CN87103632A - 上行线路和下行线路合用的卫星天线馈电网络 - Google Patents

Abstract

公开了一个用于通信卫星的组合的上行/下行馈电网络(20)。该组合网络(20)可不需要分开的上行和下行线路网络，和每个天线基元不需要有各自的天线共用器，从而减少了馈电网络的复杂性、重量和成本。

Description

本发明涉及微波传输网络，具体地说，涉及卫星天线馈电网络。卫星天线馈电网络控制着用来激励天线馈电阵列的各辐射基元的振幅及相位分布，从而控制天线的辐射方向图。

通信卫星用来提供在地面站之间的通信链路。在大多数应用中，卫星充作为一个通信中继站，它从一个地面站接收“上行线路”信号，然后把信号作为“下行线路”信号传送给组成该链路的另一地面站。

通信卫星通常包括一个接收机和一个发射机，接收机与一个用于接收上行线路信号的天线系统相耦合，而发射机则与用于发射下行线路信号的天线相耦合。为使在上行和下行线路信号相互间的干扰最小，采用了互相分隔开的不同的上行线路和下行线路频带。卫星也包括变频装置，用来将从来自在上行线路频带内的某一频率的上行线路信号变换成在下行线路频带内的某一频率上的下行线路信号。

人所共知，在先有的通信卫星的设计中，总是为上行线路和下行线路覆盖的波束采用分开的馈电网络。于是，通常，用一个单独的上行线路网络将接收机与天线系统相耦合，同时用一个单独的下行线路网络将发射机与天线系统相耦合。当这些分开的馈电网络与公用天线馈电阵列相接合时，必需在每个馈电单元的输入端配置一个对频率敏感的天线共用器，以便将上行和下行线路信号送至各自的馈电网络。

采用分开的上行和下行线路馈电网络使成本高而占据空间大，並使宇宙飞行器重量增加。然而宇宙飞行器的体积和重量是受到其发射条件的限制的。

因此，提供一种重量相对较轻、节省空间和低成本的通信卫星用的馈电网络应是有其优越之处的。

这里公开了一种用于将一个卫星天线系统与卫星接收机和发射机相耦合的卫星天线系统的改进了的微波馈电网络。本发明采用一个单个的宽带上行和下行线路馈电网络。该馈电网络在其输入端只有一个频率敏感的天线共用器，此共用器用以分离发射和接收信号，並将上述信号耦合到接收机和发射机。馈电网络还有单个宽带合用馈电网络，此合用馈电网络用来耦合作为天线系统的组成部份的各天线的辐射基元。该天线共用器和合用馈电网络的诸单元以及天线辐射基元，均可在上行和下行线路的频带内宽频带工作。本发明特别适用于卫星的接收和发射波束相重合的那些应用场合，並具有成本低、重量轻和占用空间小的优点。

本发明的上述和其他的优点，在阅读了如示于附图的示范性实施例的详细介绍之后，读者将会更加清楚地了解到。其中：

图1为本发明的上行和下行线路的合用馈电网络的简化示意图。

图2为适用于组成图1馈电网络的宽带耦合器的端视图。

图3为沿图2的3-3线剖取的图2的耦合器的平面视图。

图4为沿图2的4-4线切取的耦合器的纵向剖面图。

图5为沿图2的5-5线切取的耦合器的纵向剖面图。

图6为图2耦合器的两个移相段中每一个的相移与频率的关系图。

图7为典型的喇叭天线的顶视示意图。

图8为两个不同孔径尺寸的喇叭天线，在选定的高和低的频率下，以喇叭的长度为函数的喇叭相位延迟图。

图9为两个不同孔径尺寸的喇叭的以其长度为函数的相位延迟图。

图10A示出了总长为12英吋、孔径为2英吋的一个基准喇叭天线的简图。

图10B和10C示出了长为12英吋、孔径为4英吋的一个喇叭天线的简图，其中的虚线分别表示该喇叭在一感兴趣的频带内的两个不同频率上进行最佳化后的尺寸。

图1示出了采用本发明的上行和下行线路合用的馈电网络的简化示意图。卫星天线系统包括多个宽带、非频率色散的用于接收和发送的喇叭60-67。一个合用馈电网络20将这些天线60-67与一个天线共用器5相耦合，该馈电网络20包括若干个宽带的、非频率色散的耦合器21、25、30、32、34、36和38。

