJ und JDATA, welche den Signalen RRDY, END und RDATA entsprechen, die von dem FIFO-Speicher 2644 geliefert werden. Die Signale END und ENDJ werden in einer logischen ODER-Schaltung (nicht gezeigt) verknüpft, so daß eines von beiden das Ende der gültigen Daten für den Mikroprozessor 2640 anzeigen kann. '

Die Daten, die aus dem FIFO-Speicher 2644 und wahlweise aus dem FIFO-Speicher 2646 gelesen werden, sind mit den in dem ROM 2650 gespeicherten Abtastwerten korreliert, welche für die PN-Folge im wesentlichen mit einer Wiederholung der Abtastwerte des Reihensignals identisch sind, das in dem ROM 2544 des Studio-Taktsignalgenerators 2 gespeichert ist. Wenn die gefilterten und zeitlich umgekehrten 2T-lmpulse als Reihensignal verwendet werden, ist das gespeicherte Reihensignal im wesentlichen eine zeitlich umgekehrte Version des 2T-lmpulses, der dazu verwendet wurde, das Reihensignal zu erzeugen. Um zu erreichen, daß eine Korrelation zwischen den empfangenen und den gespeicherten Reihensignalen so eng wie möglich ist, stellt der Mikroprozessor 2 640 die Phase des Signals IHS über ein Signal ein, das an dem Eingangsanschluß des Zählers 2 624 mit dem voreingestellten Wert (PU) angelegt ist. Wenn ein Impuls des Signals IHS erscheint, wird der augenblickliche Wert des Signals, das an dem PU-Eingangsanschluß des Zählers angelegt ist, als Anfangszählwert eingebracht. Der Mikroprozessor 2 640 stellt die Phase des Signals CLK 4 durch Veränderung des Wertes des Phasenschiebersignals PH ein, das an der Phasenschieberschaltung 2618 anliegt. Der Korrelationsvorgang wird bei jedem Halbbild des empfangenen Signals wiederholt, um die Synchronisation des Empfängers in engen Toleranzen (d. h. innerhalb von 5ns) aufrechtzuerhalten. Die Signale PV und PH sind im wesentlichen Zeitbezugssignale, welche die Signale abgleichen, die von dem Signal Psc und dem Zähler 2624 abgeleitet sind, mit den entsprechenden Signalen, die von dem Breitbild-EDTV-Kodierer erzeugt werden, der unter Bezugnahme auf Figur 1 a beschrieben ist.

Bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung enthält das ROM 2650 ein gespeichertes Programm, welches die

Funktionsweise des Mikroprozessors 2640 steuert. Außer dem ROM 2650 verwendet der Mikroprozessor 2640 ein RAM

(Speicher mit wahlfreiem Zugriff) 2648 als Notizblockspeicher während des Korrelationsprozesses.

Der Korrelationsprozeß, der von dem Mikroprozessor 2640 durchgeführt wird, ist durch die in den Figuren 26a bis 26f dargestellten Flußdiagramme veranschaulicht. Zur Erleichterung der Erklärung des Korrelationsprozesses setzt die nachfolgende Beschreibung anfänglich voraus, daß Abtastwerte der PN-Folge des Reihensignals in dem FIFO-Speicher 2644 eingespeichert sind. Die Modifikationen an dem Prozeß hinsichtlich der Verwendung des FIFO-Speichers 2646 und der Verwendung der zeitlich umgekehrten 2T-lmpulse als Reihensignal werden getrennt beschrieben.

Das Folgende ist ein Überblick des Verarbeitungsvorganges, welcher durch die Flußdiagramme in den Figuren 26a bis 26c repräsentiert ist. Nach der Initialisierung der Speicherplätze, die von dem Mikroprozessor (Schritte 2662 bis 2 664) verwendet werden, extrahiert das Programm in Figur 26a Abtastwerte aus dem FIFO-Speicher 2644 und nimmt diese in 124 Speicherplätzen eines Datenfeldes ACC auf (Schritte 2666,2668 und 2680). Wenn das Programm ermittelt (Schritt 2674), daß die Abtastwerte während der Zeile 22 zur richtigen Zeit vorgenommen wurden, regelt es den Mikroprozessor, um den vorgegebenen Wert zu verändern, der an den Zähler 2624 (Schritt 2 676) gelegt wird, um so den Zeitablauffehler zu korrigieren, und wiederholt anschließend die Akkumulierungsschritte der Abtastwerte,

In Figur 26b regelt das Programm den Mikroprozessor 2640, um eine Folge der Summe der Produktwerte zu berechnen. Jede Summe des Produktwertes repräsentiert die Summe jedes Abtastwertes, der in dem Datenfeld ACC gehalten wird und fnit einem entsprechenden Wert aus einem Bezugsfeld REF multipliziert wird, welches eine Position des Reihensignals hält. Die verschiedenen Summen der Produktwerte geben die verschiedenen Ausrichtungen der Abtastwerte aus den Datenfeldern ACC und REF an. Da er die abweichende Summe der Produktwerte berechnet, ermittelt der Mikroprozessor (bei Schritt 2698) die maximale Summe des Produktwertes und die Ausrichtung der Datenfelder ACC und REF, welche er erzeugt. Die in Figur 26c veranschaulichten Programmschritte verwenden die Ergebnisse des Korrelationsvorganges, der in Figur 26b veranschaulicht ist, um für das Phaseneinstellungssignal PH und für das Signal PU neue Werte zu berechnen. Diese Einstellung bringt das Zeitsteuer- und Taktsignal, das in den Schaltungen erzeugt wird, die in Figur 26 veranschaulicht sind, in die genaue Ausrichtung mit den entsprechenden Signalen, die in dem Breitbild-EDTV-Kodierer verwendet werden. Der Prozeß beginnt in Figur 26a mit einem Block 2660, der mit START gekennzeichnet ist. Dieser Block repräsentiert beispielsweise beliebige Initialisierungsprozeduren, welche von dem Mikroprozessor ausgeführt werden, bevor der Korrelationsprozeß beginnt. Wenn das System initialisiert ist, wartet der Mikroprozessor bei Schritt 2662 auf einen abfallenden Übergang des Signals L22. Dieser Übergang markiert das Ende des 22. Bildzeilenintervalls eines Halbbildes. Wenn dieser Übergang ermittelt ist, muß das Reihensignal in den FIFO-Speicher 2644 eingespeichert werden. Bei Schritt 2664 stellt der Mikroprozessor 2640 jede Eingabe in ein Feld der Speicherplätze ACC auf Null und weist der Variablen SCCOUNT und den Ausgangssignalen PV und DPH einen Nullwert zu. Das Datenfeld ACC wird verwendet, um die Wiederholungen des Reihensignals zu akkumulieren; die Variable SCCOUNT hält eine Anzahl der Abtastwerte, die aus dem FIFO-Speicher 2644 gelesen werden. Bei Schritt 2666 liest der Mikroprozessor 2640 einen Abtastwert aus dem FIFO-Speicher 2644 und ordnet den Abtastwert der Variablen RDATA zu. Bei Schritt 2668 vergrößert der Mikroprozessor die Abtastzählvariable SCCOUNT. Während jeder Abtastwert aus dem FIFO-Speicher 2644 ausgelesen wird, prüft der Mikroprozessor bei Schritt 2670 den Zustand des Signals END, das von dem FIFO-Speicher 2644 geliefert wird. Wenn das Signal END- einen Logikzustand 1 aufweist, können nicht mehr Abtastwerte aus dem FIFO-Speicher 2644 ausgelesen werden. In diesem Beispiel stellt der Mikroprozessor 2 640 den FIFO-Speicher 2644 bei Schritt 2672 zurück. Wenn bei Schritt 2674 der Abtastzählwert (SCCOUNT) größer als 898 ist, indem angezeigt wird, daß ein vollständiges Reihensignal in den FIFO-Speicher 2644 eingespeichert wurde, springt der Mikroprozessor 2640 auf den Block 2682 der Figur 26b. Andererseits wird bei Schritt 2 676 ein Wert von 899 abzüglich des Abtastzählwertes (SCCOUNT) dem Signal PV zugeordnet, und der Korrelationsprozeß wird erneut gestartet. Die Schritte 2 672 bis 2676 stellen sicher, daß das Signal IHS mit dem Signal L22 grob abgeglichen ist, bevor eine Korrelation versucht wird. Wenn bei Schritt 2 670 sich das Signal END in einem Logikzustand Null befindet, prüft der Mikroprozessor be^! Schritt 2678, ob der Abtasczählwert kleiner als 154 ist. Wenn das der Fall Ist, repräsentieren die Abtastwerte den Anteil des 22. Bildzeilenintorvalls, welches die Horizontal-Austastlücke enthält. Dieses Intervall wird ignoriert, da es nicht irgendein Reihensignal enthält. Folglich regelt der Mikroprozessor 2640 die Ja (Y)-Verzweigung aus dem Entscheidungsblock 1 678 bei Schritt 2666, um den nächsten Abtastwert aus dem FIFO-Speicher 2644 zu lesen.

Wenn der Abtastzählwert SCCOUNTbei Schritt 2678größer oder gleich 154 ist, trägt der Mikroprozessor den Abtastwert RDATA in das Datenfeld ACC ein. Da jede wiederholte Folge des Reihensignals 124 Abtastwerte enthält, werden die Abtastwerte, die durch 123 Zwischenabtastwerte getrennt sind, entsprechend den Werten aufeinanderfolgender Reihenfolgen abgetastet. Der

Schritt 2680 ermittelt den Index (IXP) in dem Datenfeld ACC für der augenblicklichen Abtastwert unter Verwendung einer

Modulo (MOD)-124-Addition (Schritt 2 680) und anschließendem Hinzufügen des Abtastwertes zu der bei diesem Index eingetragenen Summe. Der Mikroprozessor 2640 springt auf den Schritt 2666, sobald der Schritt 2680 ausgeführt ist. Der Schritt 2682 der Figur 26b, welcher infolge einer Y-Abzweigung von dem Entschoidungsblock 2674 ausgeführt wird, leitet den Korrelationsprozeß ein. Bei diesem Prozeß werden die in das Datenfeld ACC eingetragenen Daten mit den Bezugsdaten in einem Datenfeld REF korreliert, welches in dem ROM 2 650 eingespeichert ist. Der Korrelationsprozeß behandelt jedes der Datenfelder ACC und REF, die in ihrem Aufbau kreisförmig sind, das heißt, ersetzt voraus, daß der Eingabe bei dem Index 0 die Eingabe bei dem Index 123 folgt. In idealer Weise würde der Korrelationsprozeß wie folgt fortgesetzt werden. Jeder Wert in dem Datenfeld ACC wird mit einem entsprechenden Wert in dem Datenfeld REF multipliziert, und die sich ergebenden Produkte werden zur Bildung eines Wertes summiert. Als nächstes werden die Kennziffern der Datenfelder ACC und REF verschoben, um ihre Übereinstimmung zu verändern, und dann würde ein anderer Wert erzeugt werden, Dieser Prozeß wird solange wiederholt, bis alle möglichen Übereinstimmungen erprobt worden sind. Es ist eine Eigenschaft der PN-Folge, daß der größte erzeugte Wert an der engsten Korrelation zwischen den Datenfeldern ACC und REF auftritt.