天线共用器5是一个频率敏感器件，它可将在上行线路频带上的信号功率基本上全部耦合到接收机10，而实际上不会将在下行线路频带上的信号功率耦合到接收机中去。于是，天线共用器5的功用是将上行线路信号与下行线路信号相分离。天线共用器可以为在接收和发射信号之间提供很好的隔离，而又可以传送由发射机15所供给的相当高的信号功率。

应该注意到，在图1中公开的网络采用了一个单个天线共用器5。与此相反，在先有的技术设计中，则上行线路和下行线路采用了各自单独的馈电网络。当诸喇叭天线被上行和下行线路信号共享时，通常每个喇叭天线采用单独的天线共用器去分离上行和下行信号，以便将它们馈送给各自的上行和下行线路网络。

在这些先有的技术设计中，这些天线共用器不需要像在所公开的实施例中的那样，传送全部发射机的功率，而只需传送一小部份的发射机功率，这是因为，送给诸喇叭的功率是按照天线的方向图分配的。例如，在公开的实施例中的天线共用器5，可能需要传送一千瓦量级的信号功率，而在先有的技术设计中，每个喇叭所用的单独的天线共用器可能只要求传送10瓦量级的信号功率。然而传送较高功率电平的天线共用器的设计则是众所周知的先有技术。

天线共用器（5）与合用馈电网络20相耦合，此合用馈电网络20具有在天线共用器端口6与天线馈电端口60a-67a之间进行功率分配的功能，这些天线馈电端口把各自的天线的喇叭60-67耦合至网络20。如熟悉本领域的技术人员所熟知的，在网络端口6和各个天线端口之间所引入的相对的各相位延迟和衰减会影响天线系统波束的方向图。网络20互易地在线6处将来自天线共用器5和发射机15的、输入到网络20的下行线路的能量分送到各天线端口60a-67a;网络20又将从天线端口60a-67a接收到的上行线路能量合成，並在端口6处通过天线共用器5，将此合成的能量送至接收机10。于是，虽然组成网络20的耦合器件将在下面作为一个功率分配器予以介绍，但是可以理解到，从互易的意义上说，该器件也作为功率合成器进行工作。

在示于图1和示范性的网络中，合用馈电网络20包括用于在端口6和天线端口60a-67a之间分配信号功率的宽带相位补偿的耦合器21、25、30、32、34、36、38。网络20还包括用于相位调整的可调U形波导41、43、45、47、49、51、53、55，用以提供附加的相位补偿。

耦合器21、25、30、32、34、36、38的各隔离端都端接一个匹配负载。如上所述，各耦合器按耦合因子向直通端口和耦合端口分配输入功率。

耦合器21的输入端口21a通过合用馈电网络20的传输线6与天线共用器5相耦合。由传输线23将耦合器21的直通端口21b与耦合器30的输入端口30a相耦合。耦合器21的耦合端口21c通过传输线22与耦合器25的输入端口25a相耦合。

耦合器34的直通端口34b经相位补偿可调U形波导由传输线46与天线端口63a相耦合。耦合器34的耦合端口34c经可调U形波导45由传输线44送至天线端口62a。

耦合器32的直通端口32b经可调U形波导41由传输线40送至天线端口62a。耦合器32的耦合端口32c经可调U形波导43由传输线42送至天线端口61a。

耦合器36的直通端口36b经可调U形波导49由传输线48送至天线端口64a，而其耦合端口36c则经可调U形波导51由传输线50送至天线端口65a。

耦合器38的直通端口38b经可调U形波导55由传输线54送至天线端口67a，而其耦合端口则经可调U形波导53由传输线52送至天线端口66a。

组成网络20的各耦合器的具体耦合因子和相位补偿，和各可调U形波导的相位析偿，及其总的结构则根据实际应用而定，对此，熟悉本领域的人们是可以理解的。

上行线路和下行线路信号频率两者均使用同一网络要求网络元件的带宽比采用分开的上行和下行网络时更宽。举一组频带的例子：上行线路的频带为13.75GHz至14.25GHz，下行线路的频带为11.75GHz和12.25GHz。于是就这个例子而言，要求馈电网络中的每个元件可在11.75GHz至14.25GHz，即要求在2.5GHz的带宽内工作。

参阅图2-5，其中示出了在图1所示的网络20中可优先采用的一个混合耦合器110的实施例。耦合器110是在案未决申请“相位补偿混合耦合器”的主题，其申请人为M.N.Wong和W.J.Linhart，存档号PD-84060，序列号782，677，提交于1985年10月2日，其受让人与本申请同。耦合器110由一第一波导112和第二波导114组成，它们都是矩形截面形波导，其长壁和短壁的比为2∶1。为工作在12GHz的微波频率上，采用了WR-75型波导。每个波导有两个长壁，即顶壁116和底壁118，它们由短壁即外侧壁120和作为两个波导112和114的内侧壁的公共壁122连结起来。耦合器110是一频带甚宽的器件，在本发明的优先实施例中其工作范围可以11.7GHz至14.5GHz。

耦合器110为在两个波导112和114之间的电磁能量提供混合耦合和相位补偿的双重功能。电磁能的耦合是通过位于公用壁122上的门124完成的。就3dB（分贝）耦合而言，门124总是开的，並沿波导112或114的纵向轴测量，其长度近似等于电磁波能量的一个自由空间波长。对于较小的耦合量，则门的长度减少，例如，对6dB耦合，减至0.8波长。

耦合器110有两个输出端，即如图中所示的直通端口126和耦合端口128，分别位于波导112和114的相应端头。耦合器110还包括一个位于第一波导112的一端並与直通端口126相对着的输入端口130，包括一个位于第二波导一端並与耦合端口128相对的隔离端口132。隔离端口132示意性地与电阻134相连，此电阻代表与第二波导114的阻抗相匹配的非反射负载。这种负载通常采用熟知的劈结构，用以在耦合器110的工作频率上吸收电磁能量，可以方便地安装在一段波导（未画出）内，並通过法兰（未示出）与隔离端口132相连。在使用时，耦合器110可与微波电路的元件，例如示于图1的网络的元件相连;这种元件可包括波导配件，此配件可以用惯用的方式，例如用法兰（未示出）与耦合器的端口126，128和130相连。

由于在两个波导112和114的公用测壁122中设置了耦合门，从而提供了正交侧壁短槽混合耦合器的结构型式。在两个波导之间通过门124耦合的微波信号会形成一个滞后90°的相移，这种相移在熟知的正交侧壁短槽混合耦合器工作时是固有的。在许多微波电路中，包括图1所示的上下行线路合用馈电网络的实施例中，这种相移是不想要有的，因此为均衡在两个波导112和114的微波信号之间的相移，就需要进行某种相位补偿。

利用一组位于第一波导112中的在门124外的四个容性膜片，和一组位于第二波导114中的在门124外的四个感性膜片，可提供必要的相位补偿。波导112中的容性膜片的结构构成了用来在直通端口126引入45°的滞后相移的移相器。波导114中的感性膜片138的结构构成了用来在耦合端口128引入45°的领先相移的移相器142。在由门124所引入的-90°相移与由移相器142引入的+45°相移相消后，在耦合端128提供了-45°的净相移，正好均衡了由移相器140在直通端口126所引入的-45°的相移。

为了将耦合器110用于某种情况下，例如用于通过一个星载天线处理双向通信的微波网络20，耦合器110做成其频带宽得足以容纳一个发射信道和一个接收信道，而上述两信道在频域内由一个空频带隔开以防止在两个信道之间的串话。耦合器110的频带的加宽是利用位于在门124的中心线上的外侧壁120的阶梯状扶垛获得的。扶垛144减少了在门124处的波导112和114的宽度。

每个扶垛144由三层具有台面146A-E和

面148A-E的台阶组成。扶垛144的尺寸可以调节以便获得一个所需的带宽。其典型尺寸用自由空间波长来表示是这样的：其总长为1 1/4 波长，台面146C为1/2波长，台面146B和146D为1/4波长，台面146A和146E为1/8波长。

面148A和148E每个为0.05英寸，

面148B和148每钉个为0.045英寸，在台面146C两边的

面148C都是0.06英寸。应该指出，每个

面均小于1/10波长，以使来自扶垛144的反射最小。

就移相器140的结构而论，两个中心片136具有1/8波长的相等的高度，即在耦合器110的工作频率时，高度为0.110英寸。其余的在这组膜片的各端的两个

片136长度相等，都约为1/16波长，即在耦合器110的工作频率时，测得的长度为0.080英寸，这比两个中心

片136的高度要短些。沿波导112的轴向测得的每个 片136的厚度为1/8波长。在相邻两个

片136之间的中心间距为1/4个波导波长。每个

片136的沿垂直于波导轴向的方向的宽度约0.2英寸。邻接容性膜片136的一段波导壁长为1.7英寸。容性膜片136被放置在侧壁120和122之间的正中间。所示的容性膜片136从底壁118向上延伸，不过，也可以从顶壁116做成向下延伸的结构。