Nachfolgend wird auf Figur 26b Bezug genommen. Der Schritt 2682 ordnet einer-Variablen INIX einen Wert von Null zu, welche den Indexoffsetwert für d^:3 Datenfelder ACC und REF hält. Bei Schritt 2 683 wird einer Variable MSUM, welche die maximale Summe der Produktwerte hält, ein Nullwert zugeordnet, und jede Eingabe eines Datenfeldes SUM wird auf Null gestellt. Das Datenfeld SUM hält die Summe der Produktwerte bei jeder Übereinstimmung zwischen ACC und REF, während sie berechnet werden. Der nächste Schritt 2684 ordnet den Wert in INIX dem Index IXP, für das Datenfeld ACC zu und ordnet dem Index IXR einen Nullwert für das Datenfeld REF zu.

Die Schritte 2686,2688 und 2690 arbeiten eine Näherung eines Multiplikationsvorganges ab, welcher dazu verwendet wird, jedes S'immenprodukt der Produktwerte zu bilden. Der Entscheidungsblock 2686 prüft, ob der augenblicklich indexierte Bezugswert negativ ist. Wenn das der Fall ist, bewirkt der Y-Zweig des Entscheidungsblockes, daß als nächstes der Schritt 2688 ausgeführt wird. Anderenfalls wird der Schritt 2 690 ausgeführt. Der Schritt 2 688 subtrahiert den augenblicklich indexierten Wert des Datenfeldes ACC von dem Wert in dem Datenfeld SUM, während der Schritt 2 690 'Jen indexierten Wert des Datenfeldes ACC dem Wert in dem Datenfeld SUM hinzufügt. Dieser Prozeß verringert in effektiver Weise das Datenfeld REF in ein Datenfeld, das nur die Werte von +1 oder -1 bis in den Bereich enthält, daß die Eingaben des Datenfeldes REF die Eingaben des Datenfeldes ACC multiplizieren. Da bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung die Fernsehsignale in 8 Bit-Zweierkomplementwerten quantisiert werden, wobei -40 IRE und 100 IRE den jeweiligen quantisierten Werten von -128 und +127 entsprechen, sind die Abtastwerte des Reihensignals, die den Werten entsprechen, die kleiner als 30 IRE sind, negativ, und die Abtastwerte, die den Werten entsprechen, die größer als 30 IRE sind, positiv. Während diese Näherung weniger genau ist als eine wahre Multiplikationsoperation, haben die Erfinder festgestellt, daß sie befriedigende Ergebnisse hervorbringt, und die Berechnungszeit für den Korrelationsvorgang wesentlich verringert.

Der Schritt 2692 inkrementiert die Indexvariablen IXR und IXP. Die Variable IXP wird Modulo 24 inkrementell, um dieoben beschriebene kreisförmige Korrelation abzuarbeiten. Der Entscheidungsblock 2694 bewirkt, daß die Summen- und Produktoperationen wiederholt werden, während die Variable IXR kleiner als 124 ist. Wenn die Variable IXR gleich 124 ist, sind alle Eingaben des Bezugsdatenfeldes verwendet worden, und die Summen- und Produktoperation ist für den Offsetwert, der in der Variablen INIX gehalten wird, vollständig.

Der Entscheidungsblock 2696 vergleicht den Absolutwert der neu berechneten Summe mit dem Absolutwert der bis jetzt größten berechneten Summe MSUM. Wenn die neue Summe größer als MSUM ist, wird sie bei Schritt 2698 MSUM zugeordnet, und der Offsetwert INIX zwischen den Datenfeldern ACC und REF, der zur Entwicklung der neuen Summe verwendet wurde, wird der Variablen MIX zugeordnet. Nach Ausführung des Schrittes 2 698 — oder bei dem Nein(N)-Zweig des Entscheidungsblocks 2696- wird der Wert der Variablen INIX um 1 erhöht. Wenn bei Schritt 2702 der Wert von INIX kleiner als 123 ist, wird die Berechnung der Summe der Produktausdrücke fortgesetzt, bei Schritt 2684, und zwar mit einem größeren Offsetwert zwischen den Datenfeldern ACC und REF.

Wenn der Wert von INIX gleich 122 ist oder diesen Wert überschreitet, ist die Ringkorrelation der Datenfelder ACC und REF vollständig. Der Mikroprozessor 2640 arbeitet als nächstes den Entscheidungsblock 2 704 ab, der in Figur 26c dargestellt ist. Der Entscheidungsblock 2 704 vergleicht die Summe der Produktwerte für die Indexoffsetwerte, die sofort den Wert MIX einschließen. Wenn die Größe der Summe des Produktwertes für den Index, der kleiner als MIX ist, größer als diejenige für den InHex ist, c .r _Vjföber als MIX ist, ordnet der Schritt 2708 SUM/ .VllX-2/ einer Variablen PSUM zu und ordnet den Wert MIX-1 einer Variablen ⁿ!"< zu. Anderenfalls werden die Werte von /MIX+2/ und MIX+1 den Variablen PSUM und PIX bei dem Schritt 2714 zugeordi · -.· Oio»;e Schritte stellen die wahlweise Verschiebung zwischen den Datenfeldern ACC und REF her, wie auch zwischen den Werten, die in MIX und PIX gehalten werden. Die Entscheidungsblöcke 2710 und 2716, die den jeweiligen Schritten 2708 und 2716 folgen, prüfen die Größe der jeweiligen Differenz zwischen /SUM/MIX+1// und PSUM oder/SUM/MIX-1/ und PSUM gegenüber einem minimalen Schwellenwert DELTA. Eine Differenz, die kleiner als dieser Schwellenwert ist, gibt an, daß der Empfänger und das gesendete Signal innerhalb 5 ns abgeglichen sind. Wenn die Differenz den Schwellenwert überschreitet, ist eine weitere Einstellung der Phasen der Signale CLK 4 und IHS wünschenswert. Daher ordnet der Mikroprozessor 2640 bei den jeweiligen Schritten 2712 und 2718 die neuen Werte den Variablen PV und DPH zu. Die Feststellung, ob eine Phaseneinstellung erforderlich ist, und die Berechnung der Phaseneinstellwerte, die der Variablen DPH zugeordnet wenden nüssen, erfolgt unter Verwendung des Produktes der Summenwerte, die mit einem Index in jeder Richtung von MIX und PIX versetzt werden. Dieses Produkt der Summenwerte liegt bei solchen Teilen der Glockenkurve, welche die größte Neigung aufweisen. Folglich sind diese Produkte der Summenwerte die empfindlichsten bei geringfügigen Phasenänderungen, die beim Einstellen des Wertes des Signals PH bewirkt werden.

Nach der Ausführung entweder der Schritte 2712 oder 2718 oder auf den Y-Zweigen entweder der Entscheidungsblöcke 2710 oder 2716 arbeitet der Mikroprozessor 2 640 den Entscheidungsblock 2720 ab. Der Entscheidungsblock 2720 prüft, ob die größte Summe der Produktwerte negativ ist. Wenn das der Fall ist, wird der Wert des Signals h'ID, der von dem Mikroprozessor 2640 an

die Latch-Schaltung 2652 geliefert wird, bei Schritt 2724 auf Null gestellt. Anderenfalls wird der Wert von FID bei Schritt 2711 inkrementiert. Wie oben bereits erwähnt, wird das von dem Kodierer gelieferte Reihensignal (d. h. 100 IRE stimmt mit -128 überein und -40 IRE stimmt mit +127 überein) einmal alle vier Halbbilder invertiert, um die Halbbildkennzeichnung (0,1,2 oder 3) an den Empfänger zu senden. Nach der Ausführung entweder der Schritte 2722 oder 2724 springt der Mikroprozessor 2640 auf Schritt 2662, um den Korrelationsvorgang für dfj nächste Videohalbbild zu beginnen. Auf diese Weise wird der Korrelationsvorgang solange fortgesetzt, wie Brei.bild-EDTV-Signale empfangen werden.

Da das NTSC-Videoöignal als Restseitenbandsignal gesendet wird, und da das Reihensignal, ob es nun die PN-Folge oder der gefilterte und zeitlich umgekehrte 2T-lmpuls ist, kann der Korrelationsvorgang, der oben beschrieben ist, durch eine Mehrwegstörung beeinflußt werden. Ein starkes Sekundär (Geister)-Signal kann zwischen den phasengleichen und den um 90° phasenverschobenen Komponenten des primären Videosignals durch Verändern der scheinbaren Phase des Videoträgersignals Übersprechen bew>ken. Dieser scheinbare Phasenfehler tritt auf, weil der Träger, der von dem Synchrondemodulator 1322 der Figur 13 ermittelt wird, die Vektorsumme der Träger der Primär- und Geistersignale ist. Wenn dieser detektierte Träger zur Demodulation des Videosignals verwendet wird, erscheinen die Anteile der phasengleichen Komponente des Primärsignals in der demodulierten, um 90° phasenverschobenen, Komponente und umgekehrt. Dies reduziert die Amplitude des Reihensignals und fügt diesem die um 90° phasenverschobene Störung hinzu.

Ein Verfahren zur Kompensierung der Potential-Mohrwegstörung besteht darin, sowohl die phasengleiche als auch die um 90° phasenverschobene Komponente des Reihensignals bei dem Korrelationsvorgang zu verwenden. Dies wird durch Aufbereitung der gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Komponenten des Videosignals NTSCF bzw. YTN als Real- und Imaginärteile eines einzigen Komplexsignals erreicht. Modifikationen der Figuren 26a, 26b und 26c zur Anpassung des Signals YTN an das Signal NTSCF sind in den Figuren 2Gd, 26e bzw. 26f gezeigt. Der in diesen Figuren beschriebene Algorithmus ist im wesentlichen derselbe wie der oben beschriebene Algorithmus. Folglich werden nur die Unterschiede zwischen den Figuren 26a, 26b und 26cund den entsprechenden Figuren 26d, 26e,26f beschrieben. In Figur 26d werden eine Variable JDATA und ein Datenfeld ACCJ hinzugefügt, um die um 90" phasenverschobenen Abtastwerte, die von dem FIFO-Spekher 2646 geliefert werden, zu halten. Die Abtastwerte werden für die Variable JDATA bei Schritt 2766 aus dem FIFO-Speicher 2646 bereitgestellt. Bei Schritt 2780 werden die Abtastwerte aus dem FIFO-Speicher 2646 in das Datenfeld ACCJ eingetragen; gleichzeitig werden die Abtastwerte aus dem FIFO-Speicher 2644 in ein Datenfeld ACCR eingetragen. Das Datenfeld ACCR ist dasselbe wie das Datenfeld ACC der Figur 26a.

Wenn der Schritt 2782 in Figur 26e ausgeführt ist, weisen die Datenfelder ACCR und ACCJ Werte auf, welche die jeweilige Akkumulierung von sechs Fällen der phase.'gleichen Komponente und sechs Fällen der um 90° phasenverschobenen Komponente des Reihensignals repräsentieren. Bei Schritt 2783 werden die Datenfelder SUMR und SUMJ zu dem Datenfeld SUM initialisiert. Bei Schritt 2786 wird das Produkt der Abtastwerte, das die phasengleiche Komponente des Reihensignals repräsentiert, in dem Datenfeld ACCR gehalten, und die Abtastwerte eines eingespeicherten phasengleichen Reihensignals, die in einem Datenfeld REFR gehalten werden, und das Produkt der Abtastwerte, das die um 90° phasenverschobene Komponente des Reihensignals repräsentiert, werden in dem Datanfeld ACCJ gehalten, und die Abtastwerte eines eingespeicherten, um 90° phasenverschobenen Reihensignals werden in einem Datenfeld REFJ gehalten; all diese Abtastwerte werden summiert und in ein Datenfeld SUMR eingespeichert. Bei Schritt 2 786 wird das Produkt der entsprechenden Werte in den Datenfeldern REFJ und ACCR von dem Produkt der Werte in den Datenfeldern REFR undACCJ subtrahiert. Die resultierenden Differenzwerte werden bei einer Eingabe in das Datenfeld SUMJ eingetragen. Die entsprechenden Werte in den Datenfeldern SUMR und SUMJ werden bei Schritt 2 795 quadriert und summiert, um einen Wert für das Datenfeld SUM zu berechnen. Die Berechnung, die im Schritt 2786 veranschaulicht ist, ist eine Multiplikation eines komplexen Vektors (ACCR, ACCJ), welcher die gleichphasigen und die um 90° phasenverschobenen Komponenten des empfangenen Reihensignals repräsentiert, durch die komplexe Konjugation eines komplexen Vektors (REFR, REFJ), der die gleichphasigen und die um 90° phasenverschobenen Komponenten des gespeicherten Bezugsreihensignals darstellt. Sobald der Schritt 2804 der Figur 26f ausgeführt ist, hält das Datenfeld SUM die Werte, welche die Summe der Produkte der Datenfelder ACCR, ACCJ und REFR, REFJ bei jeder Übereinstimmung der Indizes zwischen den beiden Sätzen der Datenfelder repräsentiert. Der Algorithmus in Figur 26f unterscheidet sich von demjenigen der Figur 26c dadurch, daß die Absolutwertoperation in den Schritten 2704,2710 und 2716 nicht verwendet wird, und daß der Wert SUMR/MIX/ anstelle von MSUM im Schritt 2 720 verwendet wird. Da der Wert SUMR/MIX/ das Produkt der phasengleichen Komponenten der empfangenen und der Bezugsreihensignale bei dem Index ist, der mit einem Maximalwert der Summe der Produkte übereinstimmt, ist es im wesentlichen derselbe wie der Wert MSUM, der in Figur 26c verwendet wird. Der Wert MSUM wird bei diesem alternativen Algorithmus nicht verwendet, um die Halbbildfolge des Fernsehempfängers mit derjenigen des Breitbild-EDTV-Kodierers zu synchronisieren, weil infolge der Quadrierungsoperationen im Schritt 2 786 der Wert von MSUM immer positiv ist.

Zur Kompensierung der Mehrwegstörung kann zuzüglich der Algorithmus, der in den Figuren 26 d bis f veranschaulicht ist, das Bild, das in einem EDTV-Empfänger aus einem schwachen oder einem Rauschsignal erzeugt wird, verbessert werden. Diese Verbesserung in der Leistungsfähigkeit tritt ein, weil der Korrelationsvorgang in der um 90° phasenverschobenen Komponente des empfangenen Signals zusätzlich zu der Energie in der phasengleichen Komponente Signalenergie verwendet. Der unter Bezugnahme auf die Figuren 26a bis 26c dargestellte Algorithmus verwendet Energie nur in der phasengleichen Komponente des empfangenen Signals.

Wenn der zeitlich umgekehrte, gefilterte 2T-lmpuls als Reihensignal verwendet wird, wird der Korrelationsprozeß modifiziert, um zusätzliche Berechnungen (nicht gezeigt) zwischen dem Schritt 2 674 der Figur 26a und dem Schritt 2682 der Figur 26 b einzuschließen, welche das in Figur 25c gezeigte Filter nachbildet, und die Schritte 2 686,2 688 und 2690 mit einem Schritt (nicht gezeigt) zu ersetzen, welcher aktuell die Eingaben in das Datenfeld ACC mit den Eingaben in dem Datenfeld REF multipliziert. Es kann auch wünschenswert sein, die Anzahl der Abtastwerte in der wiederholten Folge beispielsweise auf 40 zu verküizen, da in dem gefilterten 2T-Signal jenseits von 40 Abtastwerten eine unwesentliche Energie vorhanden ist. Andererseits ist das Verfahren zum Korrelieren des Reihensignals mit dem Bezugssignal dasselbe wie das oben beschriebene. Als eine Alternative zur Nachbildung des Allpaßfilters, dargestellt in Figur 25d, kann der in Figur 26 gezeigte Signalgenerator zur Empfängerzeitsteuerung unter Verwendung des Mikroprozessors 2640 eine Schaltungsanordnung (nicht gezeigt) enthalten,

beispielsweise diejenige, die am Eingangsanschluß des FIFO-Speichers 2644 in Figur 26d gezeigt ist. Diese Schaltungsanordnung wurde eine Folge von sechs Wiederholungen eines zeitlich umgekehrten 2T-lmpulses, der in den FIFO-Speicher 2644 einzuspeichern ist, bewirken. Bei dieser Ausführungsform würde das gespeicherte Reihensignal auch ein zeitlich umgekehrter 2T-lmpuls sein.

Nachfolgend wird einmal mehr auf Figur 26 Bezug genommen, Das Bildelement-Kennzeichnungssignal PID, das in dem Zählet 2624 erzeugt wird, ist an einen Dekoder 2626 gelegt, welcher ein Zeitbezugs-Impulssignal H mit einer Impulsbreite von annähernd 70ns abgibt, wenn der Wert des Signals PID 156 beträgt. Dieser Zeitbezugsimpuls wird einmal für jede Bildzeile des Videosignals abgegeben und stimmt mit dem ersten Abtastwert des akt;,'en Bildes auf der Zeile überein. Das Signal PID, des Halbbild-Kennzeichnungssignal FID, das von dem Mikroprozessor 2640 erzeugt und dann in die Latch-Schaltung 2652 eingespeichert wird, und das Signal O/E, das von dem Zähler 2612 geliefert wird, welches angibt, ob die augenblickliche Zeile der Abtastwerte eine ungeradzahlige oder eine geradzahlige Zeile in deren Halbbild ist, werden an die Festwertspeicher (ROM) 2682 und 2630 gelegt. Diese Festwertspeicher können in ähnlicher Weise wie die entsprechenden Festwertspeicher 2530 und 2532 programmiert sein, die unter Bezugnahme auf Figur 25 oben beschrieben sind. Der einzige Unterschied zwischen den ROM 2628,2630 und den ROM 2530,2532 ist die Anzahl der Bits in dem Adressensignal PID. Das Signal PID in Figur 26 ist ein 10-Bit-Signal, das sich mit einer Frequenz von 4 x fsc ändert, während das in Figur 25 verwendete Signal PC ein 11 -Bit-Signal ist, das sich mit einer Frequenz von 8 χ fsc ändert. Das ROM 2628 erzeugt die alternierenden Hilfsträgprsignale ASC und ASC. Das ROM 2630 erzeugt das Überlagerungssignal fc von 5MHz. Diese Signale werden in der Dekodiersch altungsanordnung unten beschrieben.

Das Signal O/E und das Signal FID sind weiter an ein ROM 2634 gelegt. Das ROM 2634 wird programmiert, um ein Logik-1-Ausgangssignal für jedes Bildzeilenintervall zu erzeugen, in welchem der erste aktive Videoabtastwert eine

Chrominanzsignalkomponente in der Q-Phase des wiedergewonnenen Farbhilfsträgersignals Fsc aufweist. Das in dem

ROM 2634 gebildete Signal wird mit dem Signal H in einem UND-Gatter 2636 einer logischen UND-Verknüpfung unterzogen. Das Impulssignal, das von dem UND-Gatter 2S36 abgegeben wird, ist an die Klemme R des Rückstelleinganges eines Frequenzteilers 2632 gelegt. Die Signaleingangsklemme des Frequenzteilers 2632 ist angeschlossen, um das 4 χ fsc-Taktsignal CK4 aufzunehmen. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 2632 ist das Signal ICK mit einer Frequenz, die im wesentlichen gleich 2 x fsc ist und das abfallende Übergänge aufweist, die in wesentlicher Übereinstimmung mit der I-Phase des Farbhilfsträgersignals Fsc auftreten.