就移相器142的结构而言，两个中心感性膜片138从外侧壁120延伸0.115英寸的距离，而这组膜片的外部各端的其余两个膜片138则从侧壁120延伸一个较短的距离，即0.110英寸。这些感性膜片的中心的间隔为波导波长的1/4。感性膜片138沿波导114轴向测得的厚度约为1/8自由波长。

耦合器110的其他尺寸如下。相邻于输入端130的那一段公用壁的测量值为0.7英寸。在每个波导112和114中的侧壁120和122之间的间距为0.75英寸，这大约等于3/4个波长。耦合器110的总长度为3.6英寸。

扶垛144和感性膜片138都从顶壁116一直延伸到底壁118。通过做成如上所指出的宽度的容性膜片结构，在所需的相移的带宽已在最佳实施例中实现，该容性膜片的高度仅为第一波导112的两个侧壁122和120高的一部分。

在工作中，耦合器110用作为在其输出端126和128引入相位补偿的Ku波段的侧壁短槽混合耦合器。相位补偿是非频率色散的，其移相结构使实现了结构紧凑、重量轻的用于宽带功率分配网络的耦合器件。容性移相器140在直通端口126引入了-45°的移相。感性移相器142则在第二波导114内引入了一个+45°的相移，该相移与由混合耦合引入的-90°相移代数相加。在第二波导114中的-90°的相移和+45°相移的代数和在耦合端口128产生了-45°的合成相移，此合成相移等于直通端口126的-45°相移。于是，当辐射的能量加到输入端口130时，出现在直通端口126和耦合端口128的电磁能量彼此是同相的。

图6示出了移相器140和142的频率色散特性。众所周知，移相器在一个频率时所引入的相移与在另一个频率时所引入的相移是稍有所不同的。因耦合器110要应用于宽频率范围内，所以必须校正相移与频率的依赖关系，以避免合成的天线覆盖方向图失真。当感性膜片138和容性膜片136的相移的标称值分别为+45°和-45°时，相移的实际值则作为频率的函数而不同于该标称值。如图6所示，感性移相器142在较低的频率时引入的相移超过+45°;而在较高频时，相移值降向该标称值。由容性移相器140所引入的相移在较低频时比标称值小，而在较高频时则增向标称值。

然而，由一系列感性膜片和一系列容性膜片所引入的相移差在所考虑的频率范围内保持90°不变。于是，耦合器110补偿了由频率引起的相移变化，这就为与混合耦合器相关的固有90°相移提供了宽带补偿。如图6所示，一系列感性膜片的频率对相移的上面那条曲线精确地跟踪了代表一系列容性膜片的频率对相移的下面那条曲线。因而，耦合器110的相位补偿是没有频率色散的。除此优点外，在机械结构方面的好处是使尺寸减小和重量减轻。

喇叭60-67也都适宜于在所考虑的上行线路和下行线路频带内的有效天线系统孔径上可无频率色散的工作。喇叭60-67每个都对接收和发射的信号引入一个其值为信号频率的线性函数的相位延迟。为了获得非频率色散工作，喇叭60-67每个都应该有这样的相位延迟与频率的函数关系，即它们不仅都是线性的，而且都具有相同的斜率。实现这一特性的一种熟知的方法是采用等尺寸的喇叭作为天线系统的基元天线。

喇叭天线是众所周知的天线阵列的元件。图7示出了一个典型的喇叭天线10的顶视图，该天线10的总长Lh等于喇叭形管的长度Lf与波导的长度Lw之和。喇叭孔径A为喇叭的H一面的尺寸。喇叭咽部的尺寸为Lt。喇叭的轴向长度La是在喇叭的开口面和喇叭形壁延长的相交点之间测得的。

与本发明为同一受让人，未决专利申请序列号为-，提交于-，归档号为PD-85175，名为“宽带相位匹配的喇叭天线阵（Horn    Antenna    Array    Phase    Matehed    Over    Large    Bandwidth）”的专利中，介绍了一种具有不同孔径尺寸的喇叭天线阵，此天线阵中各个喇叭可在宽频带内相位跟踪。此天线阵利用了喇叭天线和波导不同的相位斜率特性，並可优选用作为图1中所示的天线60-67。