Nachfolgend wird auf Figur 13 Bezug genommen. Das Signal NTSCF wird einer Intraframe-Mittelungs- und Differenzbildungseinheit 1324 zugeführt, in welcher Bildzeilen gemlttelt (zusätzlich kombiniert) und differenziert (subtraktiv kombiniert) werden, die innerhalb eines Vollbildes jeweils um 262 Bildzeilenperioden (262 H) auseinanderliegen, und zwar in einem Frequenzbereich oberhalb 1,7 MHz, um auf diese Weise das Hauptsignal N und das quadraturmodulierte Zusatzsignal M wiederzugewinnen, das im wesentlichen frei von vertikalem und zeitlichem Übersprechen (V-T-Übersprechen) ist. Zwischen der bei 1,7MHz liegenden unteren Grenze der Betriebsfrequenz der Intraframe-Mittelungs- und Differenzbildungseinheit 1324 und der bei 1,5 MHz liegenden unteren Grenze der Betriebsfrequenz der Intraframe-Mittelungseinrichtung 38, die in dem Kodierer der Figur 1 a verwendet wird, befindet sich ein 20OkHz breites Sicherheitsband gegen horizontales Übersprechen. Dieses Sicherheitsband eliminiert im wesentlichen Übersprechen zwischen dem Signal M und den Luminanzsignalkomponenten des Signals N. Das wiedergewonnene Signal N enthält eine Information, die im wesentlichen optisch identisch ist mit der Bildinfoimation des Hauptsignals C/SL infolge der gut sichtbaren Intraframe-Bildkorrelation des ursprünglichen Hauptsignals C/SL, das die Intraframe-Mittelung in dem Kodierer der Figur 1 a erfahren hat.

Einzelheiten der Mittelungs- und Differenzbildungseinheit 1324 sind in Figur 15 gezeigt. Das Signal NTSCF erfährt in der Einheit 1510 eine Tiefpaßfilterung zur Erzeugung einer „Tiefen-Komponente, die mit dem Signal NTSCF in einer Einheit 1512 subtraktiv kombiniert wird, um die „Höhen"-Komponente des Signals NTSCF zu erzeugen. Diese Komponente wird in einer Einheit 1513 um eine Halbbildperiode verzögert, gemittelt (additiv kombiniert) und differenziert (subtraktiv kombiniert), um eine gemittelte Höhenkor iponente NH an einem Mittelungsausgang (+) und ein Signal Man einem Differenzausgang (—) zu erzeugen. Eine beispielhafte Schaltungsanordnung zur Verwendung als Mittelungs- und Differenzbildungseinrichtung 1513 ist in Figur 16 gezeigt. Die Komponente NH wird in einem Addierer 1514 mit einem um 262 H verzögerten Ausgangssignal des Filters 1510summiert, um ein Signal N zu erzeugen.

Nachfolgend wird auf Figur 13 Bezug genommen. Das Signal M wird an eine Quadraturdemodulator- und Amplitudendehnungseinheit 1326 geführt, um die Zusatzsignale X und Z mittels der alternierenden Hilfsträgersignale ASC und ASC, welche dieselben Eigenschaften aufweisen wie die Signale ASC und ASC, die unter Bezugnahme auf die Schaltungsanordnung des Breitbild-EDTV-Kodierers oben beschrieben sind. Die demodulierten Signale X und Z enthalten eine Information, die im wesentlichen mit der Bildinformation des Signals ESH und dem Ausgangssignal der Einheit 74 in Figur 1 a optisch identisch ist, und zwar infolge der gut sichtbaren Intraframe-Bildkorrelation dieser Signale, die in dem Kodierer der Figur 1 a eine Intraframe-Mittelung erfahren haben. Eine beispielhafte Schaltungsanordnung, die für den Quadraturdemodulator und die Amplitudendehnungseinheit 1326 verwendet werden kann, ist in Figur 27 gezeigt. Diese Schaltungsanordnung enthält zwei Multiplizierschaltungen 2750 und 2752, die das Signal M mit ASC bzw, ASC multiplizieren. Die von den Multiplizierschaltungen 2750 und 2752 gelieferten Signale werden in den jeweiligen Tiefpaßfiltern 2753 und 2757 gefiltert, welche ein Durchlaßband von beispielsweise 0 bis 1,5 MHz aufweisen. Die Filter 2753 und 2757 entfernen unerwünschte Hochfrequenz-Modulationskomponenten. Die von den Filtern 2753 und 2757 gelieferten Signale werden über programmierbare Festwertspeicher (PROM) 2754 bzw. 2756 einer inversen Gammafunktion ausgesetzt, um die Signale X und Z zu erzeugen. Nachfolgend wird auf Figur 13 Bezug genommen. In einer Einheit 1328 erfolgt eine zeitliche Komprimierung der farbkodierten Randteilhöhen (Signal X), so daß sie wieder ihre ursprünglichen Zeitschlitze einnehmen, wodurch das Signal NTSCH wiedergewonnen wird. Das Si₄- nal NTSCH ist im wesentlichen mit dem oben unter Bezugnahme auf Figur 1 a beschriebenen Signal NTSCH identisch.

Ein Luminanz-(Y)-Höhen-Dekodierer 1330 dekodiert die Horizontal-Luminanzhöhen (Signal Z) in das Breitbildformat. Die Randteile werden zeitlich gedehnt, um die Zeitkomprimierung, die in dem Kodierer der Figur 1 a durchgeführt wird, umzukehren, und das Mittelteil wird zeitlich komprimiert, um die Zeitdehnung, die In dem Kodierer der Figur 1 a durchgeführt wird, umzukehren.

In Figur 17, in welcher Einzelheiten der Einheit 1330 der Figur 13 gezeigt sind, ist das Signal Z an eine Rand-Mitte-Trenneinrichtung (Demultiplexer) 1710 gelegt, welche getrennte Rand- und Mittensignale YHO bzw. YHE der Luminanzhöhen abgibt. Der Demultiplexer 1710 wird von einem Zähler 1706 und einem Dekodierer 1708 gesteuert. Der Zähler 1706 wird mit dem Signal H zu einem Zeitpunkt zurückgestellt, der mit dem ersten aktiven Bildelement des Signals Z übereinstimmt, und mit einem 4 x fsc-Signal CK4 getaktet, um die Bildelemente des Signals Z zuzählen. Der Dekodierer 1708 spricht auf ein Zählwertsignal an, das von dem Zähler 1706geliefert wird, um ein Steuersignal zu bilden, welches dem Demultiplexer 1710 regelt, um die Randteil-Bildelemente (Zählwerte 0 bis 13 und 740 bis 753) auf das Signal YHO zu leiten und die Mittelteil-Bildelemente (Zählwerte 14 bis 739) auf das Signal YHE zu leiten

Die Signale YHO und YHE werden in den Einheiten 1712 und 1714 unter Verwendung der Abbildungsverfahren, die unter Bezugnahme auf die Figuren 12 und 12a bis 12d oben beschrieben sind, jeweils zeitlich gedehnt und zeitlich komprimiert, um Signale zu erzeugen, die die Luminanzkomponenten hoher Frequenz für die Randteile und die Mitte des Bildes, YHS bzw. YHC, repräsentieren. Diese Signale werden in einer Einheit 1716 miteinander verknüpft.

Die Figur 14 zeigt einen Randteil/Mittelteil-Kombinator, der sich z.B. zur Verwendung als Kombinator 1716 eignet. In Figur 14 enthält der dargestellte Kombinator ein Netzwerk 1410, das aus der Randteil-Luminanzsignalkomponente YS und der Mittelteil-

Luminanzsignalkomponente YC das Luminanzsignal YF' mit voller Bandbreite erzeugt, sowie einen I-Signal-Kombinator 1420

und einen Q-Signal-Kombinator 1430, welche in Aufbau und Wirkungsweise mit dem Netzwerk 1410 identisch sind. Das Mittelteil und die Randteile werden zweckdienlich durch einige Bildelemente einander überlappt, z. B. über zehn Bildelemente. Damit haben die Mittelteil- und die Randteilsignale über den gesamten Kodierutigs- und Übertragungsvorgang einige Bildelemente in redundanter Weise gemeinsam, wie dios in Figur 3 veranschaulicht ist.

Im Breitbildempfänger werden das Mittelteil und die Randteile aus ihren jeweiligen Signalen rekonstruiert, jedoch sind wegen der Zeitdehnung, der Zeitkomprimierung und der Filterung der den einzelnen Bereichen zugeordneten Signale einige Bildelemente an den Grenzen zwischen Randteilen und Mittelteil verfälscht oder verzerrt. Die in Figur 14 wiedergegebenen Wellenformen mit den zugehörigen Signalen YS und YC zeigen die Überlappungsbereiche (OL) und die verfälschten Bildelemente (CP; zur Veranschaulichung leicht übertrieben). Gäbe es keinen Überlappungsbereich der Randteile, würden die verfälschten Bildelemente aneinanderstoßen, so daß ein Saum sichtbar wäre. Es wurde festgestellt, daß ein Überlappungsbereich von zehn Bildelementen breit genug ist, um drei bis fünf verfälschte Grenzbildelemente auszugleichen. In dem Kombinator 1410 multipliziert eine Multiplizierschaltung 1411 das Randteilsignal YS mit einer Bewertungsfunktion W in den Überlappungsbereichen, wie dies durch die zugehörige Wellenform dargestellt ist.

Das Signal, das in der Multiplizierschaltung erzeugt wird, ist einer Signalkombinationsschaltung 1415 zugeführt. In ähnlicher Weise multipliziert eine Multiplizierschaltung 1412 das Mittelteilsignal YC mit einer komplementären Bewertungsfunktion (1-W) in den Überlappungsbereichen, wie durch die zugehörige Wellenform dargestellt, bevor das Signal YC an die Kombinationsschaltung 1415 gelegt wird. Diese Bewertungsfunktionen haben eine lineare rampenartige Charakteristik in den Überlappungsbereichen und enthalten Werte zwischen 0 und 1. Nach der Bewertung werden die Rand- und Mittelteil-Bildelemente in der Kombinationsschaltung 1415 summiert, so daß jedes rekonstruierte Bildelement eine lineare Kombination der Rand- und Mittelteil-Bildelemente ist.

Die Bewertungsfunktionen sollten vorzugsweise nahe den innersten Grenzen des Überlappungsbereiches dem Wert 1 und nahe den äußersten Grenzen dem Wert 0 zustreben. Dies stellt sicher, daß die verfälschten Bildelemente relativ wenig Einfluß auf die Grenzen der rekonstruierten Bereiche haben.

Die Bewertungsfunktionen W und 1-W können leicht durch ein Netzwerk erzeugt werden, das eine Nachschlagetabelle (nicht gezeigt), die auf die Bildelementpositionen repräsentierendes Eingangssignal anspricht, und eine subtraktive Kombinationsschaltung (nicht gezeigt) enthält. Die Nachschlagetabelle Ist programmiert, um Ausgangswerte einer Rampenfunktion von 0 bis 1 in den Überlappungsbereich in Erwiderung des Eingangssignals zu liefern. Das Eingangssignal kann auf vielfältige Weise entwickelt werden, beispielsweise in einem Bildelementzähler, welcher mit dem Signal H zurückgestellt wird.

Nachfolgend wird auf Figur 13 Bezug genommen. Ein Amplitudenmodulator 1332 führt oine Amplitudenmodulation des vom Dekodierer 1330 kommenden Signals auf einem 5,0-MHz-Träger fc durch. Das amplitudenmodulierte Signal wird anschließend von einem Filter 1334 mit einer 5,0-MHz-Grenzfrequenz hochpaßgefiltert, um das untere Seitenband zu unterdrücken. In dem Ausgangssignal des Filters 1334 sind die Mittelteilfrequenzen von 5,0 bis 6,2 MHz und die Randteilfrequenzen von 6,0 bis 5,2 MHz wiedergewonnen. Das vom Filter 1334 kommende Signal wird zu einem Addierer 1336 geführt.

Das Signal NTSCH von der Komprimie.ungseinheit 1328 ist an eine Trenneinrichtung 1340 gelegt, um die Luminanzhöhen von den Chrominanzhöhen zu trennen und die Signale YH, IH und QH zu erzeugen. Dies kann mit Hilfe der Anordnung in Figur 18 erfolgen.

In Figur 18 läßt ein H-V-T-Bandpaßfilter 1810, das den Aufbau der Figur 10r und einen Durchlaßbereich von 3,58 ± 0,5MHz aufweist, ein Signal NTSCH zu einer suhtraktiven Kombinationsschaltung 1814 durch, die außerdem das Signal NTSCH nach Durchlaufen einer Laufzeitausgleichenden Verzögerungseinrichtung 1812 empfängt. Am Ausgang der Kombinationsschaltung 1814 erscheint das abgetrennte Luminanz-Höhensignal YH. Das gefilterte NTSCH-S'gnal des Filters 1810 erfährt in einer Schaltungsanordnung eine Quadraturdemodulation, welche die Latch-Schaltungen 1815 und 1816, selektive Zweierkomplement-Schaltungen 1818 und 1820, einen Inverter 1822 und einen Frequenzteiler 1824 umfaßt. Die Latch-Schaltungen 1815 und 1816 sprechen auf das Signal ICK bzw. dessen inversen Logikwert an, um die Abtastwerte zu speichern, welche die jeweiligen I- und Q-Farbdifferenzsignale repräsentieren. Wie bereits unter Bezugnahme auf Figur 9 oben erwähnt ist, wechseln diese Abtastwerte ihre Polarität. Zur Invertierung der Polarität der alternierenden Einsen der jeweiligen I- und Q-Farbdifferenzabtastwerte enthält der Demodulator die selektiven Zweierkomplement-Schaltungen 1818 und 1820. Diese Schaltungen sprechen auf ein Signal an, das der Frequenzteiler abgibt, das eine Frequenz aufweist, die der halben Frequenz des Signals ICK entspricht, um nurdie alternierenden Einsen der Abtastwertezu invertieren, die von den Latch-Schaltungen 1815 und 1816 geliefert werden. Die Ausgangssignale der Zweierkomplement-Schaltungen 1818 und 1820 sind die jeweiligen Farbdifferenzsignale IH und QH.

Das Signal N der Einheit 1324 wird mit Hilfe einer Luminanz/Chrominanz-Trenneinrichtung 1342 in die Anteile der Luminan:- und Chrominanzkomponenten YN, IN und QN getrennt. Die Trenneinrichtung 1342 kann ähnlich der Trenneinrichtung 1340, wie oben beschrieben, ausgebildet sein.

Die Signale YH, IH, QH und YN, IN, QN werden als Eingangssignale einem Y-I-Q-Bildformatdekodierer 1344 zugoführt, welcher die Luminanz- und Chrominanzkomponenten in das Breitbildformat dekodiert. Die Einzelheiten des Dekodierers 1344 sind in Figur 19 dargestellt.

In Figur 19 werden die Signale YN, IN und QN in die komprimierten Randteiltiefen YO, I0, QO und in die gedehnten Mittelteilsignale YE, IE, QE mittels einer Rand-Mittelteil-Signaltrenneinrichtung (Zeitdemultiplexer) 1940 getrennt. Der

Demultiplexer 1940 kann die Prinzipien des Demultiplexers 1710 und dessen periphere Schaltungen 1706 und 1708 verwenden,

die zuvor unter Bezugnahme auf Figur 17 erörtert wurden.

Die Signale YO, IO und QO werden mittels einer Zeitdehnungseinrichtung 1942 um einen Randteil-Dehnungsfaktor (entsprechend dem Randteil-Komprimierungsfaktor in dem Kodierer der Figur 1 a) zeitlich gedehnt, um das ursprüngliche räumliche Verhältnis der Randteiltiefen in dem Breitbildsignal wiederherzustellen, wie dies durch die wiederhergestellten Randteil-Tiefensignale YL, IL und QL veranschaulicht ist. In ähnlicher Weise erfahren, um Raum für die Randteile zu schaffen, die Mittelteilsignale YE, IE und QE in einer Zeitkomprimierungseinrichtung 1944 eine zeitliche Komprimierung um einen Mittelteil-Komprimierungsfaktor (entsprechend dem Mittelteil-Dehnungsfaktor in dem Kodierer der Figur 1 a), um das ursprüngliche räumliche Verhältnis des Mittelteilsignals in dem Breitbildsignal wiederhzustellen. Die Ausgangssignale, die in der Zeitkomprimierungseinrichtung 1944 erzeugt werden, sind die wiederhergestellten Mittelteilsignale YC, IC und QC. Die Komprimierungseinrichtung 1944 und die Dehnungseinrichtung 1942 können von dem oben in Figur 12 erklärten Typ sein. Die räumlich wiederhergestellten Randteilhöhen YH, IH und QH werden mit den räumlich wiederhergestellten Randteiltiefen YL, IL und QL in einer Kombinationsschaltung 1946 kombiniert, um die rekonstruierten Randteilsignale YS, IS und QS zu erzeugen. Diese Signale werden mit den rekonstruierten Mittelteilsign&len YC, IC und QC in einem Kombinator 1960 zusammengefügt, um ein teilweise rekonstruiertes Breitbild-Luminanzsignal YF₀' und rekonstuierte Breitbild-Farbdifferenzsignale IF' und QF' zu bilden. Die Zusammenfügung der Randteil- und Mittelteil-Signalkomponenten erfolgt in einer Weise, bei der ein sichtbarer Saum an den Grenzen zwischen dem Mittelteil und den Randteilen nahezu eliminiert wird, wie es aus der nachfolgenden Beschreibung des Kombinators 1960, der in Figur 14 dargestellt ist, hervorgeht.

Nachfolgend wird auf Figur 13 Bezug genommen. Das von dem Dekodierer 1344 gelieferte Signal YF₀' ist an den Addierer 1336 geführt, in dem es mit dem Luminanzsignal hoher Frequenz des Filters 1334 summiert wird, um ein rekonstruiertes Luminanzsignal YF' mit großer Bandbreite zu erzeugen.

Die Signale YF', IF' und QF' werden mit Hilfe von Bildwandlern 1350,1352 bzw. 1354 aus dem Zeilensprung-Abtastformat in das Format progressiver Abtastung umgewandelt. Der progressive Bildwandler 1350 für die Luminanz spricht außerdem auf das „Helfer"-Luminanzsignal YT aus einem Bildformatdekodierer 1360 an, der das kodierte „Helfer"-Signal YTN dekodiert. Der Dekodierer 1360 dekodiert das Signal YTN in das Breitbildformat und hat einen Aufbau, der dem in Figur 17 gezeigten Aufbau entspricht.

Die Bildwandler 1352 und 1354 für die I- und Q-Komponenten wandeln die Zeilensprung-Abtastsignale um, indem sie das zeitliche Mittel von Zeilen bilden, die um ein Vollbild auseinanderliegen, um so die Information für die jeweils fehlende Zeile der progressiven Abtastung zu erhalten. Dies kann mittels einer Vorrichtung der in Figur 20 dargestellten Art erfolgen. In Figur 20 werden die Zeilensprungsignale IF' (oder QF') durch ein Element 2010 um 263H verzögert und anschließend dem Eingangsanschluß eines Doppelanschlußspeichers 2020 zugeführt. Dieses verzögerte Signal wird einer zusätzlichen.262 HI-Verzögerung mittels eines Elementes 2012 ausgesetzt, bevor es dem nichtverzögerten Eingangssignal in einem Addierer 2014 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Addierers 2014 ist zu einem Frequenzhalbiernetzwerk 2016 geführt. Das in dem Frequenzhalbiernetzwerk 2016 gebildete Signal ist an den Eingangsanschluß eines Doppelanschlußspeichers 2013 gelegt. Die Speicher 2020 und 2018 nehmen Daten mit einer Frequenz von 4 x fsc auf und liefern Daten mit einer Frequenz von 8 x fsc. Die Ausgangsanschlüsse der Speicher 2018 und 2020 sind mit einem Multiplexer (MUX) 2022 verbunden, welcher zwischen den Signalen schaltet, die von den Speichern 2018 und 2020 abgegeben werden, um ein Ausgangssignal IF (QF) mit progressiver Abtastung zu erzeugen- ^χ\".ύ cjch in Figur 20 dargestellt ist, veranschaulichen die Wellenformen das Eingangssignal der Zeilensprungabtastung (zwei Zeilen, mit Bildelement-Abtastwerten, die mit C und X bezeichnet sind) und das Ausgangssignal mit progressiver Abtastung, das aus den Bildelement-Abtastwerten C und X besteht.

Die Bildwandlereinheit 1350 für die Luminanz mit progressiver Abtastung ist derjenigen in Figur 20 dargestellten ähnlich, außer, daß das Signal YT in der Anordnung der Figur 21, wie dargestellt, addiert wird.