对矩形孔径喇叭，由喇叭（其电气长度）引起的相位延迟主要由H一面的尺寸A，喇叭长度和喇叭咽喉部开口的尺寸所决定。相位斜率特性是测量单位喇叭长度上喇叭的相位延迟。对于给定的口径和咽喉尺寸，相位斜率是一个常数而与喇叭的长度无关，这一特性被用于喇叭最佳化技术。

图8示出了所考虑的频带的两个边界频率（11.7和14.5GHz）上两个不同喇叭的相位斜率，其中一个喇叭具有较大的孔径，但每个喇叭的总长度、带宽和中心频率都相同。为介绍本发明起见，将孔径较小的那个视作为基准喇叭。线220表示在下限频率11.7GHz时的基准喇叭的相位斜率。线225表示在上限频率14.5GHz时的同一喇叭的相位斜率。

图8中直线230和235分别代表在上限频率和在下限频率（11.7GHz和14.5GHz）时的第二个喇叭的相位斜率。因为第二个喇叭的孔径比基准喇叭的孔径大，因此其电长度也比第一个喇叭长，经过第二喇叭时产生的相位延迟也比经过基准喇叭时产生的相位延迟要大。

对于本例子，假设在图8中的第一喇叭的波导段部份的长度Lw等于零。

图8中的直线240和245分别表示在所考虑的下限和上限频率时的标准波导段的相位斜率，该波导段的横截面形状与基准喇叭天线和第二喇叭天线的咽喉尺寸相匹配。为了说明本发明，长度等于基准喇叭的波导段，在考虑的上限频与下限频处，其相应的相位延迟被表示成或被定标成与基准喇叭和相位延迟是相等的。

从图8可以看到，代表在下限频率时的以基准喇叭的相移为基准的波导相移斜率的线240与第二喇叭的下限频率相移斜率的直线230相交于A点;代表在上限频率时的以基准喇叭的相移为基准的波导相位斜率的线245与第二喇叭的高频相移斜率的直线235相交于B点。A和B两点实际上出现在沿水平轴的相同的长度“X”上这一结果意义重大。如要讲到的，X的值代表第二喇叭的最佳喇叭形管的长度和为使相位跟踪基准喇叭的而最佳化第二喇叭所必需的相应的波导长度Lw＝Lh-Lf。于是，图8代表了用来求取长度Lf和Lw的解析解，它给出了最佳化喇叭所需的总的相位斜率及和非最佳化的喇叭管段和波导段的相位斜率。其解则代表了两直线235与245，直线230与240的相交点。

以如上所述那样选定了第二喇叭的喇叭管长和波导段长度之后，波导段的相位斜率随频率而变，这样便将X值基本上保持在相同的常值上。当频率增加时，给定的喇叭管段的理想的喇叭管长减少，而波导段的理想长度增加，从而补偿了上述两段的电气长度的变化。由于适当地选择了波导段和喇叭管段的长度，其相互补偿的结果使得在喇叭天线在一宽广的频带内的电长度基本不变。因此，为了将各种孔径尺寸的、有最大总长限制的喇叭能在一频带内获得相位匹配，可以通过将每个喇叭的喇叭管长度相对于最小孔径的喇叭的喇叭管长度进行减小，而总的喇叭长度差则用波导段来补齐。

参阅图9的具体的例子可进一步说明最佳化。在该例中，该基准喇叭天线在11.7GHz和14.5GHz之间的频带之间的中心频率上的相位延迟为700°，该基准天线的总长为12英寸，孔径尺寸为2英寸。该例中的第二个非最佳化喇叭天线具有与基准喇叭相同的总的物理长度和4英寸的孔径，它在上述频率时具有喇叭形管的长度和800度的相位延迟。我们的目的是通过最佳化第二喇叭，使其电长度在一宽的频率范围内与基准喇叭相同，並同时维持第二喇叭的物理孔径和长度不变。

在图9中，基准喇叭的相位斜率用在座标（X₁，Y₁）和座标（X₃，Y₃）两点之间的线段250表示之，而较大的那个喇叭的相位斜率则用在座标（X₁，Y₁）和座标（X₂，Y₂）两点之间的线段255表示之。当X₁和Y₁为零时，斜率m1等于Y₂/X₂。标准波导段的相位斜率m2用在座标（X₄，Y₄）和座标（X₃，Y₃）两点之间的虚线段260表示之。斜率m2可以表示为（Y₄-Y₃）/（X₄-X₃）。此相位斜率m2亦等于360°λg，其中λg代表波导波长。