Nachfolgend wird Bezug auf Figur 13 genommen. Die von den Wandlern 1350,1352 und 1354 gelieferten Breitbildsignale YF, IF und QF im Format progressiver Abtastung werden mittels eines Digital-Analog-Wandlers 1362 in die Analogform umgewandelt, welcher die Signale Y, I und Q abgibt, die einer Videosignalverarbeltungs- und Matrixverstärkereinheit 1364 zugeführt werden. Die Videosignalverarbeitungs-Komponente der Einheit 1364 enthält Schaltungen zur Signalverstärkung, Verschiebung des Gleichstrompegels, Spitzenwertbildung, Helligkeitsregelung, Kontrastregelung und andere herkömmliche Signalverarbeitungsschaltungen. Die Matrixverstärkereinheit 1364 verknüpft das Luminanzsignal Y mit den Farbdifferenzsignalen I und Q, um die das Farbbild dargestellenden Videosignale R, G und B zu erzeugen. Diese Farbsignale werden von Treiberverstörkern zur Bildwiedergabe in der Einheit 1364 auf einen Pegel verstärkt, der zur direkten Ansteuerung einer Breitbild-Farbwiedergabe-Einrichtung 1370, beispielsweise einer Breitbild-Wiedergaberöhre, geeignet ist.

Legende

Figur 1

Single Channel NTSC Compatible Widescreen EDTV System - NTSC-kompatibles Einkanal-Breitbild-EDTV-System

Center - Mittelteil

Original Widescreen Signal - Ursprüngliches Breitbildsignal

Time Compressed Side Panel Lows - zeitlich komprimierte Randteil-Tiefen Time Expanded Center Panel - zeitlich gedehntes Mittelteil

Component 1- Main NTSC Signal 525-Line 2:1 Interlaced - Komponente 1: NTSC-Hauptsignal mit 525Zellen im 2:1-Zeilensprungformat

Component 2-Time Expanded NTSC Encoded Side Panel Highs - Komponente 2: zeitlich expandierte NTSC-kodierte Randteil-Höhen

Component 3-Horizontal Luma Detail Between 5,0and 6,2 MHz - Komponente 3: horizontale Luminanztdotails zwischen 5,0 und 6,2 MHz

Component4-Vertical-TemporalLuma„Helper"Signal - Komponente^vertikal-zeitliches Luminanz-.Helfer'-Signal

Intraframe Average above 1,5MHz - Intraframe-Mittelung oberhalb 1,5 MHz Intraframe Average - Intraframe-Mittelung QM with Alternate Subcarrier

750 kHz Lowpass

QMWith RF Picture Carrier NTSC Compatible 4,2 MHz Baseband Signal Standard NTSC Receiver

Canter

NTSC Compatible G MHz RF Signal Widescreen Receiver

Figur la

V-T LPF Networks ADC Networks Wiedescreen Camera

P-I Converter P-I Converter and Predictor

Format Encoder

SIdu-CenterSignal Separator And Processor (Format Encoder) Side Center Combiner (MUX) NTSC Encoder Amplitude Modulator And LPF HUT Bandstop Filter

Quad.Mod.

Time Expander

Combiner

NTSC Encoder

V-TBPF

lntraframe Averager

Highs lntraframe Averager Ampl. Comp. And Quad.Mod. RFQuadrature Modulator Transmitter Studio Timing Signal Generator External Video Source Analog Switch

Figur 1b

Picture Carrier

Luma

Chroma

Sound Carrier Standard NTSC System Disclosed EOTV Widescreen System V-THelper.'Jignal Side Panel Highs And Extra Horizontal detail

Figur 1c

Before Averaging AfterAveraglng

Frame

262-H lntraframe Averaging Component 1,2,3 lntraframe Average above 1,5 MHz Encoded NTSC Signal NTSCF Modulated Auxiliary Signal M

Figur 1 β

Center

Original Widescreen Interlaces Signals MainSignal Expand Center Panel, Compress Side Panel Lows NTSC Encode Side Panel Highs

Time Expand Horiz. Luma Detail Frequency Shift to DC Filter Side Panels TlmeCompress V-T-Helper Signal Lowpass Filter Side Panels to 125 kHz Expand Center Panel Compress Side Panels & Lowpass Filter to 750 kHz Quadraturmodulation mit alternierendem Hilfsträger

750-kHz-Tiefpaß Quadraturmodulation mit HF-Bildträger NTSC-kompatlbles4,2 MHz-Basisbandsignal Standard-NTSC-Empfängor Mittelteil

NTSC-kompatibles6-MHz-HF-Signal Breitlschlrmjblld-Empfänger

vertikal-zeitliches (V-T)-Tiefpaßfilter-Netzwerk

Analog-Digital(A/D)-Netzwerke Breitblldkamera Progrossiv/Zeilensprung-WandlerlP/Z-Wandler) P/Z-Wandier und Vorhersageschaltung Bildformatkodierer Tiefpaßfilter Bandpaßfilter

Rand/Mittelteil-Trenneinrichtung und Verarbeitungseinrichtung (Bildformatkodierer)

Randteil-Kombinationsschaltung (Multiplexer-MUX) NTSC-Kodierer Amplitudenmodulator und Tiefpaßfilter Horizontal-vertikal-zeitliches (H VT)-Bandsperrfilter Quadraturmodulation Zeitdehnungseinrichtung Kombinationsschaltung NTSC-Kodierer V-T-Bandpaßfilter Intraframe-Mittelungseinrichtung Intraframe-Mittelungseinrichtung für die Höhen Amplitudankomparatorund Quadraturmodulator Digital-Analog(D/A)-Wandler HF-Quadraturmodulator

Sender

Studio-Taktsignalgenerator Externe Bildquelle Analogschalter Bildträger

Luminanz

Chrominanz

Tonträger

Standard-NTSC-Syatem

offenbartes EDTV-Broitbildsystem

V-T-Helfereignal Randteil-Höhon und zusätzliche Horizontaldetails

vorderMittelung nach der Mittelung Vollbild

262-H-lntraframe-Mittelung Komponente 1,2,3Intraframe-Mittelung oberhalb 1,5 MHz kodiertes NTSC-Signal NTSCF moduliertes Zusatzsignal M

- Mittelteil

- ursprüngliche Breitbild-Zeilensprungsignale

- Hauptsignal

- gedehntes Mittelteil, komprimierte Randteil-Tiefen

- NTSC-Kodierung

- Randtoil-Höhen

- Zeitdehnung

- horizontales Lumina, /detail

- Frequenzverschiebung in Richtung Gleichstrom

- FilterderRandteile

- Zeitkomprimierung

- V-T-Helfersignal

- Tiefpaßfilter für die Randteile bis 125 kHz

- Dehnung des Mittelteils,

Komprimierung der Randteile und Tiefpaßfilterung bis 750 kHz

Figur 2 Left Panel Center Panel Right Panel Wide« jreen 5:3 Left Overscan Region Right Overscan Region Pixels

Figur 2 a Progressive Scan Signal MainSignal

Helper Signal

Progressive Scan To 2:11nterlace Conversion

Figure,?

Delay

Horiz. LPF Dsmux

Time Expander Time Compressor

CanterSide Highs Side Lows linker Bereich mittlerer Bereich rechter Bereich Breitbild mit 5:3-Seitenverhältnis linker Überabtastungsbereichrechter Überabtastungsbereich Bildelemente

progressives Abtastsignal Hauptsignal

Helfersignal

Umwandlung der progressiven Abtastung in die 2: !-Zeilensprungabtastung

Verzögerung Horizontal-Tiefpaßfilter Demultiplexer Zeitdehnungseinrichtung Zeitkomprimierungseinrichtung Mittelteil

Randtell-Höhen Randteil-Tiefen

Left Panel Pixel Positions Center Panel, Pixel Positions Right Panel Pixel Positions

Reset OutCounter Count Comparator Demux

Figur 9 Latch Inv. Latch V-TBFF Combiner

H-V-T Bandstop-Filter

Figur 10Input

Output

Vertical-Temporal (V-T) Filter

Figur 10 a

Weighting Coefficients V-T-Bandpass Filter

Figur 10 b Input

OutputHoriz. LPFDelay

I Frame Delay V-T Bandstop H-V-T Bandpass Filter

FlguriOcInput

OutputHcriz.BPFV-T-BPF

H-V-T Bandpass Filter

Figur 10d Prog. Scan, Input Prog. Scan, Output

Figur 11«, 11bHoriz. LPF C/SL-LOW/HIGH Delay

V-T-Filter Input/Output Highs

Bildelementpositionen des linken Randteils Mittelteil, Bildelementposition Bildelementpositionen des rechten Randteils Taktsignal (CLK) Rückstellen, Ausgang, Zähler Zählwertvergleicher

Demultiplexer

- Latch-Schaltung

- invertierende Latch-Schaltung

- V-T-Bandpaßfilter

- Kombinattonsschaltung

- H-V-T-Bandsperrfilter

Eingang Ausgang vertikal-zeltliches (V-T)-Filter

Bewertungskoeffizienten V-T-Bandpaß-Filter

Eingang

Ausgang

Horizontal-Tiefpaßfilter Verzögerung Verzögerung um ein Vollbild V-T-Bandeperre H-V-T Bandpaß-Filter

Eingang

Ausgang

Horizontal-Bandpaß-Filter V-T-Bandpaß-Filter

H-V-T-Bandpaß-Filter

progressive Abtastung, Eingang progressive Abtastung, Ausgang

Horizontal-Hochpaßfilter

C/SL-Tiefen/Höhen Verzögerung V-T-Filter

Eingang/Ausgang Höhen

Figur 12 Pixel Counter PROMLook-upTable Read Address Write Address

Video Input Pixel Delay Dual Port Mem. Peaking filter

ί. 3;nt Linear Interpolator

Video Output

Rgur12e,.12bInputsOutputW

Figur 13

Sync. Demod.