由图9中所示的用以确定具有斜率分别为m1和m2的线255和260的两个方程的解，可得到规定具有4英寸孔径的最佳喇叭的喇叭管长度值X＝Lf。

对具有斜率m1的线255的确定Y值和X值关系的方程式为：

Y＝（m1）X    （1）

对斜率为m2的线260，用以确定其Y与X的值关系的方式式为：

Y＝Y₄+X（m2） （2）

因为Y₄＝Y₃-（m2）X₃，方程式（1）和（2）可用于求其交点

x＝Lf：

Lf= (Y₃-(m2)X₃)/(m1-m2) （3）

为完成相位补偿所需的波导段的长度可简单地用喇叭长度Lh减去喇叭管的长度Lf，而总的喇叭长度等于基准喇叭的总长。

上述计算可很容易地用数字计算机实现自动设计过程，表1为用Basic编程语言编制的一个示例性程序。

10    DIM    J（30）

20    DIM    X（30）

30    INPUT"NO    OF    LARGE    HORNS"，N

40    INPUT"APERTURE    H    PLANE    SMALL    HORN"，A1

50    PRINT"APERTURE    H    PLANE    SMALL    HORN"，A1

60    INPUT"THROAT    DIMENSION"，A2

70    PRINT"THROAT    DIMENSION"，A2

80    INPUT"HORN    LENGTH"，D

90    PRINT"HORN    LENGTH"，D

100    INPUT"FREQUENCY    GHZ"，F

110    PRINT"FREQUENCY    GHZ"，F

120    RAD

130    Y＝11.80285/F

140 B＝（SQR（（（A1/2）²）-（（Y/4）²）））-（（Y/4）^＊

（ACS（ABS（Y/（2^＊A1）））））

150 C＝（SQR（（（A1/2）²）-（（Y/4）²）））-（（Y/4）^＊

（ACS（ABS（Y/（2^＊A2）））））

160    E＝B-C

170    A5＝（A1-A2）/2

180    W＝A5/D

190 T＝（E^＊2^＊PI）/（W^＊Y）

200 S＝（180^＊1）/PI）

201    S＝DROUND（S，6）

210    PRINT"PHASE    DEGREES    SMALL    HORN"，S

220    PRINT"HORN    NO"，"APERTURE"，"HORN    FLARE"，"HORN

PHASE"，"CORRECTED    PHASE."

230    FOR    I＝1    TO    N

240    INPUT"APERTURE    LARGE    HORN"，K（I）

250 H（I）＝（SQR（（（K（I）/2）²）-（（Y/4）²）））-（（Y/4）^＊

（ACS（ABS（Y/2^＊K（I））））））

260 G（I）＝（SQR（（（A2/2）²-（（Y/4）²）））-（（Y/4）^＊

（ACS（ABS（Y/（2^＊A2）））））

270    L（I）＝H（I）-G（I）

280    O（I）＝（K（I）-A2）/2

290    P（I）＝O（I）/D

300 Q（I）＝（L（I）^＊2^＊PI）/（P（I）^＊Y）

310 J（I）＝180^＊Q（I）/PI

320 U＝Y/（SQR（1-（（Y/（2^＊A2））²）））

330    M2＝360/U

340    M（I）＝J（I）/D

350 X（I）＝（M2^＊D-S）/（M2-M（I））

360 H1（I）＝（SQR（（（K（I）/2）²）-（（Y/4）²）））-

（（Y/4）^＊（ACS（ABS（Y/（2^＊K（I）））））））

370 G1（I）＝（SQR（（（A2/2）²）-（（Y/4）²）））-

（（Y/4）^＊（ACS（ABS（Y/（2^＊A2）））））

380    L1（I）＝H1（I）-G1（I）

390    O1（I）＝（K（I）-A2）/2

400    P1（I）＝O1（I）/X（I）

410 Q1（I）＝（L1（I）^＊2PI）/（P1（I）^＊Y）

420 J1（I）＝180^＊Q1（I）/PI

430    D1（I）＝D-X（I）

440 B1（I）＝（360/U）^＊D1（I）

450    C1（I）＝B2（I）+J1（I）

451    X（I）＝DROUND（X（I），5）

452    J（I）＝DROUND（J（I），6）

453    C1（I）＝DROUND（C1（I），6）

460    PRINT    I，K（I），X（I），IAB（42），J（I），TAB（64），C1（I）

470    NEXT    I

480    END

图9的例子进一步表示于图10A、10B和10C，它们分别示出了基准喇叭的简化顶视图（不带波导段部份）、在所考虑的下限频率（11.7GHz）时和上限频率（14.5GHz）时按本方法优化的较大孔径的喇叭的简化顶视图。

口径为2英寸的基准喇叭的总的计算得到的电气长度，在下限频率和上限频率时的相移分别等于3894.67°和5002.09°。而4英寸孔径的喇叭（非最佳化的）的相移经计算为：在11.7GHz时为4090.95°，在14.5GHz时为5155.83°。于是，在两个喇叭（未最佳化）之间的相位差值在下限频率时为198.25°，在上限频率时为156.28°。

利用表1的计算机程序，喇叭设计是在11.7GHz和14.5GHz时进行最佳化的。在下限频率（11.7GHz）时，经计算所得到的喇叭管长度和波导长度分别为9.444英寸和2.556英寸。图10B示出了该长度数值，其中非最佳化喇叭以实线表示，而最佳化喇叭则以虚线表示。在11.7GHz，最佳化喇叭的喇叭管段的相位延迟的计算值为3219.58°，波导段部份的总相位延迟为675.11°。于是，在11.7GHz时最佳化的喇叭的总相位延迟精确等于计算所得的基准喇叭的相位延迟。在14.5GHz时，最佳化喇叭的喇叭管段的相位延迟的计算值为4057.64°，而波导段部份为949.50°。最佳化喇叭在14.5GHz时的总的相位延迟为5007.14°，其与计算的所得的在同样频率时的基准喇叭的相位延迟差5.05°。

同样用表Ⅰ的计算机程序，可以对喇叭进行14.5GHz时的最佳化设计。结果给出了稍稍不同的Lf和Lv的计算值，即分别为9.357英寸和2.643英寸。此设计表示在图10C中，其中非最佳化喇叭用实线表示，最佳化喇叭用虚线表示。在14.5GHz时，最佳化喇叭的喇叭管段的计算的相位延迟为4020.26°，波导段部份的相位延迟为981.82°。于是，在14.5GHz时通过最佳化喇叭的总相位延迟为5002.09°，与在该频率时的基准喇叭的计算值精确相同。在11.7GHz时，最佳化喇叭的喇叭管段的相位延迟的计算值为3189.92°，波导段部份的相位延迟为698.02°。于是，通过图4C的最佳化喇叭时所产的相位延迟在11.7GHz时为3887.94°。这与在该频率时计算所得的基准喇叭的相位延迟差6.75°。

由喇叭最佳化所提供的相互间的相位补偿，还可以由该两个最佳化喇叭在上限频和下限频率时的喇叭管和波导段部份的各自的相位延迟进一步给予说明。2.643英寸的波导段部份在14.5GHz时的相位延迟的计算值为981.82°，而2.556英寸长的波导段部份的相位延迟的计算值为949.50°，两者差为32.32°。相应的9.357英寸长的喇叭管段在14.5GHz时有4020.26°的相位延迟，在同一频率时，9.444英寸长的喇叭管段具有4057.64°的相位移，两者差为-37.38°。把上述两差相加后（32.32°-37.38°）得到在14.5GHz时两个喇叭最佳化之间的总的相位差值仅仅为-5.06°。于是，在不同频率时最佳化的两个喇叭实际上在14.5GHz时有相等的电长度。

对在下限频带边缘（11.7GHz）时进行类似的比较，所产生的相位差值为-6.75°。

由在这个频带的上限和下限频率上进行补偿的计算结果表明：当喇叭是在下限频率边缘进行最佳化时，在整个频带上可获得略微较好的相位跟踪性能。在实践中，喇叭的最佳化通常是在频带的下限频率与频带中部频率之间的某一个频率上进行的。

如熟悉本领域的人所共知，为避免天线方向图变坏，喇叭的张开角应选择得使横过孔径即喇叭口面上各点的相位误差最小。横过孔径为A，轴向长为La的喇叭的相位误差由式（4）给出：