Format Decoder IntraframeAverager-Differencer Quad. Demod. And Amplitude Expander Y Highs Decoder Sides Compressor Luma-Chroma Separator Amplitude Mod. Luma-Chroma Highs Separator

5,0MHzHPFAdder

Y-I-Q Format Decoder

l-PConvorter DAC

Widescreen Display Signal Processor And Matrix Amplifier Widescreen Progressive Scan Receiver NTSC Receiver Receiver Timing Signal Generator

Figur 14

Left Overlap Region Right Overlap Region

!-SplicerQ-Splicer

Figur 15,161,7MHzLPFLowsHighs

Averager-Differencer

Figur 17CounterDecoder

Side-Center Separator (DEMUX)

SidesCenter

Time Expander Time Compressor

Splicer

TO Amplitude Modulator

Figur 18 H-V-TBPF Latch Comp

Figur 19

Side Center Separator Time Expander Time Compressor

CombinerSplicer

Flgur20,21 Interlace 263 H Delay 262 H Delay Write

Bildelement-Zähler

PROM

Nachschlagtabolle Leseadresse Schreibadresse Videoeingang Bildelement-Verzögerung Doppelanschlußspeicher Spitzenwertfilter

linearer Zwaipunkt-Interpolator

Videoausgang

Eingangssignal S AusgangseignalW

- Synchron-Demodulator

- Bildformat-Dekodierer

- Intraframe-Mittelunge- und Differenzbildungseinheit

- Quadratur-Demodulator und Amplitudendehnungseinrichtung

- DekodiererfürY-Höhen

- Komprimierungseinrichtung dorRandteile

- Luminanz/Chrominanz-Trenneinrichtung

- Amplitudenmodulator

- Trenneinrichtung der Luminanz/Chrominanz-Höhen

- 5,0-MHz-Hochpaßfllter

- Additionsstufe

- Y-I-Q-Bildformat-Dekodierer

- Zeilensprung/Progressiv-(Z/P)-Wandler

- D-A-Wandler

- Breitbild-Wiedergabeanordnung

- Signalverarbeitungseinheit und Matrixverstärker

- dreitbildempfänger mit progressiver Abtastung

- NTSC-Empfänger

- SignalgeneratorzurEmpfänger-Zeitsteuerung

linker Uberlappungsbereich rechter Überlappungsbereich I-Kombinator Q-Kombinator

1,7-MHz-TiefpaßfilterTiefen

Höhen

Mittelungs-und Differenzbildungseinheit

Zähler

Dekodierer Rand-Mitte-Trenneinrichtung

Randteile

Mittelteil Zeitdehnungsetnrichtung Zeitkomprimierungseinrichtung Kombinator

zum Amplitudenmodulator

HV-T-Bandpaßfiltor Latch-Schaltung Kompensationsschaltung Randteil-Trenneinrichtung Zeitdehnungseinrichtung Zeitkomprimierungseinrichtung Kombinationsschaltung Kombinator Zeilensprung

263-H-Verzögerung262-H-VerzögerungSchreiben

Read

Dual-Port Memory Progressive Scan Interlace Input Prog. Scan Output Hor. Sync.

Figur 22,23 Prog. Scan 525 H Delay Samples' Dual-Port Memory Read

Write

Interlace Horiz. Sync Progressive Scan Input Interlace Scan Output

Figur 74 Nonlinear Amplitude Compressor (PROM) Output Data Input Adress

Figur 25

Studio Timing Signal Generator

Chroma BPF Analog Gate Phase Det Loop Filter VCO

ROM SyncSep SyncTip Blanc

Analog Switch Counter Burst Training Signal

Figur 25 a, b, c

Burst Gate/Burst Flag P/N Sequence Training Signal

Raised-Cosine 2 T Pulse All-Pass Filtered Raised Cosine 2 T Pulso

Figur 26SyncSepCounter

Lino Detector Phase Shift

Freq. * 2DAC

Data Write Control

DecodeFIFO

Latch

RAM

Rnseiver Timing Signal Generator Flgur26a,b,c,d,e,f

Start

2662-26802682-27022704-27242760-27802782-28022804-2824

Figur 27

Nonlinear Amplitude Expander

- Lesen

- Doppelanschluß-Speicher

- progressive Abtastung

- Eingang fOrZellensprungabtastung

- Ausgang für progressivB Abtastung

- Horizontal-Synchronimpuls

progressive Abtastung525H-Verzögerung

Abtastmuster, Proben

Doppelanschluß-Speicher Lesen

Schreiben

Zeilensprungabtastung Horizontal-Synchronimpuls Eingang mit progressiver Abtastung Ausgang mit progressiver Abtastung Nichtlineare Amplituden-Komprimierungseiniichtung Ausgangsdaten Eingangsadressen Studio-Taktsignalgenerator Chrominanz-Bandpaßfilter Analoggatter Phasendetektor Schleifenfilter

spannungsgestouerter Oszillator

Festwertspeicher Synchronieationetrenneinrichtung Quelle des Synchronisationsscheitelwertes Quelle für Auetastpegel Analogschalter

Zähler

Burst

Reihensignal Bur8t-Gatter/Burstmarkierung

P/N-Folge

Reihensignal

ansteigender Ko8lnus-2T-Impulsansteigender Kosinus-2T-Impul8 mit Allpaßfilter-Durchlauf

Synchronisationstrenneinrichtung Zähler

Zeilendetektor Phasensynchronisationsschleife (PLL)

Einrichtung zur Phasenverschiebung Frequenzteiler

D-A-Wandler

Datenschreibsteuerung Dekodierer

FIFO (Speicher)

Mikroprozessor

Latch-Schaltung RAM (Speicher mit wahlfreiem Zugriff) Signalgenerator mit Empfänger-Zeitsteuerung

- Start

- Schritte des Flußdiagramms

- Schritte des Flußdiagramms

- Schritte des Flußdiagramms

- Schritte des Flußdiagramms

- Schritte des Flußdiagramms

- Schritte des Flußdiagramms

- Nichtlineare Amplitudendehnungseinrichtung

Claims (18)

1. Vorrichtung, bestehend aus einer Quelle eines Fernsehsignals mit einer Hauptsignalkomponente einschließlich einer Luminanzsignal-Hilfskomponente und einer Farbinformationssignal-HHfskomponente und einer Farbinformationssignal-Hilfskomponente und einer kodierten Vergrößerungssignal-Komponente; einer Signaltrenneinrichtung, die mit der gonannten Quelle zum Trennen der genannten Hauptsignalkomponente und der genannten kodierten Zusatzsignalkomponente von dem genannten Videosignal verbunden ist; einer Verarbeitungseinrichtung für das Hauptsignal, die mit der genannten Signaltrenneinrichtung zum Trennen der Luminanzsignal-Hilfskomponente und der Farbinformationssignal-Hilfskomponente von der genannten Hauptsignalkomponente verbunden ist; dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Fernsehsignal, das von der genannten Quelle (1310) geliefert wird, eine Reihensignalkomponente enthält; daß die genannte Signaltrenneinrichtung (1322 bis 1323) zusätzlich die genannte Reihensignalkomponente von dem in der genannten Quelle erzeugten Fernsehsignal trennt, und daß dia genannte Vorrichtung weiterhin umfaßt: eine Einrichtung (1325), die mit der genannten Signaltrenneinrichtung zur Verarbeitung der genannten Reihensignalkomponente verbunden ist, um ein Zeitbezugssignal zu entwickeln; eine Dekodierungseinrichtung (1326), die mit der genannten Signaltrenneinrichtung verbunden ist und auf das genannte Zeitbezugssignal zur Dekodierung der genannten kodierten Vergrößerungssignalkomponente anspricht, um ein dekodiertes Zusatzsignal (YH) zu erzeugen; eine Einrichtung (1344) zur Verknüpfung des genannten dekodierten Zusatzsignals mit einer der genannten Luminanzsignal-Hilfskomponenten und der genannten Farbinformationssignal-Hilfskomponenten, um Videosignale zu erzeugen, die ein verbessertes Videobild repräsentieren.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Fernsehsignal erste und zweite Synchronsignalkomponenten mit wechselndem Phasenverhältnis enthält, welches sich mit einer Periode von N Halbbildintervallen wiederholt, wobei N eine positive ganze Zahl größer als Eins ist; daß das genannte Reihensignal für 1 aus N Halbbildintervalle umgekehrt ist, um das Phasenverhältnis anzuzeigen; und daß die genannte Einrichtung (1325) zur Verarbeitung des genannten Reihensignals eine Einrichtung enthält, die auf die Polarität des genannten Reihensignals zur Erzeugung der genannten ersten (CLK 4) und zweiten (IHS) Synchronsignalkomponenten anspricht, die im wesentlichen das genannte wechselnde Phasenverhältnis aufweisen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Reihensignal Mehrfachwiederholungen eines Basisreihensignals enthält und während eines Teils einer Bildzeilenperiode in jeder Halbbildperiode des genannten Fernsehsignals auftritt; daß die genannte Einrichtung (1325) zur Verarbeitung des genannten Reihensignals enthält: eine einen Abtastwert akkumulierende Einrichtung (2644 oder 2646) zur Verknüpfung der Mehrfachwiederholungen des Basisreihensignals, das während einer Halbbildperiode des genannten Fernsehsignals auftritt, um ein akumuliertes Basisreihensignal zu entwickeln; und eine Einrichtung (2640,2650) zur Korrelierung des genannten akkumulierten Basisreihensignals mit einem Bezugsreihensignal, um das genannte Zeitbezugssignal zu erzeugen.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Reihensignal eine gleichphasige Komponente und eine um 90° phasenverschobene Komponente enthält; daß die den genannten Abtastwert akkumulierende Einrichtung eine Einrichtung (2644,2646) zur getrennten Kombinierung der Mehrfachwiederholungen der gleichphasigen und der um 90° phasenverschobenen Komponenten des genannten Basisreihensignals enthält, um die jeweiligen gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen akkumulierten Basisreihensignale zu entwickeln, und daß die genannte Einrichtung zur Korrelierung Mittel zum Korrellierung der genannten gleichphasigen und der um 90° verschobenen akkumulierten Reihensignale mit den gleichphasigen und den um 90° phasenverschobenen Bezugsreihensignalen enthält, um das genannte Zeitbezugssignal zu erzeugen.

5. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Basisreihensignal und das genannte Bezugsreihensignal eine pseudostatische Rauschfolge repräsentieren.

6. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Basisreihensignal ein zeitlich umgekehrter und ein Allpaßfilter durchlaufener, ansteigender Kosinus-2T-Impuls ist; daß das genannte Bezugsreihensignal ein zeitlich umgekehrter ansteigender Kosinus-2T-Impuls ist, und daß die Einrichtung zu Korrelieren enthält: eine Einrichtung zur Filterung des genannten

Basisreihensignals, um ein modifiziertes Reihensignal zu erzeugen, das einen zeitlich umgekehrten ansteigenden Kosinus-2T-Impuls repräsentiert, und eine Einrichtung zum Korrelieren des genannten modifizierten Reihensignals mit dem genannten Bezugsreihensignal,

7. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfskomponente des Farbinformationssignals erste und zweite Farbdifferenzsignale enthält, welche ein unterdrücktes Hilfsträgersignal, das um 90° phasenverschoben ist, und ein Farbbezugs-Burstsignal mit der im wesentlichen gleichen Frequenz wie das unterdrückte Hilfsträgersignal modulieren; daß die genannte Einrichtung zur Verarbeitung des genannten Reihensignals Einrichtungen (2616,2618) enthält, die auf das genannte Farbbezugs-Burstsignal und auf das genannte Reihensignal zur Erzeugung eines Bezugsoszillatorr.ignals ansprechen, und daß die genannte Verarbeitungseinrichtung für das Hauptsignal eine Einrichtung (1342) enthält, die auf das genannte Bezugsoszillatorsignal anspricht, zur Demodulation der Hilfskomponente des Farbinformationssignals der genannten Hauptsignalkomponente, um die genannten ersten und zweiten Farbdifferenzsignale zu bilden.

8. Vorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daßdas von der genannten Quelle gelieferte Fernsehsignal ein Bild mit einem wesentlich größeren Horizontaldetail als ein herkömmliches Fernsehbild repräsentiert; daß die genannte Hauptsignalkomponente die genannte Hilfskomponente des Luminanzsignals und die genannte Hilfskomponente des Farbinformationssignals enthält, welche ein Bild mit dem im wesentlichen gleichem Niveau des Horizontaldetails wie das genannte herkömmliche Fernsehbild repräsentieren; daß die genannte Zusatzsignalkomponente (YT) ein in der Frequenz verschobenes, in einem Hochpaßfiltergefiltertes Luminanzsignal, das den Unterschied im Horizontaldetail zwischen dem Bild, das durch das Signal dargestellt ist, das von der genannten Quelle geliefert wird, und dem Bild, das durch die genannte riauptsignalkomponente dargestellt ist, repräsentiert, und das ein Frequenzband innerhalb des Frequenzbandes einnimmt, das von der genannten Hauptsignalkomponente eingenommen wird; daß die genannte Einrichtung (1325) zur Verarbeitung des genannten Reihensignals eine Einrichtung enthält, die auf das genannte Zeitbezugssignal und auf das genannte Bezugsoszillatorsignal zur Erzeugung eines Oszillatorträgersignals anspricht; daß die genannte Dekodierungseinrichtung eine Einrichtung (1326) zur Überlagerung des genannten Oszillatorträgersignals mit dem genannten, in der Frequenz verschoben und ein Hochpaßfilter durchlaufenen Luminanzsignal enthält, um ein hochpaßgefiltertes Luminanzsignal zu erzeugen, und daß die genannte Verknüpfungseinrichtung eine Einrichtung (1336) zum zusätzlichen Verknüpfen des genannten hochpaßgefilteren Luminanzsignals und der genannten Hauptsignalkomponente enthält, um die genannten Videosignale zu erzeugen, die das verbesserte vergrößerte Videosignal mit einem größeren Horizontaldetail als das des herkömmlichen Fernsehbildes repräsentieren.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das in der Frequenz verschobene, hochpaßgefilterte Luminanzsignal der genannten Zusatzsignalkomponente ein unterdrücktes, alternierendes Hilfsträgersignal moduliert, das eine Frequenz innerhalb des Frequenzbandes aufweist, die von der Hauptsignalkomponente eingenommen wird; daß die genannte Einrichtung (1325) zur Verarbeitung des genannten Zeitsteuersignals eine Einrichtung enthält, die auf das genannte Zeitbezugssignal und das genannte Bezugsoszillatorsignal zur Wiedergewinnung des genannten alternierenden Hilfsträgersignals (ASC, ASC) anspricht; und daß die genannte Dekodierungseinrichtung (1326) eine Einrichtung enthält, die auf die genannte Zusatzsignalkomponente und das genannte wiedergewonnene alternierende Hilfsträgersignal anspricht, zur Demodulation des genannten, in der Frequenz verschobenen, hochpaßgefilterten Luminanzsignals.

10. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daßdas von der genannten Quelle gefilterte Fernsehsignal ein Breitbild repräsentiert, das ein Bildseitenverhältnis aufweist, das größer als ein herkömmliches Bildseitenverhältnis ist; daß die genannte Hauptsignalkomponente erste, zweite und dritte Anteile enthält, welche die jeweiligen Mittelteil- und linken und rechten Randteilbereiche des genannten Breitbildes repräsentieren, wobei der genannte Mittelteilbereich ein Bildseitenverhältnis aufweist, das im wesentlichen gleich dem genannten herkömmlichen Bildseitenverhältnis ist, und wobei die genannten zweiten und dritten Anteile eine relativ geringe Detailfinformation in den Randteilbereichen des genannten Breitbildes repräsentieren; daß die genannte Zusatzsignalkomponente (X) erste und zweite Anteile enthält, die in den jeweiligen linken und rechten Randteilbereichen des genannten Breitbildes eine relativ hohe

Detailinformation repräsentieren; und daß die genannte Dekodiereinrichtung eine Einrichtung (1326,1328,1340) enthält, die auf das genannte Zeitbezugssignal zum Abgleichen der ersten und zweiten Anteile der genannten kodierten Zusatzsignalkomponente mit den ie .völligen zweiten und dritten Anteilen der genannton Hauptsignalkomponente anspricht, um die _a "nannte dekodierte Zusatzsignalkomponente zu erzeugen.

11. Anordnung zur Steuerung de? relativen Zeitablaufes einer Vielzahl der Signalkompcnenten eines vergrößerten Videosignals, umfassend: eine Quelle (54) eines vergrößerten Videosignals einschließlich Haupt- und Zusatzkomponentensignalen; eine Quelle des Reihensignals (2), das einen vorbestimmten Zeitpunkt in einer Bildzeilenperiode des genannten Videosignals repräsentiert; eine Einrichtung (6,8) zur Verknüpfung des genannten vergrößerten Videosignals und des genannten Reihensignals zur Erzeugung eines übertragenen Signals; eine Einrichtung (1322), die angeschlossen ist, um das genannte übertragene Signal zum Trennen des Reihensignals von dem genannten übertragenen Signal zu empfangen; eine Einrichtung (1325) zur Verarbeitung des genannten Reihensignals, um ein Zeitbezugssignal zu erzeugen, das den genannten vorbestimmten Zeitpunkt anzeigt; eine Einrichtung (1324), die angeschlossen ist, um das genannte vorbestimmten Zeitpunkt anzeigt; eine Einrichtung (1324), die angeschlossen ist, um das genannte übertragene Signal zum Trennen der Haupt- und Zusatzkomponentensignale darin zu empfangen; eine Einrichtung (1326,1342), die auf das genannte Zeitbezugssignal zum Abgleichen der genannten Haupt- und Zusatzsignale anspricht, um zeitabgeglichene Haupt- und Zusatzsignale zu erzeugen; eine Einrichtung (1344) zum Verknüpfen der genannten zeitabgeglichenen Haupt- und Zusatzsignale, um Videosignale zu erzeugen, die ein verbessertes Bild repräsentieren.

12. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Quelle des

vergrößerten Videosignals enthält: eine Quelle (10) des verbesserten (verstärkten) Videosignals, repräsentierend ein Breitbild mit einem Bildseitenverhältnis, das größer als ein herkömmliches Bildseitenverhältnis ist; eine Einrichtung (18) zum Trennen des verbesserten Videosignals in die genannten Haupt- und Zusatzsignalkomponenten, wobei die genannte Hauptsignalkomponente ein Bild mit einem herkömmlichen Bildseitenverhältnis repräsentiert und die genannte Zusatzsignalkomponente ein Verstärkungssignal zur Wiedergewinnung des genannten Breitbildes mit der genannten Hauptsignalkomponente repräsentiert; die genannte Quelle des genannten Reihensignals (2) enthält eine Zeitsteuereinrichtung zur Erzeugung eines zusammengesetzten Synchronsignals einschließlich horizontaler und vertikaler Synchronsignalkomponenten und einer Signalkomponente eines Farbbezugsburstes und des genannten Reihensignals, wobei der genannte vorbestimmte Zeitpunkt relativ zum Impuls des genannten Horizontalsynchronsignals gekennzeichnet ist; und die genannte Einrichtung zur Verknüpfung enthält: eine Einrichtung zum Verknüpfen der genannten Haupt- und Zusatzsignalkomponenten mit dem genannten zusammengesetzten Synchronsignal, um ein kombiniertes Signal zu erzeugen; und eine Einrichtung (8) zum Einfügen des genannten Reihensignals zwischen zwei aufeinanderfolgende Impulse der genannten Horizontal-Synchronsignalkomponente des genannten kombinierten Signals, um das genannte übertragene Videosignal zu erzeugen.

13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Zeitsteuereinrichtung enthält: eine Einrichtung (2544) zur Erzeugung eines Basisreihensignals mit einer vorbestimmten Verschiebung in der Zeit aus dem genannten Impuls des genannten Horizontalsynchronsignals und eine Einrichtung zum Wiederholen des genannten Basisreihensignals einer ganzzahligen Anzahl der Zeitpunkte, um das genannte Reihensignal zu erzeugen.

14. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Basisreihensignal eine pseudostatische Rauschfolge ist.

15. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Basisreihensignal ein zeitlich umgekehrter, ein Allpaßfilter durchlaufender, ansteigender Kosinus-2T-Impuls ist,

16. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte kombinierte Signal ein aktives Videosignal enthält, welches eine Bildinformation und eine Vertikalaustastlücke enthält, die keine Bildinformation enthält, und daß das genannte Reihensignal innerhalb des genannten aktiven Videointervalls auftritt.

17. Anordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Einrichtung zur Verarbeitung des genannten Reihensignals enthält: einen Abtastwert akkumulierende Einrichtungen (2644, 2646), die mit der genannten Einrichtung zum Trennen des genannten Reihensignals aus dem genannten übertragenen Signal, zum Verknüpfen der Stellen (instances)

des wiederholten Basisreihensignals aus dem Reihensignal verbunden ist, um ein akkumuliertes Basisreihensignal zu erzeugen; und Einrichtungen (2640,2650) zur Korrelation des genannten akkumulierten Basisreihensignals mit einem Bezugsreihensignal, um das genannte Zeitbezugssignal zu erzeugen.

18. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Reihensignal gleichphasige und um 90° phasenversohobene Komponenten enthält; daß die genannte, einem Abtastwert akkumulierende, Einrichtung ein Mittel zur getrennten Verknüpfung der wiederholten Stellen der jeweiligen gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Komponenten des genannten Reihensignals enthält, um die jeweiligen gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen akkumulierten Basisreihensignale zu erzeugen; und daß die genannte Einrichtung zur Korrelation eine einen Komplexwert korrelierende Einrichtung zur Korrelation eines ersten Komplexsignals enthält, welches die genannten gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen akkumulierten Basisreihensignale enthält, mit einem zweiten Kompjexsignal, welches gleichphasige und um 90° phasenyerschobene Bezugsreihensignale enthält, um das genannte Zeitbezugssignal zu erzeugen.