△φ＝（2π/λ）（（（A/2）²+La²）

-La）

（4）

利用Reyleigh′s准则，应使该相位误差的最大值不应超过90°。这就对由上述最佳化技术所能取得的相位补偿量施加了一个限制。

本发明所公开的实施例对发射和接收波束在同一时间内有相同覆盖面积的场合是有用的。因为只有一个馈电网络兼用于上行线路和下行线路系统，所以可能不能获得如同由分开网络所能获得的同样水平的性能。这种在性能方面的损失是由于：分开的网络能够对每个上行和下行线路网络在各自的上行和下行线路频带上为其性能进行最佳化。然而，对许多应用来说，本发明的单个馈电网络的诸多优点胜过其在性能上的损失。这些优点是使其重量大约减轻百分之五十，使元件减少，省去了要给每个喇叭配置单独的天线共用器件，以及因此而使成本减少。

现在已公开了一个用于将卫星天线系统耦合到互星接收机和发射机的合用的上行线路/下行线路馈电系统。应该知道，上面介绍的实施例只用来说明可代表本发明诸原理的可能的具体的实施例，在不超越本发明的范围内，熟悉本领域的人可能会根据这些原理，设计出其他的实施方案。

Claims (12)

1、一种改进了的微波馈电网络，该网络用于将卫星天线系统的诸基元耦合到卫星接收机和发射机，该网络包括：

一个频率敏感的天线共用器装置，它与上述接收机和发射相耦合；並用以分离发射和接收信号；和

一个合用馈电网络，它用来将上述天线共用器装置耦合到各自的诸卫星天线基元，

上述天线共用器和上述合用馈电网络可在整个卫星接收频带和卫星发射频带上宽带工作。

2、权利要求1的发明，其中卫星的接收和发射的波束方向图是相重合的。

3、权利要求1的发明，其中上述合用馈电网络包括若干用来与各自的天线基元相耦合的天线馈电端口，包括一个用来与天线共用器装置相耦合的天线共用器馈电端口，及其中上述合用馈电网络适用于根据卫星波束覆盖的特性在上述天线共用器端口和各自的天线馈电端口之间引入预定的相移和衰减。

4、权利要求1的发明，其中上述天线系统包括若干天线基元，象些天线基元可在上述接收和发射频带内无色散地工作。

5、权利要求4的发明，其中上述天线基元包括若干天线喇叭，这些天线喇叭的电气长度在上述卫星接收和发射频带内基本上相等。

6、权利要求1的发明，其中上述合用馈电网络包括多个相位补偿的波导混合耦合器，这些耦合器在上述有关的接收和发射频带内可无频率色散地工作。

7、在一个通信卫星中，该卫星可通过由若干个非频率色散的天线基元组成的一个卫星天线系统，在上行线路频率带宽内接收上行信号，在下行线路频率带宽内发送下行信号，其改进包括：

一个用于将卫星接收机和发射机与卫星天线系统相耦合的组合的上行线路/下行线路馈电网络，和其中，上述网络的元件在上述上行线路和下行线路频带范围内可宽频带无色散地工作。

8、权利要求7的改进中，其中上述馈电网路包括一个天线共用器装置，该装置与上述接收机和发射机耦合，以便隔离上行线路和下行线路频率，以使上行线路信号不致耦合到发射机中，和使下行线路信号不致耦合到接收机中。

9、权利要求8的改进中，其中上述馈电网络还包括一个合用馈电网络，该网络具有若干个用于与各天线基元耦合的天线馈电端口和用于与上述天线共用器相耦合的天线共用器端口，上述合用馈电网络用于在上述诸天线端口和上述天线共用器端口之间分配各自的上行和下行线路信号，以获得所需的卫星波束覆盖。

10、在权利要求9的改进中，其中上述合用馈电网络包括用于在上述天线共用器端口和上述各天线馈电端口之间引入预定相移和衰减的装置，上述各相移和衰减在上述上行和下行频带上为一基本上不变的值。

11、在权利要求9的改进中，其中上述合用馈电网络包括若干相位补偿的波导混合耦合器，这些混合耦合器可在上述上行和下行频带上频率色散地工作。

12、一个组合的馈电网络，该网络用于把通信卫星的接收机和发射机器件耦合到一个非频率色散系统的卫星天线，其特征在于包括：

一个频率敏感的天线共用器，它与接收机和发射机相耦合，以便分离上行频带中的卫星接收信号，和下行频带中的卫星发射信号;和

一个宽带合用馈电网络，该网络有若干个用于与上述卫星诸天线相耦合的天线端口和一个用来与上述天线共用器相耦合的天线共用器端口，和其中上述合用馈电网络可为在上述各自的天线端口和上述天线共用器端口之间的上行线路和下行线路频带中的信号，引入预定的各自的相位移和衰减量。

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